WO2020213453A1 - モータ駆動装置およびそれを用いた空気調和機の室外機 - Google Patents

モータ駆動装置およびそれを用いた空気調和機の室外機 Download PDF

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WO2020213453A1
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unit
axis
motor
current
drive device
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PCT/JP2020/015521
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矩也 中尾
戸張　和明
碧 高岡
友啓 杉野
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株式会社日立パワーデバイス
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F24—HEATING; RANGES; VENTILATING
    • F24F—AIR-CONDITIONING; AIR-HUMIDIFICATION; VENTILATION; USE OF AIR CURRENTS FOR SCREENING
    • F24F1/00—Room units for air-conditioning, e.g. separate or self-contained units or units receiving primary air from a central station
    • F24F1/06—Separate outdoor units, e.g. outdoor unit to be linked to a separate room comprising a compressor and a heat exchanger
    • F24F1/20—Electric components for separate outdoor units
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/05—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive device for driving a motor (electric motor) and its control, and particularly relates to a technique effective when applied to drive control of a motor (electric motor) used in an application requiring quietness.
  • the induced voltage of the permanent magnet synchronous motor contains only the fundamental wave component, but in reality, there are spatial harmonic components such as the fifth-order component and the seventh-order component.
  • the distortion component of this induced voltage contributes to the pulsation of the motor torque, and this fluctuating torque becomes the excitation source for mechanical resonance, so that noise and vibration are generated.
  • Noise and vibration caused by mechanical resonance can be reduced, for example, by providing anti-vibration rubber at the location where the motor is fixed or at the rotating bearing.
  • this method has problems that the structure becomes complicated as the number of parts increases and the cost further increases.
  • Patent Document 1 discloses "a technique for suppressing torque pulsation, which is an excitation source of mechanical resonance (as a countermeasure method without using anti-vibration rubber), by a control method of a permanent magnet (synchronous) motor".
  • a current correction command generated according to the distortion component of the induced voltage is superimposed on the command current for generating a desired motor torque.
  • This current correction command is a command that fluctuates with respect to the rotor position, and it is said that the torque pulsation can be canceled by this command.
  • Patent Document 1 information on the distortion component of the induced voltage is estimated using the command signal during driving, and torque pulsation suppression control is performed. Since this method does not require a preliminary test for acquiring the distortion component of the induced voltage, high versatility can be ensured even for a motor drive device to which an unspecified motor is connected.
  • an object of the present invention is to use a highly versatile motor drive device capable of reducing noise and vibration caused by mechanical resonance without requiring pre-adjustment by a preliminary test or the like and capable of supporting various motors.
  • the purpose is to provide the outdoor unit of the air conditioner that was used.
  • the present invention detects a power conversion circuit that drives a permanent magnet synchronous motor, a control unit that controls the power conversion circuit, and a three-phase current that is energized in the permanent magnet synchronous motor.
  • the control unit includes a current sensor, and the control unit drives the three-phase / dq conversion unit that converts the three-phase detection current detected by the current sensor into a d-axis detection current and a q-axis detection current, and the permanent magnet synchronous motor.
  • the command voltage calculation unit that calculates the command voltage that contributes to the permanent magnet synchronous motor and the voltage correction command that contributes to the reduction of the pulsating torque of the permanent magnet synchronous motor are calculated based on the set values related to the distortion component of the induced voltage of the permanent magnet synchronous motor.
  • the present invention comprises a permanent magnet synchronous motor, a motor drive device for driving the permanent magnet synchronous motor, a fan connected to the permanent magnet synchronous motor, a frame for mounting the permanent magnet synchronous motor, and a compressor device.
  • An outdoor unit of an air conditioner including a system, wherein the motor drive device is a motor drive device having the above-mentioned characteristics.
  • a highly versatile motor drive device capable of reducing noise and vibration caused by mechanical resonance and capable of supporting various motors without the need for pre-adjustment by a preliminary test or the like, and air using the same.
  • An outdoor unit of a harmonizer can be realized.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a motor drive device of this embodiment.
  • the motor drive device 100 of this embodiment includes a control unit 102, a power conversion circuit 103 for driving a permanent magnet synchronous motor 101 (hereinafter, also simply referred to as a “motor”), and a current sensor 104. , And a command speed generating unit 105.
  • the control unit 102 has a basic configuration of vector control and controls the rotation speed of the motor 101.
  • the control unit 102 has a three-phase command voltage Vu *, Vv *, Vw based on the command speed ⁇ r * given by the command speed generation unit 105 and the three-phase detection currents Iu, Iv, Iw detected by the current sensor 104. * Output.
  • the power conversion circuit 103 performs PWM (Pulse Width Modulation) control based on the three-phase command voltages Vu *, Vv *, and Vw * output from the control unit 102, and generates a pulsed output voltage to generate a pulse-shaped output voltage to generate the motor 101.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the current sensor 104 detects the current applied to each phase of the motor 101 and outputs the three-phase detection currents Iu, Iv, and Iw.
  • the command speed ⁇ r * given by the command speed generation unit 105 is multiplied by the gain "motor pole number P / 2" by the gain multiplication unit 106 to calculate the electric angular velocity ⁇ 1 *.
  • the command voltage calculation unit 107 is based on a preset d-axis command current Id *, a q-axis command current Iq * calculated from the q-axis detection current Iqc, an electric angular velocity ⁇ 1 *, and a set value of the motor constant. , D-axis and q-axis command voltages Vdc *, Vqc * are calculated.
  • the torque pulsation suppression control unit 108 calculates the average values Idc ⁇ and Iqc ⁇ by averaging the d-axis and q-axis detection currents Idc and Iqc, and calculates the electric angular velocity ⁇ 1 * and Idc ⁇ , Iqc ⁇ . , D-axis and q-axis voltage correction command ⁇ Vd based on the amplitude values of the pulsating components of the induced voltage coefficients on the d-axis and q-axis, Kehd * ⁇ , Kehq * ⁇ , the rotor position ⁇ dc, and the set values of the motor constants. *, ⁇ Vq * is calculated.
  • the parameter estimation unit 109 generates a sine signal and a cosine signal based on the rotor position ⁇ dc, and extracts information on the pulsating components of the d-axis and q-axis detection currents Idc and Iqc using the sine signal and the cosine signal. Further, the amplitude values of the pulsating components of the induced voltage coefficients on the d-axis and the q-axis are estimated as Kehd * ⁇ and Kehq * ⁇ so that the pulsating components of the d-axis and q-axis detected currents Idc and Iqc are reduced.
  • the adder 110 composed of the adders 110a and 110b, the d-axis and q-axis command voltages Vdc * and Vqc * calculated by the command voltage calculation unit 107 and the d-axis and q-axis calculated by the torque pulsation suppression control unit 108
  • the voltage correction commands ⁇ Vd * and ⁇ Vq * are added, respectively, and the d-axis and q-axis command voltages Vdc ** and Vqc ** corrected so as to suppress the torque pulsation are calculated.
  • the rotor position estimation unit 111 controls based on the d-axis and q-axis command voltages Vdc * and Vqc *, the d-axis and q-axis detection currents Idc and Iqc, the electric angular velocity ⁇ 1 *, and the set values of the motor constants.
  • the axis error ⁇ c which is the phase deviation between the axis (dc axis) and the magnetic flux axis (d axis) of the motor, is calculated.
  • the electric angular velocity ⁇ 1 is controlled so that ⁇ c becomes zero by the PLL (Phase Locked Loop), and the rotor position ⁇ dc is calculated by integrating the obtained ⁇ 1. That is, this embodiment constitutes sensorless vector control that does not require a position sensor.
  • the dq / 3-phase converter 112 converts the d-axis and q-axis command voltages Vdc ** and Vqc ** into three-phase command voltages Vu *, Vv *, and Vw * based on the rotor position ⁇ dc. Further, the three-phase / dq conversion unit 113 converts the three-phase detection currents Iu, Iv, and Iw into the d-axis and q-axis detection currents Idc and Iqc based on the rotor position ⁇ dc.
  • the d-axis command current Id *, the q-axis command current Iq *, the electric angular velocity ⁇ 1 *, and the d-axis and q are based on the set values of the motor constants according to the following equation (1).
  • the axis command voltages Vdc * and Vqc * are calculated.
  • R represents the winding resistance
  • Ld represents the d-axis inductance
  • Lq represents the q-axis inductance
  • Ke represents the induced voltage coefficient
  • the superscript * means the set value of each motor constant.
  • the command voltage calculation unit 107 uses a constant value preset as the d-axis command current Id *, and uses the value obtained by applying the low-pass filter processing to the q-axis detection current Iqc as the q-axis command current Iq * in the equation (1). Perform the calculation of. From this, in the steady state in which the motor 101 is driven at a constant speed, Id * and Iq * are constant, and the d-axis and q-axis command voltages Vdc * and Vqc * are also constant.
  • the d-axis and q-axis command voltages Vdc * and Vqc *, the d-axis and q-axis detection currents Idc and Iqc, the electric angular velocity ⁇ 1 *, and the motor constant are determined according to the following equation (2).
