JP2010022189A - モータの位置センサレス制御回路 - Google Patents

Abstract

【課題】僅かな演算量で安定した位置センサレス制御を実現できるモータの位置センサレス制御回路を提供する。
【解決手段】回転子としての永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸、γ軸から電気角で９０度進んだ推定軸をδ軸とし、ｄ軸とγ軸との軸ずれ角Δθが小さくなるようにモータを制御するモータの位置センサレス制御回路であって、モータの電機子巻線に流れるモータ電流Ｉaを検出する電流検出回路と、前記モータ電流Ｉaに基づいてδ軸に平行な磁束成分であるδ軸磁束Φδを推定するδ軸磁束推定部と、前記δ軸磁束Φδがゼロに収束するようにモータを制御することによって、前記軸ずれ角Δθを小さくする制御部と、を備えている。
【選択図】図３

Description

本発明は、回転子位置センサを用いることなくモータを駆動制御するモータの位置センサレス制御回路に関する。また、この位置センサレス制御回路を有するモータ駆動システムに関する。

永久磁石を界磁とする同期モータを駆動する方法として、誘導モータのインバータ制御と同様に回転位置を検出しないでオープンループで駆動する同期運転方法と、何らかの回転位置検出手段を用いて閉ループで運転するブラシレスＤＣモータ運転方法がある。

後者のブラシレスＤＣモータ運転の場合、何らかの回転子位置センサを設けると、誘導モータのインバータ駆動と比較してインバータとモータ間の配線本数が増加する。このため、保守性、信頼性が低下して適用範囲に制約を受け、特に圧縮機などのように特殊雰囲気中の使用が妨げられてしまう。この欠点をなくすために、センサを用いずに回転位置を推定する位置センサレス技術が提案されている。

例えば、下記特許文献１には、制御上のｄｃ−ｑｃ回転座標系において、モータ印加電圧のｄｃ軸成分及びｑｃ軸成分を計算し、そのｄｃ軸成分及びｑｃ軸成分の双方を用いて、軸ずれ角を求める手法が開示されている。

また、下記特許文献２には、ｄ軸誘起電圧推定値を計算し、そのｄ軸誘起電圧推定値がゼロに収束するように制御を行う手法が開示されている。

特許第３４１１８７８号公報 特開２００３−２５９６７９号公報

しかしながら、上記特許文献１の手法においては、モータ印加電圧のｄｃ軸成分及びｑｃ軸成分の双方を計算して求める必要があるため、演算量が多くなって演算負荷が重くなる。演算量が多くなると、処理速度を高速にせざるを得なくなり、装置の消費電力増大やコストアップを招いてしまう。

また、上記特許文献２の手法は、軸ずれ角がゼロに向かえば、ｄ軸誘起電圧推定値もゼロに向かうことに着目したものであるが、軸ずれ角とｄ軸誘起電圧推定値の関係は、モータの回転速度によって変動するため、安定した制御の実現には不十分である。

そこで本発明は、僅かな演算量で安定した位置センサレス制御を実現できるモータの位置センサレス制御回路及びこれを有するモータ駆動システムを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係るモータの位置センサレス制御回路は、回転子としての永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸、γ軸から電気角で９０度進んだ推定軸をδ軸とし、ｄ軸とγ軸との軸ずれ角が小さくなるようにモータを制御するモータの位置センサレス制御回路であって、モータの電機子巻線に流れるモータ電流に基づいて前記永久磁石のδ軸に平行な磁束成分であるδ軸磁束を推定するδ軸磁束推定部と、前記δ軸磁束がゼロに収束するようにモータを制御することによって、前記軸ずれ角を小さくする制御部と、を備えている。

上記のように構成すれば、軸ずれ角を小さくするに当たって、前記δ軸磁束しか推定する必要がないため、演算量は極めて少なくてすむ（例えば、上記特許文献１と比較して）。また、前記δ軸磁束はモータの回転速度に依存しないため、安定した位置センサレス制御（軸ずれ角を小さくする制御、或いは軸ずれ角をゼロに収束させる制御）が可能となる。

