JP4958431B2 - 電動機制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電動機制御装置に係り、具体的には、同期電動機及び負荷が発生する周期的なトルク外乱を抑制する技術に関する。

同期電動機の負荷が発生する周期的なトルク外乱の抑制方法としては、特許文献１に記載された技術が知られている。これによれば、電動機の速度検出値に含まれる脈動分を抽出し、これを打ち消すようにインバータ出力電圧を補正するようにしている。特に、負荷としてのロータリ圧縮機を駆動する電動機の速度変動が、圧縮機の数回転分の平均速度変動より小さい場合は速度変動補償を行わず、平均速度変動より大きい場合に速度変動の一次成分に対応する補償を行うようにしている。これにより、常に速度変動を０とする制御を行う場合に比べて、モータ電流のピーク値を低減することができるとしている。また、電動機制御に関連する従来技術として特許文献２、３が知られている。

特開平１０−１７４４８８号公報 特開２００２−２７２１９４号公報 特開平８−１９２６３号公報

特許文献１に記載された制御によれば、周期的なトルク外乱を抑制することは可能であるが、同文献には入力電流を低減してインバータの損失を低減することについては十分に配慮されていない。

本発明は、周期的なトルク外乱に起因する電動機の入力電流を低減することを課題とする。

上記の課題を解決するため、本発明は、負荷に連結された電動機を駆動するインバータと、該インバータをパルス幅変調制御により駆動する制御器とを備えた電動機制御装置において、前記制御器は、前記電動機に流れるモータ電流の実効値と波高値のいずれか一方の電流変動分を抽出し、該電流変動分を抑制する補正信号を生成して前記パルス幅変調制御の電流指令を補正する電流変動補償手段を備えたことを特徴とする。

すなわち、電流変動補償手段によって、モータ電流の実効値と波高値のいずれか一方の電流変動分、つまりモータ電流の基本波以外の周波数成分を有する電流成分を抽出し、電流変動分を抑制するようにパルス幅変調制御の電流指令を補正していることから、例えば、負荷トルク変動に起因するモータ電流の実効値の増大を抑制することができる。その結果、入力電流を低減してインバータの損失を低減することができる。特に、圧縮機の種類、運転圧力条件等により負荷トルクの変動パターンが異なっても、電流変動分を抑制する補正量をリミッタにより調整する必要がないから、容易に入力電流の低減を行うことができる。

また、本発明の電動機制御装置は、前記電動機に流れるモータ電流の実効値と波高値のいずれか一方の電流変動分を検出し、該電流変動分を抑制する第１の補正信号を生成して前記パルス幅変調制御の電流指令を補正する電流変動補償手段と、前記電動機の磁石磁束位置と該制御器内で求めた磁石磁束位置推定値との差である軸誤差推定値の変動分の内の前記電動機の平均機械角速度と同一の周波数成分を負荷トルク変動分として検出し、該負荷トルク変動分を抑制する第２の補正信号を生成して前記パルス幅変調制御の電流指令を補正する振動抑制手段と、前記電流変動補償手段と前記振動抑制手段を切り替える切り替え手段とを備えて構成することができる。

これによれば、電流変動補償手段と振動抑制手段を使い分けて、負荷の運転条件に応じて、適切な入力電流の低減を行うと共に、トルク外乱を適切に抑制できる。例えば、負荷が圧縮機の場合、低回転数の間は振動抑制手段により制御して振動及び騒音を低減し、高回転で低負荷のときは電流変動補償手段に切り替えて低入力運転によりインバータ等の損失を低減することができる。

また、前記電流変動補償手段は、前記補正信号による補正量を制限するリミッタ手段を備えて構成することができる。これにより、検出誤差等による制御の発散を防止することができる。

本発明によれば、周期的なトルク外乱に起因する電動機の入力電流を低減することができる。

以下、図１〜図８を参照して、本発明の電動機制御装置の一実施形態を説明する。本実施形態は、空気調和機の圧縮機を駆動する同期電動機の制御装置であり、永久磁石型同期電動機（以下、ＰＭモータと略す。）により圧縮機を駆動するようにした例である。しかし、本発明が対象とする電動機は、ＰＭモータに限られるものではなく、例えば、巻線型同期電動機、リラクタンスモータなど、他の同期電動機ついても同様に適用することができる。また、圧縮機には、スクロール圧縮機、ロータリ圧縮機、レシプロ圧縮機を用いることができる。

