JP3843391B2 - 同期電動機駆動装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期電動機駆動装置に係り、特に同期電動機の磁極位置を検出する磁極位置検出センサ、及び同期電動機の交流電流を検出する交流電流検出センサを不用とするいわゆるセンサレスの制御技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
同期電動機のセンサレス制御方式には、磁極位置センサを用いない位置センサレスと、交流電流を検出する交流電流センサレスとに大きく二種類に分類できる。
【０００３】
位置センサレス制御方式は、同期電動機のベクトル制御のための磁極位置センサを設けずに、磁極位置を推定する方式であり、様々の方式が提案されている。例えば、特開2001-251889号公報に記載された方式は、同期電動機の電気定数と、電動機に印加している電圧及び電流に基づいて磁極位置を演算により推定するものである。つまり、同期電動機の磁極位置を基準とした回転座標軸（d-q軸)と、制御上で仮定している回転座標軸（dc-qc軸)の軸位相差（軸位相差）Δθを推定演算する手段を設け、その軸位相差が零になるように同期電動機の周波数指令を制御することにより、位置センサレス制御を実現している。しかし、この場合は、軸位相誤差の演算のために、少なくとも電動機の交流電流を検出する電流センサを必要とする。
【０００４】
交流電流センサレス制御方式は、例えば、特開平８-１９２６３号公報に記載されているように、誘導電動機に流れる交流電流を検出することに代えてインバータの直流側の入力電流を検出し、直流電流に基づいて交流電流を推定する方式である。この場合、ＰＷＭ制御方式のインバータの直流電流は、断続したパルス状の電流波形になるが、インバータのスイッチング状態に対応付ければ、パルス状の電流波形の瞬時値が交流各相の電流に相当することに鑑み、パルス状の電流波形の瞬時値に基づいて交流電流波形を再現するものである。これによれば、交流電流センサを設けた場合と等価になる。なお、交流電流検出に関しては、誘導電動機を同期電動機に置き換えることができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の位置センサレス制御方式によれば、同期電動機の交流電流を検出する必要があり、三相交流電動機の場合は２相分又は３相分の電流センサが必要になる。したがって、電流センサの線形性の調整、オフセット調整等が必要となり、検出精度や信頼性に影響するという問題がある。また、電流センサを取り付けるためのスペースが必要であり、装置の小形化の弊害になる。
ところで、位置センサレス制御方式と電流センサレス制御方式とを組み合わせることで、位置・電流センサレス制御方式が実現できる。
【０００６】
しかしながら、特開平8-19263号公報に記載された方式は、インバータのスイッチング状態に対応付けてパルス状の電流波形の瞬時値をサンプリングする必要があることから、電流サンプリングのタイミング設定に次のような問題がある。すなわち、インバータの直流電流にはスイッチングに伴う振動成分（リンギング）が存在するから、その振動成分を避けて電流をサンプリングしなければならない。特に、インバータのスイッチングパルス幅が狭くなるような運転条件の場合は、リンギングを避けて電流を取り込むタイミングが得られない場合があり、交流電流の推定（再現）が困難になる。スイッチングパルス幅が狭くなるような運転条件としては、例えば、同期電動機の回転数が低く、同期電動機への印加電圧が低い場合、あるいは同期電動機への印加電圧が低いためにPWM（パルス幅変調）に用いるキャリア周波数を高くする場合等である。特に、リンギングはインバータと同期電動機を結ぶ配線が長い場合に激しくなるから、正確に交流電流を推定することは不可能に近い。また、位置センサレス制御方式では、交流電流に基づいて磁極位置を推定する方式であるから、交流電流の正確な値が必須であり、交流電流を推定する場合の推定精度を高くすることが望まれる。
【０００７】
本発明は、磁極位置センサ及び交流電流センサを用いないセンサレス制御において、低速から高速域までの広い速度範囲で、高精度で磁極位置及び交流電流を推定することを課題とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、次に述べる手段により、上記課題を解決するものである。
【０００９】
本発明は、基本的に、磁極位置の推定に用いる同期電動機の交流電流の検出に代えて、同期電動機を駆動するインバータに供給される直流電流を検出する場合に問題となるリンギング等による検出誤差を回避するため、インバータを駆動するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御によるＰＷＭパルスの平均パルス幅が狭い場合と、広い場合とに分けて、インバータに供給される直流電流の検出方法を個別に用意し、それらを使い分けることを特徴とする。
【００１０】
すなわち、平均パルス幅が狭い低速時には、直流電流に含まれる高調波をフィルタなどにより除去した平均値を利用して同期電動機のトルク電流（ｑ軸電流）を演算により推定する。また、平均パルス幅が広い高速時には、従来と同様に、直流電流の瞬時値と、その時のインバータのスイッチング状態から交流電流を推定し、その交流電流の推定値から同期電動機内のトルク電流を推定演算する。そして、これらのトルク電流推定値に基づいて位置センサレスベクトル制御を構成することで、全速度範囲で高性能な同期電動機駆動装置を実現することができる。
【００１１】
具体的に、本発明の同期電動機駆動装置は、同期電動機を駆動するインバータと、該インバータを制御する制御装置とを備え、前記制御装置は、前記同期電動機のｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値と速度指令値とに基づいて前記インバータの出力電圧指令値を生成し、該出力電圧指令値に基づいて前記インバータをＰＷＭ制御するとともに、前記インバータに供給される直流電流に基づいて前記同期電動機に流れるｑ軸電流推定値を求め、該ｑ軸電流推定値に基づいて前記インバータの前記出力電圧指令値の電圧と周波数と位相の少なくとも一つを補正するように構成する。特に、前記制御装置は、前記インバータの直流電圧の検出値又は設定値と前記直流電流をフィルタ処理した直流電流と前記インバータの電力方程式に基づいて前記ｑ軸電流推定値を求める第1手段と、前記インバータのスイッチングモードに基づいて前記直流電流をサンプリングして前記同期電動機に流れる交流電流推定値を求め、該交流電流推定値に基づいて前記ｑ軸電流推定値を求める第2手段とを有してなることを特徴とする。
【００１２】
このように、ｑ軸電流推定値を求める手段として、第1手段と第2手段を備えたことから、これらの手段を、同期電動機の回転速度又は回転速度に相関するインバータの出力周波数、角速度、あるいはＰＷＭの搬送周波数等の物理量に応じて切替えることにより、平均パルス幅が狭い低速時にインバータの直流電流に含まれるリンギングを回避して精度の高いｑ軸電流推定値を求めることができる。 例えば、同期電動機の起動開始時は第１手段を選択し、加速中に第２手段に切り替えることが好ましい。
【００１３】
さらに詳細には、本発明の同期電動機駆動装置は、同期電動機を駆動するインバータと、該インバータを制御する制御装置とを備え、前記制御装置は、前記同期電動機のｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値とを発生する電流指令値発生手段と、前記ｄ軸電流指令値と前記ｑ軸電流指令値と速度指令値とに基づいてｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値とを生成する電圧指令値演算手段と、前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値と前記速度指令値に相関する物理量とに基づいて前記インバータの出力電圧指令値を生成する出力電圧指令演算手段と、該出力電圧指令値に基づいて前記インバータをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段と、前記インバータの直流電圧の検出値又は設定値と前記インバータに供給される直流電流とに基づいて前記同期電動機に流れるｑ軸電流推定値を求めるｑ軸電流推定手段と、少なくとも前記ｑ軸電流推定値に基づいて前記同期電動機の磁極軸と当該制御装置の指令値に係るｄ軸との磁極位相差を求める位相差演算手段と、該磁極位相差に基づいて前記物理量を補正する磁極位相補正手段とを備え、前記ｑ軸電流推定手段は、前記インバータの直流電圧の検出値又は設定値と前記直流電流をフィルタ処理した直流電流と前記インバータの電力方程式に基づいて前記ｑ軸電流推定値を求める第1手段と、前記インバータのスイッチングモードに基づいて前記直流電流をサンプリングして前記同期電動機に流れる交流電流推定値を求め、該交流電流推定値に基づいて前記ｑ軸電流推定値を求める第２手段とを有してなることを特徴とする。
【００１４】
この場合において、制御装置は、交流電流推定値に基づいて当該制御装置のｄ軸上のｄ軸電流推定値を求めるｄ軸電流演算手段を備え、位相差演算手段は、ｑ軸電流推定手段が第２手段のときは、ｄ軸電流推定値とｑ軸電流推定値とに基づいて軸位相差を求めるものとし、ｑ軸電流推定手段が第１手段のときは、ｄ軸電流指令値とｑ軸電流推定値とに基づいて軸位相差を求めることができる。
【００１５】
なお、電流指令値発生手段は、ｑ軸電流指令値をｑ軸電流推定値に基づいて生成することができる。また、軸位相差Δθの推定値に基づいて速度指令値と実際の速度との速度偏差を推定する速度偏差演算手段を設ければ、電流指令値発生手段は、速度偏差の推定値に基づいてｑ軸電流指令値を生成することができる。さらに、これに代えて、軸位相差Δθの推定値に基づいて同期電動機の速度を推定する速度演算手段を設ければ、電流指令値発生手段は、速度の推定値と速度指令値との偏差に基づいてｑ軸電流指令値を生成するようにしてもよい。また、電流指令値発生手段は、ｑ軸電流指令指令値に基づいてｄ軸電流指令値を生成することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、図１乃至図１9を参照して、本発明の同期電動機駆動装置の実施の形態を説明する。
（実施の形態１）
図１に、本発明の実施形態１に係る同期電動機駆動装置のブロック構成図を示す。図示のように、本実施形態の同期電動機駆動装置は、制御対象の同期電動機５の回転数指令ωr*を与える回転数指令発生器１と、同期電動機に供給する交流電圧を演算してパルス幅変調波信号（PWM信号）に変換して出力する制御装置２と、このＰＷＭ信号により駆動されるインバータ3と、インバータ3に電力を供給する直流電源4と、インバータの直流電流Ｉ0を検出する電流検出器６を含んで構成される。
【００１７】
インバータ3は、インバータの主回路部31と、主回路へのゲート信号を発生するゲート・ドライバ32を含んでなり、インバータ3に電力を供給する直流電源4は、三相交流電源４１と、三相交流を整流するダイオード・ブリッジ４２と、直流電源に含まれる脈動成分を抑制する平滑コンデンサ４３とで構成されている。
【００１８】
制御装置２は、次に述べるように構成されている。すなわち、回転数指令発生器１から出力される回転数指令ωr*は変換ゲイン７に入力され、ここにおいて同期電動機の極数Pを用いて同期電動機の電気角周波数指令ω１*に変換される。変換された電気角周波数指令ω１*は積分器８に入力され、ここにおいて制御装置内部の交流位相θdcが演算される。一方、電流検出器６により検出された直流電流I0は電流再現器9に入力される。電流再現器9はPWM発生器18で生成されたPWM信号に基づいて、後述するように、同期電動機5に流れる交流電流Iu、Iv、Iwを推定により再現する。再現された三相交流Iuc、Ivc、Iwcの電流値はｄｑ座標変換器10に入力され、ここにおいて制御装置内部の回転座標軸であるｄｃ-ｑｃ軸上の成分に変換される。変換されたｑ軸電流推定値Ｉqc２はスイッチ１３を介してＩq*発生器１４に入力される。
【００１９】
Ｉq*発生器１４は、入力されるｑ軸電流推定値Ｉqc２に基づいて同期電動機のｑ軸成分(トルク成分)のq軸電流指令値Ｉq*を発生し、電圧指令演算器１６に出力する。Ｉd*発生器１５は、同期電動機のｄ軸成分のd軸電流指令値Id*を発生し、電圧指令演算器１６に出力する。電圧指令演算器１６は、入力されるd軸電流指令値Id*、q軸電流指令値Ｉq*及び電気角周波数指令ω１*に基づいて、d軸電圧指令値Vdc*とｑ軸電流指令値Vqc＊を生成してｄｑ逆変換器１7に出力する。ｄｑ逆変換器１7は、入力されるｄｃ-ｑｃ軸上の電圧指令値Ｖdc*、Ｖqc*を、三相交流軸上の交流電圧指令値vu*、vv*、vw*に変換してPWM発生器18に出力する。PWM発生器18は、入力される交流電圧指令値vu*、vv*、vw*に基づいて、インバータ3を駆動するPWM信号を生成してゲート・ドライバ３２に出力する。
【００２０】
電流検出器６により検出された直流電流I0は、フィルタ１１にも入力され、ここにおいて直流電流I0に含まれる高調波成分が削減される。フィルタ１１から出力される直流電流値I0’はIqc推定器12に入力される。Iqc推定器12は、後述するように、同期電動機のトルク電流成分であるq軸電流推定値Iqc1を求め、スイッチ１３を介してＩq*発生器１４に出力する。スイッチ１３は、Iqc推定器12の出力Iqc1と、dq座標変換器10が出力するq軸電流成分Iqc2の信号を切り替えて、q軸電流推定値IqcとしてＩq*発生器１４に入力させる。
【００２１】