尚、前記δ軸磁束は、近似を用いることにより、「前記永久磁石のδ軸に平行な磁束成分」とみなせるものをも含む。

従って、例えば、前記δ軸磁束推定部は、前記永久磁石が作る磁束と前記モータ電流のｄ軸成分によって発生する磁束との和のδ軸成分を前記δ軸磁束として推定するようにしてもよい。

通常、永久磁石が作る磁束は、モータ電流のｄ軸成分が作る磁束よりも十分に大きく、この場合、前記永久磁石が作る磁束と前記モータ電流のｄ軸成分によって発生する磁束との和のδ軸成分は、前記永久磁石のδ軸に平行な磁束成分とみなせる。従って、前記和のδ軸成分を前記δ軸磁束として推定すれば、安定した位置センサレス制御が可能である。また、前記和を算出するだけで前記δ軸磁束の推定が完了するため、極めて演算量が少なくてすむ。

また、例えば、前記δ軸磁束推定部は、前記永久磁石が作る磁束と前記モータ電流のｄ軸成分によって発生する磁束との和のδ軸成分を推定する磁束推定部と、前記磁束推定部により推定された磁束を前記モータ電流のγ軸成分を用いて補正し、前記δ軸磁束を算出する磁束補正部とから成るようにしてもよい。

このように前記δ軸磁束推定部を構成した場合、前記磁束補正部の算出結果である前記δ軸磁束は、正確に「前記永久磁石のδ軸に平行な磁束成分」となる。そして、この算出されたδ軸磁束は、前記磁束推定部により推定された磁束を前記モータ電流のγ軸成分を用いて補正したものとなっているため、前記モータ電流のγ軸成分が比較的大きくなる弱め磁束制御を行う場合等、（永久磁石が作る磁束）＞＞（モータ電流のｄ軸成分が作る磁束）が言えない場合であっても、正確な位置センサレス制御が行われる（例えば、正確に軸ずれ角がゼロに収束する）。

具体的には、例えば、前記磁束補正部は、前記磁束推定部により推定された磁束に、
Φ_a／（（Ｌ_d−Ｌ_q）ｉγ＋Φ_a）
（但し、Φ_a：前記永久磁石による電機子鎖交磁束、Ｌ_d：ｄ軸インダクタンス、Ｌ_q：ｑ軸インダクタンス、ｉγ：モータ電流のγ軸成分）
を乗じることによって、前記δ軸磁束を算出すればよい。

また、例えば、前記制御部は、前記δ軸磁束に基づいて推定モータ速度を算出する演算器と、前記推定モータ速度が外部から与えられたモータ速度指令値に追従するように、前記モータ電流が追従すべき電流指令値を作成する電流指令演算部を備え、前記δ軸磁束がゼロに収束するように、前記推定モータ速度を調節することによって、前記軸ずれ角を小さくすればよい。

また、例えば、前記制御部は、前記δ軸磁束がゼロに収束するように、モータのトルクが追従すべきトルク指令値を調節することによって、前記軸ずれ角を小さくすればよい。

また、具体的構成として、本発明に係るモータの位置センサレス制御回路は、回転子としての永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸、γ軸から電気角で９０度進んだ推定軸をδ軸とし、ｄ軸とγ軸との軸ずれ角が小さくなるようにモータを制御するモータの位置センサレス制御回路であって、モータの電機子巻線に流れるモータ電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路により検出された前記モータ電流と推定回転子位置とを用いて、前記モータ電流が電流指令値に応じた値に追従するように、モータに印加されるべき電圧を表す電圧指令値を作成する電圧指令演算部と、
前記電圧指令値のγ軸成分と前記電流検出回路により検出された前記モータ電流と推定モータ速度に基づいて、前記永久磁石のδ軸に平行な磁束成分であるδ軸磁束を推定するδ軸磁束推定部、前記δ軸磁束を入力とし、前記δ軸磁束がゼロに収束するように前記推定モータ速度を算出する演算器、及び前記推定モータ速度を積分して前記推定回転子位置を算出する積分器を有する位置・速度推定部と、外部からモータ速度指令値が与えられ、前記推定モータ速度が前記モータ速度指令値に追従するように前記電流指令値を作成する電流指令演算部と、を備えている。

また、本発明に係るモータ駆動システムは、上述したモータの位置センサレス制御回路と、その位置センサレス制御回路によって制御されるモータと、前記モータを駆動するインバータと、を備えている。