図１は、本実施形態のＰＭモータの制御装置のブロック構成図である。図示のように、直流電源4と、直流電源4から出力される直流を所望周波数及び電圧を有する交流に変換する三相ブリッジ構成のインバータ３と、インバータ３を制御する制御器2と、制御器３に電動機の回転数指令ωr＊を与える回転数指令発生器1とを備えて構成されている。インバータ３は、制御器2から出力されるパルス幅変調波信号（ＰＷＭ信号）に従って駆動され、ＰＭモータ５に所望周波数及び電圧の交流電圧を印加し、ＰＭモータ５の負荷である圧縮機６を駆動制御するようになっている。また、直流電源4とインバータ３を接続する直流回路に電流検出器７が設けられている。直流電源4は、交流電源４１と、交流を整流するダイオードブリッジ４２と、直流電源に含まれる脈動分を抑制する平滑コンデンサ４３を有して構成されている。

制御器２は、次に説明する機能を備えて構成されている。回転数指令発生器1から入力される回転数指令ωr＊は変換ゲイン２２に入力される。変換ゲイン２２は、入力される回転数指令ωr＊をＰＭモータ５の極数Ｐを用いて角周波数指令ω１＊に変換して積分器２３に出力する。積分器２３は、入力される電気角周波数指令ω１＊を積分してＰＭモータ５の実際の磁石磁束位置（位相角）θｄに相当する磁石磁束位置θｄｃに変換する。この磁石磁束位置θｄｃは、後述するように、制御器2の内部で仮定しているＰＭモータ５の磁石磁束位置である。なお、本明細書において、各記号の添え字の「＊」は指令を意味し、「ｃ」は制御器2内における推定値等を意味するものとする。

一方、電流検出器７により検出される直流電流Ｉ０は電流再現器８に入力される。電流再現器８は、直流電流Ｉ０に基づいてＰＭモータ５に流れる三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算により再現してｄｑ座標変換器９に出力する。ｄｑ座標変換器９は、入力される三相交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを、積分器２３から出力される磁石磁束位置θｄｃに基づいて、ｄ、ｑ各軸上の電流成分Ｉｄｃ、Ｉｑｃに座標変換する。変換されたｄ軸電流成分Ｉｄｃは、後述する周期Ｉｄ＊発生器１０に入力される。また、変換されたｑ軸電流成分ＩｑｃはＩｑ＊発生器１４に入力される。

Ｉｄ＊発生器１３とＩｑ＊発生器１４からは、それぞれｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊がそれぞれ電圧指令演算器１５に出力される。電圧指令演算器１５は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊及び変換ゲイン２２から出力される角周波数指令ω１＊に基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑｃ＊を演算してｄｑ逆変換器１６に出力する。ｄｑ逆変換器１６は、積分器２３から出力される磁石磁束位置θｄｃに基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑｃ＊を三相交流電圧指令Ｖu＊、Ｖｖ＊、Ｖw＊に変換してＰＷＭパルス発生器１７に出力する。ＰＷＭパルス発生器１７は、入力される三相交流電圧指令Ｖu＊、Ｖｖ＊、Ｖw＊に基づいて、インバータ３のスイッチ素子を制御するパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を発生させる。これにより、インバータ３は、三相交流電圧指令Ｖu＊、Ｖｖ＊、Ｖw＊に応じた周波数及び電圧の交流電圧を発生してＰＭモータ５に供給するようになっている。

また、Δθ推定器１８は、ＰＭモータ５の実際の磁石磁束位置θｄと、制御器２内部で仮定している磁石磁束位置θｄｃとの誤差に相当する軸誤差推定値Δθｄｃを演算して加減算器１９に出力する。加減算器１９は、軸誤差推定値Δθｄｃの基準を発生する零発生器２０から出力される基準値＝０から軸誤差推定値Δθｄｃを減算して比例補償器２１に出力する。比例補償器２１は、Δθｄｃを零に制御するための角周波数の補正値Δω１を演算し、加減算器１９を介して角周波数指令ω１＊に補正を加えて、磁石磁束位置θｄｃを生成するようになっている。これによって、磁石磁束位置θｄに位相を合わせた磁石磁束位置θｄｃに基づいて、ｄｑ座標変換器９及びｄｑ逆変換器１６において座標変換が行われるようになっている。