ω１補正器19は、同期電動機のｄ-ｑ軸と制御軸ｄｃ-ｑｃ軸との軸位相差（軸位相差）に相当する状態量を演算して、同期電動機の駆動周波数指令ω１*の修正量Δω１を求め加算器20に出力する。加算器20は、変換ゲイン７から出力される電気角周波数指令ω１*にΔω１を加算してω１cを積分器8に出力する。積分器8からはω１cを積分した位相指令θdcがｄｑ座標変換器10とｄｑ逆変換器１7に位相情報として出力される。また、切替信号発生器21は、回転数指令発生器１から出力される回転数指令ωr*に基づいて、スイッチ13への切り替え信号S1を発生する。
【００２２】
次に、図１の実施形態１について、動作原理を説明する。変換ゲイン７は、回転数指令発生器１からの回転数指令値ωr*に基づいて同期電動機の電気角周波数ω１*を演算して出力する。電圧指令演算器16では、電気角周波数ω１*および電流指令値Ｉd*、Ｉq*に基づいて、同期電動機5への印加電圧であるＶdc*およびＶqc*を数式(３)により演算する。ただし、Ｒ：電動機抵抗、Ｌd:ｄ軸インダクタンス、Ｌq：ｑ軸インダクタンス、Ｋe：電動機の発電定数である。
【００２３】
【数３】
数式(３)は、同期電動機の一般的なモデル式から得られる演算式である（例えば、特開2001-251889号公報の数式(25)参照。）。電圧指令演算器１6の演算機能をブロック図で表すと図2のようになり、同期電動機の抵抗値(Ｒ)に相当するゲイン22と、ｄ軸インダクタンス(Ｌd)に相当するゲイン23と、ｑ軸インダクタンス(Ｌq)に相当するゲイン24と、発電定数(Ｋe)に相当するゲイン25と、乗算器26とで構成される。
【００２４】
ｄｑ逆変換器17では、数式(3)により得られたＶdc*およびＶqc*を、周知のように三相交流軸上の電圧指令値vu*、vv*、vw*に座標変換する。そして、ＰＷＭ発生器18において、周知のように電圧指令値と三角波キャリアと比較してパルス幅変換を行ない、PWMパルスを出力する。ゲートドライバ32は、このパルス信号に基づいて各スイッチング素子（Sup，Sun，Svp，Svn，Swp，Swn）を駆動して、同期電動機５にＶdc*、Ｖqc*に相当する交流電圧を印加する。
【００２５】
数式(３)および図2に示すように、電圧指令値は、同期電動機の定数であるＲ、Ｌd、Ｌq、Ｋeを用いて演算されるから、これらの定数が正確であれば同期電動機は指令値通りの回転速度および電流値で駆動される。
【００２６】
一方、図1におけるω１補正器19では、q軸電流指令Iq*およびトルク電流成分の推定値Iqc（Iqc1またはIqc2）に基づいて、軸位相差Δθに相当する物理量を演算により定するとともに、電動機の駆動周波数ω1の補正量Δω１を演算する。軸位相差Δθとd-q軸とdc-qc軸の関係を図19に示す。同期電動機内の実際の磁極軸をd軸とし、それに直交する軸をq軸とする。一方、制御装置内で仮定している座標軸をdc-qc軸とすると、軸位相差Δθは図19に示す角度になる。dc-qc軸がd-q軸よりも遅れている場合は、Δω1を「正」の値にして駆動周波数を高くすることによりdc-qc軸をd-q軸に一致させる。逆に、dc-qc軸がd-q軸よりも進んでいる場合は、Δω1を「負」の値にすることにより、dc-qc軸をd-q軸に一致させる。
【００２７】
ω１補正器１９の演算機能をブロック図で表すと、図3のように、Iq*とIqcの差を演算する加算器(ここでは減算を行う)20と、比例要素（ゲインK0）の補正ゲイン27を含んでなる。同期電動機を制御する場合、定常状態においては、Iq*とIqcは一致するが、加減速時や負荷外乱発生時には、両者にずれが生じる。例えば、負荷トルク外乱が発生すると、d-q軸がdc-qc軸よりも遅れて軸位相差Δθが増加するとともに、q軸電流推定値Iqcも増加する。逆に、負荷外乱が減少した場合はその逆の現象が発生する。よって、q軸電流指令値Iq*とq軸電流推定値Iqcの差を観測していれば、軸位相差Δθに関する情報が得られる。したがって、軸位相差Δθを低減するようにインバータ3から出力される交流電圧の位相または周波数を補正することにより、磁極位置センサレスでd-q軸とdc-qc軸を一致させることができる。なお、補正ゲイン27を適切な値に設定することで、同期電動機の制御系全体を安定化することができる。つまり、ω1補正器１９と積分器8のループによりＰＬＬ(Phase Locked Loop)が形成され、ω１*を修正することにより位相角θdcが補正され、結果的に、軸位相差Δθが零に制御される。この軸位相差を零に収束させる制御応答時間は、補正ゲイン2７の設定応答により決定されるからである。なおまた、PLLを用いずにω1補正器19の出力から、位相角θdcを直接修正するような補正ループを設けても、同様の効果が得られる。
【００２８】
次に、本発明の特徴部分である電流再現器9、Iqc推定器12、ならびにスイッチ13の動作について説明する。まず、電流再現器9の動作原理を図4を用いて説明する。図4(ａ)は、三相電圧指令vu*、vv*、vw*と、PWMを行うための三角波キャリアを示したものである。各々の電圧指令値vu*、vv*、vw*は交流波形であるが、三角波キャリア周期のような微小期間で観測すると、図のように直流のように殆ど変化が見られない。そして、PWM信号は、各々の電圧指令値と三角波キャリアとを比較することにより得られる。図4(b)に、PWMパルス波形を示す。それぞれ「１」の時にはプラス側のスイッチ(図1におけるインバータ内のスイッチＳup、Ｓvp、Ｓwp)をオンし、「０」の時にはマイナス側のスイッチ(Ｓun、Ｓvn、Ｓwn)をオンする。
【００２９】
いま、同期電動機の交流電流が図4(ｃ)のような場合を仮定すると、インバータの直流電流Ｉ0は、同図(d)のような波形になる。(d)の波形には、次の４つのスイッチモード
(１)スイッチモード１：
Ｓup＝ON、 Ｓvp＝ON、 Ｓwp＝ON → Ｉ0＝０
(２)スイッチモード２：
Ｓup＝ON、 Ｓvp＝ON、 Ｓwp＝OFF → Ｉ0＝Ｉu+Ｉv＝−Ｉw
(３)スイッチモード３：
Ｓup＝ON、 Ｓvp＝OFF、 Ｓwp＝OFF → Ｉ0＝Ｉu
(４)スイッチモード４：
Ｓup＝OFF、 Ｓvp＝OFF、 Ｓwp＝OFF → Ｉ0＝０
がある。
【００３０】
したがって、スイッチモード３のスイッチ状態で直流電流Ｉ0をサンプリングすればＩuを検出でき、また、スイッチモード２の状態ではＩwを検出できる。Ｉvは、ＩuとＩwから演算により求めることができる。電流再現器９の基本的な動作は、例えば、特開平８-１９２６３号公報などに開示されている周知の方法と同様である。交流電流を再現できれば、dq座標変換器10により、dc軸ならびにqc軸の電流成分を求めることができ、制御に必要なdc-qc軸上の電流推定値が得られる。
【００３１】
このようにして、電流再現器9により、直流電流I0の検出値から交流電流を再現できる。しかし、この方式には、前述したように、次のような課題がある。すなわち、同期電動機の回転速度が低い場合には、電動機への印加電圧が低下し、図4におけるモード２およびモード３の期間が短くなる。したがって、非常に狭いパルス状の電流値をサンプリングする必要が生じる。図４の波形は、原理説明図であり、直流電流Ｉ0は振動のないパルス状の波形で示しているが、実際の波形にはスイッチングに伴うリンギングが重畳しており、パルス幅が狭い場合には、この影響が無視できなくなる。
【００３２】
そこで、本実施形態では、回転速度が低い場合に対応させて、電流検出をフィルタ11とIqc推定器12からなる電流推定手段を併用している。つまり、図1におけるフィルタ11では、直流電流Ｉ0からＰＷＭパルス成分を除去し、直流電流Ｉ0の平均値を抽出する。このフィルタは、ＰＷＭに用いるキャリア周波数の成分を除去することが目的であるため、フィルタのカットオフ周波数をキャリア周波数以下程度に設定しておけばよい。これによって、スイッチングに伴うリンギングの影響は完全に削除される。したがって、フィルタ１1の出力は高調波分が取り除かれた直流成分としてのＩ0’になる。そして、Ｉqc推定器12は、高調波分が取り除かれた直流電流Ｉ0’を用いてq軸電流推定値Ｉqc１を演算する。
【００３３】
ここで、Ｉqc推定演算器12の原理を説明する。同期電動機のｄ-ｑ軸上の電圧・電流と、インバータの直流電源電圧Ｖ0と直流電流Ｉ0の関係は、電力に関して数式(４)の関係が成立する。
【００３４】
【数４】
数式(4)の右辺の係数３／２は、ｄ-ｑ座標変換として相対変換を用いている場合の係数であり、絶対変換の場合には、係数は１になる。数式(４)の右辺は、どのような座標で観測しても成立するので、ｄｃ-ｑｃ軸上で、数式(5)と考えることも可能である。
【００３５】
【数５】
ここで、Ｖdc、Ｖqcは、インバータが理想的であると仮定すると、Ｖdc*、Ｖqc*に置き換え、電圧指令値で代用することが可能である。数式(5)より、Ｉqcを求めると、数式(6)となる。
【００３６】
【数６】
Iqc推定器12の演算を実行するときは、回転速度が低いときであるから電流再現器9とｄｑ座標変換器10が動作していないから、d軸電流推定値Ｉdcは得られない。したがって、数式(6)のＩdcに代えてd軸電流指令値Ｉd*を用いると、数式(7)となる。
【００３７】
【数７】
ここで、ＩdcをＩd*に置き換えると、推定誤差は若干増えるが、同期電動機の出力はｑ軸(ｑｃ軸)成分が大きいので、大きな誤差にはならない。Ｉqc推定器１２では、数式(７)の演算を用いて、Ｉqcを推定演算する。なお、直流電圧Ｖ0は、センサを用いて電圧を直接検出してもよいが、直流電圧の変動が少ない場合には、直流電圧の設定値(指令値)を用いても問題ない。
【００３８】
また、数式(4)は、インバータの変換効率を「１」と仮定した場合の関係式であるため、推定値にはその分の誤差が含まれている。したがって、推定精度を上げるには、インバータの変換効率を考慮してq軸電流推定値Ｉqc１を求めるようにしてもよい。
【００３９】
Iqc推定器12の演算機能をブロック図で示すと図5のようになる。つまり、Iqc推定器12は、数式7を具現化するものであり、加算器20、乗算器26、除算器121、直流電圧V0を設定する直流電圧設定器122、2/3のゲインを与える比例ゲイン123からなる。図5の構成により、Iqcの推定演算が可能になる。
【００４０】
以上のように、本実施形態においては、トルク電流成分であるq軸電流推定値Iqcの演算に、フィルタ11とIqc推定器12を用いる第1手段と、電流再現器9とdq座標変換10を用いる第2手段とからなる２つの手段を設けている。ここで、どちらのq軸電流推定手段を用いるかによって、
（１）第1手段のq軸電流推定値Iqc1を用いる状態→「制御モード１」
（２）第2手段のq軸電流推定値Iqc2を用いる状態→「制御モード２」
と定義する。
【００４１】
本実施形態では、制御モード１、２の切替を、図１におけるスイッチ13によって実施する。スイッチ13は、切替信号S1によりスイッチを「１」側または「２」側に切り替えるようになっている。切替信号S1は、切替信号発生器21から出力される。ここで、切替信号発生器21のブロック構成図を図6に示す。
【００４２】
図示例では、切替信号発生器21は速度指令ωr*に応じてスイッチ13を切り替えるようにしている。すなわち、切替レベル設定器211においてIqc1とIqc2を切り替える回転指令値レベルωrswを設定し、比較器212においてωr*とωrswの大きさを比較する。ωr*がωrswよりも小さい場合はS1=１にしてIqc1を有効にする。逆に、ωr*がωrswよりも大きな場合はS1=2としてIqc2を有効にする。
【００４３】
なお、この場合、ωr*は正負の極性を除いた絶対値を用いる。また、切替信号は、本実施形態のように、ωr*に基づくのではなく、キャリア周波数や電圧指令の絶対値に基づいて切り替えるようにしてもよい。要は、パルス幅が狭くなる条件（キャリア周波数が高い場合、電圧指令絶対値が小さな場合など）では、Iqc1を用いるように切替を行えばよい。通常の同期電動機では、回転速度と平均パルス幅は比例関係にあるから、図6のように、速度指令に基づいてIqc1とIqc2を切り替えるのがよい。
【００４４】
以上、本実施形態1によれば、同期電動機の磁極位置センサ、ならびに交流電流センサを用いることなく、広い速度範囲にわたる高性能なセンサレス同期電動機駆動装置を実現できる。
（実施形態２）
図７に、本発明の実施形態２のω1補正器19Bを、演算機能ブロック図にして示す。すなわち、図1のω1補正器19に代えてω1補正器19Bを用いることにより、実施形態２を実現できる。
【００４５】
ω1補正器19Bは、軸位相差推定器191と、その出力である軸位相差Δθcに対する指令を与える零設定器192、および零設定器の出力とΔθcの偏差を演算する加算器20（この場合は減算を実施）、加算器20の出力に基づいて、ω1*への補正量を演算する補正ゲイン193からなる。軸位相差推定器191では、Vdc*、Vqc*、Id*、Idc、Iqcおよびω1*に基づいて、軸位相差Δθの推定演算を行う。軸位相差推定器191内の各ブロック（部品番号13、20、22、24、26）は、図１および図2の同じ番号のものと同一のものである。また、アークタンジェントを演算するアークタンジェント演算器28を用いて、軸位相差Δθの推定値Δθcを直接演算する。Δθcは、数式(8)により求められる。
【００４６】
【数８】
数式(8)は、周知の演算式(例えば、特開2001-251889号公報の数式(17))である。数式(8)によれば、軸位相差Δθを精度良く推定することが可能である。軸位相差Δθの推定精度が高くなると、制御系全体の安定性、応答性が改善され、より信頼性の高い駆動装置が実現できる。なお、数式(8)では、電気角周波数指令ω1*を用いてΔθcを演算しているが、同期電動機の駆動周波数（図1におけるω1c）を用いても問題はない。すなわち、Δω1の値が非常に小さいため、どちらを用いても影響が少ない。
