JP4198162B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータの動作を制御するためのモータ制御装置に関し、特に脱調検出機能付きモータ制御装置に関する。また、本発明は、そのようなモータ制御装置を有するモータ駆動システムに関する。

従来より、回転子位置センサを用いることなくモータの回転子位置を推定し、この推定した回転子位置に基づいてモータを制御するモータ制御装置（位置センサレス制御装置）が開発されている。この種のモータ制御装置において、モータに対する負荷の急激な変動などが生じると、脱調が発生することがある。脱調が発生すると、モータの回転が停止して制御不能に陥ってしまうため、脱調を的確に検出する技術が求められている。

このような脱調を検出するための技術として様々な技術が提案されているが、通常運転時では流れない電流の流れによる力率の悪化や無効電流に着目して脱調検出を行おうとするものが多い。

例えば、下記特許文献１に記載の手法では、脱調停止時の無効電流の周期と電圧の周期とを比較して、脱調判定を行う。しかしながら、脱調停止時において両者に差が生じない状態も存在する。そのような状態では、脱調検出は不可能であり、脱調が発生していても制御電圧を印加し続けてしまうという不具合が生じる。

また例えば、速度推定器によって推定された推定速度と速度指令との偏差が所定値以上となっている状態が所定時間以上継続している場合に脱調と判断する、という手法もある。しかしながら、推定速度が速度指令と一致するように制御が行われるので、脱調時においても誤った推定速度と速度指令が一致するように制御が働いて、脱調が検出できない場合がある。

尚、下記特許文献２には、モータの回転子の回転によって発生するγ軸の誘起電圧とδ軸の誘起電圧を推定し、２つの誘起電圧推定値を逐次比較することにより脱調を検出する技術が開示されている。また、下記特許文献３には、モータ発電定数と励磁電流指令とを用いて電圧指令を決定するとともに、励磁電流指令と励磁電流が一致するように電圧補正量を作成し、この電圧補正量と予め定めた所定値とを比較することにより同期モータの脱調を検出する技術が開示されている。

特開２００１−２５２８２号公報 特開平１１−１８４９９号公報 特開２００４−６４９０２号公報

上述したように、回転子位置センサを用いることなくモータを制御するモータ制御装置において、的確な脱調検出を実現する技術が求められているが、従来の手法では、これを十分に満足させることはできない。

尚、上記特許文献２に記載の手法では、脱調検出用にモータの誘起電圧を推定する複雑な手段が必要となるため、マイクロコンピュータ等における演算処理負荷が大きく増加してしまう。また、上記特許文献３に記載の手法では、上記の電圧補正量を作成するための特殊な制御構成が必要となる。

上記の問題点に鑑み、本発明は、良好な脱調検出を可能とするモータ制御装置及びこれを有するモータ駆動システムを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係る第１のモータ制御装置は、永久磁石同期モータ（以下、モータという）の回転子の回転速度を推定する第１の速度推定手段を備え、その第１の速度推定手段の推定によって得られる第１推定回転速度が速度指令に追従するように前記モータを制御するモータ制御装置において、前記第１の速度推定手段と異なる推定方式を用いて前記回転子の回転速度を推定する第２の速度推定手段と、前記第２の速度推定手段の推定によって得られる第２推定回転速度と、前記第１推定回転速度または前記速度指令と、に基づいて脱調を検出する脱調検出手段と、を備えたことを特徴とする。

具体的には例えば、前記脱調検出手段は、前記第２推定回転速度と、前記第１推定回転速度または前記速度指令と、の比または偏差に基づいて脱調を検出する。

第１と第２の速度推定手段は、異なる推定方式を用いて回転速度を推定する。脱調時において、各速度推定手段の推定値は近い値とならない。このため、２つの速度推定手段の推定値を比較することによって、脱調の発生を高い精度で判断することが可能である。

また、上記目的を達成するために本発明に係る第２のモータ制御装置は、永久磁石同期モータ（以下、モータという）の回転子の回転速度を推定する第１の速度推定手段を備え、その第１の速度推定手段の推定によって得られる第１推定回転速度が速度指令に追従するように前記モータを駆動制御するモータ制御装置において、前記モータに印加されるモータ電圧に関する第１の状態量と、前記回転子の回転速度に関する第２の状態量と、 前記モータに供給されるモータ電流に関する第３の状態量、の内の１つまたは２つの状態量に基づいて他の状態量を推定し、その推定結果に基づいて脱調を検出する脱調検出手段を、備えたことを特徴とする。

前記１つまたは２つの状態量に基づいて推定された前記他の状態量は、脱調時において異常な値を持つ。これを参照することにより、脱調の発生を高い精度で判断することが可能となる。

具体的には例えば、前記回転子に設けられた永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸、γ軸に直交する制御上の推定軸をδ軸とした場合、前記第２の状態量は、前記第１推定回転速度または前記速度指令によって表され、前記脱調検出手段は、前記第２の状態量に基づいて、または、前記第２の状態量と、前記モータ電流の測定電流若しくは該測定電流が追従すべき電流指令によって表される前記第３の状態量と、に基づいて、前記モータ電圧のδ軸成分を前記第１の状態量として推定し、その推定によって得られた推定δ軸電圧に基づいて脱調を検出する。

そして例えば、前記脱調検出手段は、前記推定δ軸電圧と前記モータ電圧のδ軸成分が追従すべきδ軸電圧指令との比または偏差に基づいて脱調を検出する。

また具体的には例えば、前記回転子に設けられた永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸、γ軸に直交する制御上の推定軸をδ軸とした場合、前記第１の状態量は、前記モータ電圧のδ軸成分が追従すべきδ軸電圧指令によって表され、前記第２の状態量は、前記第１推定回転速度または前記速度指令によって表され、前記脱調検出手段は、前記第１の状態量と前記第２の状態量とに基づいて、前記モータ電流のδ軸成分を前記第３の状態量として推定し、その推定によって得られた推定δ軸電流に基づいて脱調を検出する。

そして例えば、前記脱調検出手段は、前記推定δ軸電流と、前記モータ電流の測定電流のδ軸成分若しくは該測定電流のδ軸成分が追従すべきδ軸電流指令と、の比若しくは偏差に基づいて、または、前記推定δ軸電流と所定値との比較に基づいて、脱調を検出する。

また具体的には例えば、前記回転子に設けられた永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸、γ軸に直交する制御上の推定軸をδ軸とした場合、前記第１の状態量は、前記モータ電圧のδ軸成分が追従すべきδ軸電圧指令によって表され、前記脱調検出手段は、前記第１の状態量に基づいて、または、前記第１の状態量と、前記モータ電流の測定電流若しくは該測定電流が追従すべき電流指令によって表される前記第３の状態量と、に基づいて、前記第１推定回転速度とは別に第２推定回転速度を前記第２の状態量として推定し、前記第２推定回転速度に基づいて脱調を検出する。

また、上記目的を達成するために本発明に係るモータ駆動システムは、モータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを制御することにより前記モータを制御する上記の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えた、ことを特徴とする。

