JP2006271198A - 同期電動機駆動装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 低速から高速域までの広い速度範囲で高精度で磁極位置及び交流電流を推定する。
【解決手段】 インバータの直流電圧の検出値又は設定値と直流電流をフィルタ処理した直流電流と前記インバータの電力方程式に基づいてq軸電流推定値を求める第1手段と、インバータのスイッチングモードに基づいて直流電流をサンプリングして同期電動機に流れる交流電流推定値を求め、この交流電流推定値に基づいてq軸電流推定値を求める第2手段とを有し、同期電動機の速度に応じて第1または第2の手段を切替え、切替えられた手段から出力されるq軸電流推定値を用いて、磁極位置を制御するようにする。
【選択図】 図1
【解決手段】 インバータの直流電圧の検出値又は設定値と直流電流をフィルタ処理した直流電流と前記インバータの電力方程式に基づいてq軸電流推定値を求める第1手段と、インバータのスイッチングモードに基づいて直流電流をサンプリングして同期電動機に流れる交流電流推定値を求め、この交流電流推定値に基づいてq軸電流推定値を求める第2手段とを有し、同期電動機の速度に応じて第1または第2の手段を切替え、切替えられた手段から出力されるq軸電流推定値を用いて、磁極位置を制御するようにする。
【選択図】 図1
Description
本発明は、同期電動機駆動装置に係り、特に同期電動機の磁極位置を検出する磁極位置検出センサ、及び同期電動機の交流電流を検出する交流電流検出センサを不用とするいわゆるセンサレスの制御技術に関する。
同期電動機のセンサレス制御方式には、磁極位置センサを用いない位置センサレスと、交流電流を検出する交流電流センサレスとに大きく二種類に分類できる。
位置センサレス制御方式は、同期電動機のベクトル制御のための磁極位置センサを設けずに、磁極位置を推定する方式であり、様々の方式が提案されている。例えば、特許文献1に記載された方式は、同期電動機の電気定数と、電動機に印加している電圧及び電流に基づいて磁極位置を演算により推定するものである。つまり、同期電動機の磁極位置を基準とした回転座標軸(d-q軸)と、制御上で仮定している回転座標軸(dc-qc軸)の軸位相差(軸位相差)Δθを推定演算する手段を設け、その軸位相差が零になるように同期電動機の周波数指令を制御することにより、位置センサレス制御を実現している。しかし、この場合は、軸位相誤差の演算のために、少なくとも電動機の交流電流を検出する電流センサを必要とする。
交流電流センサレス制御方式は、例えば、特許文献2に記載されているように、誘導電動機に流れる交流電流を検出することに代えてインバータの直流側の入力電流を検出し、直流電流に基づいて交流電流を推定する方式である。この場合、PWM制御方式のインバータの直流電流は、断続したパルス状の電流波形になるが、インバータのスイッチング状態に対応付ければ、パルス状の電流波形の瞬時値が交流各相の電流に相当することに鑑み、パルス状の電流波形の瞬時値に基づいて交流電流波形を再現するものである。これによれば、交流電流センサを設けた場合と等価になる。なお、交流電流検出に関しては、誘導電動機を同期電動機に置き換えることができる。
しかしながら、従来の位置センサレス制御方式によれば、同期電動機の交流電流を検出する必要があり、三相交流電動機の場合は2相分又は3相分の電流センサが必要になる。したがって、電流センサの線形性の調整、オフセット調整等が必要となり、検出精度や信頼性に影響するという問題がある。また、電流センサを取り付けるためのスペースが必要であり、装置の小形化の弊害になる。
ところで、位置センサレス制御方式と電流センサレス制御方式とを組み合わせることで、位置・電流センサレス制御方式が実現できる。
ところで、位置センサレス制御方式と電流センサレス制御方式とを組み合わせることで、位置・電流センサレス制御方式が実現できる。
しかしながら、特許文献2に記載された方式は、インバータのスイッチング状態に対応付けてパルス状の電流波形の瞬時値をサンプリングする必要があることから、電流サンプリングのタイミング設定に次のような問題がある。すなわち、インバータの直流電流にはスイッチングに伴う振動成分(リンギング)が存在するから、その振動成分を避けて電流をサンプリングしなければならない。特に、インバータのスイッチングパルス幅が狭くなるような運転条件の場合は、リンギングを避けて電流を取り込むタイミングが得られない場合があり、交流電流の推定(再現)が困難になる。スイッチングパルス幅が狭くなるような運転条件としては、例えば、同期電動機の回転数が低く、同期電動機への印加電圧が低い場合、あるいは同期電動機への印加電圧が低いためにPWM(パルス幅変調)に用いるキャリア周波数を高くする場合等である。特に、リンギングはインバータと同期電動機を結ぶ配線が長い場合に激しくなるから、正確に交流電流を推定することは不可能に近い。また、位置センサレス制御方式では、交流電流に基づいて磁極位置を推定する方式であるから、交流電流の正確な値が必須であり、交流電流を推定する場合の推定精度を高くすることが望まれる。
本発明は、磁極位置センサ及び交流電流センサを用いないセンサレス制御において、低速から高速域までの広い速度範囲で、高精度で磁極位置及び交流電流を推定することを課題とする。
上記課題を解決するため、本発明は、同期電動機を駆動するインバータと、前記インバータに対してパルス幅変調されたインバータ駆動信号を出力するマイクロプロセッサと、前記インバータに供給される断続したパルス状の電流を検出する電流検出手段とを備えた同期電動機駆動装置において、前記マイクロプロッセッサは、前記電流検出手段の出力が入力される入力端子と、前記電流検出手段の出力がフィルタ回路を介して入力される入力端子とを備えてなることを特徴とする
すなわち、本発明は、基本的に、磁極位置の推定に用いる同期電動機の交流電流の検出に代えて、同期電動機を駆動するインバータに供給される直流電流を検出する場合に問題となるリンギング等による検出誤差を回避するため、インバータを駆動するパルス幅変調(PWM)制御によるPWMパルスの平均パルス幅が狭い場合と、広い場合とに分けて、インバータに供給される直流電流の検出方法を個別に用意し、それらを使い分けることを特徴とする。
すなわち、本発明は、基本的に、磁極位置の推定に用いる同期電動機の交流電流の検出に代えて、同期電動機を駆動するインバータに供給される直流電流を検出する場合に問題となるリンギング等による検出誤差を回避するため、インバータを駆動するパルス幅変調(PWM)制御によるPWMパルスの平均パルス幅が狭い場合と、広い場合とに分けて、インバータに供給される直流電流の検出方法を個別に用意し、それらを使い分けることを特徴とする。