【００４７】
数式(8)を演算機能ブロック図で表すと、図7の軸位相差推定器191になる。ただし、数式(8)に示すように、Δθを推定するためにはIdcの情報が必要であることがわかる。前述したように、制御モード2の場合は、電流再現器9とdq座標変換器10を用いてIdcを演算することができる。しかし、制御モード１の状態ではIdcを推定することはできない。
【００４８】
そこで、本実施形態においては、軸位相差推定器191にスイッチ13を設け、制御モード2の場合にはIdcをそのまま使用し、制御モード１の場合には、Idcの変わりにId*を用いることにする。その結果、軸位相差検出精度に若干の誤差が発生することになるが、数式(8)からわかるように、アークタンジェント内の分子におけるIdcは、抵抗の電圧降下成分であり、他の項に比べると無視できる程度に小さい。また、分母においても、Vqc*が支配的であるので、IdcをId*とすることによる弊害はほとんどないと考えて良い。
【００４９】
それよりも、制御モード１、２において、軸位相差推定のブロックを共通化できることで、制御構成の簡略化が可能になり、演算処理ルーチンが増加することを回避できるメリットがある。
【００５０】
以上のように、実施形態２によれば、高い精度の軸位相差推定器を導入することが可能であり、さらに高性能なセンサレス同期電動機駆動装置が実現できる。
（実施形態３）
図8に、本発明の実施形態3にかかるω１補正器19Cの演算機能ブロック図を示す。本実施形態のω1補正器19Cを図1におけるω1補正器19の代わりに用いることにより実施形態3を実現できる。図8のω1補正器19C内の各ブロックの番号13、20、22、24、26、28、192、193は、図１、図2、および図7の番号のものと同一のものである。
【００５１】
実施形態2では、軸位相差の演算に、数式(8)を用いることにより軸位相差の精度を大幅に向上させることが可能であった。しかしながら、数式(8)の演算式では、同期電動機の回転速度が低い領域で問題が生じる。以下、数式(8)の問題点について簡単に述べる。
【００５２】
数式(8)におけるＶdc*、Ｖqc*は、数式(3)の演算結果であり、どちらも電気角周波数ω１に強く依存する。Ｉd*、Ｉq*が一定であれば、Ｖdc*、Ｖqc*は、ω１*にほぼ比例して変化することになる。したがって、ω１*が零付近の場合は、数式(8)の分母・分子が零に近くなって演算精度が著しく低下する。
【００５３】
また、ω１*が零付近においては、抵抗Ｒの項の依存性が強くなる。抵抗Ｒは、温度の依存性、半導体デバイスによる非線形性などの影響が強いため、抵抗値を精度よく設定することは難しく、数式(8)が成立しなくなる。したがって、数式(8)を用いて、広い速度範囲で軸位相差を推定することは困難である。
【００５４】
そこで、本実施形態3においては、数式(8)を変形し、広い速度範囲で適用可能な軸位相差推定式を用いる。つまり、数式(8)に、数式(3)を代入し、整理すると、数式(9)となる。
【００５５】
【数９】
数式(9)における分母・分子の各項をみると、ω１に関する項とＲに関する項との２種類の項が存在することがわかる。分子のＲの項(＝−Ｒ(Ｉdc−Ｉd*))は、ＩdcとＩd*の偏差に応じた電圧降下分である。Ｉdは、非突極型の同期電動機では通常は零に制御されている。また、突極型の場合でも、定常状態では同期電動機定格の２０〜３０％程度の範囲でしか変化しない。したがって、この項の電圧降下分は１％程度以下の小さな値になるから無視しても問題はない。
【００５６】
分母におけるＲの項(＝−Ｒ(Ｉqc−Ｉq*))は、定格電流時においても１％以下の電圧降下であり、Ｋe・ω１の項に比べると、ほぼ全速度範囲で無視できる。さらに、近年の同期電動機への強い要望として、高い効率が求められているため、同期電動機の抵抗Ｒは、ますます小さく設計される傾向にある。
【００５７】
以上の理由により、数式(9)におけるＲの項を無視すると、数式(9)は、数式(10)のように簡略化できる。すなわち、ｄ軸インダクタンスをＬd[Ｈ]、ｑ軸インダクタンスをＬq[Ｈ]、モータの発電定数をＫe[Ｗb]、磁極軸ｄ軸の電流指令値をＩd*、磁極軸ｄ軸に直交する軸であるｑ軸上の電流指令をＩq*、磁極軸を仮定した軸ｄｃ軸上の電流検出値をＩdc、ｄｃ軸に直交する軸ｑｃ軸上の電流検出値をＩqcとしたとき、ｄ-ｑ軸上の各々の電流指令Ｉd*、Ｉq*およびｄｃ-ｑｃ軸上の電流検出値Ｉdc、Ｉqcを用いて、数式(10)により、軸位相差Δθの推定値Δθcを演算する。
【００５８】
【数１０】
数式(10)では、ω１の項がキャンセルされ、電気角周波数に依存せず、Δθcを演算できることになる。数式(9)における抵抗分を無視しているため、１〜２％以下の極低速域では、推定誤差が生じることになるが、軸位相差存在の有無は検出可能である。図１の制御装置の構成であれば、若干の推定誤差があったとしても、最終的にΔθを零にすることが可能であるため、ほぼ全速度範囲においてベクトル制御型センサレス方式を実現できる。
【００５９】
なお、１〜２％以下の極低速域では、必然的に軸位相差の推定が困難になるため、例えば、零速度で定格トルクを出力することは、数式(10)を持ってしても不可能である。しかし、同期電動機を加速／減速する途中で、上記の極低速域を通過することは可能である。
【００６０】
図8のω1補正器19Cは、数式(10）を具現化するものである。本実施形態においても、図7の実施形態2と同様に、制御モード１の場合には、Idc の代わりにId*を用いるようにするため、スイッチ13により両者を切り替えている。
【００６１】
以上のように、実施形態３によれば、極低速域までの軸位相差推定が可能であり、広い速度範囲にわたって、さらに高性能なセンサレス同期電動機駆動装置が実現できる。
（実施形態4）
図９に、本発明の実施形態４にかかる制御装置2Dのブロック図を示す。図に示す制御装置２Dを、図1における制御装置2の代わりに用いることで、実施形態4を実現できる。本実施形態4は、同期電動機のｑ軸成分(トルク成分)の電流指令値Ｉq*を発生するＩq*発生器１4に代えて、Ｉq*発生器１4Dを備えている。Ｉq*発生器１4Dは、電流推定値Ｉqcに基づいてｑ軸電流指令値Ｉq*を演算する。
【００６２】
ところで、同期電動機のベクトル制御の場合、同期電動機の印加電圧と同期電動機電流とを常に数式(3)の関係に制御する必要がある。Ｉd*は、直接的には、同期電動機負荷には無関係であり、任意の値に設定可能である。これに対して、Ｉq*の方は、負荷トルクおよび回転数に応じて適宜変化させる必要がある。
【００６３】
したがって、定常状態においては、必ずＩq*＝Ｉqcの関係が成り立たないと、軸位相差Δθが残り、ベクトル制御が成立しなくなる。この点、本実施形態4によれば、極めて簡単な系統構成により、Ｉq*とＩqcとを一致させることが可能になる。すなわち、Ｉq*発生器１4Dは、数式(１1)を演算する。ここで、Ｔrは時定数であり、ｓはラプラス演算子である。
【００６４】
【数１１】
数式(11)は、一次遅れ要素であり、原理的には、Ｉqcの定常的な値をＩq*としている。したがって、最終的にＩqc＝Ｉq*となり、ベクトル制御が成立する。通常のベクトル制御における電流指令値は、実際の電流推定値よりも先行して与えられ、それに推定値が一致していくというイメージである。これに対し、図9の系統構成では、通常とは異なり、必要な電流値すなわち実際に流れた電流値の推定値に、電流指令値の方を後から一致させることにより、電圧および電流のバランスを保つようにしている。
【００６５】
図9の制御装置を用いると、制御定数の調整箇所としては、ω1推定器19C内の補正ゲイン193(図8)と数式(１1)における時定数Ｔrとの2箇所となり、極めて単純化された系統構成により、ベクトル制御を実現できる。さらに、制御モード１、２の切り替えと、ω1補正器19Cの効果により、ほぼ全速度範囲において、高性能な同期電動機駆動装置を実現できる。
【００６６】
以上のように、実施形態4によれば、簡単な制御構成で、高性能なベクトル制御型のセンサレス同期電動機駆動装置が実現できる。
（実施形態5）
図１０に、本発明の実施形態５にかかる制御装置2Eのブロック図を示す。図に示す制御装置２Eを、図1における制御装置2の代わりに用いることで、実施形態5を実現できる。制御装置2Eは、Δω１の符号を反転する符号反転器101と、同期電動機の極数Pに応じてΔω１を速度偏差に換算する換算ゲイン102と、ｄ軸電流を制御するＩd電流制御器103と、ｑ軸電流を制御するＩq電流制御器104と、速度偏差を零に制御するIq*発生器14Eとを含んでいる。
【００６７】
実施形態4で説明したように、ベクトル制御においては、電流指令Ｉq*をどのように作成するかが非常に重要である。実施形態4では、実際の電流検出値(推定値)から、Ｉq*を求めているため、非常に簡便ではあるが、逆に、速度や負荷変動に対する高速応答は難しい。
【００６８】
これに対して、図10に示した制御装置2Eを用いれば、高速応答可能なベクトル制御型センサレス方式同期電動機駆動装置を実現できる。すなわち、ω1補正器19Cの出力Δω１は、軸位相差を零にするための速度の修正量である。見方を変えれば、この出力は、実際の回転数指令ωr*と実速度ωrの偏差とに対応した量である。したがって、この出力Δω１が零になるように、Ｉq*を与えると、同期電動機の速度制御の応答を改善できる。
【００６９】
そして、出力Δω１は、符号反転器101により極性が反転され、さらに換算ゲイン102により２／Ｐ倍され、速度偏差Δωr(＝ωr*-ωr)が求められる。Ｉq*発生器１4Eは、速度制御器（ASR）として機能し、速度偏差Δωrに基づいてトルク電流指令であるq軸電流指令値Ｉq*を演算する。
【００７０】
さらに、同期電動機の応答特性を改善するため、ｄｃとｑｃの各軸に電流制御器103、104を付加して、電流を高速に制御している。なお、制御モード１においては、前述の実施形態のように、Idcを演算で得ることができないため、Id*を用いる。その結果、Id電流制御器１０３は機能していない状態になる。また、Iq電流制御に用いるIqcは、これまでの実施形態と同様に、スイッチ13により制御モード毎に切り替えるようにする。
【００７１】
以上のように、実施形態5によれば、速度変動、トルク外乱などに対して高速応答可能なベクトル制御型のセンサレス同期電動機駆動装置が実現できる。
（実施形態6）
図１１に、本発明の実施形態６にかかる制御装置2Fのブロック図を示す。図に示す制御装置2Fを、図1における制御装置2の代わりに用いることで、実施形態6が実現できる。図11において、ω1補正器19F内の補正ゲイン193Fは、比例・積分要素で構成されている。図11の制御装置2Fは、実施形態5の制御装置2Eとほぼ同じ系統構成であるが、制御装置2Fにおけるω１の生成方法が異なっている。
【００７２】
既に説明した実施形態１ないし5では、回転数指令値ωr*からω１*を直接演算し、それにΔω１を加え、駆動周波数を修正していた。これに対して、本実施形態6においては、補正ゲイン193Fの出力を電動機周波数として(ω1cとして)制御演算に用いている点に特徴がある。
【００７３】
Iq*発生器14Eは、速度制御器(ASR)として機能し、回転数指令ωr*と実際の速度推定値ωrとの偏差Δωrに基づいてq軸電流指令値Ｉq*を演算する。Ｉq*は、実際の電流値に対応するq軸電流推定値Ｉqcと比較され、両者を一致させるようにＩq電流制御器104により電流が制御される。実際に同期電動機にトルク電流が発生し、同期電動機の回転数が変化して軸位相差が発生すると、軸位相差演算器19Fが、その軸位相差を検出する。補正ゲイン193Fは、その軸位相差を受けて、ω１を修正して出力する。なお、電圧指令演算器16では、前述の実施形態とは異なり、ω1*の代わりにω1cを用いて、数式(3)の演算を行う。
【００７４】
制御装置をこのように構成にすると、同期電動機の最大トルクによる加速／減速が可能になる。つまり、同期電動機に流せる電流は同期電動機の定格やインバータの容量で制限される。その範囲内の最大条件で加速／減速すれば、最も高速に同期電動機を制御することが可能である。
【００７５】
そこで、Ｉq*に最大電流のリミッタを設けておき、トルク電流を最大限に流した状態で、同期電動機を加速する。その場合、速度ω１は、トルクを与えた結果の速度である必要があり、図10のように回転数指令からフィードフォワード的に速度を与えることはできない。したがって、最大トルクにより加速／減速しようした場合、図11の系統構成が必要になる。
【００７６】
本実施形態においても、実施形態5と同様に、制御モード１では、Idcの代わりにId*を用いて、Id電流制御を実質的にオフさせている。
【００７７】
以上のように、本実施形態6によれば、応答性を著しく向上した高性能なベクトル制御型のセンサレス同期電動機駆動装置が実現できる。
（実施形態7）
図１２に、本発明の実施形態７にかかる制御装置2Gのブロック図を示す。本実施形態7は、実施形態１〜6におけるＩd*発生器15に代えて、Ｉd*発生器15Gを用いることで実現できる。Ｉd*発生器15Gは、Ｉq*に基づいてＩd*の値を決定する。すなわち、本実施形態7は、図9の実施形態4における制御装置とほぼ同じ構成であるが、電流指令Ｉd*の作成方法に特徴がある。
【００７８】
同期電動機の中には、永久磁石によるトルクと同期電動機の突極性または逆突極性によるリラクタンストルクとを組み合わせて、同期電動機トルクを発生する種類のものがある。この種の同期電動機の場合、Ｉdをマイナスの値に制御した領域に同期電動機の最大トルク点があり、Ｉd＝０に制御するのは、効率の面で得策ではない。したがって、最大効率で同期電動機を駆動したい場合は、常に最大トルクとなる状態で同期電動機を駆動するのがよい。特に、産業・家電の分野では、省エネルギー化が望まれており、効率の最大化は重要な課題である。