  • the axis error ⁇ c is calculated based on the set value of.
  • ⁇ 1 is the electric angular velocity, which is a signal obtained by adjusting the electric angular velocity ⁇ 1 * so that the axis error ⁇ c becomes zero by the PLL.
  • the rotor position estimation unit 111 calculates the rotor position ⁇ dc by integrating the electric angular velocity ⁇ 1.
  • the torque ⁇ m is expressed by the following equation (3).
  • Kehd represents the pulsating component of the induced voltage coefficient on the d-axis
  • Kehq represents the pulsating component of the induced voltage coefficient on the q-axis.
  • the first and second terms of the equation (3) correspond to the effective torque component contributing to the rotation of the motor
  • the third and fourth terms correspond to the pulsating torque component.
  • the q-axis current Iq_opt for suppressing the torque pulsation is represented by the following formula (5).
  • the first term corresponds to the effective torque component that contributes to the rotation of the motor
  • the second term corresponds to the pulsating torque component
  • the U-phase current Iu is an ideal sine wave, and the d-axis and q-axis currents Id and Iq are constant. However, since the induced voltage contains a strain component, the motor torque ⁇ m is not constant and torque pulsation occurs.
  • FIG. 3 shows an operation waveform when the correction current ⁇ Iq is applied.
  • the motor torque ⁇ m is smoothed and the torque pulsation can be suppressed by superimposing the correction current that changes in synchronization with the rotor position on the q-axis current Iq.
  • the torque pulsation suppression control unit 108 calculates the d-axis and q-axis voltage correction commands ⁇ Vd * and ⁇ Vq * that realize the correction current ⁇ Iq shown in the equation (5).
  • the pulsating components Kehd and Kehq of the induced voltage coefficients on the d-axis and the q-axis are represented by the following equation (7).
  • the torque pulsation suppression control unit 108 calculates the d-axis and q-axis voltage correction commands ⁇ Vd * and ⁇ Vq * according to the following equation (8).
  • ⁇ Vd * and ⁇ Vq * may be converted by the dq / 3-phase conversion unit 112, and these signals may be added to the three-phase command voltages Vu *, Vv *, and Vw *, respectively.
  • the parameter estimation unit 109 estimates Kehd * ⁇ and Kehq * ⁇ online to realize autonomous torque pulsation suppression control that does not require a preliminary test or the like.
  • the d-axis current Id during driving in this embodiment is represented by the equation (9).
  • ⁇ r represents the motor speed
  • the d-axis command voltage Vdc ** is represented by the formula (10) from the equations (1) and (8).
  • the correction current ⁇ Iq is expressed by equation (14) because it has the same phase as the pulsating component Kehq of the induced voltage coefficient on the q-axis.
  • ⁇ Iq ⁇ represents the amplitude value of the pulsating component of the q-axis current Iq.
  • equation (16) can be obtained from the relationship between input and output.
  • the d-axis command voltage Vd ** is expressed by the formula (18) from the equations (1) and (8).
  • the d-axis current Id included in the second term has only a pulsating component as shown in the formula (16).
  • the d-axis current Id is expressed by the following equation (21).
  • equation (23) can be obtained from the relationship between input and output.
  • FIG. 4 is a configuration diagram of the parameter estimation unit 109 in this embodiment (FIG. 1). As shown in FIG. 4, the parameter estimation unit 109 in this embodiment includes a pulsating current detection unit 400 and a parameter correction unit 401.
  • the pulsating current detection unit 400 calculates Idc ⁇ cos (n ⁇ ⁇ dc) and Iqc ⁇ sin (n ⁇ ⁇ dc) based on the d-axis and q-axis detection currents Idc and Iqc and the rotor position ⁇ dc. Further, the parameter correction unit 401 has an amplitude value of the pulsating component of the induced voltage coefficient on the d-axis and the q-axis based on Idc ⁇ cos (n ⁇ ⁇ dc) and Iqc ⁇ sin (n ⁇ ⁇ dc). * Estimate ⁇ .
  • FIG. 5 is a configuration diagram of the pulsating current detection unit 400 in this embodiment (FIG. 4).
  • the pulsating current detection unit 400 includes a cos (n ⁇ ⁇ dc) signal generation unit 500, a sin (n ⁇ ⁇ dc) signal generation unit 502, and multipliers 501 and 504.
  • the cos (n ⁇ ⁇ dc) signal generation unit 500 calculates cos (n ⁇ ⁇ dc) based on the rotor position ⁇ dc.
  • the multiplier 501 multiplies the d-axis detection current Idc by cos (n ⁇ ⁇ dc) to calculate Idc ⁇ cos (n ⁇ ⁇ dc).
  • the sin (n ⁇ ⁇ dc) signal generation unit 502 calculates sin (n ⁇ ⁇ dc) based on the rotor position ⁇ dc. Then, in the multiplier 504, the q-axis detection current Iqc is multiplied by sin (n ⁇ ⁇ dc) to calculate Iqc ⁇ sin (n ⁇ ⁇ dc).
  • FIG. 6 is a configuration diagram of the parameter correction unit 401 in this embodiment (FIG. 4).
  • the parameter correction unit 401 includes integration controllers 600 and 603, initial value setting units 601, 604, and adders 602 and 605.
  • the integration controller 600 outputs a correction signal ⁇ Kehd ⁇ according to the DC component of Idc ⁇ cos (n ⁇ ⁇ dc). Then, in the adder 602, the amplitude value Kehd * ⁇ of the pulsating component of the induced voltage coefficient on the d-axis is estimated by adding ⁇ Kehd ⁇ to the initial value Kehd0 ⁇ set by the initial value setting unit 601. Specifically, the following equation (24) is calculated.
  • Kid represents the integral control gain.
  • the integration controller 603 outputs a correction signal ⁇ Kehq ⁇ according to the DC component of Iqc ⁇ sin (n ⁇ ⁇ dc). Then, in the adder 605, the amplitude value Kehq * ⁇ of the pulsating component of the induced voltage coefficient on the q axis is estimated by adding ⁇ Kehq ⁇ to the initial value Kehq0 ⁇ set by the initial value setting unit 604. Specifically, the following equation (25) is calculated.
  • KIq represents the integral control gain
  • the parameter estimation unit 109 When the parameter estimation unit 109 operates, the DC components of Idc ⁇ cos (n ⁇ ⁇ dc) and Iqc ⁇ sin (n ⁇ ⁇ dc) gradually approach zero by the action of the integration controllers 600 and 603 of the parameter correction unit 401. Operate. Then, as shown in Eqs. (16) and (23), when these signals converge to zero, the amplitude values of the pulsating components of the induced voltage coefficients on the d-axis and the q-axis are set in Kehd * ⁇ and Kehq * ⁇ . The error is removed and the estimation operation is completed.
  • the time required to complete the estimation of the amplitude values of the pulsating components of the induced voltage coefficients on the d-axis and the q-axis depends on the settings of the integral control gains KId and KIq of the integral controllers 600 and 603, respectively. Can be adjusted. It is desirable to set KId and KIq so that the time required for the estimation of Kehd * ⁇ and Kehq * ⁇ to be completed is sufficiently longer than the time required for the motor speed ⁇ r to converge to the command speed ⁇ r *.
  • initial value setting units 601, 604 arbitrary values can be set for the initial values Kehd0 ⁇ and Kehq0 ⁇ , and zero may be set.
  • a motor drive device according to a second embodiment of the present invention and a control method thereof will be described with reference to FIGS. 7 and 8.
  • the parameter estimation unit 109 does not necessarily have to be processed in the same calculation cycle, and may be configured to reduce the calculation load by partially processing in a long calculation cycle.
  • FIG. 7 is a configuration diagram of the parameter estimation unit 109'in this embodiment, and corresponds to a modified example of the first embodiment (FIG. 4).
  • the pulsating current detection unit 700 is processed in the calculation cycle Ts1
  • the parameter correction unit 701 is processed in the calculation cycle Ts2.
  • FIG. 8 is a diagram showing the configuration of the pulsating current detection unit 700 and the concept of signal processing in this embodiment, and corresponds to a modified example of the first embodiment (FIG. 5).
  • filters 800 and 801 are added to the pulsating current detection unit 400 shown in FIG.
  • the filters 800 and 801 are, for example, low-pass filters.
  • the d-axis and q-axis detection currents Idc and Iqc include the nth-order pulsation component, and the outputs of the multipliers 501 and 504 include the second-order pulsation component.
  • the pulsating current detection unit 700 needs to be processed in a sufficiently short calculation cycle.
  • the signal contains only the DC component after passing through the filters 800 and 801, the calculation accuracy does not deteriorate even if the parameter correction unit 701, which is the next processing unit, processes in a long calculation cycle.
  • the calculation load can be reduced by setting the calculation cycle Ts2 longer than the calculation cycle Ts1.
  • a motor drive device according to a third embodiment of the present invention and a control method thereof will be described with reference to FIG.
  • the degree of torque pulsation generation may be sufficiently considered.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of the parameter correction unit 401'in this embodiment, and corresponds to a modified example of the first embodiment (FIG. 6).