ΔＴｍ推定器２４は、Δθ推定器１８によって推定された軸誤差推定値Δθｄｃに基づいて、ＰＭモータ５のトルク脈動分ΔＴｍｃを演算し、トルク制御発生器２５に出力する。トルク制御発生器２５は、トルク脈動分ΔＴｍｃに起因する軸誤差Δθを打ち消すように、ｑ軸電流の補正指令Ｉｑ_ＳＩＮ＊を算出して、切り替え器１２と加減算器１９を介してｑ軸電流指令Ｉｑ＊を補正するようになっている。

周期Ｉｄ＊発生器１０は、ｄｑ座標変換器９により変換されたｄ軸電流成分Ｉｄｃの変動分を計算し、その変動分を打ち消すようにｄ軸電流の補正指令Ｉｄ_ＳＩＮ＊を求め、加減算器１９を介して電圧指令演算器１５に入力されるｄ軸電流指令Ｉｄ＊を補正するようになっている。また、周期Ｉｑ＊発生器１１は、ｄｑ座標変換器９により変換されたｑ軸電流成分Ｉｑｃの変動分を計算し、その変動分を打ち消すようにｑ軸電流の補正指令Ｉｑ_ＳＩＮ＊を求め、切り替え器１２と加減算器１９を介して、電圧指令演算器１５に入力されるｑ軸電流指令Ｉｑ＊を補正するようになっている。また、切り替え器１２は、電圧指令演算器１５に入力されるｑ軸電流指令Ｉｑ＊を補正する補正値として、トルク制御発生器２５と周期Ｉｑ＊発生器１１のいずれを用いるかを切り替えるようになっている。

このように構成される実施形態の詳細構成を、動作とともに説明する。回転数指令発生器1から入力される回転数指令ωr＊は、変換ゲイン２２においてＰＭモータ５の角周波数ω１＊に変換され、積分器２３においてＰＭモータ５に印加する交流電圧の位相θｄｃが求められる。一方、電流再現器８は、電流検出器７により検出された直流電流Ｉ０に基づいて、ＰＭモータ５に流れる三相交流電流Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃを演算により求めて再現する。この再現演算は、例えば、特許文献３等に記載されている公知の方法によることができる。要するに、スイッチング制御される三相ブリッジ接続された各相のスイッチ素子がオンからオフ及びオフからオンに変化するタイミングをＰＷＭ信号に基づいて検出し、各相のスイッチ素子のオン・オフ変化タイミングの前後における直流電流Ｉ０の差を求め、その差電流を各相の交流電流Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃとする。

このようにして再現された三相交流電流Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃは、ｄｑ座標変換器９において、角周波数ω１ｃで回転する回転直交座標軸（ｄｑ軸）上のｄ軸電流成分Ｉｄｃとｑ軸電流成分Ｉｑｃに変換される。ｑ軸電流成分ＩｑｃはIｑ＊発生器１４で処理されてｑ軸電流指令Ｉｑ＊とされる。一方、Ｉｄ＊発生器１３は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊を発生させるが、非突極型回転子のＰＭモータ５では、通常Ｉｄ＊＝０である。ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊が電圧指令演算器１５に入力されると、電圧指令演算器１５は、変換ゲイン２２から入力される角周波数指令ω１＊に基づいて、ＰＭモータ５への印加電圧のｄ軸電圧指令Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑｃ＊を演算する。

電圧指令演算器１５で求められたｄ軸電圧指令Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑｃ＊は、ｄｑ逆変換器１６に入力され、積分器１３から出力される交流電圧の位相θｄｃに従って三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換される。ＰＷＭ信号発生器１７は、交流量の三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の振幅と極性に応じたパルス幅を有するＰＷＭ信号を生成する。このＰＷＭ信号の生成は演算等により生成することができるが、概念的には交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を三角波等の搬送波により変調して生成される。このＰＷＭ信号によりインバータ３の三相ブリッジ構成された上下アームの各スイッチ素子がオン・オフ制御され、ＰＭモータ５は三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に応じた電圧により駆動制御される。

Δθ推定器１８では、ＰＭモータ５の磁石磁束位置θｄと、制御器2内の磁石磁束位置θｄｃとの誤差Δθｄｃの演算を行う。ここで、誤差Δθｄｃは、図２に示すベクトル図によって定義される。ＰＭモータ５内部の実際の磁石磁束Φの位置（位相）をｄ軸とし、それに直交する軸をｑ軸とする。これに対し、制御器2内で仮定しているｄｑ軸をｄｃ−ｑｃ軸と定義し、両者のずれが軸誤差Δθｄｃに相当する。したがって、Δθｄｃを求めることができれば、推定値θｄｃを修正することにより、ＰＭモータ５の実際の磁石磁束に係るｄ−ｑ軸と、制御器2内で仮定しているｄｃ−ｑｃ軸を一致させることができ、いわゆる磁極位置センサレス制御を実現できる。