本発明によれば、良好な脱調検出が実現可能となる。

以下、本発明の実施形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照する各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。また、参照する各図において、同一の記号（θやωなど）を付したものは同一のものである。また、説明の簡略化上、状態量などを記号のみにて表記する場合がある。つまり、例えば、「推定モータ速度ω_e」を、単に「ω_e」と記すことがあるが、両者は同一のものを意味する。

＜＜第１実施形態＞＞
まず、本発明の第１実施形態について説明する。図１は、第１実施形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。１は、永久磁石を回転子（不図示）に、電機子巻線を固定子（不図示）に設けた三相永久磁石同期モータ１（以下、単に「モータ１」と記す）である。以下の説明において、単に、電機子巻線及び回転子といった場合、それらは、それぞれ、モータ１の固定子に設けられた電機子巻線及びモータ１の回転子を意味するものとする。モータ１は、例えば、埋込磁石形同期モータに代表される突極機（突極性を有するモータ）であるが、非突極機であっても構わない。

２は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータであり、モータ１の回転子位置に応じてモータ１の電機子巻線にＵ相、Ｖ相及びＷ相から成る三相交流電圧を供給する。このモータ１の電機子巻線に供給される電圧をモータ電圧（電機子電圧）Ｖ_aとし、インバータ２からモータ１の電機子巻線に供給される電流をモータ電流（電機子電流）Ｉ_aとする。

３は、モータ制御装置（位置センサレス制御装置）であり、モータ電流Ｉ_aを用いてモータ１の回転子位置等を推定し、モータ１を所望の回転速度で回転させるための信号をＰＷＭインバータ２に与える。この所望の回転速度は、図示されないＣＰＵ（中央処理装置；Central Processing Unit）等からモータ制御装置（本実施形態では、モータ制御装置３）にモータ速度指令値ω^*として与えられる。

図２は、モータ１の解析モデル図である。図２には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸が示されている。１ａは、モータ１の回転子を構成する永久磁石である。永久磁石１ａが作る磁束と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石１ａが作る磁束の方向をｄ軸にとり、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とする。また、図示していないが、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとり、γ軸から電気角で９０度進んだ位相に推定軸であるδ軸をとる。ｄ軸とｑ軸を座標軸に選んだ回転座標系の座標軸をｄ−ｑ軸（実軸）と呼ぶ。制御上の回転座標系（推定回転座標系）はγ軸とδ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸をγ−δ軸と呼ぶ。

ｄ−ｑ軸は回転しており、その回転速度（即ち、モータ１の回転子の回転速度）を実モータ速度ωと呼ぶ。γ−δ軸も回転しており、その回転速度を推定モータ速度ω_eと呼ぶ。また、ある瞬間の回転しているｄ−ｑ軸において、ｄ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθ（実回転子位置θ）により表す。同様に、ある瞬間の回転しているγ−δ軸において、γ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθ_e（推定回転子位置θ_e）により表す。そうすると、ｄ軸とγ軸との軸誤差Δθ（ｄ−ｑ軸とγ−δ軸との軸誤差Δθ）は、Δθ＝θ―θ_eで表される。ω^*、ω及びω_e並びに後述するω_2eは、電気角速度にて表される。

以下の記述において、モータ電圧Ｖ_aのγ軸成分、δ軸成分、ｄ軸成分及びｑ軸成分を、それぞれγ軸電圧ｖγ、δ軸電圧ｖδ、ｄ軸電圧ｖ_d及びｑ軸電圧ｖ_qで表し、モータ電流Ｉ_aのγ軸成分、δ軸成分、ｄ軸成分及びｑ軸成分を、それぞれγ軸電流ｉγ、δ軸電流ｉδ、ｄ軸電流ｉ_d及びｑ軸電流ｉ_qで表す。

また、以下の記述において、Ｒ_aは、モータ抵抗（モータ１の電機子巻線の抵抗値）であり、Ｌ_d、Ｌ_qは、夫々ｄ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｄ軸成分）、ｑ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｑ軸成分）であり、Φ_aは、永久磁石１ａによる電機子鎖交磁束である。尚、Ｌ_d、Ｌ_q、Ｒ_a及びΦ_aは、モータ駆動システムの製造時に定まる値であり、それらの値はモータ制御装置の演算にて使用される。また、後に示す各式において、ｓはラプラス演算子を意味する。

図３は、図１のモータ制御装置３の内部構成を詳細に表した、モータ駆動システムの構成ブロック図である。モータ制御装置３は、電流検出器１１、座標変換器１２、減算器１３、減算器１４、電流制御部１５、磁束制御部１６、速度制御部１７、座標変換器１８、減算器１９、第１速度推定部２０（第１の速度推定手段）、積分器２１、第２速度推定部２２（第２の速度推定手段）及び脱調判断部２３を、を有して構成される。モータ制御装置（３並びに後述する３ａ、３ｂ及び３ｃ）を構成する各部位は、必要に応じてモータ制御装置（３並びに後述する３ａ、３ｂ及び３ｃ）内で生成される値の全てを自由に利用可能となっている。

電流検出器１１は、例えばホール素子等から成り、ＰＷＭインバータ２からモータ１に供給されるモータ電流Ｉ_aのＵ相電流（Ｕ相の電機子巻線に流れる電流）ｉ_u及びＶ相電流（Ｖ相の電機子巻線に流れる電流）ｉ_vを検出する。座標変換器１２は、電流検出器１１からのＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vの検出結果を受け取り、それらを積分器２１から与えられる推定回転子位置θ_eを用いて、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδに変換する。この変換には、下記式（１）を用いる。

第１速度推定部２０は、推定モータ速度ω_e（第１推定回転速度）推定して出力する。推定モータ速度ω_eの推定手法については、第４実施形態の説明の後に詳説する。積分器２１は、第１速度推定部２０にて推定された推定モータ速度ω_eを積分することにより、推定回転子位置θ_eを算出する。

減算器１９は、第１速度推定部２０から与えられる推定モータ速度ω_eを、モータ速度指令値ω^*から減算し、その減算結果（速度誤差）を出力する。速度制御部１７は、減算器１９の減算結果（ω^*−ω_e）に基づいて、δ軸電流指令値ｉδ^*を作成する。このδ軸電流指令値ｉδ^*は、モータ電流Ｉ_aのδ軸成分であるδ軸電流ｉδが追従すべき電流の値を表す。磁束制御部１６は、γ軸電流指令値ｉγ^*を出力する。この際、必要に応じて、δ軸電流指令値ｉδ^*及び推定モータ速度ω_eを参照する。γ軸電流指令値ｉγ^*は、モータ電流Ｉ_aのγ軸成分であるγ軸電流ｉγが追従すべき電流の値を表す。

減算器１３は、磁束制御部１６が出力するγ軸電流指令値ｉγ^*から、座標変換器１２が出力するγ軸電流ｉγを差し引いて、電流誤差（ｉγ^*−ｉγ）を算出する。減算器１４は、速度制御部１７が出力するδ軸電流指令値ｉδ^*から、座標変換器１２が出力するδ軸電流ｉδを差し引いて、電流誤差（ｉδ^*−ｉδ）を算出する。