【００７９】
最大トルクを得る条件は、例えば、文献「ＰＭモータの制御法と回転子構造による特性比較」『電気学会論文誌Ｄ』平成６年、114巻６号、pp.662-667などに報告されている。この文献の数式(６)に従うと、数式(12)となり、Ｉqが定まれば、最大トルクを得るＩdが決まる。ただし、Ｌd≠Ｌqが前提条件である。
【００８０】
【数１２】
本実施形態7では、Ｉd*発生器15Gにおいて、Ｉq*を用いて数式(12)の演算処理を実施する。その結果、常に最大トルク(最大効率)で同期電動機を駆動することが可能になる。なお、数式(12)の演算に、Ｉq*でなくＩqcを用いてもよいが、過渡時におけるＩqcの変動は激しいので、制御系全体が不安定になる恐れがある。
【００８１】
また、効率の最大化は、定常状態で機能すれば、装置の省エネに貢献できるので、Ｉq*発生器の出力であるＩq*を用いても何ら問題はない。さらに、本実施形態7におけるＩd*発生器15Gを、他の実施形態１ないし6に適用しても何ら問題はない。
【００８２】
以上のように、本実施形態7によれば、同期電動機効率の最大化と、制御性能を両立する高性能なセンサレス同期電動機駆動装置を提供できる。
（実施形態8）
図13と図14に、本発明の実施形態8にかかる制御装置2Hと電圧指令演算器16Hの演算機能ブロック図を示す。本実施形態8は、実施形態7における電圧指令演算器16に代えて、電圧指令演算器16Hを用い、さらに発電定数調整器105を新たに備えている。
【００８３】
図1、図9、および図12に示した制御装置においては、Id電流制御器は存在せず、電圧指令演算器16がId*に基づいて、フィードフォワード的に電圧指令を演算するものであった（数式(3)に従って演算する）。この場合、同期電動機の実際の電動機定数と、電圧指令演算器16内で用いている電動機定数とが、正確に一致しない限り、Id*と実際のId(Idc)とが一致することはない。
【００８４】
特に、同期電動機の発電定数Keの誤差の影響は大きく、Keに設定誤差が存在すると、直接的にId(Idc)の誤差になる。実施形態7で述べたように、Idの制御は、電動機の高効率駆動（省エネ運転）を達成する上で重要であり、指令値通りに制御する必要がある。
【００８５】
そこで、本実施形態8においては、d軸電流指令値Id*とd軸電流推定値Idcの差を用いてKeを修正するようにしている。Id*とIdの差はKeだけでなく、他の電動機定数にも依存するものであるが、最も影響力の大きなKeを修正することで、効率低下を防止することができる。
【００８６】
具体的には、Id*発生器15Gの出力Id*と、制御モード2で得られるIdcとの差を演算し、それに基づいて、Ke調整器105においてKeの修正量ΔKeを演算する。電圧指令演算器16Hでは、図14に示すように、ΔKeの値を、Keの初期値設定器25Hの出力に加算し、電圧指令値を演算する。
【００８７】
なお、Ke調整器105は、積分要素を含む補償器とすることで、修正値の維持が可能である。本実施形態では、制御モード1の状態では、Ke調整器は機能しないため、つまりIdcの代わりにId*を用いているので差が零になってしまうため、修正値を維持することが必須となる。すなわち、制御モード２でKeの値を修正し、その値を制御モード１においても継続して用いるように動作することになる。つまり、d軸電流指令値Ｉd*とｄ軸電流推定値Idcに基づいて同期電動機の発電定数Keを補正する手段を備え、制御モード２のときはKeの補正を行い、制御モード１のときは制御モード２のときに補正されたKeの補正量を維持する。また、本実施形態8では、例として実施形態7にKe調整器を付加したものを説明したが、他の実施形態1〜6に関しても、Ke調整器を付加することは可能である。
【００８８】
以上のように、本実施形態8によれば、定数変動に対するロバスト性を備えた高性能なセンサレス同期電動機駆動装置を提供できる。
（実施形態9）
図15に、本発明の実施形態9にかかるIqc推定器12Jの演算機能ブロック図を示す。本実施形態9は、これまでの実施形態1〜8におけるIqc推定器12の代わりに、Iqc推定器12Jを用いることで実現できる。Iqc推定器12Jを構成するブロック図において、符号13、20、26、121、123、192は、他の実施形態の同一番号のものと同一の機能を有する。Iqc推定器12Jには、インバータ変換ゲイン124、3/2のゲインを与える比例ゲイン125、インバータ変換ゲイン124を調整するゲイン調整器126が新たに加えられている。
【００８９】
実施形態１で説明したように、Iqc推定器12の動作原理は、直流電源部の消費電力と、同期電動機の消費電力が等しいという前提に成り立っているものであった（例えば数式(5))。ところが、現実的には、直流電源と同期電動機の間にはインバータ3があり、このインバータの電力変換効率がIqc推定演算の精度に影響を与える。数式(5)を、インバータの電力変換効率をKefとして書き改めると、下記のようになる。
【００９０】
【数１３】
よって、Iqc1は、次の数式(14)となる。
【００９１】
【数１４】
数式(14)におけるインバータ電力変換効率Kefは、動作条件により変化するから正確な値を得るのは難しい。そこで、本実施形態9では、直流電流および直流電圧から求めた電力P1と、電流再現器9および座標変換器10から得られる電流および指令電圧から求めた電力P2とを比較し、インバータの変換効率Kefを算出するループを備えている。
【００９２】
ここで、直流電流および直流電圧から得られる電力は、フィルタ後の電流I0’を用いて、
【００９３】
【数１５】
となる。一方、電流再現器9と座標変換器10から得られる電流および指令電圧から得られる電力P2は、
【００９４】
【数１６】
である。両者の比がすなわち、インバータの変換効率になる。
【００９５】
図15におけるIqc推定器12Jでは、上記数式(15)、ならびに(16)の演算をそれぞれ行い、P1とP2の差を用いてインバータ変換ゲイン124を修正する。インバータ変換ゲイン124の修正は、制御モード２の状態でのみ行うものとし（電流再現が可能な条件でのみ行う）、Iqc推定器12Jの中にスイッチ13を設けている。ゲイン調整器126は、積分要素を含む補償とし、修正量を保持できるようにする。
【００９６】
なお、P1とP2の差を用いてインバータ変換ゲイン124を修正する代わりに、両者の比を演算して、インバータ変換ゲイン124を修正しても問題ない。つまり、Iqc推定器12Jは、ｄ軸及びｑ軸の各電流推定値に基づいてインバータの消費電力を演算する第１電力演算手段と、電流再現器９により求められる交流電流推定値に基づいて同期電動機の消費電力を演算する第２電力演算手段とを備え、それらの電力演算手段により求められた消費電力の差あるいは比率に基づいてｑ軸電流推定値を補正するようにしている。
【００９７】
以上のように、本実施形態9を用いることで、インバータ変換効率ゲインを自動調整でき、制御モード１の精度を大幅に改善することができる。この結果、全速度域でさらに精度の向上したセンサレス同期電動機駆動装置を提供できる。
（実施形態10）
図16〜18に、本発明の実施形態10の全体構成図、動作波形図および制御構成図である。図16における構成要素3〜6、31、32、41〜43は、これまでの実施形態における同じ番号のものと同一のものである。制御装置として、電動機制御用マイクロプロセッサー（以下、マイコンと略）2Kを備え、さらに直流電流検出値のフィルタとしてフィルタ回路11Kを設けている。
【００９８】
マイコン2Kでは、アナログ/デジタル変換器（A/D変換器）の入力を２個備えており、直流電流I0の検出値そのものと、フィルタ回路11Kを通過した後のI0’の両者をマイコン内に読み込んでいる。つまり、マイコン２Kは、電流検出器６の出力が入力される入力端子と、電流検出器６の出力がフィルタ回路１１ｋを介して入力される入力端子とを備えている。また、マイコン2Kからは、インバータ3を駆動するPWMパルス信号が出力される。
【００９９】
マイコン2Kへ入力されるアナログ信号は、図17に示す波形になる。直流電流I0は、直流電源4からインバータ3に流れるパルス状の断続電流であり、図17(a)のような波形になる。一方、フィルタ回路11Kを通過後の電流波形は、同図(b)のように連続した電流波形になる。
【０１００】
実施形態1〜9においては、制御装置内にフィルタ11を設ける構成としたが、現状のマイコンやDSPの能力では、ディジタル信号処理（ソフトウエアの処理）により、直流電流I0から高調波成分を取り除くのは技術的に困難である。また、そのために演算処理周期が極端に短くなり、全体の処理時間に制約が出てくる恐れがある。そこで、フィルタ回路11Kを制御装置の外部に設け、専用回路でフィルタリングを行うようにした点が、本実施形態10の特徴である。
【０１０１】
フィルタ回路11Kの出力は、図17(b)のように連続的な波形になるため、Iqc推定演算に必要となる平均値の読み込みは容易となる。なお、フィルタ後も若干のリプル成分が残るが、マイコン2Kでのサンプリングのタイミングを工夫すれば、リプル成分の影響を受けずに平均値を読み込むことが可能である。すなわち、フィルタの設定時定数としては、検出波形が連続するか、どうかが重要であり、高調波成分を完全に除去する必要はない。通常は、キャリア周波数以下程度に、カットオフ周波数を設定すればよい。
【０１０２】
図18に、マイコン2Kの内部構成のブロック図を示す。図18は、実施形態4（図9）を基に制御ブロックを構成したものである。図9との違いは、フィルタ11が削除され、外部から直接I0’が入力されている点である。また、ωr*発生器1も、マイコン2K内に設けたが、外部からシリアル通信などで入力する構成でも構わない。なお、本実施形態10では、実施形態4を基にした構成を示したが、これまでの他の実施形態すべてに適用することが可能である。
【０１０３】
以上のように、本実施形態10によれば、汎用的な電動機制御用マイクロプロセッサーを用いることで、高性能なセンサレス同期電動機駆動装置が実現できる。
【０１０４】
【発明の効果】
本発明によれば、磁極位置センサ及び交流電流センサを用いないセンサレス制御において、低速から高速域までの広い速度範囲で、高精度で磁極位置及び交流電流を推定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態1の同期電動機駆動装置の系統構成を示すブロック図である。
【図２】図1の電圧指令演算器16の演算機能ブロック図である。
【図３】図1のω1補正器19の演算機能ブロック図である。
【図４】図1の電流再現器9の動作を示す波形図である。
【図５】図1のIqc推定器12の演算機能ブロック図である。
【図６】図1の切替信号発生器21の演算機能ブロック図である。
【図７】本発明の実施形態2の同期電動機駆動装置に係るω1補正器19Bの演算機能ブロック図である。
【図８】本発明の実施形態3の同期電動機駆動装置に係るω1補正器19Cの演算機能ブロック図である。
【図９】本発明の実施形態4の同期電動機駆動装置に係る制御装置2Dの機能ブロック図である。
【図１０】本発明の実施形態５の同期電動機駆動装置に係る制御装置2Eの機能ブロック図である。
【図１１】本発明の実施形態6の同期電動機駆動装置に係る制御装置2Fの機能ブロック図である。
【図１２】本発明の実施形態7の同期電動機駆動装置に係る制御装置2Gの機能ブロック図である。
【図１３】本発明の実施形態8の同期電動機駆動装置に係る制御装置2Hの機能ブロック図である。
【図１４】本発明の実施形態8の同期電動機駆動装置に係る電圧指令演算器16Hの演算機能ブロック図である。
【図１５】本発明の実施形態9の同期電動機駆動装置に係るIqc推定器12Jの演算機能ブロック図である。
【図１６】本発明の実施形態10の同期電動機駆動装置に係る系統構成を示すブロック図である。
【図１７】図１６のマイコン2Kへの入力波形を示す波形図である。
【図１８】図16のマイコン2Kの機能ブロック図である。
【図１９】同期電動機の磁極軸を基準としたｄ-ｑ座標軸と制御上の仮定軸ｄｃ-ｑｃ軸との関係を説明するベクトル図である。
【符号の説明】
１ 回転数指令(ωr*)発生器
２ 制御装置
３ インバータ
４ 直流電源
５ 同期電動機
６ 電流検出器
７ 変換ゲイン
８ 積分器
９ 電流再現器
１０ dq座標変換器
１１ フィルタ
１２ Iqc推定器
１３ スイッチ
１４ Ｉq*発生器
１５ Ｉd*発生器
１６ 電圧指令演算器
１７ ｄｑ逆変換器
１８ ＰＷＭ発生器
１９ ω1補正器
２０ 加算器
２１ 切替信号発生器
３１ インバータ主回路部
３２ ゲート・ドライバ
４１ 三相交流電源
４２ ダイオード・ブリッジ
４３ 平滑コンデンサ
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期電動機駆動装置に係り、特に同期電動機の磁極位置を検出する磁極位置検出センサ、及び同期電動機の交流電流を検出する交流電流検出センサを不用とするいわゆるセンサレスの制御技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
同期電動機のセンサレス制御方式には、磁極位置センサを用いない位置センサレスと、交流電流を検出する交流電流センサレスとに大きく二種類に分類できる。
【０００３】
位置センサレス制御方式は、同期電動機のベクトル制御のための磁極位置センサを設けずに、磁極位置を推定する方式であり、様々の方式が提案されている。例えば、特開2001-251889号公報に記載された方式は、同期電動機の電気定数と、電動機に印加している電圧及び電流に基づいて磁極位置を演算により推定するものである。つまり、同期電動機の磁極位置を基準とした回転座標軸（d-q軸)と、制御上で仮定している回転座標軸（dc-qc軸)の軸位相差（軸位相差）Δθを推定演算する手段を設け、その軸位相差が零になるように同期電動機の周波数指令を制御することにより、位置センサレス制御を実現している。しかし、この場合は、軸位相誤差の演算のために、少なくとも電動機の交流電流を検出する電流センサを必要とする。