上述した通り、本発明に係るモータの位置センサレス制御回路によれば、僅かな演算量で安定した位置センサレス制御を実現することができる。

本発明の実施の形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である 。 図１のモータの解析モデル図である。 図１のモータにおける各部の電圧の関係を表したベクトル図である。 本発明の第１実施形態に係るモータ駆動システムの具体的な構成図である。 図４の位置・速度推定器の詳細な構成を示す図である。 図５のδ軸磁束推定部を、外乱オブザーバを用いて構成した図である。 本発明の第２実施形態に係るモータ駆動システムの具体的な構成図である。 図７の位置・速度推定器の詳細な構成を示す図である。 図８のδ軸磁束推定部の詳細な構成を示す図である。

＜＜第１実施形態＞＞
以下、本発明の第１実施形態につき、詳細に説明する。図１は、本発明を適用したモータ駆動システムのブロック構成図である。１は、永久磁石を回転子（不図示）に、電機子巻線を固定子（不図示）に設けた三相永久磁石同期モータ１（以下、単に「モータ１」と記すことがある）である。２は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータであり、モータ１の回転子位置に応じてモータ１にＵ相、Ｖ相及びＷ相から成る三相交流電圧を供給する。このモータ１に供給される電圧をモータ印加電圧（電機子電圧）Ｖ_aとし、モータ１に供給される電流をモータ電流（電機子電流）Ｉ_aとする。３は、位置センサレス制御回路であり、モータ電流Ｉ_aを用いてモータ１の回転子位置等を推定し、モータ１を所望の回転速度で回転させるための信号をＰＷＭインバータ２に与える。この所望の回転速度は、図示されないＣＰＵ（中央処理装置；Central Processing Unit）等から位置センサレス制御回路３にモータ速度指令値ω^*として与えられる。

次に、位置センサレス制御回路３の動作の理解を容易にするために、本発明の動作原理について、説明する。図２は、三相永久磁石同期モータ１の解析モデル図である。以下の動作原理の説明において、永久磁石、電機子巻線とは、モータ１に設けられているものを指す。

図２には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸が示されている。１ａは、モータ１の回転子である永久磁石である。永久磁石が作る磁束と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石の磁束方向をｄ軸にとり、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とする。また、図示していないが、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとり、γ軸から電気角で９０度進んだ位相に推定軸であるδ軸をとる。回転座標系はｄ軸とｑ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸であるｄ−ｑ座標軸を以下、単に実軸という。制御上の回転座標系（推定回転座標系）はγ軸とδ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸であるγ−δ座標軸を以下、単に制御軸という。

実軸は回転しており、その回転速度をω（実モータ速度ω）とする。制御軸も回転しており、その回転速度をω_e（推定モータ速度ω_e）とする。また、ある瞬間の回転している実軸において、ｄ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθ（実回転子位置θ）により表す。同様に、ある瞬間の回転している制御軸において、γ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθ_e（推定回転子位置θ_e）により表す。そうすると、実軸と制御軸の軸ずれ角Δθは、Δθ＝θ―θ_eとなる。

一般的に、実軸（ｄ−ｑ座標軸）上での電圧方程式は、数１のように表される。

ここで、ｖ_d、ｖ_qは、夫々モータ印加電圧Ｖ_aのｄ軸成分、ｑ軸成分であり、夫々をｄ軸電圧、ｑ軸電圧と呼ぶ。Ｒ_aは、モータ抵抗（電機子巻線の抵抗値）である。Ｌ_d、Ｌ_qは、夫々ｄ軸インダクタンス（電機子巻線のインダクタンスのｄ軸成分）、ｑ軸インダクタンス（電機子巻線のインダクタンスのｑ軸成分）である。ｉ_d、ｉ_qは、夫々モータ電流Ｉ_aのｄ軸成分、ｑ軸成分であり、夫々をｄ軸電流、ｑ軸電流と呼ぶ。Φ_aは、永久磁石による電機子鎖交磁束である。ｐは、微分演算子である。

上記数１の式は、数２のように変形される。数２の式は、実軸（ｄ−ｑ座標軸）上での拡張誘起電圧方程式と呼ばれている。数２におけるＥ_exは、数３で表され、拡張誘起電圧と呼ばれている。