電流制御部１５は、減算器１３及び１４にて算出された各電流誤差、座標変換器１２からのγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδ、並びに第１速度推定部２０からの推定モータ速度ω_eを受け、γ軸電流ｉγがγ軸電流指令値ｉγ^*に追従するように、且つδ軸電流ｉδがδ軸電流指令値ｉδ^*に追従するように、γ軸電圧ｖγが追従すべきγ軸電圧指令値ｖγ^*とδ軸電圧ｖδが追従すべきδ軸電圧指令値ｖδ^*を算出して出力する。

座標変換器１８は、積分器２１から与えられる推定回転子位置θ_eに基づいて、γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*の逆変換を行い、モータ電圧Ｖ_aのＵ相成分、Ｖ相成分及びＷ相成分を表すＵ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*から成る三相の電圧指令値を作成して、それらをＰＷＭインバータ２に出力する。この逆変換には、下記の２つの等式から成る式（２）を用いる。

ＰＷＭインバータ２は、モータ１に印加されるべき電圧を表す三相の電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）に基づいてパルス幅変調された信号を作成し、該三相の電圧指令値に応じたモータ電流Ｉ_aをモータ１の電機子巻線に供給してモータ１を駆動する。

第２速度推定部２２は、第１速度推定部２０にて採用される回転子の回転速度の推定方式と異なる推定方式を用いて、回転子の回転速度を推定する。換言すれば、第２速度推定部２２は、第１速度推定部２０が回転子の回転速度を算出する（推定する）ために用いる算出式と異なる算出式を用いて、回転子の回転速度を算出する（推定する）。第２速度推定部２２によって推定される回転子の回転速度を、第２推定モータ速度ω_2eと呼ぶ。

下記式（３）は、一般的に知られる、モータ１の電圧方程式（ｑ軸電圧ｖ_qの方程式）である。ここで、ｐは微分演算子である。過渡項である式（３）の右辺第２項を無視した上で、ｄ−ｑ軸上のｖ_q、ｉ_q及びｉ_dを、それぞれ、γ−δ軸上のｖδ、ｉδ及びｉγに置換すると、δ軸電圧ｖδの方程式である式（４）が得られる。

第２速度推定部２２は、式（４）を用いて、第２推定モータ速度ω_2eを算出する。実際には、第２速度推定部２２は、モータ制御装置３内で算出された各値を参照し、下記式（５ａ）に基づいて第２推定モータ速度ω_2eを算出する。また、通常、永久磁石１ａの作る磁束はγ軸電流ｉγが作る磁束よりも十分に大きく“Φ_a＞＞Ｌ_dｉγ”であると共に、或る程度の回転速度がある状態ではモータ抵抗における電圧降下はδ軸電圧に比して十分に小さい。このため、式（５ａ）の近似式に相当する下記式（５ｂ）に基づいて第２推定モータ速度ω_2eを算出するようにしてもよい。

脱調判断部２３は、第２速度推定部２２によって算出された第２推定モータ速度ω_2eと、モータ速度指令値ω^*（または後述するように推定モータ速度ω_e）と、を参照して、回転子が脱調状態にあるか否かを判断する。ここで、脱調状態とは、回転子の回転中に急激な負荷変動が生じること等によって回転子がモータ速度指令値ω^*に従って回転できなくなる（例えば、停止してしまう）状態を意味する。また、回転子が停止している状態から回転子の回転を始動させる際に、何らかの原因で回転子が回転できない状態（所謂ロック状態）も、脱調状態に含まれる。

脱調状態にあると判断されない場合は、正常に動作している、即ち同期状態にあると判断される。同期状態では、モータ速度指令値ω^*と推定モータ速度ω_eは互いに一致（或いは略一致）しており、更に、推定モータ速度ω_eと第２推定モータ速度ω_2eも互いに一致（或いは略一致）している。

例えば、脱調判断部２３は、下記式（６）が成立する場合に回転子が脱調状態であると判断し、不成立の場合に同期状態であると判断する。式（５ａ）及び式（５ｂ）を用いて書き直せば、下記式（７ａ）または（７ｂ）が成立する場合に、脱調と判断することになる。

ここで、ｋ₁は、必要に応じて実験等を介し、予め定められる１よりも大きな値（例えば２）である。ｋ₁は、典型的には定数とされるが、モータ制御装置３内の各値（ω^*、ｖδ^*、ｉδなど）に応じて値が変化する変数であってもよい。脱調すると、通常、回転子の回転が停止する。このため、モータ１に実際に加わる電圧に応じたδ軸電圧指令値ｖδ^*が小さくなり、これに伴って第２推定モータ速度ω_2eも小さくなる（上記式（５ａ）または（５ｂ）参照）。従って、上記式（６）により、即ち、式（７ａ）または（７ｂ）により、脱調検出が可能である。

尚、式（５ａ）及び（７ａ）おけるｉγをｉγ^*に置換しても構わない。同様に、式（５ａ）及び（７ａ）におけるｉδをｉδ^*に置換しても構わない。測定電流であるｉγ及びｉδは、夫々、電流指令であるｉγ^*及びｉδ^*に一致（或いは略一致）するからである。また、式（６）、（７ａ）及び（７ｂ）おけるω^*をω_eに置換しても構わない。速度指令であるω^*は、ω_eに一致（或いは略一致）するからである。また、上記の不等式（６）、（７ａ）及び（７ｂ）における不等号“＞”を“≧”に置換しても構わない。

また、上記式（６）を用いた場合、ω_2eとω^*（またはω_e）との比に基づいて脱調検出を行うことになるが、ω_2eとω^*（またはω_e）との偏差に基づいて脱調検出を行うようにしてもよい。つまり、例えば、式（６）の代わりに下記式（８）を用いて脱調検出を行うようにしても良い。この場合、下記式（８）が成立する場合に回転子が脱調状態であると判断し、不成立の場合に同期状態であると判断する。

式（８）におけるＧ₁は、ω_2e、ω^*またはω_eの関数であり、その関数は、例えば、式（６）が成立する場合には式（８）も成立するように且つ式（６）が不成立の場合には式（８）も不成立となるように、設定される。この場合、式（６）と式（８）は等価であり、式（６）を用いた脱調検出と式（８）を用いた脱調検出は、実質的に同じといえる。尚、Ｇ₁の値は、ω_2e、ω^*またはω_eに応じて逐次算出される、或いは、テーブルデータとして予め設定されメモリ（不図示）に格納されている。

２つの速度推定部間で推定方式が異なっていても、同期状態においては、両方式とも真値に近い速度を算出する。しかしながら、脱調状態においては、両方式とも真値を正確に算出することができず、各速度推定部の算出値は近い値とならない。このため、２つの速度推定部の算出値を比較することによって、脱調状態を高い精度で判断することができる。

尚、第１速度推定部２０はモータ１の駆動制御に用いられ、その推定値（ω_e）が速度指令（ω^*）に追従するようにモータ１は駆動制御される。従って、脱調時には、第１速度推定部２０の推定値は正しい値とはならず、その推定値と速度指令との間に比較的大きな差が生じるため、この差を利用した脱調検出の実現も期待できる。しかしながら、場合によっては、速度制御によって推定値が速度指令に一致するように（正常ではない）通電が行われて制御が安定してしまう場合もある。本実施形態の如く、第２速度推定部を用いるようにすれば、このような弊害が排除され、確実に脱調を検出することが可能となる。