  • an averaging processing unit 900 is added to the parameter correction unit 401 shown in FIG.
  • the averaging processing unit 900 performs the calculation shown in the following equation (27).
  • Kehd * ⁇ is treated as Kehq * ⁇ in the amplitude values of the pulsating components of the induced voltage coefficient on the d-axis and q-axis, Kehd * ⁇ and Kehq * ⁇ , or Kehq * ⁇ .
  • the pulsating current detection unit 400 and the parameter correction unit 401 of the first embodiment (FIGS. 5 and 6)
  • one of the parts for estimating Kehd * ⁇ and Kehq * ⁇ is deleted, and a single estimation is performed.
  • the result may be shared as Kehd * ⁇ and Kehq * ⁇ .
  • the calculation load of the parameter estimation unit 109 of the first embodiment (FIG. 4) can be halved, and the present invention can be applied to an inexpensive calculation device.
  • the torque pulsation suppression control unit 108 and the parameter estimation unit 109 in the first embodiment may be provided for each component, but at the same time, the calculation load increases and it is expensive. Arithmetic processing equipment may be required.
  • the parameter estimation unit 109 estimates the amplitude values of the pulsating components of the induced voltage coefficients on the d-axis and the q-axis in stages for each order, and stores the results in memory. It is possible to think of a configuration that saves in.
  • FIG. 10 is a configuration diagram of the motor drive device 100 in this embodiment, and corresponds to a modified example of the first embodiment (FIG. 1).
  • the memory 1000 is added to the motor drive device shown in FIG.
  • the amplitude values Kehd * ⁇ and Kehq * ⁇ of the pulsating components of the induced voltage coefficients on the d-axis and the q-axis are recorded for each order.
  • FIG. 11 is a configuration diagram of the motor drive device 100 in this embodiment, and corresponds to a modified example of the first embodiment (FIG. 1).
  • the parameter estimation unit 1100 is provided instead of the parameter estimation unit 109 in FIG. 1, and the electric angular velocity ⁇ 1 * is added to the input signal.
  • FIG. 12 is a configuration diagram of the parameter estimation unit 1100 in this embodiment, and corresponds to a modified example of the first embodiment (FIG. 4).
  • the parameter estimation unit 1100 shown in FIG. 12 is obtained by adding a determination unit 1200 and multipliers 1201 and 1202 to the parameter estimation unit 109 shown in FIG.
  • the determination unit 1200 calculates the determination signal Sj having a value of 0 or 1 based on the electric angular velocity ⁇ 1 *. Then, Sj is multiplied by Idc ⁇ cos (n ⁇ ⁇ dc) and Iqc ⁇ sin (n ⁇ ⁇ dc) in the multipliers 1201 and 1202, respectively.
  • the operating range of the parameter estimation unit 1100 is defined by the lower limit value ⁇ 1_min and the upper limit value ⁇ 1_max at the electric angular velocity ⁇ 1 *.
  • the determination unit 1200 When “ ⁇ 1_min ⁇
  • ⁇ ⁇ 1_max" is satisfied, that is, when the parameter estimation unit 1100 is within the operating range, the determination unit 1200 outputs "Sj 1".
  • the calculation results of the multipliers 1201 and 1202 are Idc ⁇ cos (n ⁇ ⁇ dc) and Iqc ⁇ sin (n ⁇ ⁇ dc), respectively, and the parameter correction unit 401 operates based on these signals to operate the d-axis.
  • the amplitude values of the pulsating component of the induced voltage coefficient on the q-axis are estimated as Kehd * ⁇ and Kehq * ⁇ .
  • the parameter estimation unit 1100 can be operated only within the range of a predetermined command speed ⁇ r *, so that it is possible to avoid deterioration of the operation accuracy under conditions such as a decrease in the motor speed ⁇ r. Can be done.
  • the parameter estimation unit 1100 is provided with a reset function to satisfy " ⁇ 1_min ⁇
  • FIG. 13 shows an example in which the motor drive device according to any one of the first to sixth embodiments is applied to a fan motor system mounted on an outdoor unit of an air conditioner.
  • the outdoor unit 1300 is equipped with a fan motor drive device 1301, a compressor motor drive device 1302, a fan motor 1303, a fan 1304, a frame 1305, and a compressor device 1306.
  • the fan motor drive device 1301 is a motor drive device according to any one of the above-described first to sixth embodiments.
  • the operation of the fan motor system in the outdoor unit 1300 will be described.
  • the AC power supply 1307 is connected to the compressor motor drive device 1302.
  • the compressor motor drive device 1302 rectifies the supplied AC voltage VAC to a DC voltage VDC and drives the compressor device 1306.
  • the compressor motor drive device 1302 also supplies the fan motor drive device 1301 with a DC voltage VDC, and further outputs a motor speed command ⁇ r *.
  • the fan motor drive device 1301 operates based on the input motor speed command ⁇ r *, and supplies a three-phase voltage to the fan motor 1303. As a result, the fan motor 1303 is driven and the connected fan 1304 is rotated. The above is the operation of the fan motor system.
  • the outdoor unit of an air conditioner in order to reduce the cost, it is common to mount an inexpensive arithmetic unit on the fan motor drive device 1301. Further, the fan motor 1303 is often not provided with a position sensor. Even in such an application, torque pulsation suppression control can be realized by using the motor drive device according to the present invention as a drive device for a fan motor. As a result, the vibration to the frame 1305 caused by the fan motor 1303 is reduced, and the noise emitted from the outdoor unit unit 1300 can be reduced.
  • the motor drive device does not require preliminary tests or adjustment work, and is therefore very easy to apply. Further, since the torque pulsation suppression control is autonomous, the present invention can be applied to the existing equipment in which it is difficult to measure the motor characteristics.
  • the motor drive device according to the embodiment of the first to sixth embodiments can also be used as a drive device for a compressor motor.
  • the present invention can be applied to any motor drive device having a basic configuration of vector control.
  • the motor drive device based on the position sensorless method has been described as an example, but the present invention is also applied to a motor drive device including position sensors such as an encoder, a resolver, and a magnetic pole position sensor. can do.
  • the present invention can be applied to a configuration in which a position sensor is added to the motor 101 shown in FIGS. 1, 10 and 11 and speed feedback control based on the information of the position sensor is added to the control unit 102.
  • the deviation of the d-axis command current Id * and the d-axis detection current Idc and the deviation of the q-axis command current Iq * and the q-axis detection current Iqc can also be applied to a configuration including current feedback control based on.
  • information on the distortion component of the induced voltage can be estimated based on the d-axis and q-axis detection currents, which are one of the detection signals.
  • the detection signal instead of the command signal, the above estimation can be performed with high accuracy by eliminating the influence of modeling error and calculation error as much as possible.
  • the motor drive device is provided with a motor current detection means. That is, the present invention realizes the torque pulsation suppression control that operates autonomously only by the existing sensor.
  • the present invention is not limited to the above-mentioned examples, and includes various modifications.
  • the above examples have been described in detail to aid in understanding of the present invention, and are not necessarily limited to those having all the configurations described.
  • it is possible to replace a part of the configuration of one embodiment with the configuration of another embodiment and it is also possible to add the configuration of another embodiment to the configuration of one embodiment.
  • 100 Motor drive device, 101 ... Permanent magnet synchronous motor (motor), 102 ... Control unit, 103 ... Power conversion circuit, 104 ... Current sensor, 105 ... Command speed generator, 106 ... Gain multiplication unit, 107 ... Command voltage calculation Unit, 108 ... Torque pulsation suppression control unit, 109, 109', 1100 ... Parameter estimation unit, 110 ... Adder unit, 110a, 110b ... Adder, 111 ... Rotor position estimation unit, 112 ... dq / 3 phase conversion unit, 113 ... 3-phase / dq conversion unit, 400, 700 ... Pulsating current detection unit, 401, 401', 701 ... Parameter correction unit, 500 ...
  • Axis error ⁇ m ... Motor torque, P ... Motor pole number, R ... Winding resistance, Ld , Lq ... d-axis and q-axis inductance, Ke ... induced voltage coefficient, Kehd, Kehq ... pulsating component of induced voltage coefficient on d-axis and q-axis, Kehd ⁇ , Kehq ⁇ ...
  • Kehd and Kehq amplitude values Kehd * ⁇ , Kehq * ⁇ ... Estimated value of amplitude value Kehd ⁇ , Kehq ⁇ , ⁇ Kehd ⁇ , ⁇ Kehq ⁇ ... Kehd * ⁇ and Keihq * ⁇ Correction value in estimation calculation, Kehd0 ⁇ , Kehq0 ⁇ ... Keh * Initial value in estimation calculation, Sj ... judgment signal, VAC ... AC voltage, VDC ... DC voltage.