更に、実軸（ｄ−ｑ座標軸）上の数２の式を、制御軸（γ−δ座標軸）上に座標変換すると、数４の式が得られる。

ここで、ｖγ、ｖδは、夫々モータ印加電圧Ｖ_aのγ軸成分、δ軸成分であり、夫々をγ軸電圧、δ軸電圧と呼ぶ。ｉγ、ｉδは、夫々モータ電流Ｉ_aのγ軸成分、δ軸成分であり、夫々をγ軸電流、δ軸電流と呼ぶ。また、拡張誘起電圧Ｅ_exを表す数３の過渡項（右辺第２項）を無視した場合における磁束を、下記数５のように。拡張磁束Φ_exと定める。

ところで、モータ速度や負荷が一定の状態では、モータ電流の大きさ及び位相の変化は微小であるから、ｑ軸電流の微分項である数３の右辺第２項は、ωΦ_exより十分に小さくゼロとみなせる。また、モータ１が脱調しないで駆動されている場合は、実モータ速度ωと推定モータ速度ω_eは近い値をとるため、数４の右辺第３項も、ωΦ_exより十分に小さくゼロとみなせる。そこで、数３の右辺第２項及び数４の右辺第３項を無視して考えると、数４の式は下記数６のようになる。

ここで、図３に、モータ１における各部の電圧の関係を表したベクトル図を示す。モータ印加電圧Ｖ_aは、拡張誘起電圧Ｅ_ex＝ωΦ_exと、モータ抵抗Ｒ_aでの電圧降下ベクトルＲ_a・Ｉ_aと、電機子巻線のインダクタンスでの電圧降下ベクトルＶ_Lとの和で表される。拡張磁束Φ_exは、永久磁石の作る磁束Φ_aとｄ軸電流の作る磁束（Ｌ_d−Ｌ_q）ｉ_dとの和であるから、ベクトルの方向はｄ軸と一致する。Ｌ_q・Ｉ_aで表されるベクトルは、ｑ軸インダクタンスとモータ電流Ｉ_aによって生じる磁束のベクトルであり、８０は、Φ_exとＬ_q・Ｉ_aの合成磁束ベクトルである。

また、Φδは、拡張磁束Φ_exのδ軸成分である。従って、Φδ＝Φ_ex・ｓｉｎΔθが成立する。また、上記数６の行列の１行目を展開して整理することにより、数７が導かれる。尚、ｓは、ラプラス演算子である。

通常、永久磁石の作る磁束は、ｄ軸電流の作る磁束よりも十分に大きく、Φ_a＞＞（Ｌ_d−Ｌ_q）ｉ_dであるため、Φ_exは一定、即ち、Φ_ex≒Φ_aと考えることができる。以下、本実施形態においては、Φ_exは一定とみなせるとして説明する。そして、軸ずれ角Δθが小さく、ｓｉｎΔθ≒θにて近似できるとすると、数７を参照して、下記数８が成立する。

上記数８からも分かるように、Φδ≒（一定値）×Δθ となるため、このΦδをゼロに収束させるように制御すれば、軸ずれ角Δθはゼロに収束する。このことは、図３に示すベクトル図からも理解される。また、上記のようにΦ_ex≒Φ_aと近似して考えた場合においては、ΦδはΦ_aのδ軸成分に相当することになるのであるから、「Φ_aのδ軸成分をゼロに収束させるように制御すれば、軸ずれ角Δθはゼロに収束する」とも言うことができる。

この「Φ_aのδ軸成分をゼロに収束させるように制御する」ための具体的な構成を図４に示す。図４において、図１と同一の部分には同一の符号を付し、その詳細な説明を省略する。

図４において、３１は、ＰＷＭインバータ２からモータ１に供給されるモータ電流Ｉ_aのＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを検出する電流検出回路である。座標変換器３２は、電流検出回路３１からのＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vの検出結果を受け取り、それらを位置・速度推定器３０から与えられる推定回転子位置θ_eに基づいて、制御上の回転座標系におけるγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδに変換する。この変換には、下記数９を用いる。