＜＜第２実施形態＞＞
次に、本発明の第２実施形態について説明する。図４は、第２実施形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。図４のモータ駆動システムは、モータ１、インバータ２及びモータ制御装置３ａを備えて構成される。

モータ制御装置３ａは、図３のモータ制御装置３における第２速度推定部２２及び脱調判断部２３を、印加電圧推定部２５及び脱調判断部２３ａに置換した構成となっており、その他の点において、図４のモータ制御装置３ａ及びモータ駆動システムと、図３のモータ制御装置３及びモータ駆動システムは一致している。このため、以下、第１実施形態との相違点に着目して説明を行い、一致点に関する重複する説明を省略する。

印加電圧推定部２５は、上記の式（４）を用いてδ軸電圧Ｖδを推定する（算出する）。印加電圧推定部２５によって推定されたδ軸電圧Ｖδを、推定δ軸電圧ｖδ_eと表記する。算出された推定δ軸電圧ｖδ_eは、脱調判断部２３ａに与えられる。

実際には、印加電圧推定部２５は、モータ制御装置３ａ内で算出された各値を参照し、下記式（９ａ）に基づいて推定δ軸電圧ｖδ_eを算出する。また、通常はｉγが非常に小さいことを考慮し、式（９ａ）の近似式に相当する下記式（９ｂ）に基づいて推定δ軸電圧ｖδ_eを算出するようにしてもよい。また、或る程度の回転速度がある状態ではモータ抵抗における電圧降下はω^*Φａに比べて十分に小さい。このため、式（９ａ）の近似式に相当する下記式（９ｃ）に基づいて推定δ軸電圧ｖδ_eを算出するようにしてもよい。

脱調判断部２３ａは、印加電圧推定部２５によって算出された推定δ軸電圧ｖδ_eと、電流制御部１５によって算出されたδ軸電圧指令値ｖδ^*と、を参照して、回転子が脱調状態にあるか否かを判断する。脱調状態にあると判断されない場合は、同期状態にあると判断される。

例えば、脱調判断部２３ａは、下記式（１０）が成立する場合に回転子が脱調状態であると判断し、不成立の場合に同期状態であると判断する。式（９ａ）、（９ｂ）及び（９ｃ）を用いて書き直せば、下記式（１１ａ）、（１１ｂ）または（１１ｃ）が成立する場合に、脱調と判断することになる。尚、同期状態では、ｖδ_eとｖδ^*は一致（或いは略一致）している。

ここで、ｋ₂は、必要に応じて実験等を介し、予め定められる１よりも小さな値（例えば０．５）である。ｋ₂は、典型的には定数とされるが、モータ制御装置３ａ内の各値（ω^*、ｖδ^*、ｉδなど）に応じて値が変化する変数であってもよい。脱調すると、通常、回転子の回転が停止する。このため、モータ１に実際に加わる電圧に応じた即ちδ軸電圧指令値ｖδ^*が小さくなるが、一方において、ω^*に応じて回転子が回転しているものとして算出される推定δ軸電圧ｖδ_eは、ω^*に応じた値を有する。従って、上記式（１０）により、即ち、式（１１ａ）、（１１ｂ）または（１１ｃ）により、脱調検出が可能である。

尚、式（９ａ）及び（１１ａ）おけるｉγをｉγ^*に置換しても構わない。同様に、式（９ａ）、（９ｂ）、（１１ａ）及び（１１ｂ）におけるｉδをｉδ^*に置換しても構わない。また、式（９ａ）、（９ｂ）、（９ｃ）、（１１ａ）、（１１ｂ）及び（１１ｃ）おけるω^*をω_eに置換しても構わない。また、上記の不等式（１０）、（１１ａ）、（１１ｂ）及び（１１ｃ）における不等号“＜”を“≦”に置換しても構わない。

また、上記式（１０）を用いた場合、ｖδ_eとｖδ^*との比に基づいて脱調検出を行うことになるが、ｖδ_eとｖδ^*との偏差に基づいて脱調検出を行うようにしてもよい。つまり、例えば、式（１０）の代わりに下記式（１２）を用いて脱調検出を行うようにしても良い。この場合、下記式（１２）が成立する場合に回転子が脱調状態であると判断し、不成立の場合に同期状態であると判断する。

式（１２）におけるＧ₂は、ｖδ_eまたはｖδ^*の関数であり、その関数は、例えば、式（１０）が成立する場合には式（１２）も成立するように且つ式（１０）が不成立の場合には式（１２）も不成立となるように、設定される。この場合、式（１０）と式（１２）は等価であり、式（１０）を用いた脱調検出と式（１２）を用いた脱調検出は、実質的に同じといえる。尚、Ｇ₂の値は、ｖδ_eまたはｖδ^*に応じて逐次算出される、或いは、テーブルデータとして予め設定されメモリ（不図示）に格納されている。

尚、第１実施形態では電圧指令から速度を推定するようにしているが、本実施形態では、それとは逆に、速度指令または推定速度から印加電圧を推定し、推定した印加電圧と電圧指令との対比から脱調を検出するようにしている。

＜＜第３実施形態＞＞
次に、本発明の第３実施形態について説明する。図５は、第３実施形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。図５のモータ駆動システムは、モータ１、インバータ２及びモータ制御装置３ｂを備えて構成される。

モータ制御装置３ｂは、図３のモータ制御装置３における第２速度推定部２２及び脱調判断部２３を、供給電流推定部２６及び脱調判断部２３ｂに置換した構成となっており、その他の点において、図５のモータ制御装置３ｂ及びモータ駆動システムと、図３のモータ制御装置３及びモータ駆動システムは一致している。このため、以下、第１実施形態との相違点に着目して説明を行い、一致点に関する重複する説明を省略する。

供給電流推定部２６は、上記の式（４）を用いてδ軸電流ｉδを推定する（算出する）。供給電流推定部２６によって推定されたδ軸電流ｉδを、推定δ軸電流ｉδ_eと表記する。算出された推定δ軸電流ｉδ_eは、脱調判断部２３ｂに与えられる。

実際には、供給電流推定部２６は、モータ制御装置３ｂ内で算出された各値を参照し、下記式（１３ａ）に基づいて推定δ軸電流ｉδ_eを算出する。また、通常はｉγが非常に小さいことを考慮し、式（１３ａ）の近似式に相当する下記式（１３ｂ）に基づいて推定δ軸電流ｉδ_eを算出するようにしてもよい。

脱調判断部２３ｂは、供給電流推定部２６によって算出された推定δ軸電流ｉδ_eと、速度制御部１７によって算出されたδ軸電流指令値ｉδ^*（または座標変換機１２によって算出されたδ軸電流ｉδ）を参照して、回転子が脱調状態にあるか否かを判断する。但し、ｉδ^*（またはｉδ）の参照を省略することも可能である。脱調状態にあると判断されない場合は、同期状態にあると判断される。

例えば、脱調判断部２３ｂは、下記式（１４）、（１５）または（１６）が成立する場合に回転子が脱調状態であると判断し、不成立の場合に同期状態であると判断する。式（１４）、（１５）及び（１６）におけるｉδ_eの値は、上記式（１３ａ）または（１３ｂ）を用いて算出される。尚、同期状態では、ｉδ_eとｉδ^*は一致（或いは略一致）している。