【０００４】
交流電流センサレス制御方式は、例えば、特開平８-１９２６３号公報に記載されているように、誘導電動機に流れる交流電流を検出することに代えてインバータの直流側の入力電流を検出し、直流電流に基づいて交流電流を推定する方式である。この場合、ＰＷＭ制御方式のインバータの直流電流は、断続したパルス状の電流波形になるが、インバータのスイッチング状態に対応付ければ、パルス状の電流波形の瞬時値が交流各相の電流に相当することに鑑み、パルス状の電流波形の瞬時値に基づいて交流電流波形を再現するものである。これによれば、交流電流センサを設けた場合と等価になる。なお、交流電流検出に関しては、誘導電動機を同期電動機に置き換えることができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の位置センサレス制御方式によれば、同期電動機の交流電流を検出する必要があり、三相交流電動機の場合は２相分又は３相分の電流センサが必要になる。したがって、電流センサの線形性の調整、オフセット調整等が必要となり、検出精度や信頼性に影響するという問題がある。また、電流センサを取り付けるためのスペースが必要であり、装置の小形化の弊害になる。
ところで、位置センサレス制御方式と電流センサレス制御方式とを組み合わせることで、位置・電流センサレス制御方式が実現できる。
【０００６】
しかしながら、特開平8-19263号公報に記載された方式は、インバータのスイッチング状態に対応付けてパルス状の電流波形の瞬時値をサンプリングする必要があることから、電流サンプリングのタイミング設定に次のような問題がある。すなわち、インバータの直流電流にはスイッチングに伴う振動成分（リンギング）が存在するから、その振動成分を避けて電流をサンプリングしなければならない。特に、インバータのスイッチングパルス幅が狭くなるような運転条件の場合は、リンギングを避けて電流を取り込むタイミングが得られない場合があり、交流電流の推定（再現）が困難になる。スイッチングパルス幅が狭くなるような運転条件としては、例えば、同期電動機の回転数が低く、同期電動機への印加電圧が低い場合、あるいは同期電動機への印加電圧が低いためにPWM（パルス幅変調）に用いるキャリア周波数を高くする場合等である。特に、リンギングはインバータと同期電動機を結ぶ配線が長い場合に激しくなるから、正確に交流電流を推定することは不可能に近い。また、位置センサレス制御方式では、交流電流に基づいて磁極位置を推定する方式であるから、交流電流の正確な値が必須であり、交流電流を推定する場合の推定精度を高くすることが望まれる。
【０００７】
本発明は、磁極位置センサ及び交流電流センサを用いないセンサレス制御において、低速から高速域までの広い速度範囲で、高精度で磁極位置及び交流電流を推定することを課題とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、次に述べる手段により、上記課題を解決するものである。
【０００９】
本発明は、基本的に、磁極位置の推定に用いる同期電動機の交流電流の検出に代えて、同期電動機を駆動するインバータに供給される直流電流を検出する場合に問題となるリンギング等による検出誤差を回避するため、インバータを駆動するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御によるＰＷＭパルスの平均パルス幅が狭い場合と、広い場合とに分けて、インバータに供給される直流電流の検出方法を個別に用意し、それらを使い分けることを特徴とする。
【００１０】
すなわち、平均パルス幅が狭い低速時には、直流電流に含まれる高調波をフィルタなどにより除去した平均値を利用して同期電動機のトルク電流（ｑ軸電流）を演算により推定する。また、平均パルス幅が広い高速時には、従来と同様に、直流電流の瞬時値と、その時のインバータのスイッチング状態から交流電流を推定し、その交流電流の推定値から同期電動機内のトルク電流を推定演算する。そして、これらのトルク電流推定値に基づいて位置センサレスベクトル制御を構成することで、全速度範囲で高性能な同期電動機駆動装置を実現することができる。
【００１１】
具体的に、本発明の同期電動機駆動装置は、同期電動機を駆動するインバータと、該インバータを制御する制御装置とを備え、前記制御装置は、前記同期電動機のｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値と速度指令値とに基づいて前記インバータの出力電圧指令値を生成し、該出力電圧指令値に基づいて前記インバータをＰＷＭ制御するとともに、前記インバータに供給される直流電流に基づいて前記同期電動機に流れるｑ軸電流推定値を求め、該ｑ軸電流推定値に基づいて前記インバータの前記出力電圧指令値の電圧と周波数と位相の少なくとも一つを補正するように構成する。特に、前記制御装置は、前記インバータの直流電圧の検出値又は設定値と前記直流電流をフィルタ処理した直流電流と前記インバータの電力方程式に基づいて前記ｑ軸電流推定値を求める第1手段と、前記インバータのスイッチングモードに基づいて前記直流電流をサンプリングして前記同期電動機に流れる交流電流推定値を求め、該交流電流推定値に基づいて前記ｑ軸電流推定値を求める第2手段とを有してなることを特徴とする。
【００１２】
このように、ｑ軸電流推定値を求める手段として、第1手段と第2手段を備えたことから、これらの手段を、同期電動機の回転速度又は回転速度に相関するインバータの出力周波数、角速度、あるいはＰＷＭの搬送周波数等の物理量に応じて切替えることにより、平均パルス幅が狭い低速時にインバータの直流電流に含まれるリンギングを回避して精度の高いｑ軸電流推定値を求めることができる。 例えば、同期電動機の起動開始時は第１手段を選択し、加速中に第２手段に切り替えることが好ましい。
【００１３】
さらに詳細には、本発明の同期電動機駆動装置は、同期電動機を駆動するインバータと、該インバータを制御する制御装置とを備え、前記制御装置は、前記同期電動機のｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値とを発生する電流指令値発生手段と、前記ｄ軸電流指令値と前記ｑ軸電流指令値と速度指令値とに基づいてｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値とを生成する電圧指令値演算手段と、前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値と前記速度指令値に相関する物理量とに基づいて前記インバータの出力電圧指令値を生成する出力電圧指令演算手段と、該出力電圧指令値に基づいて前記インバータをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段と、前記インバータの直流電圧の検出値又は設定値と前記インバータに供給される直流電流とに基づいて前記同期電動機に流れるｑ軸電流推定値を求めるｑ軸電流推定手段と、少なくとも前記ｑ軸電流推定値に基づいて前記同期電動機の磁極軸と当該制御装置の指令値に係るｄ軸との磁極位相差を求める位相差演算手段と、該磁極位相差に基づいて前記物理量を補正する磁極位相補正手段とを備え、前記ｑ軸電流推定手段は、前記インバータの直流電圧の検出値又は設定値と前記直流電流をフィルタ処理した直流電流と前記インバータの電力方程式に基づいて前記ｑ軸電流推定値を求める第1手段と、前記インバータのスイッチングモードに基づいて前記直流電流をサンプリングして前記同期電動機に流れる交流電流推定値を求め、該交流電流推定値に基づいて前記ｑ軸電流推定値を求める第２手段とを有してなることを特徴とする。
【００１４】
この場合において、制御装置は、交流電流推定値に基づいて当該制御装置のｄ軸上のｄ軸電流推定値を求めるｄ軸電流演算手段を備え、位相差演算手段は、ｑ軸電流推定手段が第２手段のときは、ｄ軸電流推定値とｑ軸電流推定値とに基づいて軸位相差を求めるものとし、ｑ軸電流推定手段が第１手段のときは、ｄ軸電流指令値とｑ軸電流推定値とに基づいて軸位相差を求めることができる。
【００１５】
なお、電流指令値発生手段は、ｑ軸電流指令値をｑ軸電流推定値に基づいて生成することができる。また、軸位相差Δθの推定値に基づいて速度指令値と実際の速度との速度偏差を推定する速度偏差演算手段を設ければ、電流指令値発生手段は、速度偏差の推定値に基づいてｑ軸電流指令値を生成することができる。さらに、これに代えて、軸位相差Δθの推定値に基づいて同期電動機の速度を推定する速度演算手段を設ければ、電流指令値発生手段は、速度の推定値と速度指令値との偏差に基づいてｑ軸電流指令値を生成するようにしてもよい。また、電流指令値発生手段は、ｑ軸電流指令指令値に基づいてｄ軸電流指令値を生成することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、図１乃至図１9を参照して、本発明の同期電動機駆動装置の実施の形態を説明する。
（実施の形態１）
図１に、本発明の実施形態１に係る同期電動機駆動装置のブロック構成図を示す。図示のように、本実施形態の同期電動機駆動装置は、制御対象の同期電動機５の回転数指令ωr*を与える回転数指令発生器１と、同期電動機に供給する交流電圧を演算してパルス幅変調波信号（PWM信号）に変換して出力する制御装置２と、このＰＷＭ信号により駆動されるインバータ3と、インバータ3に電力を供給する直流電源4と、インバータの直流電流Ｉ0を検出する電流検出器６を含んで構成される。
【００１７】
インバータ3は、インバータの主回路部31と、主回路へのゲート信号を発生するゲート・ドライバ32を含んでなり、インバータ3に電力を供給する直流電源4は、三相交流電源４１と、三相交流を整流するダイオード・ブリッジ４２と、直流電源に含まれる脈動成分を抑制する平滑コンデンサ４３とで構成されている。
【００１８】
制御装置２は、次に述べるように構成されている。すなわち、回転数指令発生器１から出力される回転数指令ωr*は変換ゲイン７に入力され、ここにおいて同期電動機の極数Pを用いて同期電動機の電気角周波数指令ω１*に変換される。変換された電気角周波数指令ω１*は積分器８に入力され、ここにおいて制御装置内部の交流位相θdcが演算される。一方、電流検出器６により検出された直流電流I0は電流再現器9に入力される。電流再現器9はPWM発生器18で生成されたPWM信号に基づいて、後述するように、同期電動機5に流れる交流電流Iu、Iv、Iwを推定により再現する。再現された三相交流Iuc、Ivc、Iwcの電流値はｄｑ座標変換器10に入力され、ここにおいて制御装置内部の回転座標軸であるｄｃ-ｑｃ軸上の成分に変換される。変換されたｑ軸電流推定値Ｉqc２はスイッチ１３を介してＩq*発生器１４に入力される。
【００１９】
Ｉq*発生器１４は、入力されるｑ軸電流推定値Ｉqc２に基づいて同期電動機のｑ軸成分(トルク成分)のq軸電流指令値Ｉq*を発生し、電圧指令演算器１６に出力する。Ｉd*発生器１５は、同期電動機のｄ軸成分のd軸電流指令値Id*を発生し、電圧指令演算器１６に出力する。電圧指令演算器１６は、入力されるd軸電流指令値Id*、q軸電流指令値Ｉq*及び電気角周波数指令ω１*に基づいて、d軸電圧指令値Vdc*とｑ軸電流指令値Vqc＊を生成してｄｑ逆変換器１7に出力する。ｄｑ逆変換器１7は、入力されるｄｃ-ｑｃ軸上の電圧指令値Ｖdc*、Ｖqc*を、三相交流軸上の交流電圧指令値vu*、vv*、vw*に変換してPWM発生器18に出力する。PWM発生器18は、入力される交流電圧指令値vu*、vv*、vw*に基づいて、インバータ3を駆動するPWM信号を生成してゲート・ドライバ３２に出力する。
【００２０】
電流検出器６により検出された直流電流I0は、フィルタ１１にも入力され、ここにおいて直流電流I0に含まれる高調波成分が削減される。フィルタ１１から出力される直流電流値I0’はIqc推定器12に入力される。Iqc推定器12は、後述するように、同期電動機のトルク電流成分であるq軸電流推定値Iqc1を求め、スイッチ１３を介してＩq*発生器１４に出力する。スイッチ１３は、Iqc推定器12の出力Iqc1と、dq座標変換器10が出力するq軸電流成分Iqc2の信号を切り替えて、q軸電流推定値IqcとしてＩq*発生器１４に入力させる。
【００２１】
ω１補正器19は、同期電動機のｄ-ｑ軸と制御軸ｄｃ-ｑｃ軸との軸位相差（軸位相差）に相当する状態量を演算して、同期電動機の駆動周波数指令ω１*の修正量Δω１を求め加算器20に出力する。加算器20は、変換ゲイン７から出力される電気角周波数指令ω１*にΔω１を加算してω１cを積分器8に出力する。積分器8からはω１cを積分した位相指令θdcがｄｑ座標変換器10とｄｑ逆変換器１7に位相情報として出力される。また、切替信号発生器21は、回転数指令発生器１から出力される回転数指令ωr*に基づいて、スイッチ13への切り替え信号S1を発生する。
【００２２】
次に、図１の実施形態１について、動作原理を説明する。変換ゲイン７は、回転数指令発生器１からの回転数指令値ωr*に基づいて同期電動機の電気角周波数ω１*を演算して出力する。電圧指令演算器16では、電気角周波数ω１*および電流指令値Ｉd*、Ｉq*に基づいて、同期電動機5への印加電圧であるＶdc*およびＶqc*を数式(３)により演算する。ただし、Ｒ：電動機抵抗、Ｌd:ｄ軸インダクタンス、Ｌq：ｑ軸インダクタンス、Ｋe：電動機の発電定数である。
【００２３】
【数３】
【００２４】
