JP2021136806A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直接電圧制御を行うことで、追従性の高いトルクリプル抑制制御を可能としたモータ制御装置を提供する。【解決手段】モータ６のｄ軸電流指令値ｉd*とｑ軸電流指令値ｉq*からｄ軸電圧指令値Ｖdrefと、ｑ軸電圧指令値Ｖqrefを算出する電圧指令演算部１５と、空間高調波のパラメータとモータ巻線の周波数特性に基づき、ｑ軸電流リプルを発生させるためのｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖqff*を算出するフィードフォワード指令値演算部２３と、電圧指令演算部１５が算出したｑ軸電圧指令値Ｖqrefから、フィードフォワード指令値演算部２３が算出したｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖqff*を減算する減算部１０を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、モータの制御装置に関する。

ハイブリッド自動車や電気自動車等の電動車両の空調機で使用される圧縮機には、インバータ・モータを動力とする電動圧縮機が用いられるようになって来ている。車両で使用される電動圧縮機は小型化が必要とされるため、空間高調波の歪みの割合が増加する傾向にある。この空間高調波は、電磁ノイズの原因となる電流リプルや、トルクリプル、ラジアル方向の加振力による電磁騒音の原因となるため、フィルタや振動抑制部品が増加し、小型化の妨げとなる。

一方で、一般的に電動圧縮機では機械的な制約上、エンコーダを取り付けることが困難なため、位置センサレスベクトル制御が用いられる。この位置センサレスベクトル制御では、制御構成上の問題で電流制御帯域を上げることが困難である。即ち、制御帯域に対して高周波な空間高調波歪を制御することが容易ではない。

例えば、特許文献１では空間高調波の情報を用いてモータ電流のトルク指令値を高周波で変動させることでトルクリプルを抑制していた。また、特許文献２では検出したモータ電流の高調波成分とそれらの指令値との差を算出し、フィードバック制御することで高調波電圧指令値を出力し、これを三相の電圧指令値に加算することで、モータのトルクリプルを低減しようとしていた。

特許第５２６２２６７号公報 特許第４０１９８４２号公報

しかしながら、特許文献１では電流制御系をモータの回転数に対して十分高い帯域にする必要があり、電動圧縮機のように高い回転数で駆動するものでは、電流制御系の帯域が高くなり過ぎる。特許文献２ではそれを考慮して、高調波特性のみの応答性を高めたフィードバック制御を行っているが、検出した実電流の位相特性をそのままでＰＩ制御していた。

しかしながら、実際には制御対象である電流と電圧とでは位相差があるため、その位相差を考慮して電圧制御を行う必要がある。そのため、特許文献２ではＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器が不安定な動作をしないようにフィードバック制御の帯域を低くし、時間をかけて結果を収束させることになる。即ち、応答性を遅くする必要があり、その結果、トルクリプル等の低減制御の効果が出るまでに時間を要し、場合によっては収束しないという問題もあった。

本発明は、係る従来の技術的課題を解決するためになされたものであり、直接電圧制御を行うことで、追従性の高いトルクリプル抑制制御を可能としたモータ制御装置を提供することを目的とする。

本発明のモータ制御装置は、モータのｄ軸電流指令値ｉ_d ^*と、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*から、ｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^refと、ｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^refを算出する電圧指令演算部と、空間高調波のパラメータとモータ巻線の周波数特性に基づき、ｑ軸電流リプルを発生させるためのｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を算出するフィードフォワード指令値演算部と、電圧指令演算部が算出したｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^refから、フィードフォワード指令値演算部が算出したｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を減算する減算部とを備え、空間高調波に起因するトルクリプルを補償することを特徴とする。

請求項２の発明のモータ制御装置は、上記発明においてモータは三相の永久磁石同期モータであり、フィードフォワード指令値演算部は、電気角６ｎ次（ｎは正の整数）のｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を算出することを特徴とする。

請求項３の発明のモータ制御装置は、上記各発明においてフィードフォワード指令値演算部は、電気角推定値に対してモータのインピーダンスに基づく位相を進めた空間高調波値からｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を算出することを特徴とする。

請求項４の発明のモータ制御装置は、上記各発明においてフィードフォワード指令値演算部は、空間高調波にモータのインピーダンスに基づくゲインを乗ずることでｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を算出することを特徴とする。

請求項５の発明のモータ制御装置は上記各発明においてモータは三相の永久磁石同期モータであり、このモータのｑ軸電流推定値をｉ_q（ハット）、ｑ軸６次高調波磁束をｋ_6hq、電気角推定値をθ_re（ハット）、電機子鎖交磁束１次成分の振幅をφ_f、巻線抵抗をＲ、ｑ軸巻線インダクタンスをＬ_q、電気角速度をω_reとしたとき、

フィードフォワード指令値演算部は、上記式（３）を用いて電気角６次のｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を算出することを特徴とする。

請求項６の発明のモータ制御装置は、上記各発明においてフィードフォワード指令値演算部は、ｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*により生じるｑ軸電流リプルが、ｄ軸に干渉する干渉項であるｄ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_dff ^*を更に算出すると共に、電圧指令演算部が算出したｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^refに、フィードフォワード指令値演算部が算出したｄ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_dff ^*を加算する加算部を更に備えていることを特徴とする。

