JPWO2003081765A1 - シンクロナスリラクタンスモータの制御装置 - Google Patents

Abstract

シンクロナスリラクタンスモータの制御装置は、シンクロナスリラクタンスモータの出力トルクを負荷トルクと常時一致させるように負荷トルクに追従したトルク電流指令値を生成するトルク電流補正演算手段（１６）を備える。制御装置は、電圧飽和時の制御性能を向上させるために、三相電圧方程式に基づいた位置・速度推定を行う位置・速度推定演算手段（１３）をさらに有してもよい。

Description

技術分野
本発明はシンクロナスリラクタンスモータの制御装置に関し、特に、位置センサを用いずにロータの角度を推定して駆動する制御装置に関する。
背景技術
従来のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置は、ホール素子、レゾルバあるいは光エンコーダなどの位置センサを用いてロータの角度情報を得ていた。そのため、位置センサの分だけコストが上昇し、シンクロナスリラクタンスモータのサイズも大きくなっていた。
そこで、位置センサを省略することで、低コストと小型化を実現するシンクロナスリラクタンスモータの制御装置として、一般的には図２３に示すようなシンクロナスリラクタンスモータの制御装置が知られている。
図２３において、主回路は交流電源１と、交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣ変換器２と、直流電力を交流電力に変換するＤＣ／ＡＣ変換器３と、ＤＣ／ＡＣ変換器３により変換された交流電力により駆動するシンクロナスリラクタンスモータ５から構成されている。
一方、制御回路は、モータ電流を検出するための電流検出器１１ａ、１１ｂおよびモータ電流検出部１２と、シンクロナスリラクタンスモータの位置および速度推定を行う位置・速度推定演算部１３と、外部から与えられる速度指令値と位置・速度推定演算部１３から得られる速度推定値との速度誤差をゼロとするべく電流指令値を決定する速度制御演算部１４と、速度制御演算部１４から得られる電流指令値をトルク電流成分と界磁電流成分に分配する通電位相分配部１５と、トルク電流指令値および界磁電流指令値とモータ電流検出値との電流誤差をゼロとするべく電圧指令値を決定する電流制御演算部１７と、シンクロナスリラクタンスモータ５における各駆動素子毎に通電信号を分配する通電分配部１８とから構成されている。
図２４は、一般的なシンクロナスリラクタンスモータ５の構成を示す断面図である。シンクロナスリラクタンスモータ５はロータ８とステータ６から構成される。
図２３に示す制御装置において、位置・速度推定演算部１３はモータ電流および電圧指令値の情報を用いて磁束を求める。次に、この磁束の静止座標に対する角度を示すαβ軸磁束角度を求める。そして、回転座標に対するこの磁束の位相を示すｄｑ軸座標位相を設定する。さらに、αβ軸座標角度からｄｑ軸座標位相を減算し、推定角度を求める。そして、この推定角度に基づきシンクロナスリラクタンスモータ５を制御する。
また、低速用角度推定と高速用角度推定の二方式の角度推定を行い、低速域と高速域の境界では、両者の方式で推定した角度の割合を除々に変化させ合成して推定角度を生成する。なお、低速域においては、電流パルスを印加してその電圧応答から角度を求める。
例えば、特開２００１−１９７７７４号公報に記載の位置センサレス駆動方式のシンクロナスリラクタンスモータは、電圧指令値にローパス機能を作用させるローパスフィルタ手段を有し、ロータの速度が大きくなるとローパス機能の作用を小さくさせることで、低速域と高速域の境界域において、電圧パルスの影響を除去して安定に角度推定方式の切り替えを行い、高速域において時間遅れがないシンクロナスリラクタンスモータの制御を実現させている。
しかしながら、上記従来の構成では制御演算が複雑であり、かつインバータの電圧制御率が１００％を超える場合、いわゆる電圧飽和となる場合や、急峻な負荷変動がある場合には位置・速度推定が困難となり、モータ駆動制御が不安定になるといった課題を有していた。
発明の開示
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、電圧飽和や急峻な負荷変動に対してロバストな制御系を構築したシンクロナスリラクタンスモータの制御装置を提供することを目的とする。
本発明のモータ制御装置は、少なくともステータ巻線のインダクタンス変化およびモータ電流に伴って発生するリラクタンストルクを利用するシンクロナスリラクタンスモータの制御する装置である。
その制御装置において、電流検出手段はシンクロナスリラクタンスモータのステータ巻線に流れるモータ電流を検出する。
位置・速度推定手段は、電流検出手段による検出値と、シンクロナスリラクタンスモータのステータ巻線に印加する電圧の指令値である電圧指令値とから、シンクロナスリラクタンスモータの誘起電圧を推定し、その誘起電圧の推定値に基づきシンクロナスリラクタンスモータのロータ位置および回転速度の推定値を決定する。
速度制御手段は、位置・速度推定手段による回転速度の推定値と、外部から与えられる回転速度の目標値との誤差をゼロとするように、シンクロナスリラクタンスモータのステータ巻線に供給する電流指令値を決定する。
分配手段は、予め設定されたシンクロナスリラクタンスモータの電流位相角により、速度制御手段からの電流指令値を、そのトルク電流成分であるトルク電流指令値と界磁電流成分である界磁電流指令値に分配する。
トルク電流補正手段は、シンクロナスリラクタンスモータの負荷要素が発生する負荷トルクをシンクロナスリラクタンスモータの出力トルクと一致させるように、分配手段からのトルク電流指令値と、位置・速度推定手段から得られる回転速度の推定値とに基いてトルク電流指令値を補正する。
電流制御手段は、トルク電流補正手段からのトルク電流指令値の補正値および分配手段からの界磁電流指令値と、電流検出手段から得られるモータ電流の検出値との誤差をゼロとするように電圧指令値を生成する。
通電分配手段は、電圧指令値に基いてシンクロナスリラクタンスモータにおける各駆動素子毎に通電信号を分配する。
本発明の制御装置は、上記の構成を有することにより、シンクロナスリラクタンスモータの負荷要素が発生する負荷トルクと、シンクロナスリラクタンスモータの出力トルクとを常時一致させるようにする。これにより、急峻な負荷変動に対してロバストな制御系が実現でき、また、トルク変動を抑制し低振動化・低騒音化が実現できる。
発明を実施するための最良の形態
以下、添付の図面を参照し、本発明に係るシンクロナスリラクタンスモータの制御装置の好ましい実施形態について説明する。
実施の形態１
図１に本発明に係るシンクロナスリラクタンスモータの制御装置の一実施例のシステム構成図を示す。なお、以下では、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータに対して位置センサを用いずに１８０度通電である正弦波駆動を行う場合の例を説明する。
主回路は交流電源１と、交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣ変換器２と、直流電力を交流電力に変換するＤＣ／ＡＣ変換器３と、ＤＣ／ＡＣ変換器３により変換された交流電力により駆動する永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータ４とから構成されている。
制御回路は、モータ電流を検出するための電流検出器１１ａ、１１ｂおよびモータ電流検出部１２と、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータの位置および速度推定を行う位置・速度推定演算部１３と、外部から与えられる速度指令値と位置・速度推定演算部１３から得られる速度推定値との速度誤差をゼロとするべく電流指令値を決定する速度制御演算部１４と、速度制御演算部１４から得られる電流指令値をトルク電流成分と界磁電流成分に分配する通電位相分配部１５と、トルク電流指令値を補正するトルク電流補正演算部１６と、トルク電流指令値の補正値および界磁電流指令値とモータ電流検出値との電流誤差をゼロとするべく電圧指令値を決定する電流制御演算部１７と、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータ４における各駆動素子毎に通電信号を分配する通電分配部１８とから構成されている。
図２は位置・速度推定における座標軸の定義を示す図である。一般的に、正弦波駆動を行う場合には、制御演算を容易にするため図２のようにモータの諸量をｕ、ｖ、ｗの三相からｄｑ軸の二相へと三相−二相変換を行い直流化する。なお、三相から二相への変換方法については公知のため省略する。図２において、θ_ｍｅは実際のロータ位置（ｕ相基準のｑ軸との位相差）であり、θ^〜は推定位置（ｕ相基準のγ軸との位相差）である。また、位置誤差Δθには次式の関係がある。

図３および図４は、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータ４の構成例を示した図である。図３に示すシンクロナスリラクタンスモータは、分布巻ステータ６と、永久磁石９を有したロータ８から構成される。図４に示すシンクロナスリラクタンスモータは、集中巻ステータ７と永久磁石９を有したロータ８がら構成されている。ロータに永久磁石を内蔵させることによりモータ効率を向上させている。永久磁石９には、シンクロナスリラクタンスモータの定格負荷におけるブレーキトルクを相殺するのに必要最低限の磁気量のみを有するものを使用するのが好ましい。これにより、定格負荷におけるモータ効率の改善を図るだけでなく、永久磁石によるコストアップを最小限に抑制することが可能となる。
永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータ４の磁束ベクトルの一例を図５に示す。図５において、ベクトルＡは正トルクを発生する磁束成分であり、補助磁石の磁束成分（ベクトルＣ）は、ブレーキトルク（負トルク）を発生する磁束成分（ベクトルＢ）を打ち消すように作用する。なお、この場合の発生トルクは式（１）のように表される。

式（１）において、ｎ_ｐは極対数、Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑはそれぞれｄ軸およびｑ軸インダクタンスΛ_０は永久磁石による磁束鎖交数、ｉ_ｄ、ｉ_ｑはそれぞれｄ軸およびｑ軸電流である。
以下に、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータ４の位置センサレス駆動を説明する。
まず、速度制御演算部１４が、外部から与えられる回転速度指令値ω^＊と回転速度推定値ω^〜を用いて、次式で表される演算により電流指令値Ｉ^＊を求める。

ここで、Ｋ_ｐ１、Ｋ_Ｉ１、はＰＩ補償器のゲイン、ｐは微分演算子である。
次に、通電位相分配部１５は、電流指令値Ｉ^＊と予め設定された電流位相角βを用いて、次式で表される演算により電流指令値Ｉ^＊をｄ軸電流ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流ｉ_ｑ０に分配する。

トルク電流補正演算部１６は、回転速度推定値ω^〜とｑ軸電流ｉ_ｑ０を用いて、次式で表される演算によりｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊を導出する。

ここで、式（４）ではマイコンなどで演算を行うため離散時間系をとっており、ｎＴ_ｓは現在のサンプリング時刻で、（ｎ−１）Ｔ_ｓはひとつ前のサンプリング時刻である。また、Ｋ_ｐ２、Ｋ_Ｉ２はＰＩ補償器のゲインである。トルク電流補正演算部１６は上式を用いてｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊を導出することにより、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータの負荷要素が発生する負荷トルクと、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータの出力トルクとを常時一致させるようにしている。
電流制御演算部１７は、モータ電流検出値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗとｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊を用いて、以下の演算により三相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊を導出する。
まず、次式で表されるようにモータ電流検出値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを三相−二相変換によりγδ軸電流検出値ｉ_γ、ｉ_δに変換する。

次に、ｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊とγδ軸電流検出値ｉ_γ、ｉ_δを用いて、式（６）で表されるようにγδ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊、ｖ_δ ^＊を導出する。

ここで、Ｋ_ｐ３、Ｋ_Ｉ３およびＫ_ｐ４、Ｋ_Ｉ４はＰＩ補償器のゲインである。
最後に、次式で表されるようにγδ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊、ｖ_δ ^＊を二相−三相変換により三相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に変換する。

さらに、位置・速度推定演算部１３は、三相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊とモータ電流検出値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを用いて、以下のような方法で位置・速度推定を行う。
ここで、三相電圧方程式より、誘起電圧は式（８）で表される。

式（８）において、相電圧、相電流および誘起電圧ｖ_ｕｖｗ、ｉ_ｕｖｗ、ｅ_ｕｖｗは３次元ベクトルで、ステータ巻線抵抗およびインダクタンスＲ、Ｌは３行３列の行列でそれぞれ表記している。
具体的には、式（９）で表される演算により推定誘起電圧ｅ^〜 _ｕ、ｅ^〜 _ｖ、ｅ^〜 _ｗを導出する。

ここで、Ｌ_ａ０＝（Ｌ_ｄ＋Ｌ_ｑ）／３、Ｌ_ａｓ＝（Ｌ_ｑ−Ｌ_ｄ）／３である。
また、誘起電圧ｅ_ｕ、ｅ_ｖ、ｅ_ｗは回転速度推定値ω^〜と誘起電圧定数Ｋ_Ｅを用いると次式（１０）で表すことができる。

よって、式（９）および式（１０）より、推定位置θ^〜は次式のように導出することができる。

ただし、θ^〜 _ｕ、θ^〜 _ｖ、θ^〜 _ｗは式（１２）で表される。

ここで、δ_０はゼロ割防止のための微小項である。
本実施形態の制御装置によれば、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータの負荷要素が図６で示される一般的なロータリ圧縮機の場合に、トルク電流補正演算部により図７に示すように負荷トルクに追従したトルク電流指令値を生成する。これにより、シンクロナスリラクタンスモータの出力トルクと負荷トルクとを常時一致させることが可能となる。
または、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータの負荷要素が図８で示される一般的なスクロール圧縮機の場合、本実施形態の制御装置によれば、ローター回転中における負荷変動が小さいため、定常的には前述のトルク電流指令値を補正する必要が無いので、制御周期の整数倍の周期でトルク電流指令値を補正するなどの方法を用いることで演算量を大幅に低減することが可能となる。
なお、前述の説明では、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータを位置センサを用いずに１８０度通電である正弦波駆動を行う場合について述べたが、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータはロータに永久磁石を有しているため、一般にルームエアコンなどの家電製品に用いられている位置検知方式の矩形波通電でも適用可能である。
さらに、前述の説明では、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータの制御方式について述べたが、一般的なシンクロナスリラクタンスモータにも適用可能である。
以上により、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータの負荷要素が発生する負荷トルクと、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータの出力トルクとを常時一致させることができるだけでなく、三相電圧方程式より位置・速度推定を行うため、電圧飽和や急峻な負荷変動に対してロバストな制御系が実現できるだけでなく、トルク変動を抑制し低振動化・低騒音化が実現できる。
実施の形態２
本実施形態では、回転角度推定値ω^〜が基準値以下の低速領域においてのみトルク電流指令値の補正を行う。本実施形態では、トルク電流補正演算部のみが実施の形態１のものと異なる。図９は本実施形態のトルク電流補正演算部の構成を示した図である。
トルク電流補正演算部１６ａは、回転角度推定値ω^〜と予め設定された推定回転角度基準値ω_Ｒとを入力し比較する推定速度比較器４２と、推定速度比較器４２の出力信号に応じてトルク電流指令値の補正を行うｑ軸電流補正演算部４１とを備える。
推定速度比較器４２の出力信号ε_ｗは、回転角度推定値ω^〜と推定回転角度基準値ω_Ｒから式（１３）のように表される。