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Abstract

予備試験等による事前調整を必要とせずに機械共振に起因する騒音や振動を低減可能で、多様なモータに対応可能な汎用性の高いモータ駆動装置を提供する。永久磁石同期モータを駆動する電力変換回路と、前記電力変換回路を制御する制御部と、前記永久磁石同期モータに通電される三相電流を検出する電流センサと、を備え、前記制御部は、前記電流センサにより検出した三相検出電流をｄ軸検出電流およびｑ軸検出電流に変換する三相／ｄｑ変換部と、前記永久磁石同期モータの駆動に寄与する指令電圧を演算する指令電圧演算部と、前記永久磁石同期モータの誘起電圧の歪み成分に関する設定値に基づいて前記永久磁石同期モータの脈動トルクの低減に寄与する電圧補正指令を演算するトルク脈動抑制制御部と、前記ｄ軸検出電流およびｑ軸検出電流の少なくともいずれか一方の脈動成分が低減されるように前記設定値を補正するパラメータ推定部と、前記指令電圧と前記電圧補正指令を加算する加算部と、を有することを特徴とする。

Description

モータ駆動装置およびそれを用いた空気調和機の室外機
　本発明は、モータ（電動機）を駆動するモータ駆動装置とその制御に係り、特に、静音性が求められる用途で使用されるモータ（電動機）の駆動制御に適用して有効な技術に関する。
　永久磁石同期モータの誘起電圧は、理想的には基本波成分のみを含むが、実際には５次成分や７次成分といった空間高調波成分が存在する。この誘起電圧の歪み成分はモータトルクが脈動する一因となり、この変動するトルクが機械共振の励起源となることで、騒音や振動が発生する。
　機械共振によって生じる騒音や振動は、例えば、モータを固定する箇所や回転軸受け部に防振ゴムを設けることで軽減できる。しかし、この方法では部品点数の増加に伴い構造が複雑化すること、さらにコストが増加することが問題となる。
　本技術分野の背景技術として、例えば、特許文献１のような技術がある。特許文献１には「（防振ゴムを用いない対策法として）機械共振の励起源であるトルク脈動を、永久磁石（同期）モータの制御方法により抑制する技術」が開示されている。
　特許文献１のモータ駆動装置では、所望のモータトルクを発生させるための指令電流に、誘起電圧の歪み成分に応じて生成される電流補正指令が重畳される。この電流補正指令は回転子位置に対して変動する指令であり、これによってトルク脈動をキャンセルすることができるとしている。
特開２０１１－１５１８８３号公報
　ところで、上記のトルク脈動抑制制御は、予備試験で誘起電圧の歪み成分に関する情報を予め取得してメモリ等に保存しておき、駆動中に保存データに基づいてトルク脈動をキャンセルする指令を生成する等の方法で実現できる。本手法は、例えば運転状況が刻一刻と変化するモータ駆動装置において、高い制御安定性を確保しなければならない場合に有効である。
　しかし、不特定のモータが接続されるモータ駆動装置においては、モータ毎に予備試験が必要となるため、汎用性の確保が難しいという課題がある。
　上記特許文献１では、駆動中の指令信号を用いて誘起電圧の歪み成分に関する情報を推定し、トルク脈動抑制制御を行う。この方法は、誘起電圧の歪み成分を取得するための予備試験が不要であることから、不特定のモータが接続されるモータ駆動装置であっても、高い汎用性を確保できる。
　しかしながら、指令信号を用いると、モデル化誤差や計算誤差等の影響により推定精度が劣化する恐れがあり、結果として十分なトルク脈動抑制効果を得られない可能性がある。
　そこで、本発明の目的は、予備試験等による事前調整を必要とせずに機械共振に起因する騒音や振動を低減可能で、多様なモータに対応可能な汎用性の高いモータ駆動装置とそれを用いた空気調和機の室外機を提供することにある。
　上記課題を解決するために、本発明は、永久磁石同期モータを駆動する電力変換回路と、前記電力変換回路を制御する制御部と、前記永久磁石同期モータに通電される三相電流を検出する電流センサと、を備え、前記制御部は、前記電流センサにより検出した三相検出電流をｄ軸検出電流およびｑ軸検出電流に変換する三相／ｄｑ変換部と、前記永久磁石同期モータの駆動に寄与する指令電圧を演算する指令電圧演算部と、前記永久磁石同期モータの誘起電圧の歪み成分に関する設定値に基づいて前記永久磁石同期モータの脈動トルクの低減に寄与する電圧補正指令を演算するトルク脈動抑制制御部と、前記ｄ軸検出電流およびｑ軸検出電流の少なくともいずれか一方の脈動成分が低減されるように前記設定値を補正するパラメータ推定部と、前記指令電圧と前記電圧補正指令を加算する加算部と、を有することを特徴とする。
　また、本発明は、永久磁石同期モータと、前記永久磁石同期モータを駆動するモータ駆動装置と、前記永久磁石同期モータに接続されるファンと、前記永久磁石同期モータを取り付けるフレームと、圧縮機装置システムと、を備える空気調和機の室外機であって、前記モータ駆動装置は、上記の特徴を有するモータ駆動装置であることを特徴とする。
　本発明によれば、予備試験等による事前調整を必要とせずに機械共振に起因する騒音や振動を低減可能で、多様なモータに対応可能な汎用性の高いモータ駆動装置とそれを用いた空気調和機の室外機を実現できる。
　上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
本発明の実施例１に係るモータ駆動装置の構成を示す図である。 モータのトルク・誘起電圧・電流の各動作波形を示す図である。（補正電流ΔＩｑを通電しない場合） モータのトルク・誘起電圧・電流の各動作波形を示す図である。（補正電流ΔＩｑを通電する場合） 図１のパラメータ推定部の構成を示す図である。 図４の脈動電流検出部の構成を示す図である。 図４のパラメータ補正部の構成を示す図である。 本発明の実施例２に係るパラメータ推定部の構成を示す図である。 図７の脈動電流検出部の構成と信号処理の概念を示す図である。 本発明の実施例３に係るパラメータ補正部の構成を示す図である。 本発明の実施例５に係るモータ駆動装置の構成を示す図である。 本発明の実施例６に係るモータ駆動装置の構成を示す図である。 図１１のパラメータ推定部の構成を示す図である。 本発明の実施例７に係る空気調和機の室外機を示す図である。
　以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。なお、各図面において同一の構成については同一の符号を付し、重複する部分についてはその詳細な説明は省略する。
　図１から図６を参照して、本発明の実施例１のモータ駆動装置とその制御方法について説明する。
　図１は、本実施例のモータ駆動装置の構成図である。図１に示すように、本実施例のモータ駆動装置１００は、制御部１０２と、永久磁石同期モータ１０１（以下、単に「モータ」とも呼ぶ）を駆動する電力変換回路１０３と、電流センサ１０４と、指令速度発生部１０５と、を備える。
　制御部１０２は、ベクトル制御を基本構成とし、モータ１０１の回転速度を制御する。
制御部１０２は、指令速度発生部１０５より与えられる指令速度ωｒ＊と、電流センサ１０４にて検出される三相検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づき、三相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を出力する。
　電力変換回路１０３は、制御部１０２から出力される三相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づき、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行い、パルス状の出力電圧を発生させることでモータ１０１を駆動する。電流センサ１０４は、モータ１０１の各相に通電される電流を検出し、三相検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを出力する。
　制御部１０２では、指令速度発生部１０５より与えられる指令速度ωｒ＊に、ゲイン乗算部１０６でゲイン「モータ極数Ｐ／２」を乗算し、電気角速度ω１＊を演算する。
　指令電圧演算部１０７では、予め設定されるｄ軸指令電流Ｉｄ＊と、ｑ軸検出電流Ｉｑｃから算出されるｑ軸指令電流Ｉｑ＊と、電気角速度ω１＊と、モータ定数の設定値に基づいて、ｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊を演算する。
　トルク脈動抑制制御部１０８では、ｄ軸およびｑ軸検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃを平均化処理することでそれぞれの平均値Ｉｄｃ￣，Ｉｑｃ￣を演算し、電気角速度ω１＊と、Ｉｄｃ￣，Ｉｑｃ￣と、ｄ軸およびｑ軸上の誘起電圧係数の脈動成分の振幅値Ｋｅｈｄ＊￣，Ｋｅｈｑ＊￣と、回転子位置θｄｃと、モータ定数の設定値に基づいて、ｄ軸およびｑ軸電圧補正指令ΔＶｄ＊，ΔＶｑ＊を演算する。
　パラメータ推定部１０９では、回転子位置θｄｃに基づき正弦信号および余弦信号を発生させ、正弦信号および余弦信号を用いてｄ軸およびｑ軸検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃの脈動成分に関する情報を抽出する。さらに、ｄ軸およびｑ軸検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃの脈動成分が低減されるように、ｄ軸およびｑ軸上の誘起電圧係数の脈動成分の振幅値Ｋｅｈｄ＊￣，Ｋｅｈｑ＊￣を推定する。