例えば、平均パルス幅が狭い低速時には、直流電流に含まれる高調波をフィルタなどにより除去した平均値を利用して同期電動機のトルク電流(q軸電流)を演算により推定する。また、平均パルス幅が広い高速時には、従来と同様に、直流電流の瞬時値と、その時のインバータのスイッチング状態から交流電流を推定し、その交流電流の推定値から同期電動機内のトルク電流を推定演算する。そして、これらのトルク電流推定値に基づいて位置センサレスベクトル制御を構成することで、全速度範囲で高性能な同期電動機駆動装置を実現することができる。
本発明によれば、磁極位置センサ及び交流電流センサを用いないセンサレス制御において、低速から高速域までの広い速度範囲で、高精度で磁極位置及び交流電流を推定することができる。
以下、図1乃至図19を参照して、本発明の同期電動機駆動装置の実施の形態を説明する。
(実施形態1)
図1に、本発明の実施形態1に係る同期電動機駆動装置のブロック構成図を示す。図示のように、本実施形態の同期電動機駆動装置は、制御対象の同期電動機5の回転数指令ωr*を与える回転数指令発生器1と、同期電動機に供給する交流電圧を演算してパルス幅変調波信号(PWM信号)に変換して出力する制御装置2と、このPWM信号により駆動されるインバータ3と、インバータ3に電力を供給する直流電源4と、インバータの直流電流I0を検出する電流検出器6を含んで構成される。
図1に、本発明の実施形態1に係る同期電動機駆動装置のブロック構成図を示す。図示のように、本実施形態の同期電動機駆動装置は、制御対象の同期電動機5の回転数指令ωr*を与える回転数指令発生器1と、同期電動機に供給する交流電圧を演算してパルス幅変調波信号(PWM信号)に変換して出力する制御装置2と、このPWM信号により駆動されるインバータ3と、インバータ3に電力を供給する直流電源4と、インバータの直流電流I0を検出する電流検出器6を含んで構成される。
インバータ3は、インバータの主回路部31と、主回路へのゲート信号を発生するゲート・ドライバ32を含んでなり、インバータ3に電力を供給する直流電源4は、三相交流電源41と、三相交流を整流するダイオード・ブリッジ42と、直流電源に含まれる脈動成分を抑制する平滑コンデンサ43とで構成されている。
制御装置2は、次に述べるように構成されている。すなわち、回転数指令発生器1から出力される回転数指令ωr*は変換ゲイン7に入力され、ここにおいて同期電動機の極数Pを用いて同期電動機の電気角周波数指令ω1*に変換される。変換された電気角周波数指令ω1*は積分器8に入力され、ここにおいて制御装置内部の交流位相θdcが演算される。一方、電流検出器6により検出された直流電流I0は電流再現器9に入力される。電流再現器9はPWM発生器18で生成されたPWM信号に基づいて、後述するように、同期電動機5に流れる交流電流Iu、Iv、Iwを推定により再現する。再現された三相交流Iuc、Ivc、Iwcの電流値はdq座標変換器10に入力され、ここにおいて制御装置内部の回転座標軸であるdc-qc軸上の成分に変換される。変換されたq軸電流推定値Iqc2はスイッチ13を介してIq*発生器14に入力される。
Iq*発生器14は、入力されるq軸電流推定値Iqc2に基づいて同期電動機のq軸成分(トルク成分)のq軸電流指令値Iq*を発生し、電圧指令演算器16に出力する。Id*発生器15は、同期電動機のd軸成分のd軸電流指令値Id*を発生し、電圧指令演算器16に出力する。電圧指令演算器16は、入力されるd軸電流指令値Id*、q軸電流指令値Iq*及び電気角周波数指令ω1*に基づいて、d軸電圧指令値Vdc*とq軸電流指令値Vqc*を生成してdq逆変換器17に出力する。dq逆変換器17は、入力されるdc-qc軸上の電圧指令値Vdc*、Vqc*を、三相交流軸上の交流電圧指令値vu*、vv*、vw*に変換してPWM発生器18に出力する。PWM発生器18は、入力される交流電圧指令値vu*、vv*、vw*に基づいて、インバータ3を駆動するPWM信号を生成してゲート・ドライバ32に出力する。
電流検出器6により検出された直流電流I0は、フィルタ11にも入力され、ここにおいて直流電流I0に含まれる高調波成分が削減される。フィルタ11から出力される直流電流値I0’はIqc推定器12に入力される。Iqc推定器12は、後述するように、同期電動機のトルク電流成分であるq軸電流推定値Iqc1を求め、スイッチ13を介してIq*発生器14に出力する。スイッチ13は、Iqc推定器12の出力Iqc1と、dq座標変換器10が出力するq軸電流成分Iqc2の信号を切り替えて、q軸電流推定値IqcとしてIq*発生器14に入力させる。
ω1補正器19は、同期電動機のd-q軸と制御軸dc-qc軸との軸位相差(軸位相差)に相当する状態量を演算して、同期電動機の駆動周波数指令ω1*の修正量Δω1を求め加算器20に出力する。加算器20は、変換ゲイン7から出力される電気角周波数指令ω1*にΔω1を加算してω1cを積分器8に出力する。積分器8からはω1cを積分した位相指令θdcがdq座標変換器10とdq逆変換器17に位相情報として出力される。また、切替信号発生器21は、回転数指令発生器1から出力される回転数指令ωr*に基づいて、スイッチ13への切り替え信号S1を発生する。
次に、図1の実施形態1について、動作原理を説明する。変換ゲイン7は、回転数指令発生器1からの回転数指令値ωr*に基づいて同期電動機の電気角周波数ω1*を演算して出力する。電圧指令演算器16では、電気角周波数ω1*および電流指令値Id*、Iq*に基づいて、同期電動機5への印加電圧であるVdc*およびVqc*を数式(1)により演算する。ただし、R:電動機抵抗、Ld:d軸インダクタンス、Lq:q軸インダクタンス、Ke:電動機の発電定数である。
数式(1)は、同期電動機の一般的なモデル式から得られる演算式である(例えば、特開2001-251889号公報の数式(25)参照。)。電圧指令演算器16の演算機能をブロック図で表すと図2のようになり、同期電動機の抵抗値(R)に相当するゲイン22と、d軸インダクタンス(Ld)に相当するゲイン23と、q軸インダクタンス(Lq)に相当するゲイン24と、発電定数(Ke)に相当するゲイン25と、乗算器26とで構成される。
dq逆変換器17では、数式(1)により得られたVdc*およびVqc*を、周知のように三相交流軸上の電圧指令値vu*、vv*、vw*に座標変換する。そして、PWM発生器18において、周知のように電圧指令値と三角波キャリアと比較してパルス幅変換を行ない、PWMパルスを出力する。ゲートドライバ32は、このパルス信号に基づいて各スイッチング素子(Sup,Sun,Svp,Svn,Swp,Swn)を駆動して、同期電動機5にVdc*、Vqc*に相当する交流電圧を印加する。
数式(1)および図2に示すように、電圧指令値は、同期電動機の定数であるR、Ld、Lq、Keを用いて演算されるから、これらの定数が正確であれば同期電動機は指令値通りの回転速度および電流値で駆動される。