具体的に、Δθｄｃの推定演算は、例えば、図３に示すように、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流成分Ｉｑｃの差に比例ゲインＫ０を乗じて、推定値Δθｄｃとすることができる。つまり、ｑ軸電流成分Ｉｑｃは、負荷変動等によって生ずるθｄとθｄｃのずれに応じて変動するから、ｑ軸電流成分Ｉｑｃの変動に基づいて、逆にΔθを推定することができる。ただし、図３の構成では、高精度にΔθｄｃを求めるのは困難である。精度を向上させるには、例えば、特許文献２に記載されているように、次式（１）によってΔθｄｃを求めることが好ましい。なお、同式において、ＲはＰＭモータ５の巻き線抵抗、Ｌはインダクタンスであり、非突極型の場合はＬ＝Ｌｄ＝Ｌｑである。

Δθｄｃ＝ｔａｎ^−１（Ｖｄｃ＊−Ｒ・Ｉｄｃ−ω１ｃ・Ｌ・Ｉｑｃ）／
（Ｖｑｃ＊−Ｒ・Ｉｑｃ−ω１ｃ・Ｌ・Ｉｄｃ） （１）
このようにして求められた軸誤差推定値Δθｄｃに基づき、これが零になるように零発生器２０から出力される基準「０」とΔθｄｃの差を加減算器１９により求め、比例補償器２１を介して角周波数ω１＊に補正を加えるフィードバック制御を行う。図２のベクトル図に示すように、Δθｄｃが正の場合、ｄｃ−ｑｃ軸が、ｄ−ｑ軸よりも進んでいることになる。そこで、角周波数ω１＊を補正量Δω１だけ下げることで、Δθｄｃを減少させることができ、逆に、Δθｄｃが負の場合は、補正量Δω１だけ角周波数ω１＊を上げて、ｄ−ｑ軸とｄｃ−ｑｃ軸を一致させる。このように制御することで、ＰＭモータ５の磁極の位置センサを用いることなく、制御器内部の磁石磁束位置θｄｃを、実際のＰＭモータ５内の磁石磁束位置θｄに一致させることができる。

ΔＴｍ推定器２４におけるトルク変動成分ΔＴｍの推定演算法について、図４を用いて説明する。なお、この推定演算については、特許文献２に記載されている。まず、軸誤差推定値Δθｄｃとトルク変動成分ΔＴｍの関係は、図４（ａ）〜（ｄ）に示す関係になる。図において、符号ＪはＰＭモータ５と負荷６のイナーシャ、ＲはＰＭモータ５の巻き線抵抗、ＬはＰＭモータ５のインダクタンスＬ、Ｐは極数、Ｋｅは発電定数（磁石磁束）、sは微分演算子、Δωｒは機械角における角速度の変動分である。

ここで、モータが角速度ωｒで回転している時にトルク変動がΔＴｍほどおきた場合、その角速度変動分ΔωｒはモータのイナーシャJを用いて表すことができ、これを磁極数Pを用いて電気角軸誤差Δθｄｃに変換することにより図４（ａ）が成り立つ。これを、逆演算できるように変形すると図４の（ｄ）となり、この式に、ｓ＝ｊωｒ*を代入することにより、トルク変動ΔＴｍを抽出できる。したがって、図４（ｄ）に示すように、軸誤差推定値Δθｄｃを入力とし、トルク変動成分ΔＴｍを計算し、これをラプラス変換にて解くと求められる。

図５に、図４（ｄ）を具現化したΔＴｍ推定器２１の構成を示す。つまり、ΔＴｍ推定器２４は、Δθｄｃを２Ｊ／Ｐ倍にする比例ゲイン２４１と、２つの乗算器２４２からなり、図４（ｄ）の演算を実施する。

トルク制御発生器２５は、振動抑制手段であり、図６（１）に示すように単相−ｄｑ座標変換器２５１、一次遅れフィルタ２５２、積分制御器２５３、ｄｑ−単相逆変換器２５４、並びに加減算器１９、零発生器２０から構成される。そして、ΔＴｍ推定器２４の出力ΔＴｍｃを、単相−ｄｑ座標変換器２５１にてｓｉｎ成分ΔＴｑｓとｃｏｓ成分ΔＴｄｓに分解する。なお、単相−ｄｑ座標変換器２５１の変換式は次式（２）である。