　加算器１１０ａ，１１０ｂで構成される加算部１１０では、指令電圧演算部１０７で演算したｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊と、トルク脈動抑制制御部１０８で演算したｄ軸およびｑ軸電圧補正指令ΔＶｄ＊，ΔＶｑ＊をそれぞれ加算し、トルク脈動が抑制されるように補正されたｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊＊，Ｖｑｃ＊＊を演算する。
　回転子位置推定部１１１では、ｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊と、ｄ軸およびｑ軸検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃと、電気角速度ω１＊と、モータ定数の設定値に基づいて、制御軸（ｄｃ軸）とモータの磁束軸（ｄ軸）との位相偏差である軸誤差Δθｃを演算する。そして、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）によりΔθｃがゼロとなるように電気角速度ω１を制御し、得られたω１を積分することで回転子位置θｄｃを演算する。すなわち、本実施例は位置センサを不要とするセンサレスベクトル制御を構成するものである。
　ｄｑ／３相変換部１１２では、回転子位置θｄｃに基づき、ｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊＊，Ｖｑｃ＊＊を三相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。また、３相／ｄｑ変換部１１３では、回転子位置θｄｃに基づき、三相検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄ軸およびｑ軸検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃに変換する。
　以上が、本実施例の基本構成である。続いて、制御動作の原理を説明する。
　指令電圧演算部１０７では、以下の式（１）に従って、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊と、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊と、電気角速度ω１＊と、モータ定数の設定値に基づいて、ｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　式（１）において、Ｒは巻線抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｋｅは誘起電圧係数をそれぞれ表し、上付き文字＊は各モータ定数の設定値を意味する。
　指令電圧演算部１０７では、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊として予め設定した一定値を用い、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊としてｑ軸検出電流Ｉｑｃにローパスフィルタ処理を施した値を用いて、式（１）の演算を行う。このことから、モータ１０１が一定速度で駆動される定常状態においては、Ｉｄ＊，Ｉｑ＊は一定となり、ｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊も同様に一定となる。
　回転子位置推定部１１１では、以下の式（２）に従って、ｄ軸およびｑ軸指令電圧Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊と、ｄ軸およびｑ軸検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃと、電気角速度ω１＊と、モータ定数の設定値にもとづいて、軸誤差Δθｃを演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　式（２）において、ω１は電気角速度であり、ＰＬＬにより軸誤差Δθｃがゼロとなるように電気角速度ω１＊を調整することで得られる信号である。
　回転子位置推定部１１１では、電気角速度ω１を積分することで、回転子位置θｄｃを演算する。
　ここで、誘起電圧に歪み成分を含有するモータの場合、トルクτｍは、以下の式（３）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　式（３）において、Ｋｅｈｄはｄ軸上の誘起電圧係数の脈動成分、Ｋｅｈｑはｑ軸上の誘起電圧係数の脈動成分をそれぞれ表す。また、式（３）の第１項と第２項はモータの回転に寄与する有効トルク成分、第３項と第４項は脈動トルク成分に相当する。
　ｄ軸指令電流Ｉｄ＊をゼロに設定する場合、式（３）の第１項と第３項はゼロとなるため、式（３）は式（４）に書き改められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　式（４）において、トルク脈動を抑制するためのｑ軸電流Ｉｑ＿ｏｐｔは、以下の式（５）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　式（５）において、ΔＩｑ（＝－（Ｋｅｈｑ／Ｋｅ）・Ｉｑ￣）は補正電流を表す。また、Ｉｑ￣はｑ軸電流Ｉｑの平均値である。
　式（５）を式（４）に代入すると、以下の式（６）を得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　式（６）において、第１項はモータの回転に寄与する有効トルク成分、第２項は脈動トルク成分に相当する。
　式（４）において、補正電流ΔＩｑを通電しない場合（Ｉｑ＝Ｉｑ￣）は、トルク脈動成分が「Ｋｅｈｑ・Ｉｑ￣」になるのに対して、補正電流ΔＩｑを通電する場合は式（６）よりトルク脈動成分が「―（Ｋｅｈｑ＾２）／Ｋｅ・Ｉｑ￣」となることが分かる。すなわち、式（４）に示す電流Ｉｑ＿ｏｐｔを通電することによって、トルク脈動を「Ｋｅｈｑ／Ｋｅ」の比率で低減することができる。
　上記のトルク脈動抑制制御の動作イメージを図２と図３を用いて説明する。
　図２は、補正電流ΔＩｑを通電しない場合（Ｉｄ＝０，Ｉｑ＝Ｉｑ￣）の動作波形を示している（図中において、ＥｕはＵ相誘起電圧、ＥｈｕはＵ相誘起電圧の歪み成分を表す）。同図において、Ｕ相電流Ｉｕは理想的な正弦波となり、ｄ軸およびｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑは一定となっている。しかし、誘起電圧に歪み成分が含有するため、モータトルクτｍは一定とはならず、トルク脈動が発生する。
　一方、図３は、補正電流ΔＩｑを通電する場合の動作波形を示している。同図に示すように、回転子位置に同期して変化する補正電流がｑ軸電流Ｉｑに重畳されることで、モータトルクτｍが平滑化され、トルク脈動を抑制することができる。
　トルク脈動抑制制御部１０８は要するに、式（５）に示す補正電流ΔＩｑを実現するｄ軸およびｑ軸電圧補正指令ΔＶｄ＊，ΔＶｑ＊を演算する。ここで、ｄ軸およびｑ軸上の誘起電圧係数の脈動成分Ｋｅｈｄ，Ｋｅｈｑを以下の式（７）で表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　式（７）において、Ｋｅｈｄ￣およびＫｅｈｑ￣はｄ軸およびｑ軸上の誘起電圧係数の脈動成分の振幅値、ｎは正の整数（ｎ＝１，２，３…）をそれぞれ表す。
　式（７）を前提とすると、トルク脈動抑制制御部１０８では、以下の式（８）に従ってｄ軸およびｑ軸電圧補正指令ΔＶｄ＊，ΔＶｑ＊を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　式（８）の演算では、正弦関数（ｓｉｎ（ｎ・θｄｃ））と余弦関数（ｃｏｓ（ｎ・θｄｃ））が乗算されることから、ｄ軸およびｑ軸電圧補正指令ΔＶｄ＊，ΔＶｑ＊は回転子位置θｄｃに同期して変化する脈動信号となる。これらの信号を、加算部１１０においてｄ軸およびｑ軸の指令電圧Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊に加算することで、補正電流ΔＩｑが通電され、トルク脈動が抑制される。
　また、加算部１１０をｄｑ／３相変換部１１２の後に設ける構成としても同様の動作を実現できる。すなわち、ΔＶｄ＊，ΔＶｑ＊をｄｑ／３相変換部１１２で変換し、それらの信号を三相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊それぞれに加算する構成としてもよい。
　式（８）の演算では、ｄ軸およびｑ軸上の誘起電圧係数の脈動成分の振幅値Ｋｅｈｄ＊￣，Ｋｅｈｑ＊￣が必要となる。これらのパラメータはモータ毎に異なり、また設計時に手に入る情報ではないため、予備試験等を実施して事前に取得しておく必要がある。本発明では、パラメータ推定部１０９においてＫｅｈｄ＊￣，Ｋｅｈｑ＊￣をオンラインで推定することによって、予備試験等を必要としない自律的なトルク脈動抑制制御を実現するものである。