減算器３３は、磁束制御部３６が出力するγ軸電流指令値ｉγ^*からγ軸電流ｉγを差し引いて、電流誤差（ｉγ^*−ｉγ）を算出する。同様に、減算器３４は、速度制御部３７が出力するδ軸電流指令値ｉδ^*からδ軸電流ｉδを差し引いて、電流誤差（ｉδ^*−ｉδ）を算出する。

電流制御部３５は、減算器３３、３４から各電流誤差を入力すると共に、座標変換器３２からγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδの値を入力し、γ軸電流ｉγがγ軸電流指令値ｉγ^*に追従するように、且つδ軸電流ｉδがδ軸電流指令値ｉδ^*に追従するように、γ軸電圧指令値ｖγ^*とδ軸電圧指令値ｖδ^*を出力する。座標変換器３８は、位置・速度推定器３０から与えられる推定回転子位置θ_eに基づいてγ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*の逆変換を行い、Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*から成る三相の電圧指令値を作成して、それらをＰＷＭインバータ２に出力する。この逆変換には、数１０を用いる。ＰＷＭインバータ２は、モータ１に印加されるべき電圧を表す三相の電圧指令値に基づいてパルス幅変調された信号を作成し、モータ１を駆動する。

座標変換器３２、減算器３３、３４、電流制御部３５及び座標変換器３８は、電流検出回路３１により検出されたモータ電流（Ｕ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_v）と推定モータ速度ω_eとを用いて、そのモータ電流が電流指令値（γ軸電流指令値ｉγ^*及びδ軸電流指令値ｉδ^*）に応じた値に追従するように、三相の電圧指令値を作成する電圧指令演算部を構成する。

減算器３９は、位置・速度推定器３０から与えられる推定モータ速度ω_eを、モータ速度指令値ω^*から減算する。速度制御部３７は、減算器３９の減算結果（ω^*−ω_e）に基づいて、δ軸電流指令値ｉδ^*を作成する。このδ軸電流指令値ｉδ^*は、モータ電流Ｉ_aのδ軸成分であるδ軸電流ｉδが追従すべき電流の値を表す。また、モータ１のトルクは、δ軸電流ｉδに比例するため、このδ軸電流指令値ｉδ^*は、トルク指令値に応じた値とも言える。

磁束制御部３６は、位置・速度推定器３０から与えられる推定モータ速度ω_eと速度制御部３７から与えられるδ軸電流指令値ｉδ^*に基づいて、γ軸電流指令値ｉγ^*を作成する。このγ軸電流指令値ｉγ^*は、モータ電流Ｉ_aのγ軸成分であるγ軸電流ｉγが追従すべき電流の値を表す。

磁束制御部３６、速度制御部３７及び減算器３９は、推定モータ速度ω_eがモータ速度指令値ω^*に追従するように電流指令値（γ軸電流指令値ｉγ^*及びδ軸電流指令値ｉδ^*）を作成する電流指令演算部を構成する。

位置・速度推定器３０は、座標変換器３２から与えられるｉγ及びｉδ、並びに電流制御部３５から与えられるｖγ^*に基づいて、推定モータ速度ω_e及び推定回転子位置θ_eを推定するものであり、その詳細な構成を図５に示す。位置・速度推定器３０は、δ軸磁束推定部４０と、比例積分演算器（演算器）４１と、積分器４２とから構成されている。

δ軸磁束推定部４０は、ｉγ、ｉδ、ｖγ^*及び比例積分演算器４１から与えられるω_eに基づいて、永久磁石の作る磁束Φ_aとｄ軸電流の作る磁束（Ｌ_d−Ｌ_q）ｉ_dとの和のδ軸成分であるΦδを算出する（推定する）。この算出に当たっては、数８を用いる。より具体的には、δ軸磁束推定部４０において、数１１の計算によりΦδが算出される。

Φ_ex≒Φ_aと近似することができる場合、上述したように、ΦδはΦ_aのδ軸成分に相当することになるのであるから、δ軸磁束推定部４０は、永久磁石の作る磁束Φ_aのδ軸に平行な磁束成分であるδ軸磁束とみなせる磁束Φδを推定するものであると言える。