ｑ軸電流補正演算部４１の出力値ｉ_ｑ ^＊は、推定速度比較器の出力信号ε_ｗに応じて式（１４）のように表される。

すなわち、トルク電流補正演算部１６は、回転角度推定値ω^〜が推定回転角度基準値ω_Ｒ以下の低速領域においてのみトルク電流指令値の補正を実行する（トルク電流補正動作をオンにする）。
なお、推定速度比較器４２にはヒステリシスを具備させても良い。すなわち、推定速度比較器４２において、回転角度推定値ω^〜が増加方向に変化する場合の基準値ω_Ｒの値と、回転角度推定値ω^〜が減少方向に変化する場合の基準値ω_Ｒの値とを異ならせても良い。
さらに、前述の説明では、推定回転角度基準値ω_Ｒが一つの場合について述べたが、推定回転角度基準値をいくつか設けて、各基準値で定まる回転速度領域の各々においてトルク電流指令値の補正または非補正の切り替えを行っても良い。
以上により、トルク電流指令値の補正に伴う演算時間を大幅に短縮し、演算装置の負荷容量を軽減させ、かつコストダウンが図れるだけでなく、周辺回路を簡素化することが可能となる。
実施の形態３
本実施形態では、トルクの変動量を検出し、そのトルク変動量が基準値よりも大きい領域においてのみトルク電流補正動作をオンにする。本実施形態では、トルク電流補正演算部のみが実施の形態１のものと異なる。本実施形態のトルク電流補正演算部の構成を図１０に示す。
トルク電流補正演算部１６ｂにおいて、トルク変動検出部５１は回転角度推定値ω^〜によりトルク変動検出値Δτを検出する。トルク変動比較器５２は、トルク変動検出部５１からのトルク変動検出値Δτとトルク変動基準値Δτ_Ｒとを入力し、その比較結果を出力する。ｑ軸電流補正演算部４１はトルク変動比較器５２の出力信号に応じてトルク電流指令値の補正を行う。
具体的には、トルク変動検出部５１の出力信号であるトルク変動検出値Δτは、回転角度推定値ω^〜により式（１５）で導出される。

ただし、Ｋ_τ、Ｔ_τは定数である。
トルク変動比較器の出力信号ε_τは、トルク変動検出値Δτとトルク変動基準値Δτ_Ｒから式（１６）で表される。

ここで、ｑ軸電流補正演算部４１の出力値ｉ_ｑ ^＊は、トルク変動比較器の出力信号ε_τに応じて次式のように表される。

即ち、トルク変動検出値Δτがトルク変動基準値Δτ_Ｒよりも大きい領域においてのみトルク電流指令値の補正を行うものである。
なお、トルク変動比較器５２はヒステリシスを設けても良い。すなわち、トルク変動比較器５２において、トルク変動検出値Δτが増加方向に変化する場合の基準値Δτ_Ｒの値と、トルク変動検出値Δτが減少方向に変化する場合の基準値Δτ_Ｒの値とを異ならせても良い。
また、前述の説明では、トルク変動基準値Δτ_Ｒが一つの場合について述べたが、トルク変動基準値をいくつか設けて、各基準値で定まるそれぞれの領域においてトルク電流指令値の補正または非補正の切り替えを行っても良い。
以上により、トルク電流指令値の補正に伴う演算時間を必要最低限まで短縮し、演算装置の負荷容量を最大限軽減させ、かつ大幅にコストダウンが図れるだけでなく、効率的なトルク変動の抑制が可能となる。
実施の形態４
本実施形態では、トルク電流補正演算部は、トルク電流の非補正時から補正時へ切り替える際に、トルク電流指令値ｉ_ｑ ^＊が急激に変化しないようにし、トルク電流指令値ｉ_ｑ ^＊が不連続となるのを防止するようにする。図１１を用いてその切替え時の制御を説明する。
図１１に示すように、トルク電流の非補正時（トルク電流補正オフ時）の電流指令値（Ｘ）から、トルク電流の補正時（トルク電流補正オン時）の電流指令値（Ｙ）へと切り替える場合に切替猶予期間を設けており、これにより、トルク電流指令値ｉ_ｑ ^＊が急激に変化して不連続となるのを防止する。
具体的には、非補正時のトルク電流指令値をｉ^＊ _{ｑ＿ｏｆｆ}、補正時のトルク電流指令値をｉ^＊ _ｑ＿ｏｎ、トルク電流指令値の現在値をｉ^＊ _{ｑ＿ｎｏｗ}とすると、非補正時から補正時へと切り替わる場合、トルク電流指令値の現在値ｉ^＊ _{ｑ＿ｎｏｗ}は式（１８）で表される。

ここで、Δｉ_ｑは微小量であり、ｉ^＊ _{ｑ＿ｎｏｗ}＝ｉ^＊ _ｑ＿ｏｎの条件を満たした段階で補正時に切り替わるものである。
逆に、補正時から非補正時へと切り替わる場合、トルク電流指令値の現在値ｉ^＊ _{ｑ＿ｎｏｗ}は式（１９）で表される。

ここで、ｉ^＊ _{ｑ＿ｎｏｗ}＝ｉ^＊ _{ｑ＿ｏｆｆ}の条件を満たした段階で非補正時に切り替わるものである。
なお、トルク電流補正切替猶予期間は予め最大期間を定め、最大期間内のみ、トルク電流指令値を段階的に変化させるように切り替えを行っても良い。
以上により、トルク電流補正オン／オフ切り替えに伴う制御安定性および信頼性の向上が図れ、モータの乱調を防止することができる。
実施の形態５
図１２に速度制御演算部１４の構成例を示す。速度制御演算部１４は電流指令演算部７１と推定速度平均演算部７２を含む。トルク電流補正オン時には、推定速度演算部７２は、回転速度推定値ω^〜の平均値ω_ａｖｅを導出し、電流指令演算部７１は外部から与えられる回転速度指令値ω^＊と推定速度平均値ω_ａｖｅとの速度誤差をゼロとするべく電流指令値Ｉ_０ ^＊を導出する。また、トルク電流補正オフ時には、推定速度平均演算部７２は平均演算を行わず、そのまま回転速度推定値ω^〜を出力し、電流指令演算部７１では外部から与えられる回転速度指令値ω^＊と回転速度推定値ω^〜との速度誤差をゼロとするべく電流指令値Ｉ^＊を導出する。
具体的には、推定速度平均値ω_ａｖｅは式（２０）で表される。

ここで、ｎは整数である。
また、トルク電流指令値の補正時には、式（２１）で表される電流指令値Ｉ_０ ^＊を導出する。

ここで、Ｋ_ｐ５、Ｋ_Ｉ５はＰＩ補償器のゲインである。
そして、トルク電流指令値の非補正時には、推定速度平均値ω_ａｖｅを用いずに式（２）を用いて電流指令値Ｉ^＊を導出する。
以上のように、本実施形態では、トルク電流補正オン時において、推定速度平均値ω_ａｖｅを用いて電流指令値Ｉ_０ ^＊を導出するため、トルク変動が大きい場合においても電流指令値Ｉ_０ ^＊の変化量が小さく最適駆動点からの逸脱を最小限に防止することが可能となる。すなわち、トルク電流指令値の補正時に速度制御演算部から出力される電流指令値の変化を最小限に抑制することで、モータ効率最適点からの逸脱を防止し、高効率運転が可能となる。
推定速度平均演算部７２は上記のようにトルク電流の補正動作に連動して、その出力を回転速度推定値ω^〜の平均値ω_ａｖｅ又は回転速度推定値ω^〜に切替える。この場合、トルク電流指令値の補正動作のオン／オフの切り替え時において、推定速度ωを徐々に変化させていき、推定速度ωが不連続となるのを防止するのが好ましい。
すなわち、トルク電流指令値の非補正時から補正時へと切替わった場合に、推定速度平均演算部７２は、即座に推定速度平均値ω_ａｖｅ（ω⁻）を出力するのではなく、図１３に示すように、猶予期間を設け、徐々に推定速度平均値ω_ａｖｅ（ω⁻）に近づけるようにその出力（回転速度推定値ω^〜）を所定の変化量Δω_ｓずつ段階的に変化させていってもよい。これにより、非補正／補正動作の切り替わり時において、非補正時の速度推定値ω^〜から、推定速度平均値ω_ａｖｅ（ω⁻）の値へ滑らかに接続されるようになる。
具体的には、非補正時の出力速度をω_{ｏ＿ｏｆｆ}（回転速度推定値ω^〜）、補正時の出力速度（推定速度平均値ω_ａｖｅ）をω_ｏ＿ｏｎ、出力速度の現在値をω_{ｏ＿ｎｏｗ}とすると、非補正時から補正時へと切り替わる場合、出力速度の現在値ω_{ｏ＿ｎｏｗ}は式（２２）で表される。

ここで、Δω_ｓは所定の微小量である。出力速度ω_{ｏ＿ｎｏｗ}は、ω_{ｏ＿ｎｏｗ}＝ω_ｏ＿ｏｎの条件を満たした段階で補正時の値に切り替わる。
逆に、補正時から非補正時へと切り替わる場合、出力速度の現在値ω_{ｏ＿ｎｏｗ}は式（２３）で表される。

出力速度ω_{ｏ＿ｎｏｗ}は、ω_{ｏ＿ｎｏｗ}＝ω_{ｏ＿ｏｆｆ}の条件を満たした段階で非補正時の値に切り替わる。
なお、切替猶予期間として一定期間を定めておき、その一定期間内の間のみ上式（２２）、（２３）を用いて推定速度を徐々に切り替えていくようにしても良い。
以上のように、補正／非補正時において推定速度を徐々に変化させる猶予期間を設けたことより、推定速度の急峻な変化を防止でき、トルク電流指令値の補正／非補正の切り替え時の制御安定性および信頼性を向上でき、電流指令値の急峻な変化に伴うハンチングを抑制することが可能となる。
実施の形態６
図１４に電流制御演算部１７の構成例を示す。電流制御演算部１７は、二相電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊を三相電流指令値ｉ_ｕ ^＊、ｉ_ｖ ^＊、ｉ_ｗ ^＊に変換する２相／３相変換部９１と、三相電流指令値ｉ_ｕ ^＊、ｉ_ｖ ^＊、ｉ_ｗ ^＊とモータ電流検出値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを用いて三相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊を導出する電圧指令演算部９２とを含む。
三相電流指令値ｉ_ｕ ^＊、ｉ_ｖ ^＊、ｉ_ｗ ^＊は式（２４）で表される。

また、三相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊は式（２５）で表される。

ここで、Ｋ_ｐ６、Ｋ_Ｉ６およびＫ_ｐ７、Ｋ_Ｉ７はＰＩ補償器のゲインである。
以上の構成により正確な電圧指令値を生成することが可能となり、モータ電流の歪みを最小限に抑制でき、低騒音化・低振動化が実現できる。
実施の形態７
位置・速度推定演算部１３の構成例を図１５に示す。位置・速度推定演算部１３は誘起電圧推定部１０１と位置誤差修正部１０３を含む。誘起電圧推定部１０１は、三相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊とモータ電流検出値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗとを用いて誘起電圧推定値ｅ^〜 _ｕ、ｅ^〜 _ｖ、ｅ^〜 _ｗを導出し、一方で内部に有したモータモデル１０２から誘起電圧ｅ_ｕ、ｅ_ｖ、ｅ_ｗを導出する。位置誤差修正部１０３は誘起電圧推定値ｅ^〜 _ｕ、ｅ^〜 _ｖ、ｅ^〜 _ｗと誘起電圧ｅ_ｕ、ｅ_ｖ、ｅ_Ｗとの誘起電圧誤差をゼロとするべく推定位置θ^〜を逐次修正する。
具体的には、誘起電圧推定値ｅ^〜 _ｕ、ｅ^〜 _ｖ、ｅ^〜 _ｗは式（９）で表され、誘起電圧ｅ_ｕ、ｅ_ｖ、ｅ_ｗは式（２６）で表される。

ここで、Ｖ_Ｇ［ｎＴ_ｓ］は式（２７）〜式（２９）により逐次演算する。

ここで、Ｋ_ｅは定数であり、ｍは整数である。
また、位置誤差修正部１０３は、誘起電圧誤差Δｅ_ｕｖｗ＝ｅ^〜 _ｕｗｗ−ｅ^〜 _ｕｖｗの符号情報に応じて、推定位置θ^〜を式（３０）のように逐次修正する。

ただし、Δθ^〜［ｎＴ_ｓ］は推定位置補償量Δθ_ｐを用いて式（３１）で表される。

ここで、Ｋ_θ１、Ｋ_θ２は定数である。
以上により、電圧飽和時でも位置・速度推定が可能となり、インバータの出力限界を増加できるだけでなく、シンクロナスリラクタンスモータのステータ巻線をさらに巻き込むことが可能となり、駆動システム全体の効率を向上できる。
実施の形態８
本実施形態では、実施の形態７に示した位置・速度推定演算部１３において、さらに、補償したモータ定数を用いて誘起電圧推定値を導出しており、これにより位置・速度推定精度の向上を図っている。
図１６に位置・速度推定演算部１３内の誘起電圧推定部１０１の構成を示す。誘起電圧推定部１０１は誘起電圧推定演算部１１１とモータ定数補償部１１２を含む。
モータ定数補償部１１２は三相電圧指令値、モータ電流検出値および推定速度を用いてモータ定数を補償する。誘起電圧推定演算部１１１は三相電圧指令値、モータ電流検出値およびモータ定数補償値を用いて誘起電圧推定値を導出する。以下では、ｄｑ軸上での電圧方程式より、モータ定数の１つであるモータ巻線抵抗値を補償する方法について説明する。
具体的には、ｄｑ軸上での電圧方程式は式（３２）のように表される。