請求項７の発明のモータ制御装置は、上記発明においてモータは三相の永久磁石同期モータであり、このモータのｑ軸電流推定値をｉ_q（ハット）、ｑ軸６次高調波磁束をｋ_6hq、電気角推定値をθ_re（ハット）、電機子鎖交磁束１次成分の振幅をφ_f、ｑ軸巻線インダクタンスをＬ_q、電気角速度をω_reとしたとき、

フィードフォワード指令値演算部は、上記式（４）を用いて電気角６次のｄ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_dff ^*を算出することを特徴とする。

請求項８の発明のモータ制御装置は、請求項６又は請求項７の発明においてモータは三相の永久磁石同期モータであり、モータを駆動するインバータ回路と、ｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^refからｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*が減算された後のｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*と、ｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^refにｄ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_dff ^*が加算された後のｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*を、三相変調電圧指令値に変換する相電圧指令演算部と、三相変調電圧指令値に基づき、インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を備えたことを特徴とする。

本発明のモータ制御装置は、モータのｄ軸電流指令値ｉ_d ^*と、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*から、ｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^refと、ｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^refを算出する電圧指令演算部と、空間高調波のパラメータとモータ巻線の周波数特性に基づき、ｑ軸電流リプルを発生させるためのｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を算出するフィードフォワード指令値演算部と、電圧指令演算部が算出したｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^refから、フィードフォワード指令値演算部が算出したｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を減算する減算部とを備え、空間高調波に起因するトルクリプルを補償するようにした。

上記フィードフォワード指令値演算部が算出するｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*は、空間高調波によるトルクリプルを発生させるための電圧指令値であり、本発明では、これが減算部においてｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^refから直接減算されることになる。即ち、本発明によれば、係る電圧フィードフォワード制御により、電流制御帯域による制限を受けること無く、トルクリプルを打ち消し、或いは、抑制することが可能となる。これにより、空間高調波による電磁エネルギーの振動を解消、若しくは、抑制することができるようになるので、電磁ノイズや電磁騒音を低減することが可能となる。

特に、モータが三相の永久磁石同期モータであるとき、空間高調波は６の倍数である電気角６ｎ次で励起される。そこで、請求項２の発明の如くフィードフォワード指令値演算部が、電気角６ｎ次（ｎは正の整数）のｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を算出するようにすれば、効果的にトルクリプルの低減を図ることが可能となる。

ここで、電流は電圧に対してモータのインピーダンスに基づいて位相が遅れる。この遅れ位相はモータの駆動条件によって変化し、周波数によってモータインピーダンスの遅れ位相が異なるため、周波数毎に遅れる位相を可変する必要がある。そこで、請求項３の発明の如くフィードフォワード指令値演算部が、電気角推定値に対してモータのインピーダンスに基づく位相を進めた空間高調波値からｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を算出するようにすれば、電圧次元での補償を支障なく行うことができるようになる。

また、空間高調波の周波数はモータの駆動条件によって変化し、遅れ位相同様に周波数によって減衰係数が異なるため、周波数毎にｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*の振幅を可変する必要がある。そこで、請求項４の発明の如くフィードフォワード指令値演算部が、空間高調波にモータのインピーダンスに基づくゲインを乗ずることで、ｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を算出するようにすれば、モータの駆動条件に応じて適切に空間高調波のトルクリプルの補償を行うことができるようになる。

ここで、モータが三相の永久磁石同期モータであるとき、電気角６次の空間高調波トルクリプルの主成分となる。そこで、例えば、請求項５の発明の如く、フィードフォワード指令値演算部が、前記式（３）を用いて電気角６次のｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を算出するようにすれば、トルクリプルを効果的に低減することができるようになる。

更に、モータにはｄｑ軸間で干渉しあう速度起電力と呼ばれる現象が存在する。上記発明の如くｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^refからｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を減算し、ｑ軸電流リプルを発生させると、このｑ軸電流リプルがｄ軸に干渉し、ｄ軸電流にリプルが励起されてリラクタンストルクにリプルが励起されてしまう。

そこで、請求項６の発明の如くフィードフォワード指令値演算部が、ｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*により生じるｑ軸電流リプルが、ｄ軸に干渉する干渉項であるｄ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_dff ^*を更に算出するようにし、電圧指令演算部が算出したｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^refに、フィードフォワード指令値演算部が算出したｄ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_dff ^*を加算する加算部を更に設けることで、ｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を減算することによるリラクタンストルクの励起を抑制することができるようになる。

具体的には、請求項７の発明の如く、フィードフォワード指令値演算部が、前記式（４）を用いて電気角６次のｄ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_dff ^*を算出することで、電気角６次のｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を減算することによるリラクタンストルクの励起を効果的に抑制することができるようになる。

尚、実際には請求項８の発明の如く上記各発明に、三相の永久磁石同期モータを駆動するインバータ回路と、ｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^refからｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*が減算された後のｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*と、ｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^refにｄ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_dff ^*が加算された後のｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*を、三相変調電圧指令値に変換する相電圧指令演算部と、三相変調電圧指令値に基づき、インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を更に設けることでモータ制御装置を構成する。それにより、電磁ノイズや電磁騒音が極めて効果的に低減されたモータ制御装置を提供することができるようになる。