比例積分演算器４１は、δ軸磁束推定部４０と協働して、δ軸磁束推定部４０が算出したΦδがゼロに収束するように推定モータ速度ω_eを算出し、また、その算出したω_eをδ軸磁束推定部４０、積分器４２、磁束制御部３６及び減算器３９に出力する。積分器４２は、推定モータ速度ω_eを積分して推定回転子位置θ_eを算出する。

図４及び図５のように構成すれば、軸ずれ角Δθはゼロに収束するようになる。そして、軸ずれ角Δθをゼロに収束させるに当たって、Φ_aのδ軸成分とみなせるΦδしか推定する必要がないため、演算量は極めて少なくてすむ（例えば、上記特許文献１と比較して）。また、Φδはモータの回転速度に依存しないため、安定して軸ずれ角Δθをゼロに収束させることができる。

尚、座標変換器３２、３８、減算器３３、３４、３９、電流制御部３５、磁束制御部３６、速度制御部３７、並びに比例積分演算器４１及び積分器４２は、δ軸磁束推定部４０が推定した磁束Φδがゼロに収束するように推定モータ速度ω_eを調節する制御部として機能する。また、位置センサレス制御回路３は、３０〜３９から構成される。

また、電流制御部３５、磁束制御部３６、速度制御部３７、比例積分演算器４１は、夫々数１２、数１３、数１４、数１５を用いて、夫々の演算を行う。

ここで、Ｋ_cp、Ｋ_sp及びＫ_pは比例係数、Ｋ_ci、Ｋ_si及びＫ_iは積分係数であり、それらはモータ駆動システムの設計時において予め設定される値である。また、Ｌ_d、Ｌ_q、Ｒ_a及びΦ_aも、モータ駆動システムの設計時において予め設定される値である。

（外乱オブザーバ）
また、数１１の計算により直接Φδを計算するのではなく、δ軸磁束推定部を、Φδを外乱として考えた外乱オブザーバを用いて構成し、それによってΦδを求めてもよい。例えば、外乱オブザーバのフィルタを１次のフィルタで構成するとΦδは数１６となる。数１６において、ｇはフィルターゲインである。

図６に、その構成例を示す。乗算器５１によりｉδをＬ_qで乗じたものを、加算器５２によりΦδに加算する。乗算器５３により、その加算結果にω_eを乗じた後、加算器５４にてｖγを加える。乗算器５５にて、加算器５４による加算結果に１/（Ｌ_dｓ＋Ｒ_a）を乗じる。この乗算器５５による乗算結果はｉγに相当する。乗算器５６は、乗算器５５による乗算結果に更に（Ｌ_dｓ＋Ｒ_a）を乗じる。減算器５７は、乗算器５６による乗算結果からｖγを差し引く。乗算器５８は、減算器５７による減算結果に１／ω_eを乗じる。乗算器５９は、ｉδにＬ_qを乗じる。減算器６０は、乗算器５８による乗算結果から乗算器５９による乗算結果を減じる。乗算器６１は、減算器６０による減算結果にフィルタＱ（ｓ）＝ｇ／（ｓ＋ｇ）を乗じてΦδを得る。図中、破線で囲った５６〜６１の部分が外乱オブザーバ５０に相当する。

（トルク調整）
また、磁束Φδをゼロに収束させるための手段として、推定モータ速度ω_eを調節する手法を例に挙げて詳細に説明したが、推定モータ速度ω_eを調節する手法に代えて、モータ１に対するトルク指令値（モータ１のトルクが追従すべきトルクの値）を調節する手法を採用し、これによって磁束Φδをゼロに収束させるようにしても良い。この場合、図４、図５に示す構成は、変形されることになるが（例えば、モータ１のトルクはδ軸電流ｉδに比例するのであるから、位置・速度制御器３０が減算器３３に必要な制御信号を与える等）、この変形すること自体については、周知の技術事項であるため、別途の図示及び説明を省略する。

＜＜第２実施形態＞＞
次に、本発明の第２実施形態につき、詳細に説明する。第２実施形態の説明中の符合や記号は、第１実施形態におけるものと同一のであるので、共通する符号や記号の説明は省略する。第２実施形態では、拡張磁束Φ_exの変化が無視できず、第１実施形態のようにΦ_exが一定であるとの近似を用いることができない場合を対象とする。Φ_exのδ軸成分であるΦδは、数５より、数１７のように表せる。但し、算出することのできるγ軸電流ｉγとｄ軸電流ｉ_dが等しいものとして考える（Δθをゼロに収束させるように制御するため、ｉγとｉ_dが等しいと考えても差し支えない）。