ω_ｍｅはロータ実回転速度である。
ここで、動作点近傍では、ｄｑ軸とγδ軸（図２参照）はほぼ一致していると考え、Δθ≒０の近似を行うと式（３２）は式（３３）のように表される。

モータ巻線抵抗補償値をＲ^〜とすると、式（３３）は式（３４）のように変形できる。

ここで、式（３４）より、ｉ_δの符号に関わらず補償値Ｒ^〜と真値Ｒの関係が求められ、Ｒ^〜がＲよりも大きい場合には右辺は正となり、逆の場合には負となる。そこで、式（３５）を用いてモータ巻線抵抗値の補償を行う。

ここで、Ｋ_Ｒは積分ゲインである。
なお、式（３５）では、式（３４）の右辺の積分のみを行っているが、比例項を付け加えてＰＩ補償を行うことで応答性がより向上する。
さらに、ｉ_δの符号が変化しない場合は式（３５）を辺々ｉ_δで除算し演算時間の短縮を図ることが可能である。
なお、モータ巻線抵抗のみでなく、インダクタンスや誘起電圧定数といった他のモータ定数にも本発明を適用することが可能である 以上により，正確なモータ定数を用いることで常時位置・速度推定精度の向上が図れるだけでなく、電力損失を最小限に抑制できる。
実施の形態９
本実施形態では、実施の形態８に示した位置・速度推定演算部１３において、速度に応じてモータ定数の補償動作のオン／オフを切替えるモータ定数補償部の構成を説明する。
図１７にモータ定数補償部１１２の構成を示す。モータ定数補償部１１２は、回転角度推定値ω^〜と予め設定された推定回転角度基準値ω_Ｒとを入力し、比較する推定速度比較器４２と、推定速度比較器４２の出力信号に応じてモータ定数の補償を行うモータ定数補償演算部１２１とを含む。
以下では、モータ定数の１つであるモータ巻線抵抗値Ｒを補償する場合について説明する。
推定速度比較器４２の出力信号ε_ｗは、回転角度推定値ω^〜と推定回転角度基準値ω_Ｒから式（１３）のように表される。また、モータ定数補償演算部１２１の出力値Ｒ_ｏｕｔは、推定速度比較器４２の出力信号ε_ｗに応じて式（３６）のように表される。

ここで、Ｒ^〜は式（３５）で表されるモータ巻線抵抗補償値、Ｒ_ｎはノミナル値（公称値）である。
上式から分かるように、モータ定数補償部１１２は、回転角度推定値ω^〜が推定回転角度基準値ω_Ｒよりも大きくなる高速領域においてのみモータ定数の補償を行う。これにより、モータ定数の補償に伴う演算時間を大幅に短縮し、演算装置の負荷容量を軽減させ、かつコストダウンが図れるだけでなく、周辺回路を簡素化できる。
なお、推定速度比較器４２にはヒステリシスを具備させても良い。すなわち、推定速度比較器４２において、回転角度推定値ω^〜が増加方向に変化する場合の基準値ω_Ｒの値と、回転角度推定値ω^〜が減少方向に変化する場合の基準値ω_Ｒの値とを異ならせても良い。
また、前述の説明では、推定回転角度基準値ω_Ｒが一つの場合について述べたが、推定回転角度基準値をいくつか設けて、それぞれの回転速度領域においてモータ定数の補償時または非補償時の切り替えを行っても良い。
さらに、モータ巻線抵抗のみでなく、インダクタンスや誘起電圧定数といった他のモータ定数にも本発明を適用することが可能である。
実施の形態１０
モータ定数補償部の別の構成を図１８に示す。本実施形態では、トルク変動量を検出し、その変動量が基準値以下の領域においてのみモータ定数の補償を行う。すなわち、トルク変動量に応じてモータ定数補償動作のオン／オフを切替える。
図１８に示すように、モータ定数補償部１１２ｂはトルク変動検出部５１、トルク変動比較器５２、及びモータ定数補償演算部１２１を含む。トルク変動検出部５１は回転角度推定値ω^〜によりトルク変動検出値Δτを検出する。トルク変動比較器５２は、トルク変動検出値Δτとトルク変動基剥直Δτ_Ｒとを入力して比較する。モータ定数補償演算部１２１は、トルク変動比較器５２の出力信号に応じてモータ定数の補償を行う。
次に、モータ定数としてモータ巻線抵抗値Ｒ^〜を補償する場合の動作について説明する。
トルク変動検出部５１の出力信号であるトルク変動検出値Δτは、回転角度推定値ω^〜により式（１５）のように導出される。また、トルク変動比較器の出力信号ε_τは、トルク変動検出値Δτとトルク変動基準値Δτ_Ｒから式（１６）のように表される。モータ定数補償演算部１２１の出力値Ｒ_ｏｕｔは、トルク変動比較器の出力信号ε_τに応じて式（３７）のように表される。

ここで、Ｒ^〜は式（３５）で表されるモータ巻線抵抗補償値、Ｒ_ｎはノミナル値（公称値）である。
上式より、トルク変動検出値Δτがトルク変動基準値Δτ_Ｒ以下の領域においてのみモータ定数の補償を行う。
なお、トルク変動比較器５２にはヒステリシスを具備させても良い。
また、前述の説明では、トルク変動基準値Δτ_Ｒが一つの場合について述べたが、トルク変動基準値をいくつか設けて、それぞれの領域においてモータ定数の補償時または非補償時の切り替えを行っても良い。
さらに、モータ巻線抵抗のみでなく、インダクタンスや誘起電圧定数といった他のモータ定数にも本発明を適用することが可能である。
以上により，モータ定数の補償に伴う演算時間を必要最低限まで短縮し、演算装置の負荷容量を最大限軽減させ、かつ大幅にコストダウンが図れる。
実施の形態１１
実施の形態８〜１０において、モータ定数補償部１１２におけるモータ定数の補償動作オン／オフの切替時の制御について図１９を用いて説明する。
本実施形態では、実施の形態８〜１０のモータ定数の補償動作において、モータ定数（モータ巻線抵抗値）の非補償時（補償動作オフ時）から補償時（補償動作オン時）へと切り替わる場合、図１９に示すように、モータ定数補償切替のための猶予期間を設ける。これによって、急激なモータ定数の変化を抑制し、モータ定数が不連続となるのを防止する。
具体的には、非補償時のモータ巻線抵抗値をＲ_ｏｆｆ、補償時のモータ巻線抵抗値をＲ_ｏｎ、モータ巻線抵抗値の現在値をＲ_ｎｏｗとすると、非補償時から補償時へと切り替わる場合、モータ定数補償演算部１２１から出力されるモータ巻線抵抗値の現在値Ｒ_ｎｏｗは式（３８）で表される。

ここで、ΔＲは所定の微小量である。モータ定数補償演算部１２１からの出力は、猶予期間においては補償時の値Ｒ_ｏｎに近づくようにΔＲずつ徐々に変化し、Ｒ_ｎｏｗ＝Ｒ_ｏｎの条件を満たした段階で補償時の値Ｒ_ｏｎに切り替わる。
逆に、補償時から非補償時へと切り替わる場合、モータ定数補償演算部１２１から出力されるモータ巻線抵抗値の現在値Ｒ_ｎｏｗは式（３９）で表される。

すなわち、モータ定数補償演算部１２１からの出力は、猶予期間においては非補償時の値Ｒ_ｏｆｆに近づくようにΔＲずつ徐々に変化し、Ｒ_ｎｏｗ＝Ｒ_ｏｆｆの条件を満たした段階で非補償時の値Ｒ_ｏｆｆに切り替わる。
なお、モータ定数補償切替のための猶予期間として一定の期間を定め、その一定期間内のみモータ巻線抵抗値を段階的に変化させるようにしても良い。
以上の構成により、モータ定数の補償動作のオン／オフ切り替えに伴う制御安定性および信頼性の向上が図れ、モータの乱調および脱調を防止することができる。
実施の形態１２
本実施形態では、シンクロナスリラクタンスモータの電圧飽和率を検出し、電圧飽和率が所定値よりも高いときに飽和を回避すべく、目標速度を低下させる制御を行なう。
図２０に本実施形態のシンクナスリラクタンスモータの制御装置の構成を示す。本実施形態の制御装置は、実施の形態１の制御装置の構成に加えて、さらに、シンクロナスリラクタンスモータ４の電圧指令値から電圧飽和の度合い（電圧飽和率）を導出する電圧飽和識別部３１を備えている。
電圧飽和識別部３１は次式を用いて電圧飽和率σ_ｖｏｌを求める。

ここで、Ｖ_Ｒは基準電圧（電圧飽和率が１００％となる場合の電圧設定値）、ｖ_γ ^＊、ｖ_δ ^＊はγδ軸電圧指令値である。なお、ｖ_γ ^＊、ｖ_δ ^＊については、式（６）により導出する。
電圧飽和識別部３１は上式（４０）で得た電圧飽和率σ_ｖｏｌと、予め設定された電圧飽和率設定値σ_Ｒとを比較し、その比較結果を速度制御演算部１４に出力する。
速度制御演算部１４は、電圧飽和識別部３１からの比較結果に基いてσ_ｖｏｌ≧σ_Ｒの場合に、外部から与えられる回転速度目標値ω^＊を低減する。例えば、次式（４１）で新たな回転速度目標値ω^＊を低減する。

速度制御演算部１４は電圧飽和率が基準値よりも小さくなるまで回転速度目標値ω^＊を低減し、その低減した値を用いて電流指令値を求めていく。
なお、電圧飽和が発生する運転領域（主として高速域）では、ｖ_γ ^＊、ｖ_δ ^＊は回転速度（同期モータ、シンクロナスリラクタンスモータでは、回転速度目標値≒モータ実回転速度となる）に概ね比例するため（例えば式（３３）を参照）、回転速度目標値を下げることで、上式（４０）により導出される電圧飽和率を低下することができる。
以上のように、過剰な電圧飽和を避けることで、位置・速度推定演算部における推定位置θ^〜の誤差が大きくなることを回避し、脱調を防止できる。
実施の形態１３
図２１に本実施形態のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置の構成を示す。本実施形態の制御装置は、実施の形態１の制御装置の構成に加えて、さらに、シンクロナスリラクタンスモータ４の電圧指令値から電圧飽和の度合い（電圧飽和率）を導出する電圧飽和識別部３１と、インバータ３へ入力する直流電圧（以下「インバータ直流電圧」という。）を検出するＤＣ電圧検出部３３と、インバータ直流電圧のリップルを相殺するようにモータ電圧指令値を補正するモータ電圧補正部３５とを備えている。
電圧飽和識別部３１はシンクロナスリラクタンスモータ４の電圧指令値から電圧飽和率を導出し、この導出した値と、予め設定された電圧飽和率設定値とを比較し、その比較結果を速度制御演算部１４に出力する。このとき、電圧飽和識別部３１において電圧飽和率設定値はインバータ直流電圧の脈動に応じて補正される。すなわち、電圧飽和識別部３１はＤＣ電圧検出部３３からインバータ直流電圧の検出値を入力し、インバータ直流電圧の脈動に応じて電圧飽和率設定値を補正する。これにより、インバータ直流電圧の脈動分を考慮した電圧飽和時の保護制御を実現している。電圧飽和率設定値の補正値σ_Ｒｈは次式で求められる。

ここで、σ_Ｒは予め設定された電圧飽和率設定値、Ｖ_０は予め設定されたインバータ直流電圧の基準値である。
モータ電圧補正部３５は、電流制御演算部１７からのモータ補正電圧指令値をＤＣ電圧検出部３３により検出されたインバータ直流電圧Ｖ_ｄｃに基いて補正し、これによりモータ電流波形の歪みを低減する。モータ電圧指令の補正値Ｖ_ｊｈ ^＊は次式で求められる。

ここで、ｊ＝ｕ、ｖ、ｗであり、Ｖ_ｊ ^＊は電流制御演算部１７より導出されるモータ電圧指令値、ｖ_ｄｃはＤＣ電圧検出部３３より検出されたインバータ直流電圧の値、Ｖ_０は予め設定されたインバータ直流電圧の基準値（インバータ直流電圧の最大値に設定）である。
速度制御演算部１４は、電圧飽和識別部３１からの出力に基き、電圧指令値から導出された電圧飽和率が電圧飽和率設定値以上の場合にのみ、外部から与えられる回転速度目標値を低下させ、この低下した目標値に基いて電流指令値を求める。
以上のようにインバータ直流電圧Ｖ_ｄｃに基いてモータ補正電圧指令及び電圧飽和率設定値を補正するのは次の理由による。
一般的にインバータ直流電圧は、図２２に示すように交流電源周波数の２倍の周波数で脈動し、その電圧変動幅ΔＶ_ｄｃは負荷要素が発生する負荷トルクに比例して大きくなる。そのため、図２２の斜線部の分だけ実際のモータ印加電圧が少なくなり、モータ電流波形に歪みが生じてしまう。
そこで、モータ電圧指令値Ｖ_ｊ ^＊に関し、式（４３）に示すようにインバータ直流電圧検出値を用いて、インバータ直流電圧の脈動に起因する電圧不足分を補正することで、実際のモータ印加電圧を指令通りの所望の値とすることができる。
ここで、モータ補正電圧指令（モータ印加電圧）が最も大きくなるのは図２２において、インバータ直流電圧が最小値（Ｖ_０−ΔＶ_ｄｃ）となる場合である。モータ補正電圧指令（モータ印加電圧）の最大値Ｖ_{ｊｈ＿ｍａｘ} ^＊は式（４４）のように表される。