一方、図1におけるω1補正器19では、q軸電流指令Iq*およびトルク電流成分の推定値Iqc(Iqc1またはIqc2)に基づいて、軸位相差Δθに相当する物理量を演算により定するとともに、電動機の駆動周波数ω1の補正量Δω1を演算する。軸位相差Δθとd-q軸とdc-qc軸の関係を図19に示す。同期電動機内の実際の磁極軸をd軸とし、それに直交する軸をq軸とする。一方、制御装置内で仮定している座標軸をdc-qc軸とすると、軸位相差Δθは図19に示す角度になる。dc-qc軸がd-q軸よりも遅れている場合は、Δω1を「正」の値にして駆動周波数を高くすることによりdc-qc軸をd-q軸に一致させる。逆に、dc-qc軸がd-q軸よりも進んでいる場合は、Δω1を「負」の値にすることにより、dc-qc軸をd-q軸に一致させる。
ω1補正器19の演算機能をブロック図で表すと、図3のように、Iq*とIqcの差を演算する加算器(ここでは減算を行う)20と、比例要素(ゲインK0)の補正ゲイン27を含んでなる。同期電動機を制御する場合、定常状態においては、Iq*とIqcは一致するが、加減速時や負荷外乱発生時には、両者にずれが生じる。例えば、負荷トルク外乱が発生すると、d-q軸がdc-qc軸よりも遅れて軸位相差Δθが増加するとともに、q軸電流推定値Iqcも増加する。逆に、負荷外乱が減少した場合はその逆の現象が発生する。よって、q軸電流指令値Iq*とq軸電流推定値Iqcの差を観測していれば、軸位相差Δθに関する情報が得られる。したがって、軸位相差Δθを低減するようにインバータ3から出力される交流電圧の位相または周波数を補正することにより、磁極位置センサレスでd-q軸とdc-qc軸を一致させることができる。なお、補正ゲイン27を適切な値に設定することで、同期電動機の制御系全体を安定化することができる。つまり、ω1補正器19と積分器8のループによりPLL(Phase Locked Loop)が形成され、ω1*を修正することにより位相角θdcが補正され、結果的に、軸位相差Δθが零に制御される。この軸位相差を零に収束させる制御応答時間は、補正ゲイン27の設定応答により決定されるからである。なおまた、PLLを用いずにω1補正器19の出力から、位相角θdcを直接修正するような補正ループを設けても、同様の効果が得られる。
次に、本発明の特徴部分である電流再現器9、Iqc推定器12、ならびにスイッチ13の動作について説明する。まず、電流再現器9の動作原理を図4を用いて説明する。図4(a)は、三相電圧指令vu*、vv*、vw*と、PWMを行うための三角波キャリアを示したものである。各々の電圧指令値vu*、vv*、vw*は交流波形であるが、三角波キャリア周期のような微小期間で観測すると、図のように直流のように殆ど変化が見られない。そして、PWM信号は、各々の電圧指令値と三角波キャリアとを比較することにより得られる。図4(b)に、PWMパルス波形を示す。それぞれ「1」の時にはプラス側のスイッチ(図1におけるインバータ内のスイッチSup、Svp、Swp)をオンし、「0」の時にはマイナス側のスイッチ(Sun、Svn、Swn)をオンする。
いま、同期電動機の交流電流が図4(c)のような場合を仮定すると、インバータの直流電流I0は、同図(d)のような波形になる。(d)の波形には、次の4つのスイッチモード
(1)スイッチモード1:
Sup=ON、 Svp=ON、 Swp=ON → I0=0
(2)スイッチモード2:
Sup=ON、 Svp=ON、 Swp=OFF → I0=Iu+Iv=−Iw
(3)スイッチモード3:
Sup=ON、 Svp=OFF、 Swp=OFF → I0=Iu
(4)スイッチモード4:
Sup=OFF、 Svp=OFF、 Swp=OFF → I0=0
がある。
(1)スイッチモード1:
Sup=ON、 Svp=ON、 Swp=ON → I0=0
(2)スイッチモード2:
Sup=ON、 Svp=ON、 Swp=OFF → I0=Iu+Iv=−Iw
(3)スイッチモード3:
Sup=ON、 Svp=OFF、 Swp=OFF → I0=Iu
(4)スイッチモード4:
Sup=OFF、 Svp=OFF、 Swp=OFF → I0=0
がある。
したがって、スイッチモード3のスイッチ状態で直流電流I0をサンプリングすればIuを検出でき、また、スイッチモード2の状態ではIwを検出できる。Ivは、IuとIwから演算により求めることができる。電流再現器9の基本的な動作は、例えば、特開平8-19263号公報などに開示されている周知の方法と同様である。交流電流を再現できれば、dq座標変換器10により、dc軸ならびにqc軸の電流成分を求めることができ、制御に必要なdc-qc軸上の電流推定値が得られる。
このようにして、電流再現器9により、直流電流I0の検出値から交流電流を再現できる。しかし、この方式には、前述したように、次のような課題がある。すなわち、同期電動機の回転速度が低い場合には、電動機への印加電圧が低下し、図4におけるモード2およびモード3の期間が短くなる。したがって、非常に狭いパルス状の電流値をサンプリングする必要が生じる。図4の波形は、原理説明図であり、直流電流I0は振動のないパルス状の波形で示しているが、実際の波形にはスイッチングに伴うリンギングが重畳しており、パルス幅が狭い場合には、この影響が無視できなくなる。
そこで、本実施形態では、回転速度が低い場合に対応させて、電流検出をフィルタ11とIqc推定器12からなる電流推定手段を併用している。つまり、図1におけるフィルタ11では、直流電流I0からPWMパルス成分を除去し、直流電流I0の平均値を抽出する。このフィルタは、PWMに用いるキャリア周波数の成分を除去することが目的であるため、フィルタのカットオフ周波数をキャリア周波数以下程度に設定しておけばよい。これによって、スイッチングに伴うリンギングの影響は完全に削除される。したがって、フィルタ11の出力は高調波分が取り除かれた直流成分としてのI0’になる。そして、Iqc推定器12は、高調波分が取り除かれた直流電流I0’を用いてq軸電流推定値Iqc1を演算する。
ここで、Iqc推定演算器12の原理を説明する。同期電動機のd-q軸上の電圧・電流と、インバータの直流電源電圧V0と直流電流I0の関係は、電力に関して数式(2)の関係が成立する。
数式(2)の右辺の係数3/2は、d-q座標変換として相対変換を用いている場合の係数であり、絶対変換の場合には、係数は1になる。数式(2)の右辺は、どのような座標で観測しても成立するので、dc-qc軸上で、数式(3)と考えることも可能である。
ここで、Vdc、Vqcは、インバータが理想的であると仮定すると、Vdc*、Vqc*に置き換え、電圧指令値で代用することが可能である。数式(3)より、Iqcを求めると、数式(4)となる。