本発明を適用した実施例のモータ制御装置のシステム構成図である。 図１のモータの回転子磁束波形を示す図である。 図１の駆動条件の実施例を示す図である。 実施例のモータ制御装置によるｄｑ軸電流とモータトルクを示す図である。 本発明を実施しない従来法の場合のｄｑ軸電流とモータトルク、リラクタンストルクを示す図である。 実施例におけるｑ軸電圧フィードフォワード制御を実施したときのｄｑ軸電流とモータトルク、リラクタンストルクを示す図である。 実施例におけるｑ軸電圧フィードフォワード制御とｄ軸電圧フィードフォワード制御を実施したときのｄｑ軸電流とモータトルク、リラクタンストルクを示す図である。 図７の場合のモータトルクのＦＦＴ解析結果を示す図である。 図５乃至図７の場合のトルクリプルを比較する図である。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づき詳細に説明する。

（１）モータ制御装置１
図１は、本発明の一実施例のモータ制御装置１のシステム構成図である。この実施例のモータ制御装置１は、インバータ回路２と、制御部３を備え、車載用バッテリ等の直流電源４から供給された直流電力を所定の周波数の交流電力に変換し、モータ６に供給する構成とされている。実施例のモータ６は、電気自動車やハイブリッド自動車等の電動車両の空調装置に用いられる電動圧縮機を駆動する三相の永久磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）であり、制御部３が生成する電圧指令によって駆動される。

（２）インバータ回路２
インバータ回路２は、入力ノードが直流電源４に接続され、直流電源４の出力をスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ（ＩＰＭＳＭ）６に供給するように構成されている。実施例のインバータ回路２は、複数（６個）のスイッチング素子がブリッジ結線されることで構成されている。

（３）制御部３
制御部３はモータ６の機械角速度推定値ω_rm（ハット）と機械角速度指令値ω_rm ^*との偏差に基づき、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*を生成し、これらｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*から最終的にインバータ回路２の各スイッチング素子をスイッチングするためのＰＷＭ信号を生成し、モータ６を位置センサレスベクトル制御にて駆動するものである。

実施例の制御部３は、減算部７〜１０と、加算部１１と、速度制御器１２と、電流制御器１３と、非干渉制御器１４と、相電圧指令演算部１６と、ＰＷＭ信号生成部１７と、ｕｖｗ−ｄｑ変換器１８と、電気角速度推定器１９と、積分器２１と、電気角−機械角変換器２２と、本発明の要旨となるフィードフォワード指令値演算部２３から構成されている。

実施例のｕｖｗ−ｄｑ変換器１８には、モータ６のＵ相電流ｉ_uとＷ相電流ｉ_wが入力され、これらからＶ相電流ｉ_vを算出する。ｕｖｗ−ｄｑ変換器１８には更に積分器２１が出力する電気角推定値θ_re（ハット）が入力され、Ｕ相電流ｉ_u、Ｖ相電流ｉ_v、Ｗ相電流ｉ_wと、電気角推定値θ_re（ハット）からｄ軸電流推定値ｉ_d（ハット）と、ｑ軸電流推定値ｉ_q（ハット）を導出する。

電気角速度推定器１９はｕｖｗ−ｄｑ変換器１８が出力するｄ軸電流推定値ｉ_d（ハット）、ｑ軸電流推定値ｉ_q（ハット）と、非干渉制御器１４が出力するｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^refとｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^refから電気角速度推定値ω_re（ハット）を導出し、出力する。積分器２１にはこの電気角速度推定値ω_re（ハット）が入力され、積分器２１は電気角速度推定値ω_re（ハット）から電気角推定値θ_re（ハット）を生成して出力する。

電気角速度推定器１９が出力する電気角速度推定値ω_re（ハット）は、更に電気角−機械角変換器２２に入力され、電気角−機械角変換器２２はこの電気角速度推定値ω_re（ハット）を、機械角速度推定値ω_rm（ハット）に変換して出力する。この機械角速度推定値ω_rm（ハット）は減算部７に入力される。この減算部７には更に機械角速度指令値ω_rm ^*が入力され、この減算部７において機械角速度指令値ω_rm ^*から機械角速度推定値ω_rm（ハット）が減算されてそれらの偏差が算出される。

減算部７で算出された偏差は速度制御器１２に入力される。この速度制御器１２はＰＩ演算及びｑ軸電流とトルクの関係式によりｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を算出する。減算部９にはこの速度制御器１２が算出したｑ軸電流指令値ｉ_q ^*と、ｕｖｗ−ｄｑ変換器１８が算出したｑ軸電流推定値ｉ_q（ハット）が入力され、減算部９にてｑ軸電流指令値ｉ_q ^*からｑ軸電流推定値ｉ_q（ハット）が減算されてそれらの偏差が算出される。

一方、減算部８にはｄ軸電流指令値ｉ_d ^*と、ｕｖｗ−ｄｑ変換器１８が算出したｄ軸電流推定値ｉ_d（ハット）が入力され、減算部８にてｄ軸電流指令値ｉ_d ^*からｄ軸電流推定値ｉ_d（ハット）が減算されてそれらの偏差が算出される。