ここで、ｊ＝ｕ、ｖ、ｗである。
このときの電圧飽和率σ_{ｖｏｌ ｍａｘ}は式（４４）のモータ補正電圧指令値の最大値を３相−２相変換することで式（４５）のように導出することができる。

上式は、インバータ直流電圧の脈動を補正することで、モータ電圧指令値が大きくなり、その結果、電圧飽和率が大きくなることを示している。すなわち、電圧飽和率設定値σ_Ｒが一定の場合、インバータ直流電圧の脈動を補正することにより、電圧飽和の保護制御に移行し易くなり、高速域での駆動性能が低下してしまう。
そこで、高速域において駆動性能の低下を防止するためには、前述の式（４２）のように電圧飽和率設定値σ_Ｒもインバータ直流電圧の脈動により補正する必要がある。このように、電圧飽和率設定値σ_Ｒを補正することで駆動性能を低下させずに高速運転が実現でき、モータ電流波形の歪みが低減することで効率や制御安定性が向上し、更なる高速運転が実現可能となる。
なお、ＡＣ／ＤＣ変換器２の電圧制御により、ＤＣ電圧を２４０Ｖ（５０ｒｐｓ時）から２８０Ｖ（１００ｒｐｓ時）と設定が変わるような場合等、運転条件（例えば速度域等）によってインバータ直流電圧の値が変化する場合には、上記のインバータ直流電圧基準値Ｖ_０には予め設定された固定値ではなく、実際のＤＣ電圧検出値の平均値、またはＡＣ／ＤＣ変換器２の電圧設定値を用いて、インバータ直流電圧の脈動を補正しても良い。
上記構成により、実際のモータ印加電圧を常時指令通りとしてモータ電流波形の歪みを低減することで、効率向上、騒音振動の低減、制御安定性の向上（推定位置の誤差：小）等のメリットが生じるだけでなく、電圧飽和設定値も同時にインバータ直流電圧の脈動により補正することで、高速域において同等以上の駆動性能を実現することが可能である。
本発明は、特定の実施形態について説明されてきたが、当業者にとっては他の多くの変形例、修正、他の利用が明らかである。それゆえ、本発明は、ここでの特定の開示に限定されず、添付の請求の範囲によってのみ限定され得る。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明に係るシンクロナスリラクタンスモータ（ＳＲＭ）の制御装置の全体構成の一例を示した図である。
図２は、位置・速度推定における座標軸の一例を説明した図である。
図３は、本発明に係る永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータの一例の断面図である。
図４は、本発明に係る永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータの別の例の断面図である。
図５は、本発明に係る永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータの磁束ベクトルの一例を示す図である。
図６は、一般的なロータリ圧縮幾の負荷トルク特性を示す図である。
図７は、本発明に係るＳＲＭの制御装置におけるトルク電流補正演算部の出力信号の一例を示す図である。
図８は、一般的なスクロール圧縮機の負荷トルク特性を示す図である。
図９は、本発明に係るＳＲＭの制御装置におけるトルク電流補正演算部の一構成例を示すブロック図である。
図１０は、本発明に係るＳＲＭの制御装置におけるトルク電流補正演算部の別の構成例を示すブロック図である。
図１１は、トルク電流補正動作オン／オフ切替時におけるトルク電流指令値の切り替わりの様子を示した図である。
図１２は、本発明に係るＳＲＭの制御装置における速度制御演算部の一構成例を示すブロック図である。
図１３は、本発明に係るＳＲＭの制御装置における推定速度平均演算部の出力の切替えの様子を示す図である。
図１４は、本発明に係るＳＲＭの制御装置における電流制御演算部の一構成例を示すブロック図である。
図１５は、本発明に係るＳＲＭの制御装置における位置・推定演算部の一構成例を示すブロック図である。
図１６は、本発明に係るＳＲＭの制御装置における誘起電圧推定部の一構成例を示すブロック図である。
図１７は、本発明に係るＳＲＭの制御装置におけるモータ定数補償部の一構成例を示すブロック図である。
図１８は、本発明に係るＳＲＭの制御装置におけるモータ定数補償部の別の構成例を示すブロック図である。
図１９は、モータ定数補償動作のオン／オフ切替え時におけるモータ定数補償部の出力の切り替わりの様子を示す図である。
図２０は、本発明に係るシンクロナスリラクタンスモータの制御装置の全体構成の別の例を示す図である。
図２１は、本発明に係るシンクロナスリラクタンスモータの制御装置の全体構成のさらに別の例を示す図である。
図２２は、インバータ直流電圧のリップル成分を説明した図である。
図２３は、従来のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置のブロック図である。
図２４は、従来のシンクロナスリラクタンスモータの構成例を示す図である。

【書類名】 明細書
【特許請求の範囲】
【請求項１】 シンクロナスリラクタンスモータの制御装置であって、
シンクロナスリラクタンスモータのステータ巻線に流れるモータ電流を検出する電流検出手段と、
該電流検出手段による検出値と、前記シンクロナスリラクタンスモータのステータ巻線に印加する電圧の指令値である電圧指令値とから、前記シンクロナスリラクタンスモータの誘起電圧を推定し、その誘起電圧の推定値に基づき前記シンクロナスリラクタンスモータのロータ位置および回転速度の推定値を決定する位置・速度推定手段と、
該位置・速度推定手段による回転速度の推定値と、外部から与えられる回転速度の目標値との誤差をゼロとするように、前記シンクロナスリラクタンスモータのステータ巻線に供給する電流指令値を決定する速度制御手段と、
予め設定されたシンクロナスリラクタンスモータの電流位相角により、前記速度制御手段からの電流指令値を、そのトルク電流成分であるトルク電流指令値と界磁電流成分である界磁電流指令値に分配する分配手段と、
前記シンクロナスリラクタンスモータの負荷要素が発生する負荷トルクを前記シンクロナスリラクタンスモータの出力トルクと一致させるように、前記分配手段からのトルク電流指令値と、前記位置・速度推定手段から得られる回転速度の推定値とに基いて前記トルク電流指令値を補正するトルク電流補正手段と、
該トルク電流補正手段からのトルク電流指令値の補正値および前記分配手段からの界磁電流指令値と、前記電流検出手段から得られる前記モータ電流検出値との誤差をゼロとするように電圧指令値を生成する電流制御手段と、
該電圧指令値に基いて前記シンクロナスリラクタンスモータにおける各駆動素子毎に通電信号を分配する通電分配手段と、
を備えたことを特徴とする制御装置。
【請求項２】 前記トルク電流補正手段は、前記位置・速度推定手段から得られる回転速度の推定値が所定値以下の場合にトルク電流指令値の補正を実行し、前記位置・速度推定手段から得られる回転速度の推定値が所定値より大きい場合にトルク電流指令値の補正を実行しないように、トルク電流指令値の補正動作を切替えることを特徴とする請求項１記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
【請求項３】 前記トルク電流補正手段は、前記トルク電流指令値の補正動作の実行／非実行の切替え時において猶予期間を設け、該猶予期間中は前記トルク電流指令値を切替え後の値として求められる値に段階的に近づけていくことを特徴とする請求項２記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
【請求項４】 前記トルク電流補正手段は、前記負荷要素が発生する負荷トルクの時間的な変動量を検出するトルク変動検出手段をさらに有し、該トルク変動検出手段により検出されたトルク変動量が所定値よりも大きい場合にトルク電流指令値の補正を実行し、検出されたトルク変動量が所定値以下の場合にトルク電流指令値の補正を実行しないように、トルク電流指令値の補正動作を切替えることを特徴とする請求項１記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
【請求項５】 前記トルク変動検出手段は、時間的に連続する前後のサイクルにおける回転速度の推定値の誤差によりトルク変動量を検出することを特徴とする請求項４記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
【請求項６】 前記トルク電流補正手段は、前記トルク電流指令値の補正動作の実行／非実行の切替え時において猶予期間を設け、該猶予期間中は前記トルク電流指令値を切替え後の値として求められる値に段階的に近づけていくことを特徴とする請求項４記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
【請求項７】 前記速度制御手段は、前記トルク電流指令値が補正される際に、前記位置・速度推定手段から得られる回転速度の推定値の時間的な平均値を求める平均演算手段と、その求めた平均値と前記回転速度の目標値との誤差がゼロとなるように前記シンクロナスリラクタンスモータのステータ巻線に供給する電流指令値を生成する指令演算手段とを備えたことを特徴とする請求項１記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
【請求項８】 前記平均演算手段は、前記トルク電流指令値の補正動作時において前記回転速度の推定値の平均値を出力し、前記トルク電流指令値の非補正時には前記位置・速度推定手段から得られる回転速度の推定値を出力し、
前記平均演算手段は、前記トルク電流指令値の補正動作の切替え時において猶予期間を設け、該猶予期間中は平均演算手段の出力を切替え後の値として求められる値に段階的に近づけていくことを特徴とする請求項７記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
【請求項９】 前記電流制御手段は、前記トルク電流指令値または前記トルク電流指令値の補正値、および界磁電流指令値について、二相電流指令値から三相電流指令値に座標変換を行い、前記三相電流指令値と前記モータ電流検出値との電流誤差をゼロとするべく電圧指令値を生成することを特徴とする請求項１記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
【請求項１０】 前記位置・速度推定手段は、前記電流検出手段から得られるモータ電流の検出値と、前記電圧指令値とから、前記シンクロナスリラクタンスモータの誘起電圧を推定する誘起電圧推定手段と、
前記シンクロナスリラクタンスモータのモータモデルを内部に有し、前記モータモデルから誘起電圧を生成する誘起電圧生成手段と、
前記誘起電圧推定手段から得られる誘起電圧推定値と、前記誘起電圧生成手段から得られる誘起電圧値との電圧誤差をゼロとするべく、前記誘起電圧推定値を修正する位置誤差修正手段と
を有することを特徴とする請求項１記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
【請求項１１】 前記誘起電圧推定手段は、前記回転速度の推定値と、前記電圧指令値と、前記モータ電流の検出値とを用いて前記シンクロナスリラクタンスモータのモータ定数を補償するモータ定数補償手段を有することを特徴とする請求項１０記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
【請求項１２】 前記モータ定数補償手段は、前記回転速度の推定値が基準値よりも大きい場合に前記モータ定数の補償動作を行なうことを特徴とする請求項１１記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
【請求項１３】 前記モータ定数補償手段は、モータ定数の補償動作の実行／非実行の切替え時において猶予期間を設け、該猶予期間中はモータ定数を、切替え後の値として求められる値に段階的に近づけていくことを特徴とする請求項１２記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
【請求項１４】 前記負荷要素が発生する負荷トルクの時間的な変動量を検出するトルク変動検出手段をさらに有し、
前記モータ定数補償手段は、前記トルク変動検出手段からのトルク変動量が基準値以下の場合に、前記モータ定数の補償動作を行なうことを特徴とする請求項１１記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
【請求項１５】 前記モータ定数補償手段は、モータ定数の補償動作の実行／非実行の切替え時において猶予期間を設け、該猶予期間中はモータ定数を、切替え後の値として求められる値に段階的に近づけていくことを特徴とする請求項１４記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
【請求項１６】 シンクロナスリラクタンスモータの電圧指令値から電圧飽和の度合いを示す電圧飽和率を導出し、該電圧飽和識別手段からの電圧飽和率を所定値と比較し、その比較結果を出力する電圧飽和識別手段をさらに有し、
前記速度制御手段は、該電圧飽和識別手段からの出力に基いて、電圧飽和率が前記所定値以上の場合に、外部から与えられる回転速度目標値を低下させ、その低下した値に基いて電流指令値を決定する、ことを特徴とする請求項１記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
【請求項１７】 シンクロナスリラクタンスモータを駆動する交流電圧を供給するインバータへの入力電圧である直流電圧を検出するＤＣ電圧検出手段と、
前記直流電圧の脈動を相殺するようにモータ電圧指令値を補正するモータ電圧補正手段と、
モータ補正電圧指令値から電圧飽和の度合いである電圧飽和率を導出し、該導出した電圧飽和率と所定値とを比較し、その比較結果を出力する電圧飽和識別手段とをさらに有し、
該電圧飽和識別手段は前記所定値を前記ＤＣ電圧検出手段により検出された直流電圧の脈動に応じて補正し、
前記速度制御手段は、前記電圧飽和識別手段からの出力に基いて、導出した電圧飽和率が前記所定値以上の場合に、外部から与えられる回転速度目標値を低下させ、その低下した値に基いて電流指令値を決定する
ことを特徴とする請求項１記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
【請求項１８】 前記シンクロナスリラクタンスモータのロータが永久磁石を有することを特徴とする請求項１ないし１７のいずれか１つに記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
【請求項１９】 前記永久磁石は、前記シンクロナスリラクタンスモータの定格負荷におけるブレーキトルクを相殺するのに必要最低限の磁石量のみ具備することを特徴とする請求項１８記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
【請求項２０】 前記シンクロナスリラクタンスモータのステータは集中巻ステータであることを特徴とする請求項１ないし１７のいずれか１つに記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
【請求項２１】 前記シンクロナスリラクタンスモータの負荷要素は少なくともロータリ圧縮機またはスクロール圧縮機のいずれかであることを特徴とする請求項１ないし１７のいずれか１つに記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はシンクロナスリラクタンスモータの制御装置に関し、特に、位置センサを用いずにロータの角度を推定して駆動する制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置は、ホール素子、レゾルバあるいは光エンコーダなどの位置センサを用いてロータの角度情報を得ていた。そのため、位置センサの分だけコストが上昇し、シンクロナスリラクタンスモータのサイズも大きくなっていた。
【０００３】
そこで、位置センサを省略することで、低コストと小型化を実現するシンクロナスリラクタンスモータの制御装置として、一般的には図２３に示すようなシンクロナスリラクタンスモータの制御装置が知られている。
【０００４】
図２３において、主回路は交流電源１と、交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣ変換器２と、直流電力を交流電力に変換するＤＣ／ＡＣ変換器３と、ＤＣ／ＡＣ変換器３により変換された交流電力により駆動するシンクロナスリラクタンスモータ５から構成されている。
【０００５】
一方、制御回路は、モータ電流を検出するための電流検出器１１ａ、１１ｂおよびモータ電流検出部１２と、シンクロナスリラクタンスモータの位置および速度推定を行う位置・速度推定演算部１３と、外部から与えられる速度指令値と位置・速度推定演算部１３から得られる速度推定値との速度誤差をゼロとするべく電流指令値を決定する速度制御演算部１４と、速度制御演算部１４から得られる電流指令値をトルク電流成分と界磁電流成分に分配する通電位相分配部１５と、トルク電流指令値および界磁電流指令値とモータ電流検出値との電流誤差をゼロとするべく電圧指令値を決定する電流制御演算部１７と、シンクロナスリラクタンスモータ５における各駆動素子毎に通電信号を分配する通電分配部１８とから構成されている。
【０００６】
図２４は、一般的なシンクロナスリラクタンスモータ５の構成を示す断面図である。シンクロナスリラクタンスモータ５はロータ８とステータ６から構成される。
【０００７】
図２３に示す制御装置において、位置・速度推定演算部１３はモータ電流および電圧指令値の情報を用いて磁束を求める。次に、この磁束の静止座標に対する角度を示すαβ軸磁束角度を求める。そして、回転座標に対するこの磁束の位相を示すｄｑ軸座標位相を設定する。さらに、αβ軸座標角度からｄｑ軸座標位相を減算し、推定角度を求める。そして、この推定角度に基づきシンクロナスリラクタンスモータ５を制御する。
【０００８】
また、低速用角度推定と高速用角度推定の二方式の角度推定を行い、低速域と高速域の境界では、両者の方式で推定した角度の割合を除々に変化させ合成して推定角度を生成する。なお、低速域においては、電流パルスを印加してその電圧応答から角度を求める。
【０００９】
例えば、特開２００１−１９７７７４号公報に記載の位置センサレス駆動方式のシンクロナスリラクタンスモータは、電圧指令値にローパス機能を作用させるローパスフィルタ手段を有し、ロータの速度が大きくなるとローパス機能の作用を小さくさせることで、低速域と高速域の境界域において、電圧パルスの影響を除去して安定に角度推定方式の切り替えを行い、高速域において時間遅れがないシンクロナスリラクタンスモータの制御を実現させている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の構成では制御演算が複雑であり、かつインバータの電圧制御率が１００％を超える場合、いわゆる電圧飽和となる場合や、急峻な負荷変動がある場合には位置・速度推定が困難となり、モータ駆動制御が不安定になるといった課題を有していた。
【００１１】
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、電圧飽和や急峻な負荷変動に対してロバストな制御系を構築したシンクロナスリラクタンスモータの制御装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明のモータ制御装置は、少なくともステータ巻線のインダクタンス変化およびモータ電流に伴って発生するリラクタンストルクを利用するシンクロナスリラクタンスモータの制御する装置である。
【００１３】
その制御装置において、電流検出手段はシンクロナスリラクタンスモータのステータ巻線に流れるモータ電流を検出する。
【００１４】
位置・速度推定手段は、電流検出手段による検出値と、シンクロナスリラクタンスモータのステータ巻線に印加する電圧の指令値である電圧指令値とから、シンクロナスリラクタンスモータの誘起電圧を推定し、その誘起電圧の推定値に基づきシンクロナスリラクタンスモータのロータ位置および回転速度の推定値を決定する。
【００１５】
速度制御手段は、位置・速度推定手段による回転速度の推定値と、外部から与えられる回転速度の目標値との誤差をゼロとするように、シンクロナスリラクタンスモータのステータ巻線に供給する電流指令値を決定する。
【００１６】
分配手段は、予め設定されたシンクロナスリラクタンスモータの電流位相角により、速度制御手段からの電流指令値を、そのトルク電流成分であるトルク電流指令値と界磁電流成分である界磁電流指令値に分配する。
【００１７】
トルク電流補正手段は、シンクロナスリラクタンスモータの負荷要素が発生する負荷トルクをシンクロナスリラクタンスモータの出力トルクと一致させるように、分配手段からのトルク電流指令値と、位置・速度推定手段から得られる回転速度の推定値とに基いてトルク電流指令値を補正する。
【００１８】
電流制御手段は、トルク電流補正手段からのトルク電流指令値の補正値および分配手段からの界磁電流指令値と、電流検出手段から得られるモータ電流の検出値との誤差をゼロとするように電圧指令値を生成する。
【００１９】
通電分配手段は、電圧指令値に基いてシンクロナスリラクタンスモータにおける各駆動素子毎に通電信号を分配する。
【００２０】
本発明の制御装置は、上記の構成を有することにより、シンクロナスリラクタンスモータの負荷要素が発生する負荷トルクと、シンクロナスリラクタンスモータの出力トルクとを常時一致させるようにする。これにより、急峻な負荷変動に対してロバストな制御系が実現でき、また、トルク変動を抑制し低振動化・低騒音化が実現できる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、添付の図面を参照し、本発明に係るシンクロナスリラクタンスモータの制御装置の好ましい実施形態について説明する。
【００２２】
（実施の形態１）
図１に本発明に係るシンクロナスリラクタンスモータの制御装置の一実施例のシステム構成図を示す。なお、以下では、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータに対して位置センサを用いずに１８０度通電である正弦波駆動を行う場合の例を説明する。
【００２３】
主回路は交流電源１と、交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣ変換器２と、直流電力を交流電力に変換するＤＣ／ＡＣ変換器３と、ＤＣ／ＡＣ変換器３により変換された交流電力により駆動する永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータ４とから構成されている。
【００２４】
制御回路は、モータ電流を検出するための電流検出器１１ａ、１１ｂおよびモータ電流検出部１２と、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータの位置および速度推定を行う位置・速度推定演算部１３と、外部から与えられる速度指令値と位置・速度推定演算部１３から得られる速度推定値との速度誤差をゼロとするべく電流指令値を決定する速度制御演算部１４と、速度制御演算部１４から得られる電流指令値をトルク電流成分と界磁電流成分に分配する通電位相分配部１５と、トルク電流指令値を補正するトルク電流補正演算部１６と、トルク電流指令値の補正値および界磁電流指令値とモータ電流検出値との電流誤差をゼロとするべく電圧指令値を決定する電流制御演算部１７と、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータ４における各駆動素子毎に通電信号を分配する通電分配部１８とから構成されている。
【００２５】
図２は位置・速度推定における座標軸の定義を示す図である。一般的に、正弦波駆動を行う場合には、制御演算を容易にするため図２のようにモータの諸量をｕ、ｖ、ｗの三相からｄｑ軸の二相へと三相−二相変換を行い直流化する。なお、三相から二相への変換方法については公知のため省略する。図２において、θ_meは実際のロータ位置（ｕ相基準のｑ軸との位相差）であり、θ~は推定位置（ｕ相基準のγ軸との位相差）である。また、位置誤差Δθには次式の関係がある。
Δθ＝θ~−θ_me
【００２６】
図３および図４は、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータ４の構成例を示した図である。図３に示すシンクロナスリラクタンスモータは、分布巻ステータ６と、永久磁石９を有したロータ８から構成される。図４に示すシンクロナスリラクタンスモータは、集中巻ステータ７と永久磁石９を有したロータ８から構成されている。ロータに永久磁石を内蔵させることによりモータ効率を向上させている。永久磁石９には、シンクロナスリラクタンスモータの定格負荷におけるブレーキトルクを相殺するのに必要最低限の磁気量のみを有するものを使用するのが好ましい。これにより、定格負荷におけるモータ効率の改善を図るだけでなく、永久磁石によるコストアップを最小限に抑制することが可能となる。
【００２７】
永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータ４の磁束ベクトルの一例を図５に示す。図５において、ベクトルＡは正トルクを発生する磁束成分であり、補助磁石の磁束成分（ベクトルＣ）は、ブレーキトルク（負トルク）を発生する磁束成分（ベクトルＢ）を打ち消すように作用する。なお、この場合の発生トルクは式（１）のように表される。
【００２８】
【数１】