　以下に、本発明の特徴であるパラメータ推定部１０９の動作原理を説明する。
　まず、本実施例における駆動中のｄ軸電流Ｉｄは、式（９）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　式（９）において、ωｒはモータ速度を表す。
　ｄ軸指令電流Ｉｄ＊をゼロに設定する場合、式（１）と式（８）より、ｄ軸指令電圧Ｖｄｃ＊＊は式（１０）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　式（１０）を式（９）に代入すると、式（１１）を得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　式（１１）において「０≪ω１＊」と仮定すると、「ω１＊＝（Ｐ／２）・ωｒ」であることから、ω１＊あるいはωｒが含まれない第４項は無視できるので、式（１２）を得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　式（１２）において、「Ｉｑ＊＝Ｉｑ￣」とし、モータ定数の設定において誤差がないと仮定すれば、ｑ軸電流Ｉｑは「Ｉｑ￣＋ΔＩｑ」に相当することから、第２項の「－Ｌｑ＊・Ｉｑ＊」と第３項の直流分「Ｌｑ・Ｉｑ￣」は相殺され、「Ｌｑ・ΔＩｑ」のみが残る。したがって、式（１２）は式（１３）に書き改められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　補正電流ΔＩｑは、式（５）と式（７）より、ｑ軸上の誘起電圧係数の脈動成分Ｋｅｈｑと同位相となることから、式（１４）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　式（１４）において、ΔＩｑ￣はｑ軸電流Ｉｑの脈動成分の振幅値を表す。
　式（１４）を式（１３）に代入し、「θｄｃ＝θｄ」と仮定すると、式（１５）を得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　式（１５）において、「Ｒ≪ω１＊・Ｌｄ」を仮定して巻線抵抗Ｒを無視すると、入力と出力の関係から式（１６）を得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　式（１６）より、電流Ｉｄのｃｏｓ（ｎ・θｄｃ）成分に係数ａ（＝ω１＊・（Ｋｅｈｄ＊￣－Ｋｅｈｄ￣））が含まれているため、本情報に基づいてｄ軸上の誘起電圧係数の脈動成分の振幅値Ｋｅｈｄ＊￣における設定誤差を補正することできる。
　続いて、本実施例における駆動中のｑ軸電流Ｉｑは、式（１７）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　ｄ軸指令電流Ｉｄ＊をゼロに設定する場合、式（１）と式（８）より、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊＊は式（１８）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　式（１８）を式（１７）に代入すると、式（１９）を得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　式（１９）において「０≪ω１＊」と仮定すると、「ω１＊＝（Ｐ／２）・ωｒ」であることから、ω１＊あるいはωｒが含まれない第１項、第４項、第６項は無視できるので、式（２０）を得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　式（２０）において、第２項に含まれるｄ軸電流Ｉｄは、式（１６）に示すように脈動成分のみを有する。パラメータを補正する手段によって、ｄ軸上の誘起電圧係数の脈動成分の振幅値Ｋｅｈｄ＊￣における設定誤差が除去されるとすれば、ｄ軸電流Ｉｄは以下の式（２１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　式（２１）を式（２０）に代入し、モータ定数の設定において誤差がなく、さらに「θｄｃ＝θｄ」と仮定すると、式（２２）を得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　式（２２）において、「Ｒ≪ω１＊・Ｌｑ」を仮定して巻線抵抗Ｒを無視すると、入力と出力の関係から式（２３）を得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　式（２３）より、電流Ｉｑのｓｉｎ（ｎ・θｄｃ）成分に係数ｄ（＝ω１＊・（Ｋｅｈｑ＊￣－Ｋｅｈｑ￣））が含まれているため、本情報に基づいてｑ軸上の誘起電圧係数の脈動成分の振幅値Ｋｅｈｑ＊￣における設定誤差を補正することできる。
　図４は、本実施例（図１）におけるパラメータ推定部１０９の構成図である。図４に示すように、本実施例におけるパラメータ推定部１０９は、脈動電流検出部４００と、パラメータ補正部４０１と、を備える。
　脈動電流検出部４００は、ｄ軸およびｑ軸検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃと、回転子位置θｄｃに基づき、Ｉｄｃ・ｃｏｓ（ｎ・θｄｃ）とＩｑｃ・ｓｉｎ（ｎ・θｄｃ）を演算する。また、パラメータ補正部４０１は、Ｉｄｃ・ｃｏｓ（ｎ・θｄｃ）と、Ｉｑｃ・ｓｉｎ（ｎ・θｄｃ）に基づき、ｄ軸およびｑ軸上の誘起電圧係数の脈動成分の振幅値Ｋｅｈｄ＊￣，Ｋｅｈｑ＊￣を推定する。
　図５は、本実施例（図４）における脈動電流検出部４００の構成図である。脈動電流検出部４００は、ｃｏｓ（ｎ・θｄｃ）信号発生部５００と、ｓｉｎ（ｎ・θｄｃ）信号発生部５０２と、乗算器５０１，５０４と、を備える。
　ｃｏｓ（ｎ・θｄｃ）信号発生部５００は、回転子位置θｄｃにもとづき、ｃｏｓ（ｎ・θｄｃ）を演算する。乗算器５０１は、ｄ軸検出電流Ｉｄｃとｃｏｓ（ｎ・θｄｃ）を乗算し、Ｉｄｃ・ｃｏｓ（ｎ・θｄｃ）を演算する。
　同様に、ｓｉｎ（ｎ・θｄｃ）信号発生部５０２は、回転子位置θｄｃにもとづいて、ｓｉｎ（ｎ・θｄｃ）を演算する。そして、乗算器５０４において、ｑ軸検出電流Ｉｑｃとｓｉｎ（ｎ・θｄｃ）を乗算し、Ｉｑｃ・ｓｉｎ（ｎ・θｄｃ）を演算する。
　図６は、本実施例（図４）におけるパラメータ補正部４０１の構成図である。パラメータ補正部４０１は、積分制御器６００，６０３と、初期値設定部６０１，６０４と、加算器６０２，６０５と、を備える。
　積分制御器６００は、Ｉｄｃ・ｃｏｓ（ｎ・θｄｃ）の直流成分に応じて、補正信号ΔＫｅｈｄ￣を出力する。そして、加算器６０２において、初期値設定部６０１で設定される初期値Ｋｅｈｄ０￣にΔＫｅｈｄ￣を加算することで、ｄ軸上の誘起電圧係数の脈動成分の振幅値Ｋｅｈｄ＊￣を推定する。具体的には、以下の式（２４）の演算を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　式（２４）において、ＫＩｄは積分制御ゲインを表す。
　同様に、積分制御器６０３は、Ｉｑｃ・ｓｉｎ（ｎ・θｄｃ）の直流成分に応じて、補正信号ΔＫｅｈｑ￣を出力する。そして、加算器６０５において、初期値設定部６０４で設定される初期値Ｋｅｈｑ０￣にΔＫｅｈｑ￣を加算することで、ｑ軸上の誘起電圧係数の脈動成分の振幅値Ｋｅｈｑ＊￣を推定する。具体的には、以下の式（２５）の演算を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　式（２５）において、ＫＩｑは積分制御ゲインを表す。
　パラメータ推定部１０９が動作すると、パラメータ補正部４０１の積分制御器６００，６０３の働きにより、Ｉｄｃ・ｃｏｓ（ｎ・θｄｃ）とＩｑｃ・ｓｉｎ（ｎ・θｄｃ）の直流成分がゼロに漸近するように動作する。そして、式（１６）と式（２３）に示すように、これら信号がゼロに収束した時点でｄ軸およびｑ軸上の誘起電圧係数の脈動成分の振幅値Ｋｅｈｄ＊￣，Ｋｅｈｑ＊￣における設定誤差が除去され、推定演算が完了する。
　ｄ軸およびｑ軸上の誘起電圧係数の脈動成分の振幅値Ｋｅｈｄ＊￣，Ｋｅｈｑ＊￣の推定が完了するまでの時間は、それぞれ積分制御器６００，６０３の積分制御ゲインＫＩｄ，ＫＩｑの設定によって調整することができる。ＫＩｄとＫＩｑは、モータ速度ωｒが指令速度ωｒ＊に収束するまでの時間よりも、Ｋｅｈｄ＊￣とＫｅｈｑ＊￣の推定が完了するまでの時間が十分に長くなるように設定するのが望ましい。
　初期値設定部６０１，６０４において、初期値Ｋｅｈｄ０￣，Ｋｅｈｑ０￣には任意の値を設定でき、ゼロを設定してもよい。
　図７及び図８を参照して、本発明の実施例２のモータ駆動装置とその制御方法について説明する。
　パラメータ推定部１０９は、必ずしも同一の演算周期で処理する必要はなく、部分的に長い演算周期で処理することで演算負荷を低減する構成としても良い。
　図７は、本実施例におけるパラメータ推定部１０９’の構成図であり、実施例１（図４）の変形例に相当する。図７に示すパラメータ推定部１０９’では、脈動電流検出部７００は演算周期Ｔｓ１で処理され、パラメータ補正部７０１は演算周期Ｔｓ２で処理される。
　図８は、本実施例における脈動電流検出部７００の構成と、信号処理の概念を示した図であり、実施例１（図５）の変形例に相当する。本構成では、図５に示す脈動電流検出部４００に対して、フィルタ８００，８０１が付加されている。フィルタ８００，８０１は、例えばローパスフィルタである。