ここで、前述した電流制御器１３と非干渉制御器１４は、本発明における電圧指令演算部１５を構成する。この電圧指令演算部１５は、各減算部８、９が出力する各偏差を用いて電流制御器１３にてＰＩ演算を行い、非干渉制御器１４にてｄｑ軸間の干渉を打ち消すことにより、ｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^refとｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^refを生成して出力する。尚、非干渉制御器１４はモータ６の発電電圧（干渉電圧）分を予め指令値に加算することで非干渉制御を実現する。この電圧指令演算部１５では基本的に、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｄ軸電流推定値ｉ_d（ハット）との偏差、及び、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*とｑ軸電流推定値ｉ_q（ハット）との偏差をなくす方向のｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^refとｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^refが算出される。

この電圧指令演算部１５が算出したｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^refは加算部１１に入力される。この加算部１１には更にフィードフォワード指令値演算部２３が出力するｄ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_dff ^*が入力され、この加算部１１にてｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^refにｄ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_dff ^*が加算され、補償後のｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*とされて出力される（Ｖ_d ^*＝Ｖ_d ^ref＋Ｖ_dff ^*）。

また、電圧指令演算部１５が算出したｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^refは減算部１０に入力される。この減算部１０には更にフィードフォワード指令値演算部２３が出力するｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*が入力され、この減算部１０にてｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^refからｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*が減算され、補償後のｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*とされて出力される（Ｖ_q ^*＝Ｖ_q ^ref−Ｖ_qff ^*）。尚、上記フィードフォワード指令値演算部２３の動作については後に詳述する。

相電圧指令演算部１６にはこれら補償後のｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*とｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*が入力されると共に、積分器２１が出力する電気角推定値θ_re（ハット）が入力される。そして、相電圧指令演算部１６は、ｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*、ｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*を三相変調電圧指令値であるＵ相電圧指令値Ｖ_u、Ｖ相電圧指令値Ｖ_v、Ｗ相電圧指令値Ｖ_wに変換する。ＰＷＭ信号生成器１７はこれらＵ相電圧指令値Ｖ_u、Ｖ相電圧指令値Ｖ_v、Ｗ相電圧指令値Ｖ_wからインバータ回路２の各スイッチング素子をスイッチング（ＰＷＭ制御）するためのＰＷＭ信号を生成する。これにより、モータ６の位置センサレスのベクトル制御を実現するものである。

（４）フィードフォワード指令値演算部２３の動作
次に、制御部３のフィードフォワード指令値演算部２３の動作について説明する。本発明のモータ制御装置１は、位置センサレスベクトル制御にて高調波電磁歪みを抑制することにより、トルクリプルを低減する。そして、このトルクリプルを抑制するために、リプル成分と同じ周波数で逆位相のトルクリプルを励起するように動作する。

（４−１）ｑ軸電圧フィードフォワード制御
先ず、フィードフォワード指令値演算部２３が実行するｑ軸電圧フィードフォワード制御について説明する。最初に、実施例のモータ（ＩＰＭＳＭ）６のトルク式を式（１）に示す。

但し、Ｔ_mはモータトルク［Ｎｍ］、Ｐは極対数、φ_fは電機子鎖交磁束１次成分の振幅［Ｗｂ］、ｋ_hdはｄ軸高調波磁束［Ｗｂ］、ｋ_hqはｑ軸高調波磁束［Ｗｂ］、ｉ_dはｄ軸電流［Ａ］、ｉ_qはｑ軸電流［Ａ］、Ｌ_dはｄ軸巻線インダクタンス［Ｈ］、Ｌ_qはｑ軸巻線インダクタンス［Ｈ］である。

上記式（１）において、第一項はマグネットトルク、第二項はリラクタンストルク、第三項はｑ軸の電流と空間高調波に起因するトルクリプル、第四項はｄ軸の電流と空間高調波に起因するトルクリプルである。磁束の空間高調波ｋ_hd、ｋ_hqは式（２）で表される。尚、この式（２）は磁束の空間高調波成分を表す式であり、モータ（ＩＰＭＳＭ）６における空間高調波は６の倍数次成分を持つため、式（２）では６次と１２次を抽出して表している。

但し、ｋ_6hdはｄ軸６次高調波磁束［Ｗｂ］、ｋ_6hqはｑ軸６次高調波磁束［Ｗｂ］、ｋ_12hdはｄ軸１２次高調波磁束［Ｗｂ］、ｋ_12hqはｑ軸１２次高調波磁束［Ｗｂ］、ψ_snはｎ次高調波の正弦成分［Ｗｂ］、ψ_cnはｎ次高調波の余弦成分［Ｗｂ］、θ_reは電気角［ｒａｄ／ｓ］である。

磁束の空間高調波は電気角の関数であるため、モータトルクは電流と電気角の関数となる。回転子磁束の磁束波形を図２に示す。図２の上欄中の実線はＵ相、太破線はＶ相、細破線はＷ相の磁束波形を示し、下欄中の破線はｄ軸、実線はｑ軸の磁束波形である。