ｄｑ逆変換器17では、数式(3)により得られたＶdc*およびＶqc*を、周知のように三相交流軸上の電圧指令値vu*、vv*、vw*に座標変換する。そして、ＰＷＭ発生器18において、周知のように電圧指令値と三角波キャリアと比較してパルス幅変換を行ない、PWMパルスを出力する。ゲートドライバ32は、このパルス信号に基づいて各スイッチング素子（Sup，Sun，Svp，Svn，Swp，Swn）を駆動して、同期電動機５にＶdc*、Ｖqc*に相当する交流電圧を印加する。
【００２５】
数式(３)および図2に示すように、電圧指令値は、同期電動機の定数であるＲ、Ｌd、Ｌq、Ｋeを用いて演算されるから、これらの定数が正確であれば同期電動機は指令値通りの回転速度および電流値で駆動される。
【００２６】
一方、図1におけるω１補正器19では、q軸電流指令Iq*およびトルク電流成分の推定値Iqc（Iqc1またはIqc2）に基づいて、軸位相差Δθに相当する物理量を演算により定するとともに、電動機の駆動周波数ω1の補正量Δω１を演算する。軸位相差Δθとd-q軸とdc-qc軸の関係を図19に示す。同期電動機内の実際の磁極軸をd軸とし、それに直交する軸をq軸とする。一方、制御装置内で仮定している座標軸をdc-qc軸とすると、軸位相差Δθは図19に示す角度になる。dc-qc軸がd-q軸よりも遅れている場合は、Δω1を「正」の値にして駆動周波数を高くすることによりdc-qc軸をd-q軸に一致させる。逆に、dc-qc軸がd-q軸よりも進んでいる場合は、Δω1を「負」の値にすることにより、dc-qc軸をd-q軸に一致させる。
【００２７】
ω１補正器１９の演算機能をブロック図で表すと、図3のように、Iq*とIqcの差を演算する加算器(ここでは減算を行う)20と、比例要素（ゲインK0）の補正ゲイン27を含んでなる。同期電動機を制御する場合、定常状態においては、Iq*とIqcは一致するが、加減速時や負荷外乱発生時には、両者にずれが生じる。例えば、負荷トルク外乱が発生すると、d-q軸がdc-qc軸よりも遅れて軸位相差Δθが増加するとともに、q軸電流推定値Iqcも増加する。逆に、負荷外乱が減少した場合はその逆の現象が発生する。よって、q軸電流指令値Iq*とq軸電流推定値Iqcの差を観測していれば、軸位相差Δθに関する情報が得られる。したがって、軸位相差Δθを低減するようにインバータ3から出力される交流電圧の位相または周波数を補正することにより、磁極位置センサレスでd-q軸とdc-qc軸を一致させることができる。なお、補正ゲイン27を適切な値に設定することで、同期電動機の制御系全体を安定化することができる。つまり、ω1補正器１９と積分器8のループによりＰＬＬ(Phase Locked Loop)が形成され、ω１*を修正することにより位相角θdcが補正され、結果的に、軸位相差Δθが零に制御される。この軸位相差を零に収束させる制御応答時間は、補正ゲイン2７の設定応答により決定されるからである。なおまた、PLLを用いずにω1補正器19の出力から、位相角θdcを直接修正するような補正ループを設けても、同様の効果が得られる。
【００２８】
次に、本発明の特徴部分である電流再現器9、Iqc推定器12、ならびにスイッチ13の動作について説明する。まず、電流再現器9の動作原理を図4を用いて説明する。図4(ａ)は、三相電圧指令vu*、vv*、vw*と、PWMを行うための三角波キャリアを示したものである。各々の電圧指令値vu*、vv*、vw*は交流波形であるが、三角波キャリア周期のような微小期間で観測すると、図のように直流のように殆ど変化が見られない。そして、PWM信号は、各々の電圧指令値と三角波キャリアとを比較することにより得られる。図4(b)に、PWMパルス波形を示す。それぞれ「１」の時にはプラス側のスイッチ(図1におけるインバータ内のスイッチＳup、Ｓvp、Ｓwp)をオンし、「０」の時にはマイナス側のスイッチ(Ｓun、Ｓvn、Ｓwn)をオンする。
【００２９】
いま、同期電動機の交流電流が図4(ｃ)のような場合を仮定すると、インバータの直流電流Ｉ0は、同図(d)のような波形になる。(d)の波形には、次の４つのスイッチモード
(１)スイッチモード１：
Ｓup＝ON、 Ｓvp＝ON、 Ｓwp＝ON → Ｉ0＝０
(２)スイッチモード２：
Ｓup＝ON、 Ｓvp＝ON、 Ｓwp＝OFF → Ｉ0＝Ｉu+Ｉv＝−Ｉw
(３)スイッチモード３：
Ｓup＝ON、 Ｓvp＝OFF、 Ｓwp＝OFF → Ｉ0＝Ｉu
(４)スイッチモード４：
Ｓup＝OFF、 Ｓvp＝OFF、 Ｓwp＝OFF → Ｉ0＝０
がある。
【００３０】
したがって、スイッチモード３のスイッチ状態で直流電流Ｉ0をサンプリングすればＩuを検出でき、また、スイッチモード２の状態ではＩwを検出できる。Ｉvは、ＩuとＩwから演算により求めることができる。電流再現器９の基本的な動作は、例えば、特開平８-１９２６３号公報などに開示されている周知の方法と同様である。交流電流を再現できれば、dq座標変換器10により、dc軸ならびにqc軸の電流成分を求めることができ、制御に必要なdc-qc軸上の電流推定値が得られる。
【００３１】
このようにして、電流再現器9により、直流電流I0の検出値から交流電流を再現できる。しかし、この方式には、前述したように、次のような課題がある。すなわち、同期電動機の回転速度が低い場合には、電動機への印加電圧が低下し、図4におけるモード２およびモード３の期間が短くなる。したがって、非常に狭いパルス状の電流値をサンプリングする必要が生じる。図４の波形は、原理説明図であり、直流電流Ｉ0は振動のないパルス状の波形で示しているが、実際の波形にはスイッチングに伴うリンギングが重畳しており、パルス幅が狭い場合には、この影響が無視できなくなる。
【００３２】
そこで、本実施形態では、回転速度が低い場合に対応させて、電流検出をフィルタ11とIqc推定器12からなる電流推定手段を併用している。つまり、図1におけるフィルタ11では、直流電流Ｉ0からＰＷＭパルス成分を除去し、直流電流Ｉ0の平均値を抽出する。このフィルタは、ＰＷＭに用いるキャリア周波数の成分を除去することが目的であるため、フィルタのカットオフ周波数をキャリア周波数以下程度に設定しておけばよい。これによって、スイッチングに伴うリンギングの影響は完全に削除される。したがって、フィルタ１1の出力は高調波分が取り除かれた直流成分としてのＩ0’になる。そして、Ｉqc推定器12は、高調波分が取り除かれた直流電流Ｉ0’を用いてq軸電流推定値Ｉqc１を演算する。
【００３３】
ここで、Ｉqc推定演算器12の原理を説明する。同期電動機のｄ-ｑ軸上の電圧・電流と、インバータの直流電源電圧Ｖ0と直流電流Ｉ0の関係は、電力に関して数式(４)の関係が成立する。
【００３４】
【数４】
【００３５】
【数５】
【００３６】
【数６】
【００３７】
【数７】
【００３８】
また、数式(4)は、インバータの変換効率を「１」と仮定した場合の関係式であるため、推定値にはその分の誤差が含まれている。したがって、推定精度を上げるには、インバータの変換効率を考慮してq軸電流推定値Ｉqc１を求めるようにしてもよい。
【００３９】
Iqc推定器12の演算機能をブロック図で示すと図5のようになる。つまり、Iqc推定器12は、数式7を具現化するものであり、加算器20、乗算器26、除算器121、直流電圧V0を設定する直流電圧設定器122、2/3のゲインを与える比例ゲイン123からなる。図5の構成により、Iqcの推定演算が可能になる。
【００４０】
以上のように、本実施形態においては、トルク電流成分であるq軸電流推定値Iqcの演算に、フィルタ11とIqc推定器12を用いる第1手段と、電流再現器9とdq座標変換10を用いる第2手段とからなる２つの手段を設けている。ここで、どちらのq軸電流推定手段を用いるかによって、
（１）第1手段のq軸電流推定値Iqc1を用いる状態→「制御モード１」
（２）第2手段のq軸電流推定値Iqc2を用いる状態→「制御モード２」
と定義する。
【００４１】
本実施形態では、制御モード１、２の切替を、図１におけるスイッチ13によって実施する。スイッチ13は、切替信号S1によりスイッチを「１」側または「２」側に切り替えるようになっている。切替信号S1は、切替信号発生器21から出力される。ここで、切替信号発生器21のブロック構成図を図6に示す。
【００４２】
図示例では、切替信号発生器21は速度指令ωr*に応じてスイッチ13を切り替えるようにしている。すなわち、切替レベル設定器211においてIqc1とIqc2を切り替える回転指令値レベルωrswを設定し、比較器212においてωr*とωrswの大きさを比較する。ωr*がωrswよりも小さい場合はS1=１にしてIqc1を有効にする。逆に、ωr*がωrswよりも大きな場合はS1=2としてIqc2を有効にする。
【００４３】
なお、この場合、ωr*は正負の極性を除いた絶対値を用いる。また、切替信号は、本実施形態のように、ωr*に基づくのではなく、キャリア周波数や電圧指令の絶対値に基づいて切り替えるようにしてもよい。要は、パルス幅が狭くなる条件（キャリア周波数が高い場合、電圧指令絶対値が小さな場合など）では、Iqc1を用いるように切替を行えばよい。通常の同期電動機では、回転速度と平均パルス幅は比例関係にあるから、図6のように、速度指令に基づいてIqc1とIqc2を切り替えるのがよい。
【００４４】
以上、本実施形態1によれば、同期電動機の磁極位置センサ、ならびに交流電流センサを用いることなく、広い速度範囲にわたる高性能なセンサレス同期電動機駆動装置を実現できる。
（実施形態２）
図７に、本発明の実施形態２のω1補正器19Bを、演算機能ブロック図にして示す。すなわち、図1のω1補正器19に代えてω1補正器19Bを用いることにより、実施形態２を実現できる。
【００４５】
ω1補正器19Bは、軸位相差推定器191と、その出力である軸位相差Δθcに対する指令を与える零設定器192、および零設定器の出力とΔθcの偏差を演算する加算器20（この場合は減算を実施）、加算器20の出力に基づいて、ω1*への補正量を演算する補正ゲイン193からなる。軸位相差推定器191では、Vdc*、Vqc*、Id*、Idc、Iqcおよびω1*に基づいて、軸位相差Δθの推定演算を行う。軸位相差推定器191内の各ブロック（部品番号13、20、22、24、26）は、図１および図2の同じ番号のものと同一のものである。また、アークタンジェントを演算するアークタンジェント演算器28を用いて、軸位相差Δθの推定値Δθcを直接演算する。Δθcは、数式(8)により求められる。
【００４６】
【数８】
【００４７】
数式(8)を演算機能ブロック図で表すと、図7の軸位相差推定器191になる。ただし、数式(8)に示すように、Δθを推定するためにはIdcの情報が必要であることがわかる。前述したように、制御モード2の場合は、電流再現器9とdq座標変換器10を用いてIdcを演算することができる。しかし、制御モード１の状態ではIdcを推定することはできない。
【００４８】
そこで、本実施形態においては、軸位相差推定器191にスイッチ13を設け、制御モード2の場合にはIdcをそのまま使用し、制御モード１の場合には、Idcの変わりにId*を用いることにする。その結果、軸位相差検出精度に若干の誤差が発生することになるが、数式(8)からわかるように、アークタンジェント内の分子におけるIdcは、抵抗の電圧降下成分であり、他の項に比べると無視できる程度に小さい。また、分母においても、Vqc*が支配的であるので、IdcをId*とすることによる弊害はほとんどないと考えて良い。
【００４９】
それよりも、制御モード１、２において、軸位相差推定のブロックを共通化できることで、制御構成の簡略化が可能になり、演算処理ルーチンが増加することを回避できるメリットがある。
【００５０】
以上のように、実施形態２によれば、高い精度の軸位相差推定器を導入することが可能であり、さらに高性能なセンサレス同期電動機駆動装置が実現できる。
（実施形態３）
図8に、本発明の実施形態3にかかるω１補正器19Cの演算機能ブロック図を示す。本実施形態のω1補正器19Cを図1におけるω1補正器19の代わりに用いることにより実施形態3を実現できる。図8のω1補正器19C内の各ブロックの番号13、20、22、24、26、28、192、193は、図１、図2、および図7の番号のものと同一のものである。
【００５１】
実施形態2では、軸位相差の演算に、数式(8)を用いることにより軸位相差の精度を大幅に向上させることが可能であった。しかしながら、数式(8)の演算式では、同期電動機の回転速度が低い領域で問題が生じる。以下、数式(8)の問題点について簡単に述べる。
【００５２】
数式(8)におけるＶdc*、Ｖqc*は、数式(3)の演算結果であり、どちらも電気角周波数ω１に強く依存する。Ｉd*、Ｉq*が一定であれば、Ｖdc*、Ｖqc*は、ω１*にほぼ比例して変化することになる。したがって、ω１*が零付近の場合は、数式(8)の分母・分子が零に近くなって演算精度が著しく低下する。
【００５３】
また、ω１*が零付近においては、抵抗Ｒの項の依存性が強くなる。抵抗Ｒは、温度の依存性、半導体デバイスによる非線形性などの影響が強いため、抵抗値を精度よく設定することは難しく、数式(8)が成立しなくなる。したがって、数式(8)を用いて、広い速度範囲で軸位相差を推定することは困難である。
【００５４】
そこで、本実施形態3においては、数式(8)を変形し、広い速度範囲で適用可能な軸位相差推定式を用いる。つまり、数式(8)に、数式(3)を代入し、整理すると、数式(9)となる。
【００５５】
【数９】
【００５６】
分母におけるＲの項(＝−Ｒ(Ｉqc−Ｉq*))は、定格電流時においても１％以下の電圧降下であり、Ｋe・ω１の項に比べると、ほぼ全速度範囲で無視できる。さらに、近年の同期電動機への強い要望として、高い効率が求められているため、同期電動機の抵抗Ｒは、ますます小さく設計される傾向にある。