Iqc推定器12の演算を実行するときは、回転速度が低いときであるから電流再現器9とdq座標変換器10が動作していないから、d軸電流推定値Idcは得られない。したがって、数式(4)のIdcに代えてd軸電流指令値Id*を用いると、数式(5)となる。
ここで、IdcをId*に置き換えると、推定誤差は若干増えるが、同期電動機の出力はq軸(qc軸)成分が大きいので、大きな誤差にはならない。Iqc推定器12では、数式(5)の演算を用いて、Iqcを推定演算する。なお、直流電圧V0は、センサを用いて電圧を直接検出してもよいが、直流電圧の変動が少ない場合には、直流電圧の設定値(指令値)を用いても問題ない。
また、数式(2)は、インバータの変換効率を「1」と仮定した場合の関係式であるため、推定値にはその分の誤差が含まれている。したがって、推定精度を上げるには、インバータの変換効率を考慮してq軸電流推定値Iqc1を求めるようにしてもよい。
Iqc推定器12の演算機能をブロック図で示すと図5のようになる。つまり、Iqc推定器12は、数式5を具現化するものであり、加算器20、乗算器26、除算器121、直流電圧V0を設定する直流電圧設定器122、2/3のゲインを与える比例ゲイン123からなる。図5の構成により、Iqcの推定演算が可能になる。
以上のように、本実施形態においては、トルク電流成分であるq軸電流推定値Iqcの演算に、フィルタ11とIqc推定器12を用いる第1手段と、電流再現器9とdq座標変換10を用いる第2手段とからなる2つの手段を設けている。ここで、どちらのq軸電流推定手段を用いるかによって、
(1)第1手段のq軸電流推定値Iqc1を用いる状態→「制御モード1」
(2)第2手段のq軸電流推定値Iqc2を用いる状態→「制御モード2」
と定義する。
(1)第1手段のq軸電流推定値Iqc1を用いる状態→「制御モード1」
(2)第2手段のq軸電流推定値Iqc2を用いる状態→「制御モード2」
と定義する。
本実施形態では、制御モード1、2の切替を、図1におけるスイッチ13によって実施する。スイッチ13は、切替信号S1によりスイッチを「1」側または「2」側に切り替えるようになっている。切替信号S1は、切替信号発生器21から出力される。ここで、切替信号発生器21のブロック構成図を図6に示す。
図示例では、切替信号発生器21は速度指令ωr*に応じてスイッチ13を切り替えるようにしている。すなわち、切替レベル設定器211においてIqc1とIqc2を切り替える回転指令値レベルωrswを設定し、比較器212においてωr*とωrswの大きさを比較する。ωr*がωrswよりも小さい場合はS1=1にしてIqc1を有効にする。逆に、ωr*がωrswよりも大きな場合はS1=2としてIqc2を有効にする。
なお、この場合、ωr*は正負の極性を除いた絶対値を用いる。また、切替信号は、本実施形態のように、ωr*に基づくのではなく、キャリア周波数や電圧指令の絶対値に基づいて切り替えるようにしてもよい。要は、パルス幅が狭くなる条件(キャリア周波数が高い場合、電圧指令絶対値が小さな場合など)では、Iqc1を用いるように切替を行えばよい。通常の同期電動機では、回転速度と平均パルス幅は比例関係にあるから、図6のように、速度指令に基づいてIqc1とIqc2を切り替えるのがよい。
以上、本実施形態1によれば、同期電動機の磁極位置センサ、ならびに交流電流センサを用いることなく、広い速度範囲にわたる高性能なセンサレス同期電動機駆動装置を実現できる。
(実施形態2)
図7に、本発明の実施形態2のω1補正器19Bを、演算機能ブロック図にして示す。すなわち、図1のω1補正器19に代えてω1補正器19Bを用いることにより、実施形態2を実現できる。
図7に、本発明の実施形態2のω1補正器19Bを、演算機能ブロック図にして示す。すなわち、図1のω1補正器19に代えてω1補正器19Bを用いることにより、実施形態2を実現できる。
ω1補正器19Bは、軸位相差推定器191と、その出力である軸位相差Δθcに対する指令を与える零設定器192、および零設定器の出力とΔθcの偏差を演算する加算器20(この場合は減算を実施)、加算器20の出力に基づいて、ω1*への補正量を演算する補正ゲイン193からなる。軸位相差推定器191では、Vdc*、Vqc*、Id*、Idc、Iqcおよびω1*に基づいて、軸位相差Δθの推定演算を行う。軸位相差推定器191内の各ブロック(部品番号13、20、22、24、26)は、図1および図2の同じ番号のものと同一のものである。また、アークタンジェントを演算するアークタンジェント演算器28を用いて、軸位相差Δθの推定値Δθcを直接演算する。Δθcは、数式(6)により求められる。
数式(6)は、周知の演算式(例えば、特開2001-251889号公報の数式(17))である。数式(6)によれば、軸位相差Δθを精度良く推定することが可能である。軸位相差Δθの推定精度が高くなると、制御系全体の安定性、応答性が改善され、より信頼性の高い駆動装置が実現できる。なお、数式(6)では、電気角周波数指令ω1*を用いてΔθcを演算しているが、同期電動機の駆動周波数(図1におけるω1c)を用いても問題はない。すなわち、Δω1の値が非常に小さいため、どちらを用いても影響が少ない。
数式(6)を演算機能ブロック図で表すと、図7の軸位相差推定器191になる。ただし、数式(6)に示すように、Δθを推定するためにはIdcの情報が必要であることがわかる。前述したように、制御モード2の場合は、電流再現器9とdq座標変換器10を用いてIdcを演算することができる。しかし、制御モード1の状態ではIdcを推定することはできない。
そこで、本実施形態においては、軸位相差推定器191にスイッチ13を設け、制御モード2の場合にはIdcをそのまま使用し、制御モード1の場合には、Idcの変わりにId*を用いることにする。その結果、軸位相差検出精度に若干の誤差が発生することになるが、数式(6)からわかるように、アークタンジェント内の分子におけるIdcは、抵抗の電圧降下成分であり、他の項に比べると無視できる程度に小さい。また、分母においても、Vqc*が支配的であるので、IdcをId*とすることによる弊害はほとんどないと考えて良い。
それよりも、制御モード1、2において、軸位相差推定のブロックを共通化できることで、制御構成の簡略化が可能になり、演算処理ルーチンが増加することを回避できるメリットがある。
以上のように、実施形態2によれば、高い精度の軸位相差推定器を導入することが可能であり、さらに高性能なセンサレス同期電動機駆動装置が実現できる。
(実施形態3)
図8に、本発明の実施形態3にかかるω1補正器19Cの演算機能ブロック図を示す。本実施形態のω1補正器19Cを図1におけるω1補正器19の代わりに用いることにより実施形態3を実現できる。図8のω1補正器19C内の各ブロックの番号13、20、22、24、26、28、192、193は、図1、図2、および図7の番号のものと同一のものである。