空間高調波を含む回転子磁束は波形の点対称性により偶数次の高調波が励起されない。また、三相結線において３ｎ次の高調波成分が存在しないことから、回転子磁束が持つ高調波成分は６ｎプラスマイナス１次成分となる。実験的にモータ（ＩＰＭＳＭ）６は６プラスマイナス１次、１２プラスマイナス１次の高調波成分を主成分として持つことが知られており、ｄｑ軸に座標変換すると、６プラスマイナス１次は６次に、１２プラスマイナス１次は１２次となる。

そこで、実施例のフィードフォワード指令値演算部２３は、トルクリプルの主成分となる６次のｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を後述する如く算出して出力する。ここで、前記式（１）、式（２）より、トルクリプルの周波数は電気角に依存し、振幅は電流に依存することが分かる。電流制御によりトルクリプルを補償する場合、電流制御帯域は電気角６次の周波数に十分追従できる帯域とする必要があるが、位置センサレスベクトル制御は位相推定を含むため、電流制御帯域を上げることは困難である。

この課題を解決するために、フィードフォワード指令値演算部２３は、空間高調波によるトルクリプルを打ち消す電圧指令値を演算し、直接出力することで、位置センサレスベクトル制御時のトルクリプル補償を行う。この場合、実施例のフィードフォワード指令値演算部２３は、式（３）を用いてｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を算出する。そして、このｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を、減算部１０によりｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^refから減算する。これがｑ軸電圧フィードフォワード制御である。

但し、ｉ_q（ハット）はｑ軸電流推定値、ｋ_6hqはｑ軸６次高調波磁束、θ_re（ハット）は電気角推定値、φ_fは電機子鎖交磁束１次成分の振幅、Ｒは巻線抵抗、Ｌ_qはｑ軸巻線インダクタンス、ω_reは電気角速度である。

即ち、上記式（３）より、ｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*は、空間高調波のパラメータと、モータ巻線の周波数特性に基づいて算出されることが分かる。そして、このｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*は、６次のｑ軸電流リプルを発生させる値である。

電流制御でトルクリプルを補償する場合、トルクは電流の関数であるため、トルクリプルの位相と電流に重畳するリプルの位相は同位相である。一方で、電圧次元でトルクリプルを補償する場合、固定子巻線はＬＲ回路と等価であるため、モータ印加電圧に対してモータ電流は位相遅れを持ち、高調波に対して減衰特性を持つ。

そのため、本発明の如き電圧次元での補償では、ＬＲ回路での位相遅れと振幅の減衰を考慮する必要がある。ＬＲの１次遅れ回路において、電圧に対して電流は位相遅れをもつため、式（２）の空間高調波の電気角推定値に対してモータ６のインピーダンスに基づく位相を進めた空間高調波値をｑ軸電圧フィードフォワード制御に用いており、式（３）中のｋ_6hqとそれに続く括弧内がこの空間高調波値に相当し、ｔａｎ^-1項がモータ６のインピーダンスに基づいて進める位相に相当する。ここで、中高速域においてｔａｎ^-1項はπ／２に近似することができるので、実施例では式（３）中のｔａｎ^-1項をπ／２と見なす。

また、電気角６次の周波数はモータ６の駆動条件によって変化する。そして、周波数によって減衰係数が異なるため、周波数毎にｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*の振幅を可変する必要がある。実施例では、固定子がＬＲ回路と等価であることから、ＬＲの一次遅れ系のゲイン特性を考慮し、モータ６のインピーダンスに基づくゲインを乗じている。式（３）中の平方根の項がこのゲインに相当するもので、減衰する振幅分だけ振幅を増幅する。

以上説明したｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*の意義を、数式を用いて以下に詳しく説明する。前記式（３）においてｑ軸６次高調波磁束ｋ_6hqは電気角θ_reの関数である。前記式（１）にてｄ軸電流は定常的に０Ａで制御を行うため、ｄ軸の電流と磁束高調波によるトルクリプルは考慮しない。また、磁束高調波は電気角６次の成分が主成分であるため、１２次成分を無視すると、式（１）は下記式（３Ａ）のようになる。

ここで、リプルを含まないモータトルクをＴ_mDCとすると共に、モータトルクのリプル成分をＴ_mripとすると、それらは下記式（３Ｂ）で表現することができる。

式（３Ｂ）のトルクリプルを０に制御するｑ軸電流成分ｉ_qripをｉ_qから減算することを考慮すると、式（３Ｂ）は下記式（３Ｃ）のようになる。

ここで、リプルを含まないモータトルクＴ_mDCは、Ｐφ_fｉｑにより制御されるため、二つは等しいとする。また、トルクリプルを０にするため、Ｔ_mrip＝０とすると、ｉ_qrip ^*は下記式（３Ｄ）のようになる。

ここで、φ_f＞＞ｋ_6hq（６θ_re）であるため、式（３Ｄ）は下記式（３Ｅ）のようにすることができる。

式（３Ｅ）をｑ軸電流指令値より減算することで空間高調波に起因する電気角６次のトルクリプルを抑制することができる。しかしながら、ｑ軸電流指令で与える場合は、トルクリプルの周波数に追従する高速な電流制御器が必要となる。位置センサレスベクトル制御系では電流制御器の帯域が制限されるため、高速な電流制御器を構成することは困難である。そのため、電圧次元でトルクリプルを抑制するために、ｉ_qrip ^*を電圧指令値に変換する必要がある。