ここで、ｋ₃、ｋ₄及びｋ₅は、必要に応じて実験等を介しつつ、予め定められる値である。ｋ₃、ｋ₄及びｋ₅は、典型的には定数とされるが、モータ制御装置３ｂ内の各値（ω^*、ｖδ^*、ｉδなど）に応じて値が変化する変数であってもよい。脱調すると、通常、回転子の回転が停止する。このため、モータ１に実際に加わる電圧に応じたδ軸電圧指令値ｖδ^*が小さくなり、その値はω^*Φ_aよりも小さくなる。つまり、脱調時において、ｉδ_eは負の値をとる。また、モータ１を駆動する際、常に、ｉδ^*＞０が成立する。

従って、ｋ₃の値は、１より小さな値とされる。例えば、ｋ₃は、０、０．５又は０近傍の負の値とされる。また、ｋ₄の値は、負の値とされる。また、ｋ₅の値は、０または負の値とされる。

尚、式（１３ａ）おけるｉγをｉγ^*に置換しても構わない。同様に、式（１４）及び（１５）におけるｉδ^*をｉδに置換しても構わない。また、式（１３ａ）及び（１３ｂ）おけるω^*をω_eに置換しても構わない。また、上記の不等式（１４）、（１５）及び（１６）における不等号“＜”を“≦”に置換しても構わない。

＜＜第４実施形態＞＞
次に、本発明の第４実施形態について説明する。図６は、第４実施形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。図６のモータ駆動システムは、モータ１、インバータ２及びモータ制御装置３ｃを備えて構成される。

モータ制御装置３ｃは、図３のモータ制御装置３に重畳電圧生成部２８、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２９及び加算器３０を追加し、更に、図３のモータ制御装置３における第２速度推定部２２及び脱調判断部２３を第２速度推定部２７及び脱調判断部２３ｃに置換した構成となっており、その他の点において、図６のモータ制御装置３ｃ及びモータ駆動システムと、図３のモータ制御装置３及びモータ駆動システムは一致している。このため、以下、第１実施形態との相違点に着目して説明を行い、一致点に関する重複する説明を省略する。

重畳電圧生成部２８は、Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*に重畳するための重畳電圧を生成して出力する。この重畳電圧は、ｖ_u ^*に対するＵ相重畳電圧ｖｈ_u（重畳電圧のＵ相成分）と、ｖ_v ^*に対するＶ相重畳電圧ｖｈ_v（重畳電圧のＶ相成分）と、ｖ_w ^*に対するＷ相重畳電圧ｖｈ_w（重畳電圧のＷ相成分）と、から成る。加算器３０は、座標変換機器１８からのｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に、それぞれ、ｖｈ_u、ｖｈ_v及びｖｈ_wを加算し、各加算結果をＰＷＭインバータ２に出力する。

このため、本実施形態では、（ｖ_u ^*＋ｖｈ_u）、（ｖ_v ^*＋ｖｈ_v）及び（ｖ_w ^*＋ｖｈ_w）から成る三相の電圧指令値が、モータ１に印加されるべき電圧としてＰＷＭインバータ２に供給される。ＰＷＭインバータ２は、重畳電圧が重畳された該三相の電圧指令値に応じたモータ電流Ｉ_aをモータ１の電機子巻線に供給してモータ１を駆動する。

このように、本実施形態では、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*によって表される、モータ１を駆動するための駆動電圧に、重畳電圧が重畳される。この重畳電圧の重畳によって、γ軸電流指令値ｉγ^*及びδ軸電流指令値ｉδ^*にて表される、モータ１を駆動するための駆動電流に、上記重畳電圧に応じた重畳電流が重畳されることになる。

重畳電圧生成部２８によって生成される重畳電圧は、高周波の回転電圧である。ここで、「高周波」とは、その重畳電圧の周波数が駆動電圧の周波数よりも十分に大きいことを意味している。従って、この重畳電圧に従って重畳される上記重畳電流の周波数は、上記駆動電流の周波数よりも十分に大きい。また、「回転電圧」とは、重畳電圧の電圧ベクトル軌跡が固定座標軸上で円を成すような電圧を意味する。

γ−δ軸上で（γ−δ座標上で）考えた場合も、重畳電圧生成部２８によって生成される重畳電圧の電圧ベクトル軌跡は、例えば図７の電圧ベクトル軌跡７０のような円を成す。重畳電圧が３相平衡電圧の場合、その電圧ベクトル軌跡は、電圧ベクトル軌跡７０の如く、γ−δ軸上で原点を中心とする真円を成すことになる。この回転電圧（重畳電圧）は、モータ１に同期しない高周波の電圧であるため、この回転電圧の印加によってモータ１が回転することはない。

また、モータ１が埋込磁石形同期モータ等であってＬ_d＜Ｌ_qが成立するとき、電圧ベクトル軌跡７０を成す重畳電圧によってモータ１に流れる重畳電流の電流ベクトル軌跡は、図８の電流ベクトル軌跡７１に示す如く、γ−δ軸（γ−δ座標）上で原点を中心とし、γ軸方向を長軸方向且つδ軸方向を短軸方向とする楕円を成す。但し、電流ベクトル軌跡７１は、軸誤差Δθがゼロの場合の電流ベクトル軌跡である。軸誤差Δθがゼロでない場合における重畳電流の電流ベクトル軌跡は、電流ベクトル軌跡７２にて表される楕円のようになり、その長軸方向（又は短軸方向）はγ軸方向（又はδ軸方向）と一致しない。即ち、軸誤差Δθがゼロでない場合は、γ−δ軸（γ−δ座標）上で原点を中心として電流ベクトル軌跡７１が傾き、電流ベクトル軌跡７２を描くようになる。

重畳電流のγ軸成分及びδ軸成分を、夫々γ軸重畳電流ｉｈγ及びδ軸重畳電流ｉｈδとすると、それらの積（ｉｈγ×ｉｈδ）には、電流ベクトル軌跡７２にて表される楕円の傾きに依存した直流成分が存在する。積（ｉｈγ×ｉｈδ）は、電流ベクトル軌跡の第１及び第３象限で正の値をとる一方で第２及び第４象限で負の値をとるため、楕円が傾いていない時は（電流ベクトル軌跡７１の場合は）直流成分を含まないが、楕円が傾くと（電流ベクトル軌跡７２の場合は）直流成分を含むようになる。尚、図８におけるＩ、II、III及びIVは、γ−δ軸（γ−δ座標）上での第１、第２、第３及び第４象限を表している。

図９に、時間を横軸にとり、軸誤差Δθがゼロの場合における積（ｉｈγ×ｉｈδ）とその積の直流成分を夫々曲線６０及び６１にて表す。図１０に、時間を横軸にとり、軸誤差Δθがゼロではない場合における積（ｉｈγ×ｉｈδ）とその積の直流成分を夫々曲線６２及び６３にて表す。図９及び図１０からも分かるように、積（ｉｈγ×ｉｈδ）の直流成分は、Δθ＝０°の場合にゼロとなり、Δθ≠０°の場合にゼロとならない。また、この直流成分は、軸誤差Δθの大きさが増大するにつれて大きくなる（軸誤差Δθに概ね比例する）。仮に、この直流成分がゼロに収束するように制御すれば、軸誤差Δθはゼロに収束するようになる。