図8に、本発明の実施形態3にかかるω1補正器19Cの演算機能ブロック図を示す。本実施形態のω1補正器19Cを図1におけるω1補正器19の代わりに用いることにより実施形態3を実現できる。図8のω1補正器19C内の各ブロックの番号13、20、22、24、26、28、192、193は、図1、図2、および図7の番号のものと同一のものである。
実施形態2では、軸位相差の演算に、数式(6)を用いることにより軸位相差の精度を大幅に向上させることが可能であった。しかしながら、数式(6)の演算式では、同期電動機の回転速度が低い領域で問題が生じる。以下、数式(6)の問題点について簡単に述べる。
数式(6)におけるVdc*、Vqc*は、数式(1)の演算結果であり、どちらも電気角周波数ω1に強く依存する。Id*、Iq*が一定であれば、Vdc*、Vqc*は、ω1*にほぼ比例して変化することになる。したがって、ω1*が零付近の場合は、数式(6)の分母・分子が零に近くなって演算精度が著しく低下する。
また、ω1*が零付近においては、抵抗Rの項の依存性が強くなる。抵抗Rは、温度の依存性、半導体デバイスによる非線形性などの影響が強いため、抵抗値を精度よく設定することは難しく、数式(6)が成立しなくなる。したがって、数式(6)を用いて、広い速度範囲で軸位相差を推定することは困難である。
そこで、本実施形態3においては、数式(6)を変形し、広い速度範囲で適用可能な軸位相差推定式を用いる。つまり、数式(6)に、数式(1)を代入し、整理すると、数式(7)となる。
数式(7)における分母・分子の各項をみると、ω1に関する項とRに関する項との2種類の項が存在することがわかる。分子のRの項(=−R(Idc−Id*))は、IdcとId*の偏差に応じた電圧降下分である。Idは、非突極型の同期電動機では通常は零に制御されている。また、突極型の場合でも、定常状態では同期電動機定格の20〜30%程度の範囲でしか変化しない。したがって、この項の電圧降下分は1%程度以下の小さな値になるから無視しても問題はない。
分母におけるRの項(=−R(Iqc−Iq*))は、定格電流時においても1%以下の電圧降下であり、Ke・ω1の項に比べると、ほぼ全速度範囲で無視できる。さらに、近年の同期電動機への強い要望として、高い効率が求められているため、同期電動機の抵抗Rは、ますます小さく設計される傾向にある。
以上の理由により、数式(7)におけるRの項を無視すると、数式(7)は、数式(8)のように簡略化できる。すなわち、d軸インダクタンスをLd[H]、q軸インダクタンスをLq[H]、モータの発電定数をKe[Wb]、磁極軸d軸の電流指令値をId*、磁極軸d軸に直交する軸であるq軸上の電流指令をIq*、磁極軸を仮定した軸dc軸上の電流検出値をIdc、dc軸に直交する軸qc軸上の電流検出値をIqcとしたとき、d-q軸上の各々の電流指令Id*、Iq*およびdc-qc軸上の電流検出値Idc、Iqcを用いて、数式(8)により、軸位相差Δθの推定値Δθcを演算する。
数式(8)では、ω1の項がキャンセルされ、電気角周波数に依存せず、Δθcを演算できることになる。数式(7)における抵抗分を無視しているため、1〜2%以下の極低速域では、推定誤差が生じることになるが、軸位相差存在の有無は検出可能である。図1の制御装置の構成であれば、若干の推定誤差があったとしても、最終的にΔθを零にすることが可能であるため、ほぼ全速度範囲においてベクトル制御型センサレス方式を実現できる。
なお、1〜2%以下の極低速域では、必然的に軸位相差の推定が困難になるため、例えば、零速度で定格トルクを出力することは、数式(8)を持ってしても不可能である。しかし、同期電動機を加速/減速する途中で、上記の極低速域を通過することは可能である。
図8のω1補正器19Cは、数式(8)を具現化するものである。本実施形態においても、図7の実施形態2と同様に、制御モード1の場合には、Idc の代わりにId*を用いるようにするため、スイッチ13により両者を切り替えている。
以上のように、実施形態3によれば、極低速域までの軸位相差推定が可能であり、広い速度範囲にわたって、さらに高性能なセンサレス同期電動機駆動装置が実現できる。
(実施形態4)
図9に、本発明の実施形態4にかかる制御装置2Dのブロック図を示す。図に示す制御装置2Dを、図1における制御装置2の代わりに用いることで、実施形態4を実現できる。本実施形態4は、同期電動機のq軸成分(トルク成分)の電流指令値Iq*を発生するIq*発生器14に代えて、Iq*発生器14Dを備えている。Iq*発生器14Dは、電流推定値Iqcに基づいてq軸電流指令値Iq*を演算する。
図9に、本発明の実施形態4にかかる制御装置2Dのブロック図を示す。図に示す制御装置2Dを、図1における制御装置2の代わりに用いることで、実施形態4を実現できる。本実施形態4は、同期電動機のq軸成分(トルク成分)の電流指令値Iq*を発生するIq*発生器14に代えて、Iq*発生器14Dを備えている。Iq*発生器14Dは、電流推定値Iqcに基づいてq軸電流指令値Iq*を演算する。
ところで、同期電動機のベクトル制御の場合、同期電動機の印加電圧と同期電動機電流とを常に数式(1)の関係に制御する必要がある。Id*は、直接的には、同期電動機負荷には無関係であり、任意の値に設定可能である。これに対して、Iq*の方は、負荷トルクおよび回転数に応じて適宜変化させる必要がある。
したがって、定常状態においては、必ずIq*=Iqcの関係が成り立たないと、軸位相差Δθが残り、ベクトル制御が成立しなくなる。この点、本実施形態4によれば、極めて簡単な系統構成により、Iq*とIqcとを一致させることが可能になる。すなわち、Iq*発生器14Dは、数式(9)を演算する。ここで、Trは時定数であり、sはラプラス演算子である。
数式(9)は、一次遅れ要素であり、原理的には、Iqcの定常的な値をIq*としている。したがって、最終的にIqc=Iq*となり、ベクトル制御が成立する。通常のベクトル制御における電流指令値は、実際の電流推定値よりも先行して与えられ、それに推定値が一致していくというイメージである。これに対し、図9の系統構成では、通常とは異なり、必要な電流値すなわち実際に流れた電流値の推定値に、電流指令値の方を後から一致させることにより、電圧および電流のバランスを保つようにしている。
図9の制御装置を用いると、制御定数の調整箇所としては、ω1推定器19C内の補正ゲイン193(図8)と数式(9)における時定数Trとの2箇所となり、極めて単純化された系統構成により、ベクトル制御を実現できる。さらに、制御モード1、2の切り替えと、ω1補正器19Cの効果により、ほぼ全速度範囲において、高性能な同期電動機駆動装置を実現できる。
以上のように、実施形態4によれば、簡単な制御構成で、高性能なベクトル制御型のセンサレス同期電動機駆動装置が実現できる。