　図８に示すように、ｄ軸およびｑ軸検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃはｎ次脈動成分を含み、乗算器５０１，５０４の出力は２ｎ次脈動成分を含む。これらの交流信号を精度良く扱う都合上、脈動電流検出部７００は十分に短い演算周期で処理される必要がある。ただし、フィルタ８００，８０１通過後は直流成分のみを含む信号となるため、次の処理部であるパラメータ補正部７０１は長い演算周期で処理しても演算精度は劣化しない。
　以上のことから、図７に示すパラメータ推定部１０９’において、演算周期Ｔｓ２を演算周期Ｔｓ１よりも長く設定することで、演算負荷を低減することができる。
　演算周期Ｔｓ２は、振幅値Ｋｅｈｄ＊￣，Ｋｅｈｑ＊￣の推定演算において、所望の応答速度を実現するのに十分な値を設定するのが望ましい。
　図９を参照して、本発明の実施例３のモータ駆動装置とその制御方法について説明する。
　ファンモータ等では、各相における誘起電圧の歪み成分を電気角５次成分まで考慮すれば、トルク脈動の発生具合を十分に考慮できる場合がある。
　各相における誘起電圧の歪み成分において、電気角５次成分のみが存在すると仮定すると、誘起電圧係数の脈動成分の振幅値がｄ軸とｑ軸上で等しくなり、以下の式（２６）式が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
　図９は、本実施例におけるパラメータ補正部４０１’の構成図であり、実施例１（図６）の変形例に相当する。パラメータ補正部４０１’では、図６に示すパラメータ補正部４０１に対して、平均化処理部９００を付加されている。
　平均化処理部９００は、以下の式（２７）に示す演算を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　式（２７）に示す演算を行うことによって、ｄ軸およびｑ軸上の誘起電圧係数の脈動成分の振幅値Ｋｅｈｄ＊￣，Ｋｅｈｑ＊￣それぞれに含まれる推定誤差が平均化され、動作精度を向上させることができる。
　上述した実施例１の図４から図６を参照して、本発明の実施例４のモータ駆動装置とその制御方法について説明する。
　上記の式（２６）が成立する場合、ｄ軸およびｑ軸上の誘起電圧係数の脈動成分の振幅値Ｋｅｈｄ＊￣，Ｋｅｈｑ＊￣において、Ｋｅｈｄ＊￣をＫｅｈｑ＊￣として扱ったり、Ｋｅｈｑ＊￣をＫｅｈｄ＊￣として扱っても問題はない。このことから、実施例１（図５，図６）の脈動電流検出部４００とパラメータ補正部４０１において、Ｋｅｈｄ＊￣，Ｋｅｈｑ＊￣を推定する部分のいずれか一方を削除し、単一の推定結果をＫｅｈｄ＊￣とＫｅｈｑ＊￣として共有する構成としても良い。このように構成することで、実施例１（図４）のパラメータ推定部１０９の演算負荷を半減でき、安価な演算装置に対しても本発明を適用することが可能となる。
　図１０を参照して、本発明の実施例５のモータ駆動装置とその制御方法について説明する。
　駆動するモータによっては、誘起電圧の歪み成分において、特定のｎ次成分を考慮するだけでは十分なトルク脈動抑制効果を得られない場合がある。複数の次数成分を扱う場合は、例えば実施例１（図１）におけるトルク脈動抑制制御部１０８とパラメータ推定部１０９を各成分毎に設ける構成としても良いが、同時に演算負荷が増加し、高価な演算処理装置が必要となる可能性がある。
　これを解決する手段として、パラメータ推定部１０９においてｄ軸およびｑ軸上の誘起電圧係数の脈動成分の振幅値Ｋｅｈｄ＊￣，Ｋｅｈｑ＊￣を次数毎に段階的に推定し、それらの結果をメモリ等に保存する構成が考えらえる。
　図１０は、本実施例におけるモータ駆動装置１００の構成図であり、実施例１（図１）の変形例に相当する。本構成では、図１に示すモータ駆動装置にメモリ１０００が付加されている。メモリ１０００では、ｄ軸およびｑ軸上の誘起電圧係数の脈動成分の振幅値Ｋｅｈｄ＊￣，Ｋｅｈｑ＊￣が次数毎に記録される。
　このように構成することで、複数の誘起電圧の歪み成分を扱う場合であっても、パラメータ推定部１０９を複数設ける必要がないため、演算負荷の増加を抑えることができる。
　図１１及び図１２を参照して、本発明の実施例６のモータ駆動装置とその制御方法について説明する。
　実施例１において、上記の式（１２）や式（２０）を導出する際、「０≪ω１＊」の仮定を適用しており、「ω１＊＝（Ｐ／２）・ωｒ」であることから、パラメータ推定部１０９の動作精度は、モータ速度ωｒに依存する。具体的には、ωｒが低下していくにつれて式（１１）と式（１９）で無視した項の影響が顕著となり、パラメータ推定部１０９の動作精度が劣化する可能性がある。
　これを解決する手段として、指令速度ωｒ＊に応じて、ｄ軸およびｑ軸上の誘起電圧係数の脈動成分の振幅値Ｋｅｈｄ＊￣，Ｋｅｈｑ＊￣を推定する構成が考えられる。
　図１１は、本実施例におけるモータ駆動装置１００の構成図であり、実施例１（図１）の変形例に相当する。本構成では、図１のパラメータ推定部１０９に代わり、パラメータ推定部１１００を備えており、入力信号に電気角速度ω１＊が追加されている。
　図１２は、本実施例におけるパラメータ推定部１１００の構成図であり、実施例１（図４）の変形例に相当する。図１２に示すパラメータ推定部１１００は、図４に示すパラメータ推定部１０９に判定部１２００と、乗算器１２０１，１２０２を付加したものである。
　判定部１２００は、電気角速度ω１＊にもとづいて、０あるいは１の値となる判定信号Ｓｊを演算する。そしてＳｊは、乗算器１２０１と１２０２において、Ｉｄｃ・ｃｏｓ（ｎ・θｄｃ）とＩｑｃ・ｓｉｎ（ｎ・θｄｃ）それぞれに乗算される。
　ここで、パラメータ推定部１１００の動作範囲を、電気角速度ω１＊における下限値ω１＿ｍｉｎ、上限値ω１＿ｍａｘで定義する。
　「ω１＿ｍｉｎ≦｜ω１＊｜≦ω１＿ｍａｘ」を満たす、すなわちパラメータ推定部１１００が動作範囲内となる場合、判定部１２００は「Ｓｊ＝１」を出力する。このとき、乗算器１２０１，１２０２の演算結果はそれぞれＩｄｃ・ｃｏｓ（ｎ・θｄｃ）とＩｑｃ・ｓｉｎ（ｎ・θｄｃ）となり、これらの信号にもとづいてパラメータ補正部４０１が動作することで、ｄ軸およびｑ軸上の誘起電圧係数の脈動成分の振幅値Ｋｅｈｄ＊￣，Ｋｅｈｑ＊￣の推定が行われる。
　一方、「｜ω１＊｜＜ω１＿ｍｉｎもしくはω１＿ｍａｘ＜｜ω１＊｜」を満たす、すなわちパラメータ推定部１１００が動作範囲外となる場合、判定部１２００は「Ｓｊ＝０」を出力する。このとき、乗算器１２０１，１２０２の演算結果はいずれもゼロとなるため、パラメータ補正部４０１内の積分制御器６００，６０３では既出力値が保持され、Ｋｅｈｄ＊￣，Ｋｅｈｑ＊￣の推定が停止する。
　このように構成することによって、所定の指令速度ωｒ＊の範囲でのみパラメータ推定部１１００を動作させることができるため、例えばモータ速度ωｒが低下する条件等で動作精度が劣化するのを回避することができる。
　なお、パラメータ推定部１１００にリセット機能を設けて、「ω１＿ｍｉｎ≦｜ω１＊｜≦ω１＿ｍａｘ」を満たす、すなわちパラメータ推定部１１００が動作範囲内に復帰した場合、Ｋｅｈｄ＊￣，Ｋｅｈｑ＊￣の推定を停止する前の値（前回値）を用いて再びＫｅｈｄ＊￣，Ｋｅｈｑ＊￣の推定を開始するように構成してもよく、或いは、その都度初期値に戻してＫｅｈｄ＊￣，Ｋｅｈｑ＊￣の推定を再開するように構成してもよい。
　図１３を参照して、本発明の実施例７の空気調和機の室外機について説明する。図１３は、上記の実施例１から実施例６のいずれかの実施形態によるモータ駆動装置を、空気調和機の室外機に搭載されるファンモータシステムに適用した例を示している。
　室外機１３００は、ファンモータ用駆動装置１３０１と、圧縮機モータ用駆動装置１３０２と、ファンモータ１３０３と、ファン１３０４と、フレーム１３０５と、圧縮機装置１３０６を搭載する。ファンモータ用駆動装置１３０１は、上記の実施例１から実施例６のいずれかの実施形態によるモータ駆動装置である。
　室外機１３００におけるファンモータシステムの動作を説明する。交流電源１３０７は、圧縮機モータ用駆動装置１３０２に接続される。圧縮機モータ用駆動装置１３０２は、供給される交流電圧ＶＡＣを直流電圧ＶＤＣに整流し、圧縮機装置１３０６を駆動する。
同時に、圧縮機モータ用駆動装置１３０２は、ファンモータ用駆動装置１３０１にも直流電圧ＶＤＣを供給し、さらにモータ速度指令ωｒ＊を出力する。
　ファンモータ用駆動装置１３０１は、入力されたモータ速度指令ωｒ＊にもとづいて動作し、三相電圧をファンモータ１３０３に供給する。これにより、ファンモータ１３０３が駆動し、接続されたファン１３０４が回転する。以上が、ファンモータシステムの動作である。
　空気調和機の室外機では、低コスト化のために、ファンモータ用駆動装置１３０１に安価な演算装置を搭載するのが一般的である。また、ファンモータ１３０３には位置センサが付加されていない場合が多い。このような用途でも、本発明によるモータ駆動装置をファンモータ用駆動装置として用いることで、トルク脈動抑制制御を実現できる。その結果、ファンモータ１３０３に起因するフレーム１３０５への振動が低減され、室外機ユニット１３００より放出される騒音を低減することができる。
　本発明によるモータ駆動装置は、予備試験や調整作業等が不要であるため、適用が非常に容易である。また、自律的なトルク脈動抑制制御であることから、モータ特性の測定が困難な既設の設備に対しても本発明を適用することができる。