【００５７】
以上の理由により、数式(9)におけるＲの項を無視すると、数式(9)は、数式(10)のように簡略化できる。すなわち、ｄ軸インダクタンスをＬd[Ｈ]、ｑ軸インダクタンスをＬq[Ｈ]、モータの発電定数をＫe[Ｗb]、磁極軸ｄ軸の電流指令値をＩd*、磁極軸ｄ軸に直交する軸であるｑ軸上の電流指令をＩq*、磁極軸を仮定した軸ｄｃ軸上の電流検出値をＩdc、ｄｃ軸に直交する軸ｑｃ軸上の電流検出値をＩqcとしたとき、ｄ-ｑ軸上の各々の電流指令Ｉd*、Ｉq*およびｄｃ-ｑｃ軸上の電流検出値Ｉdc、Ｉqcを用いて、数式(10)により、軸位相差Δθの推定値Δθcを演算する。
【００５８】
【数１０】
【００５９】
なお、１〜２％以下の極低速域では、必然的に軸位相差の推定が困難になるため、例えば、零速度で定格トルクを出力することは、数式(10)を持ってしても不可能である。しかし、同期電動機を加速／減速する途中で、上記の極低速域を通過することは可能である。
【００６０】
図8のω1補正器19Cは、数式(10）を具現化するものである。本実施形態においても、図7の実施形態2と同様に、制御モード１の場合には、Idc の代わりにId*を用いるようにするため、スイッチ13により両者を切り替えている。
【００６１】
以上のように、実施形態３によれば、極低速域までの軸位相差推定が可能であり、広い速度範囲にわたって、さらに高性能なセンサレス同期電動機駆動装置が実現できる。
（実施形態4）
図９に、本発明の実施形態４にかかる制御装置2Dのブロック図を示す。図に示す制御装置２Dを、図1における制御装置2の代わりに用いることで、実施形態4を実現できる。本実施形態4は、同期電動機のｑ軸成分(トルク成分)の電流指令値Ｉq*を発生するＩq*発生器１4に代えて、Ｉq*発生器１4Dを備えている。Ｉq*発生器１4Dは、電流推定値Ｉqcに基づいてｑ軸電流指令値Ｉq*を演算する。
【００６２】
ところで、同期電動機のベクトル制御の場合、同期電動機の印加電圧と同期電動機電流とを常に数式(3)の関係に制御する必要がある。Ｉd*は、直接的には、同期電動機負荷には無関係であり、任意の値に設定可能である。これに対して、Ｉq*の方は、負荷トルクおよび回転数に応じて適宜変化させる必要がある。
【００６３】
したがって、定常状態においては、必ずＩq*＝Ｉqcの関係が成り立たないと、軸位相差Δθが残り、ベクトル制御が成立しなくなる。この点、本実施形態4によれば、極めて簡単な系統構成により、Ｉq*とＩqcとを一致させることが可能になる。すなわち、Ｉq*発生器１4Dは、数式(１1)を演算する。ここで、Ｔrは時定数であり、ｓはラプラス演算子である。
【００６４】
【数１１】
【００６５】
図9の制御装置を用いると、制御定数の調整箇所としては、ω1推定器19C内の補正ゲイン193(図8)と数式(１1)における時定数Ｔrとの2箇所となり、極めて単純化された系統構成により、ベクトル制御を実現できる。さらに、制御モード１、２の切り替えと、ω1補正器19Cの効果により、ほぼ全速度範囲において、高性能な同期電動機駆動装置を実現できる。
【００６６】
以上のように、実施形態4によれば、簡単な制御構成で、高性能なベクトル制御型のセンサレス同期電動機駆動装置が実現できる。
（実施形態5）
図１０に、本発明の実施形態５にかかる制御装置2Eのブロック図を示す。図に示す制御装置２Eを、図1における制御装置2の代わりに用いることで、実施形態5を実現できる。制御装置2Eは、Δω１の符号を反転する符号反転器101と、同期電動機の極数Pに応じてΔω１を速度偏差に換算する換算ゲイン102と、ｄ軸電流を制御するＩd電流制御器103と、ｑ軸電流を制御するＩq電流制御器104と、速度偏差を零に制御するIq*発生器14Eとを含んでいる。
【００６７】
実施形態4で説明したように、ベクトル制御においては、電流指令Ｉq*をどのように作成するかが非常に重要である。実施形態4では、実際の電流検出値(推定値)から、Ｉq*を求めているため、非常に簡便ではあるが、逆に、速度や負荷変動に対する高速応答は難しい。
【００６８】
これに対して、図10に示した制御装置2Eを用いれば、高速応答可能なベクトル制御型センサレス方式同期電動機駆動装置を実現できる。すなわち、ω1補正器19Cの出力Δω１は、軸位相差を零にするための速度の修正量である。見方を変えれば、この出力は、実際の回転数指令ωr*と実速度ωrの偏差とに対応した量である。したがって、この出力Δω１が零になるように、Ｉq*を与えると、同期電動機の速度制御の応答を改善できる。
【００６９】
そして、出力Δω１は、符号反転器101により極性が反転され、さらに換算ゲイン102により２／Ｐ倍され、速度偏差Δωr(＝ωr*-ωr)が求められる。Ｉq*発生器１4Eは、速度制御器（ASR）として機能し、速度偏差Δωrに基づいてトルク電流指令であるq軸電流指令値Ｉq*を演算する。
【００７０】
さらに、同期電動機の応答特性を改善するため、ｄｃとｑｃの各軸に電流制御器103、104を付加して、電流を高速に制御している。なお、制御モード１においては、前述の実施形態のように、Idcを演算で得ることができないため、Id*を用いる。その結果、Id電流制御器１０３は機能していない状態になる。また、Iq電流制御に用いるIqcは、これまでの実施形態と同様に、スイッチ13により制御モード毎に切り替えるようにする。
【００７１】
以上のように、実施形態5によれば、速度変動、トルク外乱などに対して高速応答可能なベクトル制御型のセンサレス同期電動機駆動装置が実現できる。
（実施形態6）
図１１に、本発明の実施形態６にかかる制御装置2Fのブロック図を示す。図に示す制御装置2Fを、図1における制御装置2の代わりに用いることで、実施形態6が実現できる。図11において、ω1補正器19F内の補正ゲイン193Fは、比例・積分要素で構成されている。図11の制御装置2Fは、実施形態5の制御装置2Eとほぼ同じ系統構成であるが、制御装置2Fにおけるω１の生成方法が異なっている。
【００７２】
既に説明した実施形態１ないし5では、回転数指令値ωr*からω１*を直接演算し、それにΔω１を加え、駆動周波数を修正していた。これに対して、本実施形態6においては、補正ゲイン193Fの出力を電動機周波数として(ω1cとして)制御演算に用いている点に特徴がある。
【００７３】
Iq*発生器14Eは、速度制御器(ASR)として機能し、回転数指令ωr*と実際の速度推定値ωrとの偏差Δωrに基づいてq軸電流指令値Ｉq*を演算する。Ｉq*は、実際の電流値に対応するq軸電流推定値Ｉqcと比較され、両者を一致させるようにＩq電流制御器104により電流が制御される。実際に同期電動機にトルク電流が発生し、同期電動機の回転数が変化して軸位相差が発生すると、軸位相差演算器19Fが、その軸位相差を検出する。補正ゲイン193Fは、その軸位相差を受けて、ω１を修正して出力する。なお、電圧指令演算器16では、前述の実施形態とは異なり、ω1*の代わりにω1cを用いて、数式(3)の演算を行う。
【００７４】
制御装置をこのように構成にすると、同期電動機の最大トルクによる加速／減速が可能になる。つまり、同期電動機に流せる電流は同期電動機の定格やインバータの容量で制限される。その範囲内の最大条件で加速／減速すれば、最も高速に同期電動機を制御することが可能である。
【００７５】
そこで、Ｉq*に最大電流のリミッタを設けておき、トルク電流を最大限に流した状態で、同期電動機を加速する。その場合、速度ω１は、トルクを与えた結果の速度である必要があり、図10のように回転数指令からフィードフォワード的に速度を与えることはできない。したがって、最大トルクにより加速／減速しようした場合、図11の系統構成が必要になる。
【００７６】
本実施形態においても、実施形態5と同様に、制御モード１では、Idcの代わりにId*を用いて、Id電流制御を実質的にオフさせている。
【００７７】
以上のように、本実施形態6によれば、応答性を著しく向上した高性能なベクトル制御型のセンサレス同期電動機駆動装置が実現できる。
（実施形態7）
図１２に、本発明の実施形態７にかかる制御装置2Gのブロック図を示す。本実施形態7は、実施形態１〜6におけるＩd*発生器15に代えて、Ｉd*発生器15Gを用いることで実現できる。Ｉd*発生器15Gは、Ｉq*に基づいてＩd*の値を決定する。すなわち、本実施形態7は、図9の実施形態4における制御装置とほぼ同じ構成であるが、電流指令Ｉd*の作成方法に特徴がある。
【００７８】
同期電動機の中には、永久磁石によるトルクと同期電動機の突極性または逆突極性によるリラクタンストルクとを組み合わせて、同期電動機トルクを発生する種類のものがある。この種の同期電動機の場合、Ｉdをマイナスの値に制御した領域に同期電動機の最大トルク点があり、Ｉd＝０に制御するのは、効率の面で得策ではない。したがって、最大効率で同期電動機を駆動したい場合は、常に最大トルクとなる状態で同期電動機を駆動するのがよい。特に、産業・家電の分野では、省エネルギー化が望まれており、効率の最大化は重要な課題である。
【００７９】
最大トルクを得る条件は、例えば、文献「ＰＭモータの制御法と回転子構造による特性比較」『電気学会論文誌Ｄ』平成６年、114巻６号、pp.662-667などに報告されている。この文献の数式(６)に従うと、数式(12)となり、Ｉqが定まれば、最大トルクを得るＩdが決まる。ただし、Ｌd≠Ｌqが前提条件である。
【００８０】
【数１２】
【００８１】
また、効率の最大化は、定常状態で機能すれば、装置の省エネに貢献できるので、Ｉq*発生器の出力であるＩq*を用いても何ら問題はない。さらに、本実施形態7におけるＩd*発生器15Gを、他の実施形態１ないし6に適用しても何ら問題はない。
【００８２】
以上のように、本実施形態7によれば、同期電動機効率の最大化と、制御性能を両立する高性能なセンサレス同期電動機駆動装置を提供できる。
（実施形態8）
図13と図14に、本発明の実施形態8にかかる制御装置2Hと電圧指令演算器16Hの演算機能ブロック図を示す。本実施形態8は、実施形態7における電圧指令演算器16に代えて、電圧指令演算器16Hを用い、さらに発電定数調整器105を新たに備えている。
【００８３】
図1、図9、および図12に示した制御装置においては、Id電流制御器は存在せず、電圧指令演算器16がId*に基づいて、フィードフォワード的に電圧指令を演算するものであった（数式(3)に従って演算する）。この場合、同期電動機の実際の電動機定数と、電圧指令演算器16内で用いている電動機定数とが、正確に一致しない限り、Id*と実際のId(Idc)とが一致することはない。
【００８４】
特に、同期電動機の発電定数Keの誤差の影響は大きく、Keに設定誤差が存在すると、直接的にId(Idc)の誤差になる。実施形態7で述べたように、Idの制御は、電動機の高効率駆動（省エネ運転）を達成する上で重要であり、指令値通りに制御する必要がある。
【００８５】
そこで、本実施形態8においては、d軸電流指令値Id*とd軸電流推定値Idcの差を用いてKeを修正するようにしている。Id*とIdの差はKeだけでなく、他の電動機定数にも依存するものであるが、最も影響力の大きなKeを修正することで、効率低下を防止することができる。
【００８６】
具体的には、Id*発生器15Gの出力Id*と、制御モード2で得られるIdcとの差を演算し、それに基づいて、Ke調整器105においてKeの修正量ΔKeを演算する。電圧指令演算器16Hでは、図14に示すように、ΔKeの値を、Keの初期値設定器25Hの出力に加算し、電圧指令値を演算する。
【００８７】
なお、Ke調整器105は、積分要素を含む補償器とすることで、修正値の維持が可能である。本実施形態では、制御モード1の状態では、Ke調整器は機能しないため、つまりIdcの代わりにId*を用いているので差が零になってしまうため、修正値を維持することが必須となる。すなわち、制御モード２でKeの値を修正し、その値を制御モード１においても継続して用いるように動作することになる。つまり、d軸電流指令値Ｉd*とｄ軸電流推定値Idcに基づいて同期電動機の発電定数Keを補正する手段を備え、制御モード２のときはKeの補正を行い、制御モード１のときは制御モード２のときに補正されたKeの補正量を維持する。また、本実施形態8では、例として実施形態7にKe調整器を付加したものを説明したが、他の実施形態1〜6に関しても、Ke調整器を付加することは可能である。
【００８８】
以上のように、本実施形態8によれば、定数変動に対するロバスト性を備えた高性能なセンサレス同期電動機駆動装置を提供できる。
（実施形態9）
図15に、本発明の実施形態9にかかるIqc推定器12Jの演算機能ブロック図を示す。本実施形態9は、これまでの実施形態1〜8におけるIqc推定器12の代わりに、Iqc推定器12Jを用いることで実現できる。Iqc推定器12Jを構成するブロック図において、符号13、20、26、121、123、192は、他の実施形態の同一番号のものと同一の機能を有する。Iqc推定器12Jには、インバータ変換ゲイン124、3/2のゲインを与える比例ゲイン125、インバータ変換ゲイン124を調整するゲイン調整器126が新たに加えられている。
【００８９】
実施形態１で説明したように、Iqc推定器12の動作原理は、直流電源部の消費電力と、同期電動機の消費電力が等しいという前提に成り立っているものであった（例えば数式(5))。ところが、現実的には、直流電源と同期電動機の間にはインバータ3があり、このインバータの電力変換効率がIqc推定演算の精度に影響を与える。数式(5)を、インバータの電力変換効率をKefとして書き改めると、下記のようになる。
【００９０】
【数１３】
【００９１】
【数１４】
【００９２】
ここで、直流電流および直流電圧から得られる電力は、フィルタ後の電流I0’を用いて、
【００９３】
【数１５】
【００９４】