(実施形態5)
図10に、本発明の実施形態5にかかる制御装置2Eのブロック図を示す。図に示す制御装置2Eを、図1における制御装置2の代わりに用いることで、実施形態5を実現できる。制御装置2Eは、Δω1の符号を反転する符号反転器101と、同期電動機の極数Pに応じてΔω1を速度偏差に換算する換算ゲイン102と、d軸電流を制御するId電流制御器103と、q軸電流を制御するIq電流制御器104と、速度偏差を零に制御するIq*発生器14Eとを含んでいる。
図10に、本発明の実施形態5にかかる制御装置2Eのブロック図を示す。図に示す制御装置2Eを、図1における制御装置2の代わりに用いることで、実施形態5を実現できる。制御装置2Eは、Δω1の符号を反転する符号反転器101と、同期電動機の極数Pに応じてΔω1を速度偏差に換算する換算ゲイン102と、d軸電流を制御するId電流制御器103と、q軸電流を制御するIq電流制御器104と、速度偏差を零に制御するIq*発生器14Eとを含んでいる。
実施形態4で説明したように、ベクトル制御においては、電流指令Iq*をどのように作成するかが非常に重要である。実施形態4では、実際の電流検出値(推定値)から、Iq*を求めているため、非常に簡便ではあるが、逆に、速度や負荷変動に対する高速応答は難しい。
これに対して、図10に示した制御装置2Eを用いれば、高速応答可能なベクトル制御型センサレス方式同期電動機駆動装置を実現できる。すなわち、ω1補正器19Cの出力Δω1は、軸位相差を零にするための速度の修正量である。見方を変えれば、この出力は、実際の回転数指令ωr*と実速度ωrの偏差とに対応した量である。したがって、この出力Δω1が零になるように、Iq*を与えると、同期電動機の速度制御の応答を改善できる。
そして、出力Δω1は、符号反転器101により極性が反転され、さらに換算ゲイン102により2/P倍され、速度偏差Δωr(=ωr*-ωr)が求められる。Iq*発生器14Eは、速度制御器(ASR)として機能し、速度偏差Δωrに基づいてトルク電流指令であるq軸電流指令値Iq*を演算する。
さらに、同期電動機の応答特性を改善するため、dcとqcの各軸に電流制御器103、104を付加して、電流を高速に制御している。なお、制御モード1においては、前述の実施形態のように、Idcを演算で得ることができないため、Id*を用いる。その結果、Id電流制御器103は機能していない状態になる。また、Iq電流制御に用いるIqcは、これまでの実施形態と同様に、スイッチ13により制御モード毎に切り替えるようにする。
以上のように、実施形態5によれば、速度変動、トルク外乱などに対して高速応答可能なベクトル制御型のセンサレス同期電動機駆動装置が実現できる。
(実施形態6)
図11に、本発明の実施形態6にかかる制御装置2Fのブロック図を示す。図に示す制御装置2Fを、図1における制御装置2の代わりに用いることで、実施形態6が実現できる。図11において、ω1補正器19F内の補正ゲイン193Fは、比例・積分要素で構成されている。図11の制御装置2Fは、実施形態5の制御装置2Eとほぼ同じ系統構成であるが、制御装置2Fにおけるω1の生成方法が異なっている。
図11に、本発明の実施形態6にかかる制御装置2Fのブロック図を示す。図に示す制御装置2Fを、図1における制御装置2の代わりに用いることで、実施形態6が実現できる。図11において、ω1補正器19F内の補正ゲイン193Fは、比例・積分要素で構成されている。図11の制御装置2Fは、実施形態5の制御装置2Eとほぼ同じ系統構成であるが、制御装置2Fにおけるω1の生成方法が異なっている。
既に説明した実施形態1ないし5では、回転数指令値ωr*からω1*を直接演算し、それにΔω1を加え、駆動周波数を修正していた。これに対して、本実施形態6においては、補正ゲイン193Fの出力を電動機周波数として(ω1cとして)制御演算に用いている点に特徴がある。
Iq*発生器14Eは、速度制御器(ASR)として機能し、回転数指令ωr*と実際の速度推定値ωrとの偏差Δωrに基づいてq軸電流指令値Iq*を演算する。Iq*は、実際の電流値に対応するq軸電流推定値Iqcと比較され、両者を一致させるようにIq電流制御器104により電流が制御される。実際に同期電動機にトルク電流が発生し、同期電動機の回転数が変化して軸位相差が発生すると、軸位相差演算器19Fが、その軸位相差を検出する。補正ゲイン193Fは、その軸位相差を受けて、ω1を修正して出力する。なお、電圧指令演算器16では、前述の実施形態とは異なり、ω1*の代わりにω1cを用いて、数式(1)の演算を行う。
制御装置をこのように構成にすると、同期電動機の最大トルクによる加速/減速が可能になる。つまり、同期電動機に流せる電流は同期電動機の定格やインバータの容量で制限される。その範囲内の最大条件で加速/減速すれば、最も高速に同期電動機を制御することが可能である。
そこで、Iq*に最大電流のリミッタを設けておき、トルク電流を最大限に流した状態で、同期電動機を加速する。その場合、速度ω1は、トルクを与えた結果の速度である必要があり、図10のように回転数指令からフィードフォワード的に速度を与えることはできない。したがって、最大トルクにより加速/減速しようした場合、図11の系統構成が必要になる。
本実施形態においても、実施形態5と同様に、制御モード1では、Idcの代わりにId*を用いて、Id電流制御を実質的にオフさせている。
以上のように、本実施形態6によれば、応答性を著しく向上した高性能なベクトル制御型のセンサレス同期電動機駆動装置が実現できる。
(実施形態7)
図12に、本発明の実施形態7にかかる制御装置2Gのブロック図を示す。本実施形態7は、実施形態1〜6におけるId*発生器15に代えて、Id*発生器15Gを用いることで実現できる。Id*発生器15Gは、Iq*に基づいてId*の値を決定する。すなわち、本実施形態7は、図9の実施形態4における制御装置とほぼ同じ構成であるが、電流指令Id*の作成方法に特徴がある。
図12に、本発明の実施形態7にかかる制御装置2Gのブロック図を示す。本実施形態7は、実施形態1〜6におけるId*発生器15に代えて、Id*発生器15Gを用いることで実現できる。Id*発生器15Gは、Iq*に基づいてId*の値を決定する。すなわち、本実施形態7は、図9の実施形態4における制御装置とほぼ同じ構成であるが、電流指令Id*の作成方法に特徴がある。
同期電動機の中には、永久磁石によるトルクと同期電動機の突極性または逆突極性によるリラクタンストルクとを組み合わせて、同期電動機トルクを発生する種類のものがある。この種の同期電動機の場合、Idをマイナスの値に制御した領域に同期電動機の最大トルク点があり、Id=0に制御するのは、効率の面で得策ではない。したがって、最大効率で同期電動機を駆動したい場合は、常に最大トルクとなる状態で同期電動機を駆動するのがよい。特に、産業・家電の分野では、省エネルギー化が望まれており、効率の最大化は重要な課題である。