式（１）において、ｎpは極対数、L_d、L_qはそれぞれｄ軸およびｑ軸インダクタンスΛ0は永久磁石による磁束鎖交数、ｉd、ｉqはそれぞれｄ軸およびｑ軸電流である。
【００２９】
以下に、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータ４の位置センサレス駆動を説明する。
【００３０】
まず、速度制御演算部１４が、外部から与えられる回転速度指令値ω^*と回転速度推定値ω~を用いて、次式で表される演算により電流指令値Ｉ^*を求める。
【００３１】
【数２】

ここで、Ｋ_p1、Ｋ_I1はＰＩ補償器のゲイン、ｐは微分演算子である。
【００３２】
次に、通電位相分配部１５は、電流指令値Ｉ^*と予め設定された電流位相角βを用いて、次式で表される演算により電流指令値Ｉ^*をｄ軸電流ｉ_d ^*およびｑ軸電流ｉ_q0に分配する。
【００３３】
【数３】

【００３４】
トルク電流補正演算部１６は、回転速度推定値ω~とｑ軸電流ｉ_q0を用いて、次式で表される演算によりｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を導出する。
【００３５】
【数４】

ここで、式（４）ではマイコンなどで演算を行うため離散時間系をとっており、ｎＴ_sは現在のサンプリング時刻で、（ｎ−１）Ｔ_sはひとつ前のサンプリング時刻である。また、Ｋ_p2、Ｋ_I2はＰＩ補償器のゲインである。トルク電流補正演算部１６は上式を用いてｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を導出することにより、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータの負荷要素が発生する負荷トルクと、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータの出力トルクとを常時一致させるようにしている。
【００３６】
電流制御演算部１７は、モータ電流検出値ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wとｄｑ軸電流指令値ｉ_d ^*、ｉ_q ^*を用いて、以下の演算により三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*を導出する。
【００３７】
まず、次式で表されるようにモータ電流検出値ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wを三相−二相変換によりγδ軸電流検出値ｉ_γ、ｉ_δに変換する。
【００３８】
【数５】

【００３９】
次に、ｄｑ軸電流指令値ｉ_d ^*、ｉ_q ^*とγδ軸電流検出値ｉ_γ、ｉ_δを用いて、式（６）で表されるようにγδ軸電圧指令値ｖ_γ ^*、ｖ_δ ^*を導出する。
【００４０】
【数６】

ここで、Ｋ_p3、Ｋ_I3およびＫ_p4、Ｋ_I4はＰＩ補償器のゲインである。
【００４１】
最後に、次式で表されるようにγδ軸電圧指令値ｖ_γ ^*、ｖ_δ ^*を二相−三相変換により三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*に変換する。
【００４２】
【数７】

【００４３】
さらに、位置・速度推定演算部１３は、三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*とモータ電流検出値ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wを用いて、以下のような方法で位置・速度推定を行う。
【００４４】
ここで、三相電圧方程式より、誘起電圧は式（８）で表される。
【００４５】
【数８】

式（８）において、相電圧、相電流および誘起電圧ｖ_uvw、ｉ_uvw、ｅ_uvwは３次元ベクトルで、ステータ巻線抵抗およびインダクタンスＲ、Ｌは３行３列の行列でそれぞれ表記している。
【００４６】
具体的には、式（９）で表される演算により推定誘起電圧ｅ~_u、ｅ~_v、ｅ~_wを導出する。
【００４７】
【数９】

ここで、L_ａ0＝（L_d＋L_q）／３、L_ａs＝（L_q−L_d）／３である。
【００４８】
また、誘起電圧ｅ_u、ｅ_v、ｅ_wは回転速度推定値ω~と誘起電圧定数Ｋ_Eを用いると次式（１０）で表すことができる。
【００４９】
【数１０】

【００５０】
よって、式（９）および式（１０）より、推定位置θ~は次式のように導出することができる。
【００５１】
【数１１】

ただし、θ~_u、θ~_v、θ~_wは式（１２）で表される。
【００５２】
【数１２】

ここで、δ₀はゼロ割防止のための微小項である。
【００５３】
本実施形態の制御装置によれば、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータの負荷要素が図６で示される一般的なロータリ圧縮機の場合に、トルク電流補正演算部により図７に示すように負荷トルクに追従したトルク電流指令値を生成する。これにより、シンクロナスリラクタンスモータの出力トルクと負荷トルクとを常時一致させることが可能となる。
【００５４】
または、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータの負荷要素が図８で示される一般的なスクロール圧縮機の場合、本実施形態の制御装置によれば、ロータ一回転中における負荷変動が小さいため、定常的には前述のトルク電流指令値を補正する必要が無いので、制御周期の整数倍の周期でトルク電流指令値を補正するなどの方法を用いることで演算量を大幅に低減することが可能となる。
【００５５】
なお、前述の説明では、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータを位置センサを用いずに１８０度通電である正弦波駆動を行う場合について述べたが、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータはロータに永久磁石を有しているため、一般にルームエアコンなどの家電製品に用いられている位置検知方式の矩形波通電でも適用可能である。
【００５６】
さらに、前述の説明では、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータの制御方式について述べたが、一般的なシンクロナスリラクタンスモータにも適用可能である。
【００５７】
以上により、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータの負荷要素が発生する負荷トルクと、永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータの出力トルクとを常時一致させることができるだけでなく、三相電圧方程式より位置・速度推定を行うため、電圧飽和や急峻な負荷変動に対してロバストな制御系が実現できるだけでなく、トルク変動を抑制し低振動化・低騒音化が実現できる。
【００５８】
（実施の形態２）
本実施形態では、回転角度推定値ω~が基準値以下の低速領域においてのみトルク電流指令値の補正を行う。本実施形態では、トルク電流補正演算部のみが実施の形態１のものと異なる。図９は本実施形態のトルク電流補正演算部の構成を示した図である。
【００５９】
トルク電流補正演算部１６ａは、回転角度推定値ω~と予め設定された推定回転角度基準値ω_Rとを入力し比較する推定速度比較器４２と、推定速度比較器４２の出力信号に応じてトルク電流指令値の補正を行うｑ軸電流補正演算部４１とを備える。
【００６０】
推定速度比較器４２の出力信号ε_wは、回転角度推定値ω~と推定回転角度基準値ω_Rから式（１３）のように表される。
【００６１】
【数１３】