ΔＴｄｓ＝∫ΔＴｍｃ×ｃｏｓ（ωｒ・ｔ）ｄｔ
ΔＴｑｓ＝∫ΔＴｍｃ×ｓｉｎ（ωｒ・ｔ）ｄｔ （２）
式（２）はフーリエ級数展開における、基本周波数ωｒとしたΔＴｍｃ基本波及び高調波成分の抽出にほかならず、ΔＴｍｃに機械角速度ωｒの周波数成分が含まれれば、その量に応じて、ΔＴｄｓ、ΔＴｑｓの平均値が零でない値になり、高調波成分はΔＴｄｓ及びΔＴｑｓの交流量として現れる。この性質を用いて、平均機械角速度ωｒで回転しているモータのトルク変動成分ΔＴｍｃのωｒと同一の周波数成分は、上記式（２）の平均値となる。この平均値を抽出するため、一次遅れフィルタ２５２にて、交流成分を削除する。Ｉ_ＡＴＲは１次遅れ時定数であり、この値を調整することによって入力の誤差を補償している。この結果、ΔＴｄｓ、ΔＴｑｓは、ΔＴｍｃに含まれる脈動分のｃｏｓ成分、並びにｓｉｎ成分になる。次に、この各成分を零にするため、基準指令の「零」信号を零発生器１７から与え、基準指令との偏差を加減算器１６で演算する。これらの偏差に基づき、積分制御器２５３が積分補償を行い、脈動分を零に制御する。Ｋ_ｉＡＴＲは比例ゲインであり、この値を変更することで制御の応答性を変更できる。リミッタ部２５５では積分制御器２５３が算出した補正電流値に制限をかけ、補正電流値Ｉｄｓ、Ｉｑｓを出力する。これにより、検出誤差等による制御の発散を防止することができる。リミッタ部２５５から出力される補正電流値Ｉｄｓ、Ｉｑｓは、ｄｑ−単相変換器２５４によって単相信号に逆変換され、ｑ軸電流成分の補正指令Ｉｑ_ＳＩＮ＊として切り替え器１２に出力される。つまり、補正指令Ｉｑ_ＳＩＮ＊は、切り替え器１２を介して、電圧指令演算器１５に入力されるｑ軸電流指令Ｉｑｃ＊に加減算器１９を介して加算される。ｄｑ−単相変換器２５４における逆変換は、下記式（３）に従って演算される。

Ｉｑ_ＳＩＮ＊＝Ｉｑｓｉｎｄ＋Ｉｑｓｉｎｑ
Ｉｑｓｉｎｄ＝∫Ｉｄｓ×ｃｏｓ（ωｒ・ｔ）ｄｔ
Ｉｑｓｉｎｑ＝∫Ｉｑｓ×ｓｉｎ（ωｒ・ｔ）ｄｔ （３）
このように、トルク制御発生器２５において、トルク脈動分ΔＴｍｃは、式（２）にて座標変換された後は直流量になるため、積分制御器２５３にて、偏差をなくすことができる。すなわち、このトルク制御発生器２５は、外部から見ると、角周波数ωｒにおいてゲインが無限大となる補償要素と等価になる。

ところで、圧縮機の入力電力が最小になるのは、モータ電流の波高値が揃った場合に存在することが知られている。また、周期的に変動する負荷トルクを抑制して振動低減を行うために、トルク変動を抑制する補正信号をインバータに付加するとともに、トルク抑制の補正量をリミッタで制限して、交流実効値の低減を行うことが行われている。しかし、圧縮機の負荷トルクの変動パターンは、圧縮機の種類、運転圧力条件等によりそれぞれ異なり、モータ電流の波高値を揃えるための補正量が変化する。そのため、リミッタに常に最適な値を設定することは非常に困難である。