この場合、モータ巻線はＬＲ回路で表されるため、電圧と電流には周波数毎に位相特性とゲイン特性を持つ。電圧次元で補償するためには、モータ巻線の位相特性とゲイン特性を考慮して、電圧補償値を算出する必要がある。モータ巻線の位相特性を下記式（３Ｆ）に示す。

また、モータ巻線のゲイン特性を下記式３Ｇ）に示す。

上記式（３Ｆ）と式（３Ｇ）を考慮して、位相遅れ分だけ進み位相補償を施し、減衰する振幅分だけ振幅を増幅することで、所望の電流に応答するｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を得ることができる。ｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を下記式（３Ｈ）に示す。

式（３Ｈ）を位置センサレスベクトル制御で適用する場合は、ｑ軸電流と電気角は推定値となる。また、電気角速度については速度制御器が安定に動作し、定常状態である場合において、推定値ではなく速度指令値を用いることも可能であるので、式（３Ｈ）は前記式（３）となる。

また、中高速域においては式（３）中のｔａｎ^-1と平方根の項は、それぞれπ／２と６ω_reＬ_qに近似することも可能であるので、式（３）は下記式（３Ｉ）で表すこともできる。

このようにしてフィードフォワード指令値演算部２３にて算出されたｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*は、前述した如く減算部１０においてｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^refから減算され、補償後のｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*とされて出力される。これにより、空間高調波に起因する電気角６次のトルクリプルと逆位相のトルクリプルがマグネットトルクとして出力され、トルクリプルが打ち消されることになる。

（４−２）ｄ軸電圧フィードフォワード制御
他方、モータ（ＩＰＭＳＭ）６にはｄｑ軸間で干渉しあう速度起電力と呼ばれる現象が存在し、それぞれの軸に流れる電流が他方の軸に外乱成分として現れる。図１の非干渉制御器１４は、それぞれの軸の電流を独立に制御するために、前述した如く干渉電圧分を打ち消すように電圧指令値を予め加算する非干渉制御を行うものであるが、前述した如きｑ軸電圧フィードフォワード制御によりｑ軸電圧にフィードフォワード電圧を印加し、ｑ軸電流リプルを発生させると、このｑ軸電流のリプルがｄ軸に干渉することによってｄ軸電流にリプルを励起し、リラクタンストルクにリプルを励起することになる。

実施例のフィードフォワード指令値演算部２３は、これを抑制、若しくは、解消するために、以下に説明するｄ軸電圧フィードフォワード制御を行い、ｄ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_dff ^*を算出して出力し、加算器１１によりｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^refに加算する。ここで、ｑ軸電流リプルはｄ軸に対して電圧次元で干渉するため、ｑ軸電流リプルによって発生するｄ軸電流リプルの位相は、ｑ軸電流に対してπ／２位相が遅れる。そのため、ｄ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_dff ^*の位相は、ｑ軸電流のリプル位相と同位相となる。

実施例のフィードフォワード指令値演算部２３は、式（４）を用いてｄ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_dff ^*を算出する。

但し、ｉ_q（ハット）はｑ軸電流推定値、ｋ_6hqはｑ軸６次高調波磁束、θ_re（ハット）は電気角推定値、φ_fは電機子鎖交磁束１次成分の振幅、Ｌ_qはｑ軸巻線インダクタンス、ω_reは電気角速度である。センサレスベクトル制御では、ｑ軸電流と電気角は推定値となる。電気角速度については、速度制御が安定して動作し、定常状態である場合においては、推定値ではなく、速度指令値を用いることも可能である。

即ち、上記式（４）より、ｄ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_dff ^*は、ｑ軸電圧フィードフォワード制御により生じるｑ軸電流リプルが、ｄ軸に干渉する干渉項であり、ｑ軸電流に重畳される電流から導出されることが分かる。干渉項は電圧次元であるため、ｑ軸電圧フィードフォワード制御の場合の如く位相を進める処理を行う必要は無い。

以上説明したｄ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_dff ^*の意義を、数式を用いて以下に詳しく説明する。前記式（３）によってｑ軸電流に一定のリプル成分を流した場合、前述した軸間干渉によってｄ軸に干渉電圧としてリプル成分が現れる。干渉電圧として現れるリプル成分は、ｄ軸電流にリプルを励起する。このリプル成分はリラクタンストルクにも現れる。即ち、ｑ軸電圧フィードフォワード制御によってリラクタンストルクとして意図しないリプルを励起していることになる。

リラクタンストルクのリプルを抑制するためにｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*について、非干渉制御器１４と同様の非干渉化を行う必要がある。ｑ軸電流のｄ軸に対する干渉電圧Ｅ_dは下記式（４Ａ）で表される。

式（３）のｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*は、ｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^refから減算されて補償後のｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*として出力されるため、ｑ軸電圧フィードフォワード制御によってｑ軸に流れる電流は、式（３Ｅ）を符号反転したものとなる。そのため、干渉電圧Ｅ_dは下記式（４Ｂ）で表される。