【００６２】
ｑ軸電流補正演算部４１の出力値ｉ_q ^*は、推定速度比較器の出力信号ε_wに応じて式（１４）のように表される。
【００６３】
【数１４】

【００６４】
すなわち、トルク電流補正演算部１６は、回転角度推定値ω~が推定回転角度基準値ω_R以下の低速領域においてのみトルク電流指令値の補正を実行する（トルク電流補正動作をオンにする）。
【００６５】
なお、推定速度比較器４２にはヒステリシスを具備させても良い。すなわち、推定速度比較器４２において、回転角度推定値ω~が増加方向に変化する場合の基準値ω_Rの値と、回転角度推定値ω~が減少方向に変化する場合の基準値ω_Rの値とを異ならせても良い。
【００６６】
さらに、前述の説明では、推定回転角度基準値ω_Rが一つの場合について述べたが、推定回転角度基準値をいくつか設けて、各基準値で定まる回転速度領域の各々においてトルク電流指令値の補正または非補正の切り替えを行っても良い。
【００６７】
以上により、トルク電流指令値の補正に伴う演算時間を大幅に短縮し、演算装置の負荷容量を軽減させ、かつコストダウンが図れるだけでなく、周辺回路を簡素化することが可能となる。
【００６８】
（実施の形態３）
本実施形態では、トルクの変動量を検出し、そのトルク変動量が基準値よりも大きい領域においてのみトルク電流補正動作をオンにする。本実施形態では、トルク電流補正演算部のみが実施の形態１のものと異なる。本実施形態のトルク電流補正演算部の構成を図１０に示す。
【００６９】
トルク電流補正演算部１６ｂにおいて、トルク変動検出部５１は回転角度推定値ω~によりトルク変動検出値Δτを検出する。トルク変動比較器５２は、トルク変動検出部５１からのトルク変動検出値Δτとトルク変動基準値Δτ_Rとを入力し、その比較結果を出力する。ｑ軸電流補正演算部４１はトルク変動比較器５２の出力信号に応じてトルク電流指令値の補正を行う。
【００７０】
具体的には、トルク変動検出部５１の出力信号であるトルク変動検出値Δτは、回転角度推定値ω~により式（１５）で導出される。
【００７１】
【数１５】

ただし、Ｋ_τ、Ｔ_τは定数である。
【００７２】
トルク変動比較器の出力信号ε_τは、トルク変動検出値Δτとトルク変動基準値Δτ_Rから式（１６）で表される。
【００７３】
【数１６】

【００７４】
ここで、ｑ軸電流補正演算部４１の出力値ｉ_q ^*は、トルク変動比較器の出力信号ε_τに応じて次式のように表される。
【００７５】
【数１７】

【００７６】
即ち、トルク変動検出値Δτがトルク変動基準値Δτ_Rよりも大きい領域においてのみトルク電流指令値の補正を行うものである。
【００７７】
なお、トルク変動比較器５２はヒステリシスを設けても良い。すなわち、トルク変動比較器５２において、トルク変動検出値Δτが増加方向に変化する場合の基準値Δτ_Rの値と、トルク変動検出値Δτが減少方向に変化する場合の基準値Δτ_Rの値とを異ならせても良い。
【００７８】
また、前述の説明では、トルク変動基準値Δτ_Rが一つの場合について述べたが、トルク変動基準値をいくつか設けて、各基準値で定まるそれぞれの領域においてトルク電流指令値の補正または非補正の切り替えを行っても良い。
【００７９】
以上により、トルク電流指令値の補正に伴う演算時間を必要最低限まで短縮し、演算装置の負荷容量を最大限軽減させ、かつ大幅にコストダウンが図れるだけでなく、効率的なトルク変動の抑制が可能となる。
【００８０】
（実施の形態４）
本実施形態では、トルク電流補正演算部は、トルク電流の非補正時から補正時へ切り替える際に、トルク電流指令値ｉ_q ^*が急激に変化しないようにし、トルク電流指令値ｉ_q ^*が不連続となるのを防止するようにする。図１１を用いてその切替え時の制御を説明する。
【００８１】
図１１に示すように、トルク電流の非補正時（トルク電流補正オフ時）の電流指令値（Ｘ）から、トルク電流の補正時（トルク電流補正オン時）の電流指令値（Ｙ）へと切り替える場合に切替猶予期間を設けており、これにより、トルク電流指令値ｉ_q ^*が急激に変化して不連続となるのを防止する。
【００８２】
具体的には、非補正時のトルク電流指令値をｉ^* _{q_off}、補正時のトルク電流指令値をｉ^* _{q_on}、トルク電流指令値の現在値をｉ^* _{q_now}とすると、非補正時から補正時へと切り替わる場合、トルク電流指令値の現在値ｉ^* _{q_now}は式（１８）で表される。
【００８３】
【数１８】

【００８４】
ここで、Δｉ_qは微小量であり、ｉ^* _{q_now}＝ｉ^* _{q_on}の条件を満たした段階で補正時に切り替わるものである。
【００８５】
逆に、補正時から非補正時へと切り替わる場合、トルク電流指令値の現在値ｉ^* _{q_now}は式（１９）で表される。
【００８６】
【数１９】

ここで、ｉ^* _{q_now}＝ｉ^* _{q_off}の条件を満たした段階で非補正時に切り替わるものである。
【００８７】
なお、トルク電流補正切替猶予期間は予め最大期間を定め、最大期間内のみ、トルク電流指令値を段階的に変化させるように切り替えを行っても良い。
【００８８】
以上により、トルク電流補正オン／オフ切り替えに伴う制御安定性および信頼性の向上が図れ、モータの乱調を防止することができる。
【００８９】
（実施の形態５）
図１２に速度制御演算部１４の構成例を示す。速度制御演算部１４は電流指令演算部７１と推定速度平均演算部７２を含む。トルク電流補正オン時には、推定速度演算部７２は、回転速度推定値ω~の平均値ω_aveを導出し、電流指令演算部７１は外部から与えられる回転速度指令値ω^*と推定速度平均値ω_aveとの速度誤差をゼロとするべく電流指令値Ｉ₀ ^*を導出する。また、トルク電流補正オフ時には、推定速度平均演算部７２は平均演算を行わず、そのまま回転速度推定値ω~を出力し、電流指令演算部７１では外部から与えられる回転速度指令値ω^*と回転速度推定値ω~との速度誤差をゼロとするべく電流指令値Ｉ^*を導出する。
【００９０】
具体的には、推定速度平均値ω_aveは式（２０）で表される。
【００９１】
【数２０】

ここで、ｎは整数である。
【００９２】
また、トルク電流指令値の補正時には、式（２１）で表される電流指令値Ｉ₀ ^*を導出する。
【００９３】
【数２１】

ここで、Ｋ_p5、Ｋ_I5はＰＩ補償器のゲインである。
【００９４】
そして、トルク電流指令値の非補正時には、推定速度平均値ω_aveを用いずに式（２）を用いて電流指令値Ｉ^*を導出する。
【００９５】
以上のように、本実施形態では、トルク電流補正オン時において、推定速度平均値ω_aveを用いて電流指令値Ｉ₀ ^*を導出するため、トルク変動が大きい場合においても電流指令値Ｉ0*の変化量が小さく最適駆動点からの逸脱を最小限に防止することが可能となる。すなわち、トルク電流指令値の補正時に速度制御演算部から出力される電流指令値の変化を最小限に抑制することで、モータ効率最適点からの逸脱を防止し、高効率運転が可能となる。
【００９６】
推定速度平均演算部７２は上記のようにトルク電流の補正動作に連動して、その出力を回転速度推定値ω~の平均値ω_ave又は回転速度推定値ω~に切替える。この場合、トルク電流指令値の補正動作のオン／オフの切り替え時において、推定速度ωを徐々に変化させていき、推定速度ωが不連続となるのを防止するのが好ましい。
【００９７】
すなわち、トルク電流指令値の非補正時から補正時へと切替わった場合に、推定速度平均演算部７２は、即座に推定速度平均値ω_ave（ω^-）を出力するのではなく、図１３に示すように、猶予期間を設け、徐々に推定速度平均値ω_ave（ω^-）に近づけるようにその出力（回転速度推定値ω~）を所定の変化量Δωsずつ段階的に変化させていってもよい。これにより、非補正／補正動作の切り替わり時において、非補正時の速度推定値ω~から、推定速度平均値ω_ave（ω^-）の値へ滑らかに接続されるようになる。
【００９８】
具体的には、非補正時の出力速度をω_{o_off}（回転速度推定値ω~）、補正時の出力速度（推定速度平均値ω_ave）をω_{o_on}、出力速度の現在値をω_{o_now}とすると、非補正時から補正時へと切り替わる場合、出力速度の現在値ω_{o_now}は式（２２）で表される。
【００９９】
【数２２】

ここで、Δω_sは所定の微小量である。出力速度ω_{o_now}は、ω_{o_now}＝ω_{o_on}の条件を満たした段階で補正時の値に切り替わる。
【０１００】
逆に、補正時から非補正時へと切り替わる場合、出力速度の現在値ω_{o_now}は式（２３）で表される。
【０１０１】
【数２３】

出力速度ω_{o_now}は、ω_{o_now}＝ω_{o_off}の条件を満たした段階で非補正時の値に切り替わる。
【０１０２】
なお、切替猶予期間として一定期間を定めておき、その一定期間内の間のみ上式（２２）、（２３）を用いて推定速度を徐々に切り替えていくようにしても良い。
【０１０３】
以上のように、補正／非補正時において推定速度を徐々に変化させる猶予期間を設けたことより、推定速度の急峻な変化を防止でき、トルク電流指令値の補正／非補正の切り替え時の制御安定性および信頼性を向上でき、電流指令値の急峻な変化に伴うハンチングを抑制することが可能となる。
【０１０４】
（実施の形態６）
図１４に電流制御演算部１７の構成例を示す。電流制御演算部１７は、二相電流指令値ｉ_d ^*、ｉ_q ^*を三相電流指令値ｉ_u ^*、ｉ_v ^*、ｉ_w ^*に変換する２相／３相変換部９１と、三相電流指令値ｉ_u ^*、ｉ_v ^*、ｉ_w ^*とモータ電流検出値ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wを用いて三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*を導出する電圧指令演算部９２とを含む。
【０１０５】
三相電流指令値ｉ_u ^*、ｉ_v ^*、ｉ_w ^*は式（２４）で表される。
【０１０６】
【数２４】

また、三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*は式（２５）で表される。
【０１０７】
【数２５】

ここで、Ｋ_p6、Ｋ_I6およびＫ_p7、Ｋ_I7はＰＩ補償器のゲインである。
【０１０８】
以上の構成により正確な電圧指令値を生成することが可能となり、モータ電流の歪みを最小限に抑制でき、低騒音化・低振動化が実現できる。
【０１０９】
（実施の形態７）
位置・速度推定演算部１３の構成例を図１５に示す。位置・速度推定演算部１３は誘起電圧推定部１０１と位置誤差修正部１０３を含む。誘起電圧推定部１０１は、三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*とモータ電流検出値ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wとを用いて誘起電圧推定値ｅ~_u、ｅ~_v、ｅ~_wを導出し、一方で内部に有したモータモデル１０２から誘起電圧ｅ_u、ｅ_v、ｅ_wを導出する。位置誤差修正部１０３は誘起電圧推定値ｅ~_u、ｅ~_v、ｅ~_wと誘起電圧ｅ_u、ｅ_v、ｅ_wとの誘起電圧誤差をゼロとするべく推定位置θ~を逐次修正する。
【０１１０】
具体的には、誘起電圧推定値ｅ~_u、ｅ~_v、ｅ~_wは式（９）で表され、誘起電圧ｅ_u、ｅ_v、ｅ_wは式（２６）で表される。
【０１１１】
【数２６】

ここで、Ｖ_G[ｎT_s]は式（２７）〜式（２９）により逐次演算する。
【０１１２】
【数２７】

【０１１３】
【数２８】

【数２９】

ここで、Ｋ_eは定数であり、ｍは整数である。
【０１１４】
また、位置誤差修正部１０３は、誘起電圧誤差Δｅ_uvw＝ｅ~_uvw−ｅ~_uvwの符号情報に応じて、推定位置θ~を式（３０）のように逐次修正する。
【０１１５】
【数３０】

ただし、Δθ~[ｎＴ_s]は推定位置補償量Δθ_pを用いて式（３１）で表される。
【０１１６】
【数３１】

ここで、Ｋ_θ1、Ｋ_θ2は定数である。
【０１１７】
以上により、電圧飽和時でも位置・速度推定が可能となり、インバータの出力限界を増加できるだけでなく、シンクロナスリラクタンスモータのステータ巻線をさらに巻き込むことが可能となり、駆動システム全体の効率を向上できる。
【０１１８】
（実施の形態８）
本実施形態では、実施の形態７に示した位置・速度推定演算部１３において、さらに、補償したモータ定数を用いて誘起電圧推定値を導出しており、これにより位置・速度推定精度の向上を図っている。
【０１１９】
図１６に位置・速度推定演算部１３内の誘起電圧推定部１０１の構成を示す。誘起電圧推定部１０１は誘起電圧推定演算部１１１とモータ定数補償部１１２を含む。
【０１２０】
モータ定数補償部１１２は三相電圧指令値、モータ電流検出値および推定速度を用いてモータ定数を補償する。誘起電圧推定演算部１１１は三相電圧指令値、モータ電流検出値およびモータ定数補償値を用いて誘起電圧推定値を導出する。以下では、ｄｑ軸上での電圧方程式より、モータ定数の１つであるモータ巻線抵抗値を補償する方法について説明する。
【０１２１】
具体的には、ｄｑ軸上での電圧方程式は式（３２）のように表される。
【０１２２】
【数３２】