最大トルクを得る条件は、例えば、文献「PMモータの制御法と回転子構造による特性比較」『電気学会論文誌D』平成6年、114巻6号、pp.662-667などに報告されている。この文献の数式(4)に従うと、数式(10)となり、Iqが定まれば、最大トルクを得るIdが決まる。ただし、Ld≠Lqが前提条件である。
本実施形態7では、Id*発生器15Gにおいて、Iq*を用いて数式(10)の演算処理を実施する。その結果、常に最大トルク(最大効率)で同期電動機を駆動することが可能になる。なお、数式(10)の演算に、Iq*でなくIqcを用いてもよいが、過渡時におけるIqcの変動は激しいので、制御系全体が不安定になる恐れがある。
また、効率の最大化は、定常状態で機能すれば、装置の省エネに貢献できるので、Iq*発生器の出力であるIq*を用いても何ら問題はない。さらに、本実施形態7におけるId*発生器15Gを、他の実施形態1ないし6に適用しても何ら問題はない。
以上のように、本実施形態7によれば、同期電動機効率の最大化と、制御性能を両立する高性能なセンサレス同期電動機駆動装置を提供できる。
(実施形態8)
図13と図14に、本発明の実施形態8にかかる制御装置2Hと電圧指令演算器16Hの演算機能ブロック図を示す。本実施形態8は、実施形態7における電圧指令演算器16に代えて、電圧指令演算器16Hを用い、さらに発電定数調整器105を新たに備えている。
図13と図14に、本発明の実施形態8にかかる制御装置2Hと電圧指令演算器16Hの演算機能ブロック図を示す。本実施形態8は、実施形態7における電圧指令演算器16に代えて、電圧指令演算器16Hを用い、さらに発電定数調整器105を新たに備えている。
図1、図9、および図12に示した制御装置においては、Id電流制御器は存在せず、電圧指令演算器16がId*に基づいて、フィードフォワード的に電圧指令を演算するものであった(数式(1)に従って演算する)。この場合、同期電動機の実際の電動機定数と、電圧指令演算器16内で用いている電動機定数とが、正確に一致しない限り、Id*と実際のId(Idc)とが一致することはない。
特に、同期電動機の発電定数Keの誤差の影響は大きく、Keに設定誤差が存在すると、直接的にId(Idc)の誤差になる。実施形態7で述べたように、Idの制御は、電動機の高効率駆動(省エネ運転)を達成する上で重要であり、指令値通りに制御する必要がある。
そこで、本実施形態8においては、d軸電流指令値Id*とd軸電流推定値Idcの差を用いてKeを修正するようにしている。Id*とIdの差はKeだけでなく、他の電動機定数にも依存するものであるが、最も影響力の大きなKeを修正することで、効率低下を防止することができる。
具体的には、Id*発生器15Gの出力Id*と、制御モード2で得られるIdcとの差を演算し、それに基づいて、Ke調整器105においてKeの修正量ΔKeを演算する。電圧指令演算器16Hでは、図14に示すように、ΔKeの値を、Keの初期値設定器25Hの出力に加算し、電圧指令値を演算する。
なお、Ke調整器105は、積分要素を含む補償器とすることで、修正値の維持が可能である。本実施形態では、制御モード1の状態では、Ke調整器は機能しないため、つまりIdcの代わりにId*を用いているので差が零になってしまうため、修正値を維持することが必須となる。すなわち、制御モード2でKeの値を修正し、その値を制御モード1においても継続して用いるように動作することになる。つまり、d軸電流指令値Id*とd軸電流推定値Idcに基づいて同期電動機の発電定数Keを補正する手段を備え、制御モード2のときはKeの補正を行い、制御モード1のときは制御モード2のときに補正されたKeの補正量を維持する。また、本実施形態8では、例として実施形態7にKe調整器を付加したものを説明したが、他の実施形態1〜6に関しても、Ke調整器を付加することは可能である。
以上のように、本実施形態8によれば、定数変動に対するロバスト性を備えた高性能なセンサレス同期電動機駆動装置を提供できる。
(実施形態9)
図15に、本発明の実施形態9にかかるIqc推定器12Jの演算機能ブロック図を示す。本実施形態9は、これまでの実施形態1〜8におけるIqc推定器12の代わりに、Iqc推定器12Jを用いることで実現できる。Iqc推定器12Jを構成するブロック図において、符号13、20、26、121、123、192は、他の実施形態の同一番号のものと同一の機能を有する。Iqc推定器12Jには、インバータ変換ゲイン124、3/2のゲインを与える比例ゲイン125、インバータ変換ゲイン124を調整するゲイン調整器126が新たに加えられている。
図15に、本発明の実施形態9にかかるIqc推定器12Jの演算機能ブロック図を示す。本実施形態9は、これまでの実施形態1〜8におけるIqc推定器12の代わりに、Iqc推定器12Jを用いることで実現できる。Iqc推定器12Jを構成するブロック図において、符号13、20、26、121、123、192は、他の実施形態の同一番号のものと同一の機能を有する。Iqc推定器12Jには、インバータ変換ゲイン124、3/2のゲインを与える比例ゲイン125、インバータ変換ゲイン124を調整するゲイン調整器126が新たに加えられている。
実施形態1で説明したように、Iqc推定器12の動作原理は、直流電源部の消費電力と、同期電動機の消費電力が等しいという前提に成り立っているものであった(例えば数式(3))。ところが、現実的には、直流電源と同期電動機の間にはインバータ3があり、このインバータの電力変換効率がIqc推定演算の精度に影響を与える。数式(3)を、インバータの電力変換効率をKefとして書き改めると、下記のようになる。
よって、Iqc1は、次の数式(12)となる。
数式(12)におけるインバータ電力変換効率Kefは、動作条件により変化するから正確な値を得るのは難しい。そこで、本実施形態9では、直流電流および直流電圧から求めた電力P1と、電流再現器9および座標変換器10から得られる電流および指令電圧から求めた電力P2とを比較し、インバータの変換効率Kefを算出するループを備えている。
ここで、直流電流および直流電圧から得られる電力は、フィルタ後の電流I0’を用いて、
図15におけるIqc推定器12Jでは、上記数式(13)、ならびに(14)の演算をそれぞれ行い、P1とP2の差を用いてインバータ変換ゲイン124を修正する。インバータ変換ゲイン124の修正は、制御モード2の状態でのみ行うものとし(電流再現が可能な条件でのみ行う)、Iqc推定器12Jの中にスイッチ13を設けている。ゲイン調整器126は、積分要素を含む補償とし、修正量を保持できるようにする。