　なお、実施例１から実施例６の実施形態によるモータ駆動装置は、圧縮機モータ用駆動装置として用いることも可能である。要するに、ベクトル制御を基本構成とするモータ駆動装置であれば、本発明を適用することが可能である。
　また、実施例１から実施例７の実施形態では、位置センサレス方式によるモータ駆動装置を例に説明したが、エンコーダ、レゾルバ、磁極位置センサなどの位置センサを備えるモータ駆動装置にも本発明を適用することができる。例えば、図１，図１０，図１１に示すモータ１０１に位置センサを付加し、制御部１０２に位置センサの情報に基づく速度フィードバック制御を付加する構成としても、本発明を適用することができる。
　また、図１，図１０，図１１の各指令電圧演算部１０７に代わり、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊とｄ軸検出電流Ｉｄｃの偏差と、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊とｑ軸検出電流Ｉｑｃの偏差に基づく電流フィードバック制御を含む構成としても、本発明を適用することができる。
　また、本発明の各実施例によれば、検出信号の一つであるｄ軸およびｑ軸検出電流に基づいて、誘起電圧の歪み成分に関する情報を推定できる。指令信号に代わり、検出信号を用いることで、モデル化誤差や計算誤差等の影響を極力排して、高い精度で上記推定を行うことができる。検出信号を用いる場合、センサ等の追加に伴うコストの増加が懸念されるが、モータ駆動装置はモータ電流の検出手段を備える場合がほとんどである。すなわち本発明は、自律的に動作するトルク脈動抑制制御を既設センサのみで実現するものである。
　なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。
例えば、上記の実施例は本発明に対する理解を助けるために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
　１００…モータ駆動装置、１０１…永久磁石同期モータ（モータ）、１０２…制御部、１０３…電力変換回路、１０４…電流センサ、１０５…指令速度発生部、１０６…ゲイン乗算部、１０７…指令電圧演算部、１０８…トルク脈動抑制制御部、１０９，１０９’，１１００…パラメータ推定部、１１０…加算部、１１０ａ，１１０ｂ…加算器、１１１…回転子位置推定部、１１２…ｄｑ／３相変換部、１１３…３相／ｄｑ変換部、４００，７００…脈動電流検出部、４０１，４０１’，７０１…パラメータ補正部、５００…ｃｏｓ（ｎ・θｄｃ）信号発生部、５０２…ｓｉｎ（ｎ・θｄｃ）信号発生部、５０１，５０４…乗算器、６００，６０３…積分制御器、６０１，６０４…初期値設定部、６０２，６０５…加算器、８００，８０１…フィルタ、９００…平均化処理部、１０００…メモリ、１２００…判定部、１２０１，１２０２…乗算器、１３００…室外機、１３０１…ファンモータ用駆動装置、１３０２…圧縮機モータ用駆動装置、１３０３…ファンモータ、１３０４…ファン、１３０５…フレーム、１３０６…圧縮機装置、１３０７…交流電源、ωｒ…モータ速度、ωｒ＊…指令速度、ω１＊…電気角速度、ω１…ＰＬＬにより得られる電気角速度、Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊…三相指令電圧、Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊…ｄ軸およびｑ軸指令電圧、ΔＶｄ＊，ΔＶｑ＊…ｄ軸およびｑ軸電圧補正指令、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ…三相検出電流、Ｉｄ，Ｉｑ…ｄ軸およびｑ軸電流、Ｉｄｃ，Ｉｑｃ…ｄ軸およびｑ軸検出電流、θｄ…回転子位置、θｄｃ…回転子位置の推定値、Δθｃ…軸誤差、τｍ…モータトルク、Ｐ…モータ極数、Ｒ…巻線抵抗、Ｌｄ，Ｌｑ…ｄ軸およびｑ軸インダクタンス、Ｋｅ…誘起電圧係数、Ｋｅｈｄ，Ｋｅｈｑ…ｄ軸およびｑ軸上の誘起電圧係数の脈動成分、Ｋｅｈｄ￣，Ｋｅｈｑ￣…ＫｅｈｄおよびＫｅｈｑの振幅値、Ｋｅｈｄ＊￣，Ｋｅｈｑ＊￣…振幅値Ｋｅｈｄ￣，Ｋｅｈｑ￣の推定値、ΔＫｅｈｄ￣，ΔＫｅｈｑ￣…Ｋｅｈｄ＊￣およびＫｅｈｑ＊￣の推定演算における補正値、Ｋｅｈｄ０￣，Ｋｅｈｑ０￣…Ｋｅｈｄ＊￣およびＫｅｈｑ＊￣の推定演算における初期値、Ｓｊ…判定信号、ＶＡＣ…交流電圧、ＶＤＣ…直流電圧。

Claims (12)

  1. 　永久磁石同期モータを駆動する電力変換回路と、
    　前記電力変換回路を制御する制御部と、
    　前記永久磁石同期モータに通電される三相電流を検出する電流センサと、を備え、
    　前記制御部は、前記電流センサにより検出した三相検出電流をｄ軸検出電流およびｑ軸検出電流に変換する三相／ｄｑ変換部と、
    　前記永久磁石同期モータの駆動に寄与する指令電圧を演算する指令電圧演算部と、
    　前記永久磁石同期モータの誘起電圧の歪み成分に関する設定値に基づいて前記永久磁石同期モータの脈動トルクの低減に寄与する電圧補正指令を演算するトルク脈動抑制制御部と、
    　前記ｄ軸検出電流およびｑ軸検出電流の少なくともいずれか一方の脈動成分が低減されるように前記設定値を補正するパラメータ推定部と、
    　前記指令電圧と前記電圧補正指令を加算する加算部と、
    　を有することを特徴とするモータ駆動装置。
  2. 　請求項１に記載のモータ駆動装置であって、
    　前記パラメータ推定部は、前記ｄ軸検出電流およびｑ軸検出電流の少なくともいずれか一方の脈動成分に関する情報を検出する脈動電流検出部と、
    　前記脈動電流検出部の演算結果に基づいて前記設定値を補正するパラメータ補正部と、を有することを特徴とするモータ駆動装置。
  3. 　請求項２に記載のモータ駆動装置であって、
    　前記制御部は、前記指令電圧と前記ｄ軸検出電流およびｑ軸検出電流に基づいて、前記永久磁石同期モータの回転子位置を演算する回転子位置推定部を有し、
    　前記脈動電流検出部は、前記回転子位置推定部の推定値に基づき正弦信号と余弦信号を発生させ、
    　前記正弦信号と前記余弦信号を前記ｄ軸検出電流およびｑ軸検出電流に乗算することを特徴とするモータ駆動装置。
  4. 　請求項２に記載のモータ駆動装置であって、
    　前記パラメータ補正部は、前記脈動電流検出部の演算結果を積分し、
    　当該積分演算結果を前記誘起電圧の歪み成分に関する初期設定値に加算することで前記設定値を補正することを特徴とするモータ駆動装置。
  5. 　請求項２に記載のモータ駆動装置であって、
    　前記脈動電流検出部を第１演算周期で処理し、
    　前記パラメータ補正部を第２演算周期で処理し、
    　前記第１演算周期を前記第２演算周期よりも短い演算周期に設定することを特徴とするモータ駆動装置。
  6. 　請求項３に記載のモータ駆動装置であって、
    　前記脈動電流検出部は、前記正弦信号と前記余弦信号を前記ｄ軸検出電流およびｑ軸検出電流にそれぞれ乗算した結果から脈動成分を除去するフィルタを有することを特徴とするモータ駆動装置。
  7. 　請求項２に記載のモータ駆動装置であって、
    　前記パラメータ補正部は、ｄ軸およびｑ軸上の誘起電圧の歪み成分に関する設定値を個別に演算した結果を平均化処理する平均化処理部を有することを特徴とするモータ駆動装置。
  8. 　請求項１に記載のモータ駆動装置であって、
    　前記パラメータ推定部は、ｄ軸およびｑ軸上のいずれか一方の誘起電圧の歪み成分に関する設定値を補正した結果を前記設定値とすることを特徴とするモータ駆動装置。
  9. 　請求項１に記載のモータ駆動装置であって、
    　前記制御部は、前記パラメータ推定部の演算結果を記録するメモリを有し、
    　前記メモリに記録されるデータに基づいて、前記トルク脈動抑制制御部を制御することを特徴とするモータ駆動装置。
  10. 　請求項２に記載のモータ駆動装置であって、
    　前記パラメータ推定部は、前記永久磁石同期モータのモータ速度に基づいて判定信号を発生させる判定部を有し、
    　前記パラメータ補正部は、前記判定信号に基づいて前記設定値の補正を実行または停止させることを特徴とするモータ駆動装置。
  11. 　請求項１０に記載のモータ駆動装置であって、
    　前記パラメータ推定部はリセット機能を有し、
    　前記モータ速度が前記パラメータ推定部の動作範囲内に復帰した場合、前記パラメータ補正部による前記設定値の補正の停止前の値、或いは、前記設定値の初期値を用いて前記パラメータ補正部による前記設定値の補正を再開することを特徴とするモータ駆動装置。
  12. 　永久磁石同期モータと、
    　前記永久磁石同期モータを駆動するモータ駆動装置と、
    　前記永久磁石同期モータに接続されるファンと、
    　前記永久磁石同期モータを取り付けるフレームと、
    　圧縮機装置システムと、を備える空気調和機の室外機であって、
    　前記モータ駆動装置は、請求項１から１１のいずれか１項に記載のモータ駆動装置であることを特徴とする空気調和機の室外機。
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