ωmeはロータ実回転速度である。
【０１２３】
ここで、動作点近傍では、ｄｑ軸とγδ軸（図２参照）はほぼ一致していると考え、Δθ≒０の近似を行うと式（３２）は式（３３）のように表される。
【０１２４】
【数３３】

【０１２５】
モータ巻線抵抗補償値をＲ~とすると、式（３３）は式（３４）のように変形できる。
【０１２６】
【数３４】

【０１２７】
ここで、式（３４）より、ｉ_δの符号に関わらず補償値Ｒ~と真値Ｒの関係が求められ、Ｒ~がＲよりも大きい場合には右辺は正となり、逆の場合には負となる。そこで、式（３５）を用いてモータ巻線抵抗値の補償を行う。
【０１２８】
【数３５】

ここで、Ｋ_Rは積分ゲインである。
【０１２９】
なお、式（３５）では、式（３４）の右辺の積分のみを行っているが、比例項を付け加えてＰＩ補償を行うことで応答性がより向上する。
【０１３０】
さらに、ｉ_δの符号が変化しない場合は式（３５）を辺々ｉ_δで除算し演算時間の短縮を図ることが可能である。
【０１３１】
なお、モータ巻線抵抗のみでなく、インダクタンスや誘起電圧定数といった他のモータ定数にも本発明を適用することが可能である
【０１３２】
以上により，正確なモータ定数を用いることで常時位置・速度推定精度の向上が図れるだけでなく、電力損失を最小限に抑制できる。
【０１３３】
（実施の形態９）
本実施形態では、実施の形態８に示した位置・速度推定演算部１３において、速度に応じてモータ定数の補償動作のオン／オフを切替えるモータ定数補償部の構成を説明する。
【０１３４】
図１７にモータ定数補償部１１２の構成を示す。モータ定数補償部１１２は、回転角度推定値ω~と予め設定された推定回転角度基準値ω_Rとを入力し、比較する推定速度比較器４２と、推定速度比較器４２の出力信号に応じてモータ定数の補償を行うモータ定数補償演算部１２１とを含む。
【０１３５】
以下では、モータ定数の１つであるモータ巻線抵抗値Ｒを補償する場合について説明する。
【０１３６】
推定速度比較器４２の出力信号ε_wは、回転角度推定値ω~と推定回転角度基準値ω_Rから式（１３）のように表される。また、モータ定数補償演算部１２１の出力値R_outは、推定速度比較器４２の出力信号ε_wに応じて式（３６）のように表される。
【０１３７】
【数３６】

ここで、R~は式（３５）で表されるモータ巻線抵抗補償値、R_nはノミナル値（公称値）である。
【０１３８】
上式から分かるように、モータ定数補償部１１２は、回転角度推定値ω~が推定回転角度基準値ω_Rよりも大きくなる高速領域においてのみモータ定数の補償を行う。これにより、モータ定数の補償に伴う演算時間を大幅に短縮し、演算装置の負荷容量を軽減させ、かつコストダウンが図れるだけでなく、周辺回路を簡素化できる。
【０１３９】
なお、推定速度比較器４２にはヒステリシスを具備させても良い。すなわち、推定速度比較器４２において、回転角度推定値ω~が増加方向に変化する場合の基準値ω_Rの値と、回転角度推定値ω~が減少方向に変化する場合の基準値ω_Rの値とを異ならせても良い。
【０１４０】
また、前述の説明では、推定回転角度基準値ω_Rが一つの場合について述べたが、推定回転角度基準値をいくつか設けて、それぞれの回転速度領域においてモータ定数の補償時または非補償時の切り替えを行っても良い。
【０１４１】
さらに、モータ巻線抵抗のみでなく、インダクタンスや誘起電圧定数といった他のモータ定数にも本発明を適用することが可能である。
【０１４２】
（実施の形態１０）
モータ定数補償部の別の構成を図１８に示す。本実施形態では、トルク変動量を検出し、その変動量が基準値以下の領域においてのみモータ定数の補償を行う。すなわち、トルク変動量に応じてモータ定数補償動作のオン／オフを切替える。
【０１４３】
図１８に示すように、モータ定数補償部１１２ｂはトルク変動検出部５１、トルク変動比較器５２、及びモータ定数補償演算部１２１を含む。トルク変動検出部５１は回転角度推定値ω~によりトルク変動検出値Δτを検出する。トルク変動比較器５２は、トルク変動検出値Δτとトルク変動基準値Δτ_Rとを入力して比較する。モータ定数補償演算部１２１は、トルク変動比較器５２の出力信号に応じてモータ定数の補償を行う。
【０１４４】
次に、モ−タ定数としてモータ巻線抵抗値Ｒ~を補償する場合の動作について説明する。
【０１４５】
トルク変動検出部５１の出力信号であるトルク変動検出値Δτは、回転角度推定値ω~により式（１５）のように導出される。また、トルク変動比較器の出力信号ε_τは、トルク変動検出値Δτとトルク変動基準値Δτ_Rから式（１６）のように表される。モータ定数補償演算部１２１の出力値R_outは、トルク変動比較器の出力信号ε_τに応じて式（３７）のように表される。
【０１４６】
【数３７】

ここで、Ｒ~は式（３５）で表されるモータ巻線抵抗補償値、Ｒ_nはノミナル値（公称値）である。
【０１４７】
上式より、トルク変動検出値Δτがトルク変動基準値Δτ_R以下の領域においてのみモータ定数の補償を行う。
【０１４８】
なお、トルク変動比較器５２にはヒステリシスを具備させても良い。
【０１４９】
また、前述の説明では、トルク変動基準値Δτ_Rが一つの場合について述べたが、トルク変動基準値をいくつか設けて、それぞれの領域においてモータ定数の補償時または非補償時の切り替えを行っても良い。
【０１５０】
さらに、モータ巻線抵抗のみでなく、インダクタンスや誘起電圧定数といった他のモータ定数にも本発明を適用することが可能である。
【０１５１】
以上により，モータ定数の補償に伴う演算時間を必要最低限まで短縮し、演算装置の負荷容量を最大限軽減させ、かつ大幅にコストダウンが図れる。
【０１５２】
（実施の形態１１）
実施の形態８〜１０において、モータ定数補償部１１２におけるモータ定数の補償動作オン／オフの切替時の制御について図１９を用いて説明する。
【０１５３】
本実施形態では、実施の形態８〜１０のモータ定数の補償動作において、モータ定数（モータ巻線抵抗値）の非補償時（補償動作オフ時）から補償時（補償動作オン時）へと切り替わる場合、図１９に示すように、モータ定数補償切替のための猶予期間を設ける。これによって、急激なモータ定数の変化を抑制し、モータ定数が不連続となるのを防止する。
【０１５４】
具体的には、非補償時のモータ巻線抵抗値をＲ_off、補償時のモータ巻線抵抗値をＲ_on、モータ巻線抵抗値の現在値をＲ_nowとすると、非補償時から補償時へと切り替わる場合、モータ定数補償演算部１２１から出力されるモータ巻線抵抗値の現在値Ｒ_nowは式（３８）で表される。
【０１５５】
【数３８】

ここで、ΔＲは所定の微小量である。モータ定数補償演算部１２１からの出力は、猶予期間においては補償時の値Ｒ_onに近づくようにΔＲずつ徐々に変化し、Ｒ_now＝R_onの条件を満たした段階で補償時の値Ｒ_onに切り替わる。
【０１５６】
逆に、補償時から非補償時へと切り替わる場合、モータ定数補償演算部１２１から出力されるモータ巻線抵抗値の現在値Ｒ_nowは式（３９）で表される。
【０１５７】
【数３９】

すなわち、モータ定数補償演算部１２１からの出力は、猶予期間においては非補償時の値Ｒ_offに近づくようにΔＲずつ徐々に変化し、Ｒ_now＝R_offの条件を満たした段階で非補償時の値Ｒ_offに切り替わる。
【０１５８】
なお、モータ定数補償切替のための猶予期間として一定の期間を定め、その一定期間内のみモータ巻線抵抗値を段階的に変化させるようにしても良い。
【０１５９】
以上の構成により、モータ定数の補償動作のオン／オフ切り替えに伴う制御安定性および信頼性の向上が図れ、モータの乱調および脱調を防止することができる。
【０１６０】
（実施の形態１２）
本実施形態では、シンクロナスリラクタンスモータの電圧飽和率を検出し、電圧飽和率が所定値よりも高いときに飽和を回避すべく、目標速度を低下させる制御を行なう。
【０１６１】
図２０に本実施形態のシンクナスリラクタンスモータの制御装置の構成を示す。本実施形態の制御装置は、実施の形態１の制御装置の構成に加えて、さらに、シンクロナスリラクタンスモータ４の電圧指令値から電圧飽和の度合い（電圧飽和率）を導出する電圧飽和識別部３１を備えている。
【０１６２】
電圧飽和識別部３１は次式を用いて電圧飽和率σ_volを求める。
【０１６３】
【数４０】

【０１６４】
ここで、ＶRは基準電圧（電圧飽和率が１００％となる場合の電圧設定値）、ｖ_γ ^*、ｖ_δ ^*はγδ軸電圧指令値である。なお、ｖ_γ ^*、ｖ_δ ^*については、式（６）により導出する。
【０１６５】
電圧飽和識別部３１は上式（４０）で得た電圧飽和率σ_volと、予め設定された電圧飽和率設定値σ_Rとを比較し、その比較結果を速度制御演算部１４に出力する。
【０１６６】
速度制御演算部１４は、電圧飽和識別部３１からの比較結果に基いてσ_vol≧σ_Rの場合に、外部から与えられる回転速度目標値ω^*を低減する。例えば、次式（４１）で新たな回転速度目標値ω^*を低減する。
【０１６７】
ω^*＝ω^*×ａ （ａ＜１） （４１）
速度制御演算部１４は電圧飽和率が基準値よりも小さくなるまで回転速度目標値ω^*を低減し、その低減した値を用いて電流指令値を求めていく。
【０１６８】
なお、電圧飽和が発生する運転領域（主として高速域）では、ｖ_γ ^*、ｖ_δ ^*は回転速度（同期モータ、シンクロナスリラクタンスモータでは、回転速度目標値≒モータ実回転速度となる）に概ね比例するため（例えば式（３３）を参照）、回転速度目標値を下げることで、上式（４０）により導出される電圧飽和率を低下することができる。
【０１６９】
以上のように、過剰な電圧飽和を避けることで、位置・速度推定演算部における推定位置θ~の誤差が大きくなることを回避し、脱調を防止できる。
【０１７０】
（実施の形態１３）
図２１に本実施形態のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置の構成を示す。本実施形態の制御装置は、実施の形態１の制御装置の構成に加えて、さらに、シンクロナスリラクタンスモータ４の電圧指令値から電圧飽和の度合い（電圧飽和率）を導出する電圧飽和識別部３１と、インバータ３へ入力する直流電圧（以下「インバータ直流電圧」という。）を検出するＤＣ電圧検出部３３と、インバータ直流電圧のリップルを相殺するようにモータ電圧指令値を補正するモータ電圧補正部３５とを備えている。
【０１７１】
電圧飽和識別部３１はシンクロナスリラクタンスモータ４の電圧指令値から電圧飽和率を導出し、この導出した値と、予め設定された電圧飽和率設定値とを比較し、その比較結果を速度制御演算部１４に出力する。このとき、電圧飽和識別部３１において電圧飽和率設定値はインバータ直流電圧の脈動に応じて補正される。すなわち、電圧飽和識別部３１はＤＣ電圧検出部３３からインバータ直流電圧の検出値を入力し、インバータ直流電圧の脈動に応じて電圧飽和率設定値を補正する。これにより、インバータ直流電圧の脈動分を考慮した電圧飽和時の保護制御を実現している。電圧飽和率設定値の補正値σ_Rhは次式で求められる。
【０１７２】
【数４１】

ここで、σ_Rは予め設定された電圧飽和率設定値、Ｖ₀は予め設定されたインバータ直流電圧の基準値である。
【０１７３】
モータ電圧補正部３５は、電流制御演算部１７からのモータ補正電圧指令値をＤＣ電圧検出部３３により検出されたインバータ直流電圧Ｖ_dcに基いて補正し、これによりモータ電流波形の歪みを低減する。モータ電圧指令の補正値Ｖ_jh ^*は次式で求められる。
【０１７４】
【数４２】

ここで、ｊ＝ｕ、ｖ、ｗであり、Ｖ_j ^*は電流制御演算部１７より導出されるモータ電圧指令値、ｖ_dcはＤＣ電圧検出部３３より検出されたインバータ直流電圧の値、Ｖ₀は予め設定されたインバータ直流電圧の基準値（インバータ直流電圧の最大値に設定）である。
【０１７５】
速度制御演算部１４は、電圧飽和識別部３１からの出力に基き、電圧指令値から導出された電圧飽和率が電圧飽和率設定値以上の場合にのみ、外部から与えられる回転速度目標値を低下させ、この低下した目標値に基いて電流指令値を求める。
【０１７６】
以上のようにインバータ直流電圧Ｖ_dcに基いてモータ補正電圧指令及び電圧飽和率設定値を補正するのは次の理由による。
【０１７７】
一般的にインバータ直流電圧は、図２２に示すように交流電源周波数の２倍の周波数で脈動し、その電圧変動幅ΔＶ_dcは負荷要素が発生する負荷トルクに比例して大きくなる。そのため、図２２の斜線部の分だけ実際のモータ印加電圧が少なくなり、モータ電流波形に歪みが生じてしまう。
【０１７８】
そこで、モータ電圧指令値Ｖ_j ^*に関し、式（４３）に示すようにインバータ直流電圧検出値を用いて、インバータ直流電圧の脈動に起因する電圧不足分を補正することで、実際のモータ印加電圧を指令通りの所望の値とすることができる。
【０１７９】
ここで、モータ補正電圧指令（モータ印加電圧）が最も大きくなるのは図２２において、インバータ直流電圧が最小値（Ｖ₀−ΔＶ_dc）となる場合である。モータ補正電圧指令（モータ印加電圧）の最大値Ｖ_{jh_max} ^*は式（４４）のように表される。
【０１８０】
【数４３】