磁束Φδ’をＫ(ｉγ)Φδと定め、数１７を数８を用いて変形すると、数１８のようになる。尚、ｓｉｎΔθ≒Δθにて近似できるとする。

第１実施形態のように、Φ_ex≒Φ_aの近似を用いていないため、この磁束Φδ’は、Φ_aのδ軸成分そのものである。そして、数１８から分かるように、Φδ’≒（一定値）×Δθ となるため、このΦδ’をゼロに収束させるように制御すれば、軸ずれ角Δθはゼロに収束する。

この「磁束Φδ’、即ち、Φ_aのδ軸成分をゼロに収束させるように制御する」ための具体的な構成を図７に示す。図７において、図４と同一の部分には同一の符号を付し、その詳細な説明を省略する。第２実施形態のモータ駆動システムは、第１実施形態における位置・速度推定器３０を位置・速度推定器６０に置換した点で第１実施形態におけるものと相違しており、その他の点では第１実施形態におけるものと同様である。

位置・速度推定器６０は、座標変換器３２から与えられるｉγ及びｉδ、並びに電流制御部３５から与えられるｖγ^*に基づいて、推定モータ速度ω_e及び推定回転子位置θ_eを推定するものであり、その詳細な構成を図８に示す。位置・速度推定器６０は、δ軸磁束推定部７０と、比例積分演算器７１と、積分器７２とから構成されている。また、δ軸磁束推定部７０は、図９に示す如く、磁束推定部７３と磁束補正部７４とから構成されている。

磁束推定部７３は、ｉγ、ｉδ、ｖγ^*及び比例積分演算器７１から与えられるω_eに基づいて、永久磁石の作る磁束Φ_aとｄ軸電流の作る磁束（Ｌ_d−Ｌ_q）ｉ_dとの和のδ軸成分であるΦδを算出する（推定する）。この算出に当たっては、数１１を用いる。磁束補正部７４は、座標変換器３２から与えられるｉγを用い、磁束推定部７３により算出されたΦδにＫ（ｉγ）を乗じることにより、Φδ’を算出する。このようにして、δ軸磁束推定部７０は、磁束Φ_aのδ軸に平行な磁束成分であるδ軸磁束Φδ’を推定する。尚、Ｋ（ｉγ）の値として、事前に計算して用意されたテーブル値を用いてΦδ’を算出してもよいし、数１８のＫ（ｉγ）の式を用いることなく実験的に求めた値を用いてΦδ’を算出してもよい。これらのテーブル値や実験的に求めた値は、磁束補正部７４が備える図示されないメモリに記憶させておくとよい。勿論、ｉγに応じたＫ（ｉγ）の値を、数１８を用いて毎回計算してもよい。

比例積分演算器（演算器）７１は、δ軸磁束推定部７０と協働して、δ軸磁束推定部７０が算出したΦδ’がゼロに収束するように推定モータ速度ω_eを算出し、また、その算出したω_eをδ軸磁束推定部７０、積分器７２、磁束制御部３６及び減算器３９に出力する。積分器７２は、推定モータ速度ω_eを積分して推定回転子位置θ_eを算出する。

図７、図８及び図９のように構成すれば、軸ずれ角Δθはゼロに収束するようになる。そして、軸ずれ角Δθをゼロに収束させるに当たって、Φ_aのδ軸成分であるΦδ’しか推定する必要がないため、演算量は極めて少なくてすむ（例えば、上記特許文献１と比較して）。また、Φδ’はモータの回転速度に依存しないため、安定して軸ずれ角Δθをゼロに収束させることができる。

また、Φδ’は、Φδをγ軸電流ｉγを用いて補正したものとなっている。従って、ｉγ^*が比較的大きくなる弱め磁束制御を行う場合等、Φ_a＞＞（Ｌ_d−Ｌ_q）ｉ_dが成立せず、Φ_exが一定と近似できない場合であっても、軸ずれ角Δθを正確にゼロに収束させることができる。