第２速度推定部２７は、この点に着目し、積（ｉｈγ×ｉｈδ）の直流成分がゼロに収束するように、第２推定モータ速度ω_2eを推定する。この推定方式は、第１実施形態と同様、第１速度推定部２０におけるそれと異なる。図１１は、第２速度推定部２７の内部構成の一例を表すブロック図である。図１１の第２速度推定部２７は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）３１と、座標変換器３２と、乗算器３３と、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）３４と、比例積分演算器３５と、積分器３６と、を有して構成される。

今、固定座標軸上における、重畳電圧の周波数（電気角速度）をω_hとする。第２速度推定部２７において、ＢＰＦ３１には、電流検出器１１によって検出されたＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vが与えられる。ＢＰＦ３１には、更に、電流検出器１１によって検出されたＷ相電流ｉ_w（Ｗ相の電機子巻線に流れる電流）、或いは、Ｕ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vから算出されたＷ相電流ｉ_wが与えられる。

ＢＰＦ３１は、ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wから、ω_hの周波数成分を抽出して出力する。ＢＰＦ３１は、ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wを入力信号として受ける、ω_hの周波数を通過帯域内に含むバンドパスフィルタであり、典型的には例えば、その通過帯域の中心周波数はω_hとされる。また、ＢＰＦ３１によって駆動電流の周波数成分は除去される。

座標変換器３２は、積分器３６から与えられる第２推定回転子位置θ_2eを用いて、ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wのω_hの周波数成分を、γ−δ軸上の２相電流、即ち、γ軸重畳電流ｉｈγ及びδ軸重畳電流ｉｈδに変換する。γ軸重畳電流ｉｈγ及びδ軸重畳電流ｉｈδは、夫々、重畳電圧に従って重畳された重畳電流のγ軸成分及びδ軸成分を表している。尚、第２推定回転子位置θ_2eは、後述するように第２推定モータ速度ω_2eに基づいて算出される値であり、厳密にはθ_eと異なるのではあるが、同期状態においてθ_eと等しいと考えることができる。

乗算器３３は、γ軸重畳電流ｉｈγとδ軸重畳電流ｉｈδの積（ｉｈγ×ｉｈδ）を算出する。ＬＰＦ３４は、この積（ｉｈγ×ｉｈδ）から高周波成分を除去して、積（ｉｈγ×ｉｈδ）の直流成分ｉｈＤを抽出する。

比例積分演算器３５は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）から成り、積分器３６等と協働しつつ比例積分制御を行って、ＬＰＦ３４から出力される直流成分ｉｈＤがゼロに収束するように第２推定モータ速度ω_2eを算出する。積分器３６は、比例積分演算器３５から出力される第２推定モータ速度ω_2eを積分して第２推定回転子位置θ_2eを算出する。

上記の如く算出された第２推定モータ速度ω_2eは、同期状態において、推定モータ速度ω_e及びモータ速度指令値ω^*と一致（或いは略一致）する。

図６のＬＰＦ２９は、電流制御部１５からのｖγ^*及びｖδ^*並びに座標変換部１２からのｉγ及びｉδから重畳電圧に由来する高周波成分を除去する。第１速度推定部２０は、ＬＰＦ２９の処理によって、重畳電圧に由来する高周波成分が除去された後のｖγ^*、ｖδ^*、ｉγ及びｉδを用いて、推定モータ速度ω_eを算出する。

比例積分演算器３５によって算出された第２推定モータ速度ω_2eは、図６の脱調判断部２３ｃに与えられる。脱調判断部２３ｃは、図３の脱調判断部２３と同じものであり、図３の脱調判断部２３と同じ手法を用いて脱調検出を行う。

尚、図１１の第２速度推定部２７では、ＢＰＦ３１にて重畳電流成分を抽出してから座標変換器３２にて座標変換するようにしているが、座標変換してから重畳電流成分を抽出するようにしても良い。この場合、（ω_h−ω_2e）の周波数成分を抽出するＢＰＦを、座標変換器の後段に設けるようにする。例えば、このＢＰＦにおける通過帯域の中心周波数は（ω_h−ω_2e）とされる。

また、図６では、重畳電圧生成部２８にて生成される重畳電圧を座標変換器１８による座標変換後の電圧指令に加算するようにしているが、重畳電圧を座標変換の前に加算するようにしても良い。この場合、加算される重畳電圧の電圧ベクトルを、γ―δ軸上で（ω_h−ω_2e）の周波数で回転する電圧ベクトルとすればよい。

また、重畳電圧生成部２８にて生成される重畳電圧の電圧ベクトル軌跡は、γ−δ軸上で真円を成す必要は必ずしもない。重畳電圧のγ−δ軸（γ−δ座標）上での電圧ベクトル軌跡が原点を内包し且つγ軸またはδ軸を基準として対象性を有する図形を描くならば、どのような重畳電圧であってもよい。

「原点を内包し」とは、上記「対象性を有する図形」の内部にγ−δ軸上における原点が存在することを意味する。また、「γ軸を基準として対象性を有する」とは、γ−δ軸上における電圧ベクトル軌跡の、第１象限及び第２象限の部分の図形と第３象限及び第４象限の部分の図形との間にγ軸を軸とする線対称の関係が成立していること意味する。また、「δ軸を基準として対象性を有する」とは、γ−δ軸上における電圧ベクトル軌跡の、第１象限及び第４象限の部分の図形と第２象限及び第３象限の部分の図形との間にδ軸を軸とする線対称の関係が成立していること意味する。

例えば、γ−δ軸上における重畳電圧の電圧ベクトル軌跡は、γ軸方向を短軸方向または長軸方向とする楕円でもよいし、γ軸またはδ軸上の線分でもよいし（即ち、重畳電圧は１相の交番電圧でもよいし）、原点を中心とする四角形でもよい。

また、高周波の重畳電圧を重畳することによって重畳電流を注入するのではなく、重畳電流生成部（不図示）を設けることにより、ｉγ^*及びｉδ^*に高周波の重畳電流を直接重畳するようにしてもよい。この重畳電流の周波数は、ｉγ^*及びｉδ^*にて表される駆動電流の周波数よりも十分に大きい。この場合、磁束制御部１６が出力するγ軸電流指令値ｉγ^*及び速度制御部１７が出力するδ軸電流指令値ｉδ^*に、それぞれ、γ軸重畳電流ｉｈγ及びδ軸重畳電流ｉｈδを重畳することになる。

そして、この場合、電流制御部１５にて算出されるｖγ^*及びｖδ^*から、重畳電流に由来する重畳電圧の成分ｖｈγ及びｖｈδを、ＢＰＦを用いて抽出する。更に、積（ｖｈγ×ｖｈδ）の直流成分ｖｈＤを抽出し、比例積分制御を行って、直流成分ｖｈＤがゼロに収束するように第２推定モータ速度ω_2eを算出すればよい、