そこで、本実施形態では、周期Ｉｄ＊発生器１０と周期Ｉｑ＊発生器１１を設けて、ＰＭモータ５の入力電流を効果的に低減するようにしている。すなわち、図６（２）、（３）に、周期Ｉｄ＊発生器１０と周期Ｉｑ＊発生器１１のブロック構成を示す。図からわかるように、ブロックの構成自体は図６（１）に示したトルク制御発生器２５と同じである。周期Ｉｄ＊発生器１０は、ｄｑ座標変換器９から出力されるｄ軸電流成分Ｉｄｃを取り込んで、その変動分ΔＩｄｃを単相−ｄｑ座標変換器２５１にてｓｉｎ成分ΔＩｄｄｓとｃｏｓ成分ΔＩｄｑｓに分解する。次いで、一次遅れフィルタ２５２にて交流成分を削除し、ｓｉｎ成分ΔＩｄｄｓとｃｏｓ成分ΔＩｄｑｓの脈動分を抽出する。そして、これらの脈動分を零にするため、加減算器１９により零発生器２０から与えられる零との偏差を演算する。これらの偏差に基づき、積分制御器２５３が積分補償を行い、脈動分を零に制御する。Ｋ_{ｉＩｄＡＣＲ}は比例ゲインであり、この値を変更することで制御の応答性を変更できる。リミッタ部２５５では積分制御器２５３が算出した補正電流値に制限をかけ、補正電流値Ｉｄｓ、Ｉｑｓを出力する。積分制御器２５３から出力される補正電流値Ｉｄｓ、Ｉｑｓは、ｄｑ−単相変換器２５４によって単相信号に逆変換され、ｄ軸電流成分の補正指令Ｉｄ_ＳＩＮ＊として出力される。この補正指令Ｉｄ_ＳＩＮ＊は、電圧指令演算器１５に入力されるｄ軸電流指令Ｉｄｃ＊に加減算器１９を介して加算される。

周期Ｉｑ＊発生器１１についても同様に、ｄｑ座標変換器９から出力されるｑ軸電流成分Ｉｑｃを取り込んで、その変動分ΔＩｑｃをｓｉｎ成分ΔＩｑｄｓとｃｏｓ成分ΔＩｑｑｓに分解する。次いで、それらの脈動分を抽出して、これらの脈動分を零にするため、加減算器１９により零発生器２０から与えられる零との偏差を求め、積分制御器２５３によって積分補償を行い、脈動分を零に制御する。Ｋ_{ｉＩｑＡＣＲ}は比例ゲインであり、この値を変更することで制御の応答性を変更できる。そして、リミッタ部２５５は積分制御器２５３から出力される補正電流値に制限をかけ、補正電流値Ｉｄｓ、Ｉｑｓを出力する。リミッタ部２５５から出力される補正電流値Ｉｄｓ、Ｉｑｓは、ｄｑ−単相変換器２５４によって単相信号に逆変換され、ｑ軸電流成分の補正指令Ｉｑ_ＳＩＮ＊として出力される。この補正指令Ｉｑ_ＳＩＮ＊は、切り替え器１２を介して、電圧指令演算器１５に入力されるｑ軸電流指令Ｉｑｃ＊に加減算器１９を介して加算される。

このように、周期Ｉｄ＊発生器１０と周期Ｉｑ＊発生器１１の演算式自体は、トルク制御発生器２５で用いるものと同じであり、入力されるものがΔＴｍｃかΔＩｑｃ、ΔＩｄｃかの違いのみである。

以上説明したように、本実施形態の周期Ｉｄ＊発生器１０と周期Ｉｑ＊発生器１１によれば、ｄ、ｑ軸各軸における各周波数成分の脈動を打ち消すような補正電流指令Ｉｄ_ＳＩＮ＊、Ｉｑ_ＳＩＮ＊を発生させることができる。そして、これらの補正電流指令をｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊にそれぞれ加え合わせて補正し、インバータ３を駆動する指令電圧Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊を調整することにより、モータ電流の波高値を揃えることができる。

次に、切り替え器１２の機能について、図７を参照して説明する。図７の縦軸はＰＭモータ５の平均負荷トルク（Ｎ・ｍ）を表し、横軸は圧縮機６の回転数（ｍｉｎ^−１）を表している。平均負荷トルクは、直流電源4からインバータ３へ供給する直流電流Ｉ０から算出した。また、同図に示すように、例えば、回転数Ｎ１〜Ｎ２，Ｎ２〜Ｎ３と、平均負荷トルクＴ１，Ｔ２，Ｔ３を設定して、領域１、２、３及びヒステリシス領域に分ける。また、回転数Ｎ１〜Ｎ２の範囲は、平均負荷トルクの全範囲においてトルク制御（ＡＴＲ）領域として、トルク変動抑制制御をする。また、回転数Ｎ２〜Ｎ３の範囲は、平均負荷トルクＴ１までは周期Ｉｑ＊発生器１１を選択して、電流変動抑制領域として電流変動抑制制御を行う。さらに、回転数Ｎ２〜Ｎ３の範囲で、平均負荷トルクがＴ２〜Ｔ３以上の領域では、トルク制御（ＡＴＲ）領域として、トルク変動抑制制御をする。また、電流変動抑制領域とトルク制御（ＡＴＲ）領域との間にヒステリシス領域を設定して、平均負荷トルクの増大又は減少に応じて制御を切り替える平均負荷トルクに差を持たせる。本実施例では、領域１と領域３は共にトルク制御であるが、負荷装置の特性により領域１に電流変動抑制制御を用いたい場合にもこの制御方式で対応できるよう、あえてヒステリシスを用いた。