【数１６】
【００９５】
図15におけるIqc推定器12Jでは、上記数式(15)、ならびに(16)の演算をそれぞれ行い、P1とP2の差を用いてインバータ変換ゲイン124を修正する。インバータ変換ゲイン124の修正は、制御モード２の状態でのみ行うものとし（電流再現が可能な条件でのみ行う）、Iqc推定器12Jの中にスイッチ13を設けている。ゲイン調整器126は、積分要素を含む補償とし、修正量を保持できるようにする。
【００９６】
なお、P1とP2の差を用いてインバータ変換ゲイン124を修正する代わりに、両者の比を演算して、インバータ変換ゲイン124を修正しても問題ない。つまり、Iqc推定器12Jは、ｄ軸及びｑ軸の各電流推定値に基づいてインバータの消費電力を演算する第１電力演算手段と、電流再現器９により求められる交流電流推定値に基づいて同期電動機の消費電力を演算する第２電力演算手段とを備え、それらの電力演算手段により求められた消費電力の差あるいは比率に基づいてｑ軸電流推定値を補正するようにしている。
【００９７】
以上のように、本実施形態9を用いることで、インバータ変換効率ゲインを自動調整でき、制御モード１の精度を大幅に改善することができる。この結果、全速度域でさらに精度の向上したセンサレス同期電動機駆動装置を提供できる。
（実施形態10）
図16〜18に、本発明の実施形態10の全体構成図、動作波形図および制御構成図である。図16における構成要素3〜6、31、32、41〜43は、これまでの実施形態における同じ番号のものと同一のものである。制御装置として、電動機制御用マイクロプロセッサー（以下、マイコンと略）2Kを備え、さらに直流電流検出値のフィルタとしてフィルタ回路11Kを設けている。
【００９８】
マイコン2Kでは、アナログ/デジタル変換器（A/D変換器）の入力を２個備えており、直流電流I0の検出値そのものと、フィルタ回路11Kを通過した後のI0’の両者をマイコン内に読み込んでいる。つまり、マイコン２Kは、電流検出器６の出力が入力される入力端子と、電流検出器６の出力がフィルタ回路１１ｋを介して入力される入力端子とを備えている。また、マイコン2Kからは、インバータ3を駆動するPWMパルス信号が出力される。
【００９９】
マイコン2Kへ入力されるアナログ信号は、図17に示す波形になる。直流電流I0は、直流電源4からインバータ3に流れるパルス状の断続電流であり、図17(a)のような波形になる。一方、フィルタ回路11Kを通過後の電流波形は、同図(b)のように連続した電流波形になる。
【０１００】
実施形態1〜9においては、制御装置内にフィルタ11を設ける構成としたが、現状のマイコンやDSPの能力では、ディジタル信号処理（ソフトウエアの処理）により、直流電流I0から高調波成分を取り除くのは技術的に困難である。また、そのために演算処理周期が極端に短くなり、全体の処理時間に制約が出てくる恐れがある。そこで、フィルタ回路11Kを制御装置の外部に設け、専用回路でフィルタリングを行うようにした点が、本実施形態10の特徴である。
【０１０１】
フィルタ回路11Kの出力は、図17(b)のように連続的な波形になるため、Iqc推定演算に必要となる平均値の読み込みは容易となる。なお、フィルタ後も若干のリプル成分が残るが、マイコン2Kでのサンプリングのタイミングを工夫すれば、リプル成分の影響を受けずに平均値を読み込むことが可能である。すなわち、フィルタの設定時定数としては、検出波形が連続するか、どうかが重要であり、高調波成分を完全に除去する必要はない。通常は、キャリア周波数以下程度に、カットオフ周波数を設定すればよい。
【０１０２】
図18に、マイコン2Kの内部構成のブロック図を示す。図18は、実施形態4（図9）を基に制御ブロックを構成したものである。図9との違いは、フィルタ11が削除され、外部から直接I0’が入力されている点である。また、ωr*発生器1も、マイコン2K内に設けたが、外部からシリアル通信などで入力する構成でも構わない。なお、本実施形態10では、実施形態4を基にした構成を示したが、これまでの他の実施形態すべてに適用することが可能である。
【０１０３】
以上のように、本実施形態10によれば、汎用的な電動機制御用マイクロプロセッサーを用いることで、高性能なセンサレス同期電動機駆動装置が実現できる。
【０１０４】
【発明の効果】
本発明によれば、磁極位置センサ及び交流電流センサを用いないセンサレス制御において、低速から高速域までの広い速度範囲で、高精度で磁極位置及び交流電流を推定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態1の同期電動機駆動装置の系統構成を示すブロック図である。
【図２】図1の電圧指令演算器16の演算機能ブロック図である。
【図３】図1のω1補正器19の演算機能ブロック図である。
【図４】図1の電流再現器9の動作を示す波形図である。
【図５】図1のIqc推定器12の演算機能ブロック図である。
【図６】図1の切替信号発生器21の演算機能ブロック図である。
【図７】本発明の実施形態2の同期電動機駆動装置に係るω1補正器19Bの演算機能ブロック図である。
【図８】本発明の実施形態3の同期電動機駆動装置に係るω1補正器19Cの演算機能ブロック図である。
【図９】本発明の実施形態4の同期電動機駆動装置に係る制御装置2Dの機能ブロック図である。
【図１０】本発明の実施形態５の同期電動機駆動装置に係る制御装置2Eの機能ブロック図である。
【図１１】本発明の実施形態6の同期電動機駆動装置に係る制御装置2Fの機能ブロック図である。
【図１２】本発明の実施形態7の同期電動機駆動装置に係る制御装置2Gの機能ブロック図である。
【図１３】本発明の実施形態8の同期電動機駆動装置に係る制御装置2Hの機能ブロック図である。
【図１４】本発明の実施形態8の同期電動機駆動装置に係る電圧指令演算器16Hの演算機能ブロック図である。
【図１５】本発明の実施形態9の同期電動機駆動装置に係るIqc推定器12Jの演算機能ブロック図である。
【図１６】本発明の実施形態10の同期電動機駆動装置に係る系統構成を示すブロック図である。
【図１７】図１６のマイコン2Kへの入力波形を示す波形図である。
【図１８】図16のマイコン2Kの機能ブロック図である。
【図１９】同期電動機の磁極軸を基準としたｄ-ｑ座標軸と制御上の仮定軸ｄｃ-ｑｃ軸との関係を説明するベクトル図である。
【符号の説明】
１ 回転数指令(ωr*)発生器
２ 制御装置
３ インバータ
４ 直流電源
５ 同期電動機
６ 電流検出器
７ 変換ゲイン
８ 積分器
９ 電流再現器
１０ dq座標変換器
１１ フィルタ
１２ Iqc推定器
１３ スイッチ
１４ Ｉq*発生器
１５ Ｉd*発生器
１６ 電圧指令演算器
１７ ｄｑ逆変換器
１８ ＰＷＭ発生器
１９ ω1補正器
２０ 加算器
２１ 切替信号発生器
３１ インバータ主回路部
３２ ゲート・ドライバ
４１ 三相交流電源
４２ ダイオード・ブリッジ
４３ 平滑コンデンサ
Claims (13)
- 同期電動機を駆動するインバータと、該インバータを制御する制御装置とを備え、前記制御装置は、前記同期電動機のｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値と速度指令値とに基づいて前記インバータの出力電圧指令値を生成し、該出力電圧指令値に基づいて前記インバータをＰＷＭ制御するとともに、前記インバータに供給される直流電流に基づいて前記同期電動機に流れるｑ軸電流推定値を求め、該ｑ軸電流推定値に基づいて前記インバータの前記出力電圧指令値の電圧と周波数と位相の少なくとも一つを補正するように構成されてなり、前記制御装置は、前記インバータの直流電圧の検出値又は設定値と前記直流電流をフィルタ処理した直流電流と前記インバータの電力方程式に基づいて前記ｑ軸電流推定値を求める第1手段と、前記インバータのスイッチングモードに基づいて前記直流電流をサンプリングして前記同期電動機に流れる交流電流推定値を求め、該交流電流推定値に基づいて前記ｑ軸電流推定値を求める第2手段とを有してなることを特徴とする同期電動機駆動装置。
- 前記制御装置は、第1手段と第2手段を前記同期電動機の速度に相関する物理量に応じて切替えることを特徴とする請求項１に記載の同期電動機の駆動装置。
- 前記制御装置は、前記同期電動機の起動開始時は前記第１手段を選択し、加速中に第２手段に切り替えることを特徴とする請求項１に記載の同期電動機の駆動装置。
- 同期電動機を駆動するインバータと、該インバータを制御する制御装置とを備え、前記制御装置は、前記同期電動機のｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値とを発生する電流指令値発生手段と、前記ｄ軸電流指令値と前記ｑ軸電流指令値と速度指令値とに基づいてｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値とを生成する電圧指令値演算手段と、前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値と前記速度指令値に相関する物理量とに基づいて前記インバータの出力電圧指令値を生成する出力電圧指令演算手段と、該出力電圧指令値に基づいて前記インバータをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段と、前記インバータの直流電圧の検出値又は設定値と前記インバータに供給される直流電流とに基づいて前記同期電動機に流れるｑ軸電流推定値を求めるｑ軸電流推定手段と、少なくとも前記ｑ軸電流推定値に基づいて前記同期電動機の磁極軸と当該制御装置の指令値に係るｄ軸との磁極位相差を求める位相差演算手段と、該磁極位相差に基づいて前記物理量を補正する磁極位相補正手段とを備え、前記ｑ軸電流推定手段は、前記インバータの直流電圧の検出値又は設定値と前記直流電流をフィルタ処理した直流電流と前記インバータの電力方程式に基づいて前記ｑ軸電流推定値を求める第1手段と、前記インバータのスイッチングモードに基づいて前記直流電流をサンプリングして前記同期電動機に流れる交流電流推定値を求め、該交流電流推定値に基づいて前記ｑ軸電流推定値を求める第２手段とを有してなることを特徴とする同期電動機駆動装置。
- 前記制御装置は、前記交流電流推定値に基づいて当該制御装置のｄ軸上のｄ軸電流推定値を求めるｄ軸電流演算手段を備え、前記位相差演算手段は、前記ｑ軸電流推定手段が第２手段のときは、前記ｄ軸電流推定値と前記ｑ軸電流推定値とに基づいて前記軸位相差を求めるものとし、前記ｑ軸電流推定手段が第１手段のときは、前記ｄ軸電流指令値と前記ｑ軸電流推定値とに基づいて前記軸位相差を求めることを特徴とする請求項４に記載の同期電動機駆動装置。
- 前記位相差演算手段は、前記ｑ軸電流推定手段が第２手段のとき、前記同期電動機の磁極軸に直交するｑ軸上のインダクタンスをＬq、前記同期電動機の巻線抵抗をR、前記ｄ軸電圧指令値をVdc*、前記ｑ軸電圧指令値をVqc*、前記ｄ軸電流推定値をＩdc、前記ｑ軸電流推定値をＩqc、前記同期電動機の周波数指令値又は周波数推定値をω1としたとき、前記電圧指令値Vdc*、Vqc*及び前記電流推定値Ｉdc、Ｉqcを用いて下記の式(数１)により前記軸位相差Δθを推定演算することを特徴とする請求項５に記載の同期電動機駆動装置。
- 前記位相差演算手段は、前記ｑ軸電流推定手段が第２手段のとき、前記同期電動機の磁極軸上のインダクタンスをＬd、前記同期電動機の磁極軸に直交するｑ軸上のインダクタンスをＬq、前記同期電動機の発電定数をＫe、前記ｄ軸電流指令値をId*、前記ｑ電流指令値をIq*、前記ｄ軸電流推定値をＩdc、前記ｑ軸電流推定値をＩqcとしたとき、前記各電流指令値Id*、Iq*及び前記各電流検出値推定値Ｉdc、Ｉqcを用いて下記の式(数2)により前記軸位相差Δθを推定演算することを特徴とする請求項５に記載の同期電動機駆動装置。
- 前記電流指令値発生手段は、前記ｑ軸電流指令値を前記ｑ軸電流推定値に基づいて生成することを特徴とする請求項４乃至７のいずれかに記載の同期電動機駆動装置。
- 前記制御装置は、前記軸位相差Δθの推定値に基づいて前記速度指令値と実際の速度との速度偏差を推定する速度偏差演算手段を有し、前記電流指令値発生手段は、前記速度偏差の推定値に基づいて前記ｑ軸電流指令値を生成することを特徴とする請求項４乃至８のいずれかに記載の同期電動機駆動装置。
- 前記制御装置は、前記軸位相差Δθの推定値に基づいて前記同期電動機の速度を推定する速度演算手段を有し、前記電流指令値発生手段は、前記速度の推定値と前記速度指令値との偏差に基づいて前記ｑ軸電流指令値を生成することを特徴とする請求項４乃至８のいずれかに記載の同期電動機駆動装置。
- 前記電流指令値発生手段は、前記ｑ軸電流指令指令値に基づいて前記ｄ軸電流指令値を生成することを特徴とする請求項４乃至９のいずれかに記載の同期電動機駆動装置。
- 前記位相差演算手段は、前記d軸電流指令値Ｉd*と前記ｄ軸電流推定値Idcに基づいて前記同期電動機の発電定数Keを補正する手段を備えてなり、前記ｑ軸電流推定手段が第２手段のときに前記Keの補正を行い、第１手段のときは第２手段のときに補正された前記Keの補正量を維持することを特徴とする請求項７に記載の同期電動機駆動装置。
- 前記制御装置は、前記ｄ軸及びｑ軸の各電流推定に基づいて前記インバータの消費電力を演算する第１電力演算手段と、前記第２手段で求められる交流電流推定値に基づいて前記同期電動機の消費電力を演算する第２電力演算手段とを備え、前記第１電力演算手段と第２電力演算手段により求められた消費電力の差あるいは比率に基づいて、前記第１手段のｑ軸電流推定値を補正することを特徴とする請求項４乃至１２のいずれかに記載の同期電動機駆動装置。
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