式（４Ｂ）で表される干渉電圧分を予めｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^refに加算し、補償後のｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*とすることで、ｑ軸電圧フィードフォワード制御とｄ軸の非干渉化を行う。位置センサレスベクトル制御では、ｑ軸電流と電気角は推定値となる。また、電気角速度については速度制御器が安定に動作し、定常状態である場合において、推定値ではなく速度指令値を用いることも可能であるので、式（４Ｂ）は前記式（４）となる。

このようにして、フィードフォワード指令値演算部２３にて算出されたｄ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_dff ^*は、前述した如く加算部１１においてｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^refに加算され、補償後のｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*として出力される。これにより、ｑ軸電圧フィードフォワード制御によるリラクタンストルクの励起が抑制、若しくは、解消されることになる。

（４−３）ｑ軸電圧フィードフォワード制御とｄ軸電圧フィードフォワード制御による効果
以上説明したｑ軸フィードフォワード制御とｄ軸フィードフォワード制御による効果を実証するためにシミュレーション実験を行った。この場合の駆動条件を図３に示す。回転速度が指令値の３０００ｒｐｍに追従しているとき、機械角周波数５０Ｈｚとなり、電気角周波数では２００Ｈｚとなる。このとき、トルクリプルの周波数は電気角６次の１２００Ｈｚ（７５４０ｒａｄ／ｓ）となり、図３に示す電流制御帯域では制御できない周波数となる。

シミュレーション実験結果を図４〜図７に示し、従来法と本発明におけるモータトルクのＦＦＴ解析結果を図８に示す。また、図９にはトルクリプルの改善効果を示す。図４の最上段はｄ軸電流指令値ｉ_d ^*、上から二段目はｄ軸電流ｉ_d、上から三段目はｑ軸電流指令値ｉ_q ^*、上から四段目はｑ軸電流ｉ_q、最下段はモータ出力トルクをそれぞれ示している（回転速度３０００ｒｐｍ時）。

図５は従来法による結果を示しており、最上段はｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｄ軸電流ｉ_d、上から二段目はｑ軸電流指令値ｉ_q ^*とｑ軸電流ｉ_q、上から三段目はモータ出力トルク、最下段はリラクタンストルクをそれぞれ示している。

また、図６はｑ軸電圧フィードフォワード制御のみを実施した場合の結果を示しており、同じく最上段はｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｄ軸電流ｉ_d、上から二段目はｑ軸電流指令値ｉ_q ^*とｑ軸電流ｉ_q、上から三段目はモータ出力トルク、最下段はリラクタンストルクをそれぞれ示している。

更に、図７はｑ軸電圧フィードフォワード制御とｄ軸電圧フィードフォワード制御の双方を実施した場合の結果を示しており、同じく最上段はｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｄ軸電流ｉ_d、上から二段目はｑ軸電流指令値ｉ_q ^*とｑ軸電流ｉ_q、上から三段目はモータ出力トルク、最下段はリラクタンストルクをそれぞれ示している。

また、図８中の破線は従来法によるモータトルク、細実線はｑ軸電圧フィードフォワード制御のみによるモータトルク、太実線はｑ軸電圧フィードフォワード制御とｄ軸電圧フィードフォワード制御の双方を実施した場合のモータトルクのＦＦＴ解析結果をそれぞれ示している。

図４の０．６ｓよりｑ軸電圧フィードフォワード制御（Ｖ_qＦｅｅｄＦｏｗａｒｄで示す）を開始し、０．８ｓよりｄ軸電圧フィードフォワード制御（Ｖ_dＦｅｅｄＦｏｗａｒｄで示す）を開始した。実験結果によれば、ｑ軸電圧フィードフォワード制御によって、ｑ軸に電気角６次のリプル電流を流すことで、モータ出力トルクのリプルが７６．３％低減していることが確認できた（図９）。

一方、ｑ軸電圧フィードフォワード制御を行うことによって、ｄ軸の干渉電圧にｑ軸に流したリプル成分が現れ、ｄ軸電流リプルを励起している。ｄ軸電流のリプルの位相は、ｑ軸電流リプルの位相よりπ／２遅れるため、リラクタンストルクとして励起されるトルクリプルは、マグネットトルクリプルの位相よりπ／２遅れ、ｑ軸電圧フィードフォワードによるトルクリプル抑制効果を減少させる。ｑ軸電圧フィードフォワード制御による電圧干渉を抑制するために、ｄ軸電圧に対してリプル成分を打ち消すようにｄ軸電圧フィードフォワード制御を行った（０．８ｓより）。

このｄ軸電圧フィードフォワード制御により、ｑ軸電圧フィードフォワード制御によって増幅したリプル成分が抑制されることが実験により確認できた。また、軸干渉によるリラクタンストルクのリプルが低減したことによって、モータトルクのリプルについても低減していることが確認できた。更に、ｄ軸電圧フィードフォワード制御を行うことによって、ｑ軸電圧フィードフォワード制御のみを行ったときよりも電気角６次のトルクリプルが低減しており、従来法に比して８３．１％低減していることも確認できた（図９）。尚、電気角１２次（２４００Ｈｚ）のリプル成分については、抑制制御の対象としていないため制御による変化はない。