つまり、図示のように、平均負荷トルクが大きい過負荷時（領域３）、及び低回転時など負荷変動が大きい領域（領域１）では、トルク制御発生器２５を選択してトルク制御（ＡＴＲ）を行う。一方、その他の通常運転領域（領域２）では、周期Ｉｑ＊発生器１１を選択して、入力電流の低減制御を行う。また、領域１と領域２の切り替えに関しては本実施例の制御が周波数制御方式であるため、回転数の誤差が生じにくく、上述したように、トルク制御発生器２５と周期Ｉｑ＊発生器１１は、共に積分制御であるから、切り替え時の遷移期間でも安定に制御できる。しかし、電流制御方式に本制御を用いる場合には回転数の読み込み誤差等を考慮してヒステリシスを用いる必要がある。

図８に、トルク制御発生器２５による振動抑制制御であるトルク制御の場合と、周期Ｉｄ＊発生器１０と周期Ｉｑ＊発生器１１による電流変動補償制御（ＩｑＡＣＲ＋ＩｄＡＣＲ）の場合の入力電流の比較を示す。図からわかるように、ＩｑＡＣＲ＋ＩｄＡＣＲの場合は、モータ電流波形を揃えることができ、トルク制御の場合の入力１００％に対して、入力を約１．２％の９８．８％に低減することができた。

上述したように、本実施形態の周期Ｉｄ＊発生器１０と周期Ｉｑ＊発生器１１による補償制御は、モータ電流の波高値を揃えることを直接狙ったものであり、従来技術のようにリミッタ調整の必要がないため、容易に入力電流の低減を行うことができる。すなわち、圧縮機の負荷トルクの変動パターンは、圧縮機の種類、運転圧力条件等によりそれぞれ異なることから、モータ電流の波高値を揃えるための補正量が変化してしまうため、予め補正量を設定する従来技術では、対応することができない。この点、本実施形態によれば、モータ電流の検出値に相関するｄ、ｑ軸電流成分Ｉｄｃ，Ｉｑｃの変動分を求め、その変動分を低減するようにｄ、ｑ軸電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を補正するようにしているから、リミッタ調整をすることなく、入力電流の低減を行うことができる。

また、本実施形態によれば、周期的なトルク外乱を抑制できることに加え、入力電流を低減できることから、振動、騒音を抑制でき、かつインバータの損失を低減して、高効率な圧縮機の運転を可能にした空気調和機を実現できる。また、振動、騒音により低回転で運転できなかった圧縮機を用いた空気調和機に対しても、低回転で高効率な運転ができる。これにより、低速高効率モータを使用でき大幅な省エネルギを期待できる。

また、上記実施形態において、具体的な数値を用いて説明したが、これら数値は一例であり、本発明の制御思想に合致すれば、他の数値であっても差し支えないのはいうまでもない。

また、図７で説明したように、平均負荷トルクと負荷回転数に従って、トルク制御発生器２５による制御と、周期Ｉｑ＊発生器１１による制御とを切り替える例を示したが、本発明はこれに限らず、負荷条件により領域選択のパラメータを増やしたり、直流電流Ｉ０に代えて、モータ巻き線の各相に流れる電流をそれぞれシャント抵抗や直接ホールＣＴにより検出したり、交流電源４１とダイオードブリッジ４２の間にトランス等を用いた電流検出手段により検出した電流を用いても同様の効果が得られることはいうまでもない。

また、図１において、周期Ｉｑ＊発生器１１とトルク制御発生器２５の内部構成が同じであることを利用して、図９の様に入力される情報がΔＴｍかΔＩｑｃかを、切り替え器１２を用いて切り替える事により１つの処理で行う事ができる。これにより、プログラム容量を低減でき、トルク制御と入力低減制御の切り替え時において、既に蓄積されている積分項がそのまま使用する事ができる為、安定に制御可能である。