また、上記の重畳電流生成部にて生成される重畳電流の電流ベクトル軌跡は、γ−δ軸上において、原点を内包し且つγ軸またはδ軸を基準として対象性を有する図形を描く。例えば、その電流ベクトル軌跡は、γ−δ軸上において、原点を中心とする真円、γ軸方向を短軸方向または長軸方向とする楕円、γ軸またはδ軸上の線分、または、原点を中心とする四角形を成す。

脱調が発生した場合、モータ１の駆動制御に用いられる第１速度推定部２０は、正しい速度を算出することができない。一方において、高周波の重畳電流を注入する方式は回転子の磁気突極性を利用する方式であるため、回転子の回転速度が低速であっても回転子位置を正確に検出することができると共に、脱調して回転が停止した場合でも回転の停止を確実に検出することができる。

このため、第２推定モータ速度ω_2eを、モータ速度指令値ω^*と比較することによって、或いは、誘起電圧に基づく軸誤差等を利用して推定算出した推定モータ速度ω_e（詳細は後述）と比較することによって、確実に脱調検出を行えるようになる。

尚、回転子の回転速度及び回転子位置の推定手法としては、様々な手法が提案されており、手法によって得手、不得手が異なる。例えば、低速状態に適した推定手法、高速状態に適した推定手法などがある。これを考慮し、回転速度が比較的低速である場合と比較的高速である場合とで推定手法を切り替える場合もある。このような場合は、通常、回転速度が速くなれば低速状態に適した推定手法による推定を停止し、代わりに高速状態に適した推定手法による推定を実施する。一方、本実施形態（及び第１実施形態）では、モータ１を駆動制御するための第１速度推定部と、モータ１の駆動制御には直接関与しない第２速度推定部とを、回転速度に関係なく同時に動作させて脱調検出を行う、という特異な検出手法を採用している。

［第１速度推定部］
次に、上述の各実施形態に用いられる第１速度推定部２０について詳細に説明する。第１速度推定部２０は、電流制御部１５によって算出されたγ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*並びに座標変換器１２によって算出されたγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδの全部又は一部を用いて、推定モータ速度ω_eを算出する。但し、第４実施形態（図６）における第１速度推定部２０は、ＬＰＦ２９を介して与えられた、高周波成分除去後のｖγ^*、ｖδ^*、ｉγ及びｉδの全部又は一部を用いて、ω_eを算出する

第１速度推定部２０にて採用される回転子の回転速度の推定手法として、様々な手法を採用可能である。

例えば、日本国特許第３４１１８７８号公報にも示されている下記式（１７）を用いる。つまり、自身が推定算出したω_eを参照しつつ下記式（１７）に基づいて軸誤差Δθを算出し、比例積分制御を用いてこの軸誤差Δθをゼロに収束させることによって、ω_eを推定算出する。尚、特許第３４１１８７８号ではγ軸とｄ軸の差をΔθとしているのに対し、本実施形態ではｄ軸とγ軸の差をΔθとしているため、特許第３４１１８７８号におけるΔθ算出式と式（１７）とでは、符号が逆になっている。

また例えば、日本国特開２００６−６７６５６号公報に記載されているように、モータ電流に基づいて永久磁石のδ軸に平行な磁束成分であるδ軸磁束を推定し、そのδ軸磁束をゼロに収束させることによって、ω_eを推定算出するようにしてもよい。

これら以外の手法として、出願人が提案する一手法（以下、ｄｍｑｍ手法という）を以下に例示する。このｄｍｑｍ手法は、日本国特許出願番号２００６−０４３３９８の明細書等に詳細に記載されている。

まず、ｄｍｑｍ手法の意義の理解を容易にするために、最大トルク制御を実現するための一般的な手法について簡単に説明する。

一般的なモータ制御装置は軸誤差Δθがゼロに収束するようにモータを制御する。また、リラクタンストルクを利用した最大トルク制御を行うためのｄ軸電流ｉ_dの算出式は広く知られており、最大トルク制御を行う場合、通常は、下記式（１８）に基づいてγ軸電流指令値ｉγ^*を算出する。

上記式（１８）を用いて最大トルク制御を実現するためには、前提として、軸誤差Δθがゼロに維持されている必要があるが、軸誤差Δθを算出するためにはｑ軸インダクタンスＬ_q等の演算用パラメータの値を事前に求めておく必要がある。このため、最大トルク制御を実現するためには、第１に、軸誤差Δθをゼロに維持するためのパラメータ調整が必要である。これに加えて、第２に、式（１８）で用いられるパラメータの調整が必要であり、第３に、式（１８）を用いてγ軸電流指令値ｉγ^*を逐次算出する必要がある。

各実施形態に適用可能なｄｍｑｍ手法は、演算用パラメータの調整の容易化及び演算量の削減に寄与する。以下、ｄｍｑｍ手法の説明を行う。

図１２及び図１３は、第１速度推定部２０の動作を説明するためのモータ１の解析モデル図である。図１２は、図２の解析モデル図を更に詳細に表した図に相当する。

最大トルク制御を実現する際にモータ１に供給されるべき電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸をｑｍ軸と定める。そして、ｑｍ軸から電気角で９０度遅れた軸をｄｍ軸と定める。ｄｍ軸とｑｍ軸とから成る座標軸をｄｍ−ｑｍ軸と呼ぶ。

周知の如く、最大トルク制御を実現するモータ電流は、正のｑ軸成分と負のｄ軸成分を有する。このため、ｑｍ軸はｑ軸よりも位相が進んだ軸となる。図１２及び図１３において、反時計回りの方向が位相の進みの方向である。

ｑｍ軸から見たｑ軸の位相（角度）をθ_m、δ軸から見たｑｍ軸の位相（角度）をΔθ_m、と表す。この場合、勿論、ｄｍ軸から見たｄ軸の位相もθ_m、γ軸から見たｄｍ軸の位相もΔθ_mとなる。θ_mは、ｑ軸（ｄ軸）からみたｑｍ軸（ｄｍ軸）の進み角である。Δθ_mは、ｑｍ軸とδ軸との間の軸誤差（ｄｍ−ｑｍ軸とγ−δ軸との間の軸誤差）を表している。ｄ軸とγ軸との間の軸誤差であるΔθは、Δθ＝Δθ_m＋θ_m、にて表される。

上述のごとく、ｄｍ軸はｄ軸よりも位相が進んでおり、この際、θ_mは負の値をとるものとする。同様に、γ軸がｄｍ軸よりも位相が進んでいる場合、Δθ_mは負の値をとる。図１３に示されているベクトル（Ｅ_m等）については、後述する。

また、モータ電流Ｉ_aのｄｍ軸成分及びｑｍ軸成分を、夫々、ｄｍ軸電流ｉ_dm及びｑｍ軸電流ｉ_qmで表す。モータ電圧Ｖ_aのｄｍ軸成分及びｑｍ軸成分を、それぞれｄｍ軸電圧ｖ_dm及びｑｍ軸電圧ｖ_qmで表す。