以上詳述した如く、位置センサレスベクトル制御にて駆動するモータ（ＩＰＭＳＭ）に適用可能なｑ軸電圧フィードフォワード制御、ｄ軸電圧フィードフォワード制御を実施することにより、空間高調波による電磁エネルギーの振動を抑制することができるようになったため、電磁ノイズや電磁騒音の低減を図ることができた。

尚、実施例ではフィードフォワード指令値演算部２３が式（３）を用いてｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を算出し、減算部１０にてｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^refから減算するようにしたが、式（３）にて算出されたｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を逆位相とする手段を設け、或いは、フィードフォワード指令値演算部２３が式（３）の算出値を逆位相とし、減算部１０の代わりに加算部を設けて、この逆位相とされた値をｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^refに加算することで、ｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^refからｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を減算するようにしてもよい。

その場合には、上記逆位相とする手段と上記加算部、或いは、フィードフォワード指令値演算部２３の機能の一部と、上記加算部が本発明における減算部を構成することになる。ｄ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_dff ^*をｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^refに加算する制御に関するフィードフォワード指令値演算部２３と加算部１１との関係においても同様であることは云うまでもない（加算部１１の代わりにｄ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_dff ^*を逆位相とする手段と減算部を設ける）。

また、実施例では電気角６次の空間高調波についてｑ軸電圧フィードフォワード制御とｄ軸電圧フィードフォワード制御を実施したが、それに限らず（請求項５、請求項７の発明以外の発明）、或いは、それに加えて電気角１２次の空間高調波等、６の倍数次の空間高調波に実施してもよい。複数の空間高調波に対して実施すれば更に良好な効果が期待できる。

１ モータ制御装置
２ インバータ回路
３ 制御部
４ 直流電源
６ モータ（ＩＰＭＳＭ）
１０ 減算部
１１ 加算部
１５ 電圧指令演算部
１６ 相電圧指令演算部
１７ ＰＷＭ信号生成部
２３ フィードフォワード指令値演算部

Claims (8)

1. モータの制御装置であって、
   前記モータのｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｑ軸電流指令値ｉ_q ^*から、ｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^refとｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^refを算出する電圧指令演算部と、
   空間高調波のパラメータとモータ巻線の周波数特性に基づき、ｑ軸電流リプルを発生させるためのｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を算出するフィードフォワード指令値演算部と、
   前記電圧指令演算部が算出したｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^refから、前記フィードフォワード指令値演算部が算出したｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を減算する減算部と、
   を備えて、空間高調波に起因するトルクリプルを補償することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記モータは三相の永久磁石同期モータであり、
   前記フィードフォワード指令値演算部は、電気角６ｎ次（ｎは正の整数）の前記ｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を算出することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記フィードフォワード指令値演算部は、電気角推定値に対してモータインピーダンスに基づく位相を進めた空間高調波値から前記ｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を算出することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記フィードフォワード指令値演算部は、空間高調波に前記モータのインピーダンスに基づくゲインを乗ずることで前記ｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を算出することを特徴とする請求項１乃至請求項３のうちの何れかに記載のモータ制御装置。
5. 前記モータは三相の永久磁石同期モータであり、
   該モータのｑ軸電流推定値をｉ_q（ハット）、ｑ軸６次高調波磁束をｋ_6hq、電気角推定値をθ_re（ハット）、電機子鎖交磁束１次成分の振幅をφ_f、巻線抵抗をＲ、ｑ軸巻線インダクタンスをＬ_q、電気角速度をω_reとしたとき、
   

   

   前記フィードフォワード指令値演算部は、上記式（３）を用いて電気角６次の前記ｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*を算出することを特徴とする請求項１乃至請求項４のうちの何れかに記載のモータ制御装置。
6. 前記フィードフォワード指令値演算部は、前記ｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*により生じるｑ軸電流リプルが、ｄ軸に干渉する干渉項であるｄ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_dff ^*を更に算出すると共に、
   前記電圧指令演算部が算出したｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^refに、前記フィードフォワード指令値演算部が算出したｄ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_dff ^*を加算する加算部、
   を更に備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項５のうちの何れかに記載のモータ制御装置。
7. 前記モータは三相の永久磁石同期モータであり、
   該モータのｑ軸電流推定値をｉ_q（ハット）、ｑ軸６次高調波磁束をｋ_6hq、電気角推定値をθ_re（ハット）、電機子鎖交磁束１次成分の振幅をφ_f、ｑ軸巻線インダクタンスをＬ_q、電気角速度をω_reとしたとき、
   

   

   前記フィードフォワード指令値演算部は、上記式（４）を用いて電気角６次の前記ｄ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_dff ^*を算出することを特徴とする請求項６に記載のモータ制御装置。
8. 前記モータは三相の永久磁石同期モータであり、
   前記モータを駆動するインバータ回路と、
   前記ｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^refから前記ｑ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_qff ^*が減算された後のｑ軸電圧指令値Ｖ_q ^*と、前記ｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^refに前記ｄ軸電圧フィードフォワード指令値Ｖ_dff ^*が加算された後のｄ軸電圧指令値Ｖ_d ^*を、三相変調電圧指令値に変換する相電圧指令演算部と、
   前記三相変調電圧指令値に基づき、前記インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を備えたことを特徴とする請求項６又は請求項７に記載のモータ制御装置。

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