尚、座標変換器３２、３８、減算器３３、３４、３９、電流制御部３５、磁束制御部３６、速度制御部３７、並びに比例積分演算器７１及び積分器７２は、δ軸磁束推定部７０が推定した磁束Φδ’がゼロに収束するように推定モータ速度ω_eを調節する制御部として機能する。また、位置センサレス制御回路３ａは、３１〜３９及び６０から構成される。

また、比例積分演算器７１は、数１９を用いて所定の演算を行う。

第１実施形態と同様、Ｋ_p、Ｋ_iは、夫々比例係数、積分係数であり、双方はモータ駆動システムの設計時において予め設定される値である。また、Ｌ_d、Ｌ_q、Ｒ_a、Φ_aも、モータ駆動システムの設計時において予め設定される値である。

また、第１実施形態で説明したのと同様に、δ軸磁束推定部を、Φδ’を外乱として考えた外乱オブザーバを用いて構成し、それによってΦδ’を求めてもよい。また、第１実施形態で説明したのと同様に、推定モータ速度ω_eを調節することに代えて、モータ１のトルク指令値（モータ１のトルクが追従すべきトルクの値）を調節することによって、磁束Φδ’がゼロに収束するような構成に変形しても構わない。

＜＜その他＞＞
また、本発明は、Ｌ_dとＬ_qが等しい非突極型のモータにも適用可能であるし、Ｌ_dとＬ_qが異なる突極型のモータにも適用可能である。モータが非突極型の場合は、Ｌ_dとＬ_qが等しいのであるから、第１実施形態を採用するのが望ましい。

また、電流検出回路３１は、図４及び図７に示す如く、直接モータ電流Ｉ_aを検出する構成（モータ電流Ｉ_aが流れる線路に抵抗を介在させ、その抵抗における電圧降下を検出する等）にしてもいいし、それに代えて、電源側のＤＣ電流の瞬時電流からモータ電流を再現し、それによってモータ電流Ｉ_aを検出する構成にしてもよい。

本発明は、位置センサレス制御を必要とする同期モータの位置センサレス制御回路及びこの同期モータを含むモータ駆動システムに好適である。

１ モータ
１ａ 永久磁石
２ ＰＷＭインバータ
３ 位置センサレス制御回路
３０、６０ 位置・速度推定器
３１ 電流検出回路
３２、３８ 座標変換器
３３、３４、３９ 減算器
３５ 電流制御部
３６ 磁束制御部
３７ 速度制御部
４０、７０ δ軸磁束推定部
４１、７１ 比例積分演算器
４２、７２ 積分器
７３ 磁束推定部
７４ 磁束補正部
Ｖ_a モータ印加電圧（電機子電圧）
Ｉ_a モータ電流（電機子電流）
Ｒ_a モータ抵抗
θ 実回転子位置
θ_e 推定回転子位置
Δθ 軸ずれ角
ω 実モータ速度
ω_e 推定モータ速度
ω^* モータ速度指令値
Φ_ex 拡張磁束
ｉ_u Ｕ相電流
ｉ_v Ｖ相電流
ｉγ γ軸電流
ｉδ δ軸電流
ｉγ^* γ軸電流指令値
ｉδ^* δ軸電流指令値
ｖγ^* γ軸電圧指令値
ｖδ^* δ軸電圧指令値
ｖ_u ^* Ｕ相電圧指令値
ｖ_v ^* Ｖ相電圧指令値
ｖ_w ^* Ｗ相電圧指令値

Claims (2)

1. 回転子としての永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸、γ軸から電気角で９０度進んだ推定軸をδ軸とし、
   ｄ軸とγ軸との軸ずれ角が小さくなるようにモータを制御するモータの位置センサレス制御回路であって、
   モータの電機子巻線に流れるモータ電流に基づいて前記永久磁石のδ軸に平行な磁束成分であるδ軸磁束を推定するδ軸磁束推定部と、
   前記δ軸磁束がゼロに収束するようにモータを制御することによって、前記軸ずれ角を小さくする制御部と、を備えた
   ことを特徴とするモータの位置センサレス制御回路。
2. 請求項１に記載のモータの位置センサレス制御回路と、
   前記位置センサレス制御回路によって制御されるモータと、
   前記モータを駆動するインバータと、を備えた
   ことを特徴とするモータ駆動システム。
   

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