ここで、ｊ＝ｕ、ｖ、ｗである。
【０１８１】
このときの電圧飽和率σ_{vol max}は式（４４）のモータ補正電圧指令値の最大値を３相−２相変換することで式（４５）のように導出することができる。
【０１８２】
【数４４】

【０１８３】
上式は、インバータ直流電圧の脈動を補正することで、モータ電圧指令値が大きくなり、その結果、電圧飽和率が大きくなることを示している。すなわち、電圧飽和率設定値σ_Rが一定の場合、インバータ直流電圧の脈動を補正することにより、電圧飽和の保護制御に移行し易くなり、高速域での駆動性能が低下してしまう。
【０１８４】
そこで、高速域において駆動性能の低下を防止するためには、前述の式（４２）のように電圧飽和率設定値σ_Rもインバータ直流電圧の脈動により補正する必要がある。このように、電圧飽和率設定値σ_Rを補正することで駆動性能を低下させずに高速運転が実現でき、モータ電流波形の歪みが低減することで効率や制御安定性が向上し、更なる高速運転が実現可能となる。
【０１８５】
なお、ＡＣ／ＤＣ変換器２の電圧制御により、ＤＣ電圧を２４０Ｖ（５０ｒｐｓ時）から２８０Ｖ（１００ｒｐｓ時）と設定が変わるような場合等、運転条件（例えば速度域等）によってインバータ直流電圧の値が変化する場合には、上記のインバータ直流電圧基準値Ｖ₀には予め設定された固定値ではなく、実際のＤＣ電圧検出値の平均値、またはＡＣ／ＤＣ変換器２の電圧設定値を用いて、インバータ直流電圧の脈動を補正しても良い。
【０１８６】
上記構成により、実際のモータ印加電圧を常時指令通りとしてモータ電流波形の歪みを低減することで、効率向上、騒音振動の低減、制御安定性の向上（推定位置の誤差：小）等のメリットが生じるだけでなく、電圧飽和設定値も同時にインバータ直流電圧の脈動により補正することで、高速域において同等以上の駆動性能を実現することが可能である。
【０１８７】
本発明は、特定の実施形態について説明されてきたが、当業者にとっては他の多くの変形例、修正、他の利用が明らかである。それゆえ、本発明は、ここでの特定の開示に限定されず、添付の請求の範囲によってのみ限定され得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るシンクロナスリラクタンスモータ（ＳＲＭ）の制御装置の全体構成の一例を示した図である。
【図２】位置・速度推定における座標軸の一例を説明した図である。
【図３】本発明に係る永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータの一例の断面図である。
【図４】本発明に係る永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータの別の例の断面図である。
【図５】本発明に係る永久磁石補助型シンクロナスリラクタンスモータの磁束ベクトルの一例を示す図である。
【図６】一般的なロータリ圧縮幾の負荷トルク特性を示す図である。
【図７】本発明に係るＳＲＭの制御装置におけるトルク電流補正演算部の出力信号の一例を示す図である。
【図８】一般的なスクロール圧縮機の負荷トルク特性を示す図である。
【図９】本発明に係るＳＲＭの制御装置におけるトルク電流補正演算部の一構成例を示すブロック図である。
【図１０】本発明に係るＳＲＭの制御装置におけるトルク電流補正演算部の別の構成例を示すブロック図である。
【図１１】トルク電流補正動作オン／オフ切替時におけるトルク電流指令値の切り替わりの様子を示した図である。
【図１２】本発明に係るＳＲＭの制御装置における速度制御演算部の一構成例を示すブロック図である。
【図１３】本発明に係るＳＲＭの制御装置における推定速度平均演算部の出力の切替えの様子を示す図である。
【図１４】本発明に係るＳＲＭの制御装置における電流制御演算部の一構成例を示すブロック図である。
【図１５】本発明に係るＳＲＭの制御装置における位置・推定演算部の一構成例を示すブロック図である。
【図１６】本発明に係るＳＲＭの制御装置における誘起電圧推定部の一構成例を示すブロック図である。
【図１７】本発明に係るＳＲＭの制御装置におけるモータ定数補償部の一構成例を示すブロック図である。
【図１８】本発明に係るＳＲＭの制御装置におけるモータ定数補償部の別の構成例を示すブロック図である。
【図１９】モータ定数補償動作のオン／オフ切替え時におけるモータ定数補償部の出力の切り替わりの様子を示す図である。
【図２０】本発明に係るシンクロナスリラクタンスモータの制御装置の全体構成の別の例を示す図である。
【図２１】本発明に係るシンクロナスリラクタンスモータの制御装置の全体構成のさらに別の例を示す図である。
【図２２】インバータ直流電圧のリップル成分を説明した図である。
【図２３】従来のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置のブロック図である。
【図２４】従来のシンクロナスリラクタンスモータの構成例を示す図である。
【符号の説明】
１ 交流電源
２ ＡＣ／ＤＣ変換器
３ ＤＣ／ＡＣ変換器
４ シンクロナスリラクタンスモータ
１１ａ、１１ｂ 電流検出器
１２ モータ電流検出部
１３ 位置・速度推定演算部
１４ 速度制御演算部
１５ 通電位相分配部
１６ トルク電流補正演算部
１７ 電流制御演算部
１８ 通電分配部

Claims (21)

1. シンクロナスリラクタンスモータの制御装置であって、
   シンクロナスリラクタンスモータのステータ巻線に流れるモータ電流を検出する電流検出手段と、
   該電流検出手段による検出値と、前記シンクロナスリラクタンスモータのステータ巻線に印加する電圧の指令値である電圧指令値とから、前記シンクロナスリラクタンスモータの誘起電圧を推定し、その誘起電圧の推定値に基づき前記シンクロナスリラクタンスモータのロータ位置および回転速度の推定値を決定する位置・速度推定手段と、
   該位置・速度推定手段による回転速度の推定値と、外部から与えられる回転速度の目標値との誤差をゼロとするように、前記シンクロナスリラクタンスモータのステータ巻線に供給する電流指令値を決定する速度制御手段と、
   予め設定されたシンクロナスリラクタンスモータの電流位相角により、前記速度制御手段からの電流指令値を、そのトルク電流成分であるトルク電流指令値と界磁電流成分である界磁電流指令値に分配する分配手段と、
   前記シンクロナスリラクタンスモータの負荷要素が発生する負荷トルクを前記シンクロナスリラクタンスモータの出力トルクと一致させるように、前記分配手段からのトルク電流指令値と、前記位置・速度推定手段から得られる回転速度の推定値とに基いて前記トルク電流指令値を補正するトルク電流補正手段と、
   該トルク電流補正手段からのトルク電流指令値の補正値および前記分配手段からの界磁電流指令値と、前記電流検出手段から得られる前記モータ電流検出値との誤差をゼロとするように電圧指令値を生成する電流制御手段と、
   該電圧指令値に基いて前記シンクロナスリラクタンスモータにおける各駆動素子毎に通電信号を分配する通電分配手段と、
   を備えたことを特徴とする制御装置。
2. 前記トルク電流補正手段は、前記位置・速度推定手段から得られる回転速度の推定値が所定値以下の場合にトルク電流指令値の補正を実行し、前記位置・速度推定手段から得られる回転速度の推定値が所定値より大きい場合にトルク電流指令値の補正を実行しないように、トルク電流指令値の補正動作を切替えることを特徴とする請求項１記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
3. 前記トルク電流補正手段は、前記トルク電流指令値の補正動作の実行／非実行の切替え時において猶予期間を設け、該猶予期間中は前記トルク電流指令値を切替え後の値として求められる値に段階的に近づけていくことを特徴とする請求項２記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
4. 前記トルク電流補正手段は、前記負荷要素が発生する負荷トルクの時間的な変動量を検出するトルク変動検出手段をさらに有し、該トルク変動検出手段により検出されたトルク変動量が所定値よりも大きい場合にトルク電流指令値の補正を実行し、検出されたトルク変動量が所定値以下の場合にトルク電流指令値の補正を実行しないように、トルク電流指令値の補正動作を切替えることを特徴とする請求項１記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
5. 前記トルク変動検出手段は、時間的に連続する前後のサイクルにおける回転速度の推定値の誤差によりトルク変動量を検出することを特徴とする請求項４記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
6. 前記トルク電流補正手段は、前記トルク電流指令値の補正動作の実行／非実行の切替え時において猶予期間を設け、該猶予期間中は前記トルク電流指令値を切替え後の値として求められる値に段階的に近づけていくことを特徴とする請求項４記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
7. 前記速度制御手段は、前記トルク電流指令値が補正される際に、前記位置・速度推定手段から得られる回転速度の推定値の時間的な平均値を求める平均演算手段と、その求めた平均値と前記回転速度の目標値との誤差がゼロとなるように前記シンクロナスリラクタンスモータのステータ巻線に供給する電流指令値を生成する指令演算手段とを備えたことを特徴とする請求項１記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
8. 前記平均演算手段は、前記トルク電流指令値の補正動作時において前記回転速度の推定値の平均値を出力し、前記トルク電流指令値の非補正時には前記位置・速度推定手段から得られる回転速度の推定値を出力し、
   前記平均演算手段は、前記トルク電流指令値の補正動作の切替え時において猶予期間を設け、該猶予期間中は平均演算手段の出力を切替え後の値として求められる値に段階的に近づけていくことを特徴とする請求項７記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
9. 前記電流制御手段は、前記トルク電流指令値または前記トルク電流指令値の補正値、および界磁電流指令値について、二相電流指令値から三相電流指令値に座標変換を行い、前記三相電流指令値と前記モータ電流検出値との電流誤差をゼロとするべく電圧指令値を生成することを特徴とする請求項１記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
10. 前記位置・速度推定手段は、前記電流検出手段から得られるモータ電流の検出値と、前記電圧指令値とから、前記シンクロナスリラクタンスモータの誘起電圧を推定する誘起電圧推定手段と、
    前記シンクロナスリラクタンスモータのモータモデルを内部に有し、前記モータモデルから誘起電圧を生成する誘起電圧生成手段と、
    前記誘起電圧推定手段から得られる誘起電圧推定値と、前記誘起電圧生成手段から得られる誘起電圧値との電圧誤差をゼロとするべく、前記誘起電圧推定値を修正する位置誤差修正手段と
    を有することを特徴とする請求項１記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
11. 前記誘起電圧推定手段は、前記回転速度の推定値と、前記電圧指令値と、前記モータ電流の検出値とを用いて前記シンクロナスリラクタンスモータのモータ定数を補償するモータ定数補償手段を有することを特徴とする請求項１０記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
12. 前記モータ定数補償手段は、前記回転速度の推定値が基準値よりも大きい場合に前記モータ定数の補償動作を行なうことを特徴とする請求項１１記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
13. 前記モータ定数補償手段は、モータ定数の補償動作の実行／非実行の切替え時において猶予期間を設け、該猶予期間中はモータ定数を、切替え後の値として求められる値に段階的に近づけていくことを特徴とする請求項１２記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
14. 前記負荷要素が発生する負荷トルクの時間的な変動量を検出するトルク変動検出手段をさらに有し、
    前記モータ定数補償手段は、前記トルク変動検出手段からのトルク変動量が基準値以下の場合に、前記モータ定数の補償動作を行なうことを特徴とする請求項１１記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
15. 前記モータ定数補償手段は、モータ定数の補償動作の実行／非実行の切替え時において猶予期間を設け、該猶予期間中はモータ定数を、切替え後の値として求められる値に段階的に近づけていくことを特徴とする請求項１４記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
16. シンクロナスリラクタンスモータの電圧指令値から電圧飽和の度合いを示す電圧飽和率を導出し、該電圧飽和識別手段からの電圧飽和率を所定値と比較し、その比較結果を出力する電圧飽和識別手段をさらに有し、
    前記速度制御手段は、該電圧飽和識別手段からの出力に基いて、電圧飽和率が前記所定値以上の場合に、外部から与えられる回転速度目標値を低下させ、その低下した値に基いて電流指令値を決定する、ことを特徴とする請求項１記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
17. シンクロナスリラクタンスモータを駆動する交流電圧を供給するインバータへの入力電圧である直流電圧を検出するＤＣ電圧検出手段と、
    前記直流電圧の脈動を相殺するようにモータ電圧指令値を補正するモータ電圧補正手段と、
    モータ補正電圧指令値から電圧飽和の度合いである電圧飽和率を導出し、該導出した電圧飽和率と所定値とを比較し、その比較結果を出力する電圧飽和識別手段とをさらに有し、
    該電圧飽和識別手段は前記所定値を前記ＤＣ電圧検出手段により検出された直流電圧の脈動に応じて補正し、
    前記速度制御手段は、前記電圧飽和識別手段からの出力に基いて、導出した電圧飽和率が前記所定値以上の場合に、外部から与えられる回転速度目標値を低下させ、その低下した値に基いて電流指令値を決定する
    ことを特徴とする請求項１記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
18. 前記シンクロナスリラクタンスモータのロータが永久磁石を有することを特徴とする請求項１ないし１７のいずれか１つに記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
19. 前記永久磁石は、前記シンクロナスリラクタンスモータの定格負荷におけるブレーキトルクを相殺するのに必要最低限の磁石量のみ具備することを特徴とする請求項１８記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
20. 前記シンクロナスリラクタンスモータのステータは集中巻ステータであることを特徴とする請求項１ないし１７のいずれか１つに記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。
21. 前記シンクロナスリラクタンスモータの負荷要素は少なくともロータリ圧縮機またはスクロール圧縮機のいずれかであることを特徴とする請求項１ないし１７のいずれか１つに記載のシンクロナスリラクタンスモータの制御装置。

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