なお、P1とP2の差を用いてインバータ変換ゲイン124を修正する代わりに、両者の比を演算して、インバータ変換ゲイン124を修正しても問題ない。つまり、Iqc推定器12Jは、d軸及びq軸の各電流推定値に基づいてインバータの消費電力を演算する第1電力演算手段と、電流再現器9により求められる交流電流推定値に基づいて同期電動機の消費電力を演算する第2電力演算手段とを備え、それらの電力演算手段により求められた消費電力の差あるいは比率に基づいてq軸電流推定値を補正するようにしている。
以上のように、本実施形態9を用いることで、インバータ変換効率ゲインを自動調整でき、制御モード1の精度を大幅に改善することができる。この結果、全速度域でさらに精度の向上したセンサレス同期電動機駆動装置を提供できる。
(実施形態10)
図16〜18に、本発明の実施形態10の全体構成図、動作波形図および制御構成図である。図16における構成要素3〜6、31、32、41〜43は、これまでの実施形態における同じ番号のものと同一のものである。制御装置として、電動機制御用マイクロプロセッサー(以下、マイコンと略)2Kを備え、さらに直流電流検出値のフィルタとしてフィルタ回路11Kを設けている。
図16〜18に、本発明の実施形態10の全体構成図、動作波形図および制御構成図である。図16における構成要素3〜6、31、32、41〜43は、これまでの実施形態における同じ番号のものと同一のものである。制御装置として、電動機制御用マイクロプロセッサー(以下、マイコンと略)2Kを備え、さらに直流電流検出値のフィルタとしてフィルタ回路11Kを設けている。
マイコン2Kでは、アナログ/デジタル変換器(A/D変換器)の入力を2個備えており、直流電流I0の検出値そのものと、フィルタ回路11Kを通過した後のI0’の両者をマイコン内に読み込んでいる。つまり、マイコン2Kは、電流検出器6の出力が入力される入力端子と、電流検出器6の出力がフィルタ回路11kを介して入力される入力端子とを備えている。また、マイコン2Kからは、インバータ3を駆動するPWMパルス信号が出力される。
マイコン2Kへ入力されるアナログ信号は、図17に示す波形になる。直流電流I0は、直流電源4からインバータ3に流れるパルス状の断続電流であり、図17(a)のような波形になる。一方、フィルタ回路11Kを通過後の電流波形は、同図(b)のように連続した電流波形になる。
実施形態1〜9においては、制御装置内にフィルタ11を設ける構成としたが、現状のマイコンやDSPの能力では、ディジタル信号処理(ソフトウエアの処理)により、直流電流I0から高調波成分を取り除くのは技術的に困難である。また、そのために演算処理周期が極端に短くなり、全体の処理時間に制約が出てくる恐れがある。そこで、フィルタ回路11Kを制御装置の外部に設け、専用回路でフィルタリングを行うようにした点が、本実施形態10の特徴である。
フィルタ回路11Kの出力は、図17(b)のように連続的な波形になるため、Iqc推定演算に必要となる平均値の読み込みは容易となる。なお、フィルタ後も若干のリプル成分が残るが、マイコン2Kでのサンプリングのタイミングを工夫すれば、リプル成分の影響を受けずに平均値を読み込むことが可能である。すなわち、フィルタの設定時定数としては、検出波形が連続するか、どうかが重要であり、高調波成分を完全に除去する必要はない。通常は、キャリア周波数以下程度に、カットオフ周波数を設定すればよい。
図18に、マイコン2Kの内部構成のブロック図を示す。図18は、実施形態4(図9)を基に制御ブロックを構成したものである。図9との違いは、フィルタ11が削除され、外部から直接I0’が入力されている点である。また、ωr*発生器1も、マイコン2K内に設けたが、外部からシリアル通信などで入力する構成でも構わない。なお、本実施形態10では、実施形態4を基にした構成を示したが、これまでの他の実施形態すべてに適用することが可能である。
以上のように、本実施形態10によれば、汎用的な電動機制御用マイクロプロセッサーを用いることで、高性能なセンサレス同期電動機駆動装置が実現できる。
1 回転数指令(ωr*)発生器
2 制御装置
3 インバータ
4 直流電源
5 同期電動機
6 電流検出器
7 変換ゲイン
8 積分器
9 電流再現器
10 dq座標変換器
11 フィルタ
12 Iqc推定器
13 スイッチ
14 Iq*発生器
15 Id*発生器
16 電圧指令演算器
17 dq逆変換器
18 PWM発生器
19 ω1補正器
20 加算器
21 切替信号発生器
31 インバータ主回路部
32 ゲート・ドライバ
41 三相交流電源
42 ダイオード・ブリッジ
43 平滑コンデンサ
2 制御装置
3 インバータ
4 直流電源
5 同期電動機
6 電流検出器
7 変換ゲイン
8 積分器
9 電流再現器
10 dq座標変換器
11 フィルタ
12 Iqc推定器
13 スイッチ
14 Iq*発生器
15 Id*発生器
16 電圧指令演算器
17 dq逆変換器
18 PWM発生器
19 ω1補正器
20 加算器
21 切替信号発生器
31 インバータ主回路部
32 ゲート・ドライバ
41 三相交流電源
42 ダイオード・ブリッジ
43 平滑コンデンサ
Claims (1)
- 同期電動機を駆動するインバータと、前記インバータに対してパルス幅変調されたインバータ駆動信号を出力するマイクロプロセッサと、前記インバータに供給される断続したパルス状の電流を検出する電流検出手段とを備えた同期電動機駆動装置において、
前記マイクロプロッセッサは、前記電流検出手段の出力が入力される入力端子と、前記電流検出手段の出力がフィルタ回路を介して入力される入力端子とを備えてなることを特徴とする同期電動機駆動装置。
Priority Applications (1)
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JP2006155206A JP2006271198A (ja) | 2006-06-02 | 2006-06-02 | 同期電動機駆動装置 |
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010288359A (ja) * | 2009-06-11 | 2010-12-24 | Hitachi Appliances Inc | インバータの制御装置、及び、それを用いた空調機,洗濯機 |
CN109756167A (zh) * | 2017-11-06 | 2019-05-14 | 深圳市蓝海华腾技术股份有限公司 | 控制器母线电流的估算方法、控制器及汽车 |
-
2006
- 2006-06-02 JP JP2006155206A patent/JP2006271198A/ja not_active Withdrawn
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