本発明の一実施形態の電動機制御装置のブロック構成図である。 ＰＭモータと制御器内のｄｑ軸座標の関係を説明する図である。 軸誤差（Δθ）推定器の一実施形態のブロック構成図である。 トルク脈動分（ΔＴｍ）推定器によりトルク脈動分を求める演算式を説明する図である。 ΔＴｍ推定器の一実施形態のブロック構成図である。 トルク制御発生器と、周期Ｉｄ＊発生器と、周期Ｉｑ＊発生器の一実施形態のブロック構成図である。 切り替え器によりトルク制御発生器と周期Ｉｑ＊発生器とを切り替えて制御する方式を説明する図である。 トルク制御発生器と周期Ｉｑ＊発生器による入力電流の低減効果を比較する説明図である。 トルク制御発生器と周期Ｉｑ＊発生器を１つの処理で行う為の一実施形態のブロック構成図である。

符号の説明

１ 直流電源
２ インバータ
３ 制御器
４ 回転数指令発生器
５ ＰＭモータ
６ 圧縮機
７ 電流検出器
８ 電流再現器
９ ｄｑ座標変換器
１０ 周期Ｉｄ＊発生器
１１ 周期Ｉｑ＊発生器
１２ 切り替え器
１３ Iｑ＊発生器
１４ Iｄ＊発生器
１５ 電圧指令演算器
１６ ｄｑ逆変換器
１７ ＰＷＭパルス発生器
１８ Δθ推定器
２１ 比例補償器
２２ 変換ゲイン
２３ 積分器
２４ ΔＴｍ推定器
２５ トルク制御発生器
２６ トルク制御／周期Ｉｑ発生器

Claims (2)

1. 負荷に連結された電動機をパルス幅変調制御により駆動するインバータと、前記電動機に流れるモータ電流の再現値に基づいてｄ軸電流成分とｑ軸電流成分を推定することで前記モータ電流を前記電動機の磁束軸の回転座標系に対応するｄ軸電流成分とｑ軸電流成分に変換するｄｑ座標変換手段と、ｄ軸電流指令を発生するｄ軸電流指令発生手段と、前記ｑ軸電流成分に基づいてｑ軸電流指令を生成するｑ軸電流指令発生手段と、前記ｄ軸電流指令と前記ｑ軸電流指令と前記電動機の角周波数指令とに基づいてｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令を生成する電圧指令演算手段と、前記ｄ軸電圧指令と前記ｑ軸電圧指令を交流電圧指令に変換する逆変換手段と、前記交流電圧指令に基づいてパルス幅変調信号を生成して前記インバータを駆動するＰＷＭ信号発生手段とを備えた電動機制御装置において、
   前記ｄｑ座標変換手段により変換された前記ｄ軸電流成分に基づいて、該ｄ軸電流成分に含まれるモータ電流の実効値と波高値のいずれか一方の電流変動分に対応するｄ軸電流変動分を検出し、該ｄ軸電流変動分を抑制するｄ軸電流補正指令を生成して、前記ｄ軸電流指令を補正するｄ軸電流補正指令発生手段と、
   前記ｄｑ座標変換手段により変換された前記ｑ軸電流成分に基づいて、該ｑ軸電流成分に含まれるモータ電流の実効値と波高値のいずれか一方の電流変動分に対応するｑ軸電流変動分を検出し、該ｑ軸電流変動分を抑制するｑ軸電流補正指令を生成して、前記ｑ軸電流指令を補正するｑ軸電流補正指令発生手段とを備えてなることを特徴とする電動機制御装置。
2. 請求項１に記載の電動機制御装置において、
   前記電動機の磁石磁束位置と該制御器内で求めた磁石磁束位置推定値との差である軸誤差推定値の変動分の内の前記電動機の平均機械角速度と同一の周波数成分を負荷トルク変動分として求めるトルク変動分演算手段と、前記負荷トルク変動分を抑制するｑ軸電流補正指令を生成して、前記ｑ軸電流指令を補正する振動抑制手段と、前記ｑ軸電流補正指令発生手段と前記振動抑制手段のｑ軸電流補正指令を切り替えて前記ｑ軸電流指令を補正する切り替え手段とを備えてなることを特徴とする電動機制御装置。

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