ｄｍｑｍ手法では、ｑｍ軸（ｄｍ軸）とδ軸（γ軸）との間の軸誤差Δθ_mを推定して推定軸であるγ軸をｄｍ軸に収束させる（即ち、軸誤差Δθ_mをゼロに収束させる）。そして、モータ電流Ｉ_aをｑｍ軸に平行なｑｍ軸電流ｉ_qmとｄｍ軸に平行なｄｍ軸電流ｉ_dmとに分解することによって、モータ１をベクトル制御する。

この場合も、式（１８）を用いて説明した一般的な最大トルク制御実現手法と同様、軸誤差Δθ_mを推定するための（軸誤差Δθ_mをゼロに収束させるための）推定用のパラメータの調整が必要になるのではあるが、この調整を行うことによって同時に最大トルク制御実現用のパラメータ調整が完了する。つまり、軸誤差推定用のパラメータ調整が最大トルク制御実現用のパラメータ調整を兼ねているため、調整が非常に容易となる、という利点を有する。

また、ｑｍ軸の定義から明らかなように、最大トルク制御を行う際におけるモータ電流Ｉ_aの電流軌跡は、図１４の実線８２に示す如く、ｑｍ軸上にのる。このため、最大トルク制御を行うに際して、上記式（１８）で示されるような複雑なγ軸電流指令値ｉγ^*の算出は不要となり、演算負荷が軽減される。この際、γ軸電流指令値ｉγ^*は、ｉδの値に関係なく、ゼロまたはゼロ近傍の所定値とされる。

電圧方程式を用いて、ｄｍｑｍ手法を更に詳細に説明する。実軸上での拡張誘起電圧方程式は、式（２６）にて表され、拡張誘起電圧Ｅ_exは式（２７）にて表される。下記の式中におけるｐは、微分演算子である。尚、日本国特許出願番号２００６−０４３３９８の明細書中の式の番号との整合を図るべく、本明細書において式（１９）〜（２５）を設けない。

実軸上の式（２６）を、制御上の推定軸であるγ−δ軸上に座標変換すると、式（２８）が得られ、簡単化のために式（２８）の右辺第３項を無視すると、式（２９）が得られる。

ｄｍ−ｑｍ軸に着目して、式（２９）を書き改めると、式（３０）が得られる。

ここで、式（３１）が成立すると定義する。更に、ｉ_d＝ｉ_qm・sinθ_mであることを考慮すると、式（３２）が成立する。

式（３２）を用いて式（３０）を変形すると、式（３３）が得られる。但し、Ｅ_mは、式（３４）によって表される。Ｌ_q1は、θ_mに依存する仮想インダクタンスである。Ｌ_q1は、式（３０）の右辺第２項に存在するＥ_ex・sinθ_mを、仮想インダクタンスによる電圧降下として取り扱うために便宜上定められる。尚、Ｌ_q1は、負の値をとる。

ここで、等式：Ｌ_m＝Ｌ_q＋Ｌ_q1、が成立すると近似する（θ_mはｉ_q及びｉ_qmに依存するため、Ｌ_q1はｉ_q及びｉ_qmに依存する。また、Ｌ_qも磁気飽和の影響によりｉ_q及びｉ_qmに依存する。Ｌ_q1のｉ_q依存性とＬ_qのｉ_q依存性を、Ｌ_mに集約し、推定時にｉ_q及びｉ_qmの影響を考慮する）。そうすると、式（３３）は、下記式（３５）のように変形される。

更に、式（３５）を変形すると、下記式（３６）が得られる。ここで、Ｅ_exmは、下記式（３７）によって表される。

γ−δ軸とｄｍ−ｑｍ軸との間に軸誤差Δθ_mがあったとすると、式（３６）は下式（３８）のように変形される。つまり、式（２６）を式（２８）に変形したのと同様に、ｄｍ−ｑｍ軸上の式（３６）をγ−δ軸上に座標変換すると、式（３８）が得られる。

また、Δθ_m≒０、ｉ_dm≒０、(Ｌ_d−Ｌ_q)(ｐｉ_q)≒０、と近似すると、式（３７）によって表されるＥ_exmは、下記式（３９）のように近似される。

また、上記式（３２）に「Ｌ_m＝Ｌ_q＋Ｌ_q1」を代入して得られる式をθ_mについて解き、更に、ｉδ≒ｉ_qmと仮定すると、下記式（４０）が得られる。式（４０）で表されるように、θ_mはｉδの関数であるから、Ｅ_exmもｉδの関数となる。

図１３を参照しつつ、Ｅ_exとＥ_mとＥ_exmとの関係について説明を加えておく。Ｅ_ex、Ｅ_m及びＥ_exmを、回転座標系における電圧ベクトルとして考える。この場合、Ｅ_exは拡張誘起電圧ベクトルと呼ぶことができる。拡張誘起電圧ベクトルＥ_exは、ｑ軸上の誘起電圧ベクトルである。拡張誘起電圧ベクトルＥ_exを、ｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルとｄｍ軸上の誘起電圧ベクトルとに分解して考える。上記式（３４）からも分かるように、この分解によって得られたｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルが、Ｅ_mである。また、この分解によって得られた、図１３の符号８０で表されるｄｍ軸上の誘起電圧ベクトル（Ｅ_ex・sinθ_m）は、仮想インダクタンスＬ_q1による電圧降下ベクトルである。

式（３４）と（３７）の比較からも分かるように、Ｅ_exmは、Ｅ_mにω(Ｌ_q−Ｌ_m)ｉ_dmを加えたものとなっている。このため、回転座標系において、Ｅ_exmも、Ｅ_mと同様、ｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルとなる。最大トルク制御を行う際には、上述したようにｉ_dm≒０であるため、Ｅ_exmはＥ_mに（略）一致する。

続けて、図１３を参照しつつ、Ｅ_ex、Ｅ_m及びＥ_exmに対応する磁束についても説明を加えておく。Ｅ_exは、モータ１の鎖交磁束であるΦ_exとモータ１の回転とによって発生する誘起電圧である。逆に言えば、Φ_exはＥ_exをωで割ることによって算出される（但し、式（２７）で表されるＥ_exの過渡項（右辺第２項）を無視）。

Φ_exを回転座標系における鎖交磁束ベクトルとして考えると、鎖交磁束ベクトルΦ_exは、ｄ軸上の鎖交磁束ベクトルである。鎖交磁束ベクトルΦ_exを、ｑｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとに分解して考える。この分解によって得られたｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルをΦ_mと定義すると、Φ_m＝Ｅ_m／ωとなる。また、この分解によって得られた、図１３の符号８１で表されるｑｍ軸上の鎖交磁束ベクトル（Φ_ex・sinθ_m）は、仮想インダクタンスＬ_q1による磁束ベクトルである。

「Φ_exm＝Ｅ_exm／ω」とおくと、Φ_exmはΦ_mに(Ｌ_q−Ｌ_m)ｉ_dmを加えたものとなる。このため、回転座標系において、Φ_exmも、Φ_mと同様、ｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとなる。最大トルク制御を行う際には、上述したようにｉ_dm≒０であるため、Φ_exmはΦ_mに（略）一致する。

図１５に、ｄｍｑｍ手法を採用した場合における第１速度推定部２０の内部構成の一例を示す。図１５の第１速度推定部２０は、軸誤差推定部４１と、比例積分演算器４２と、を有して構成される。

軸誤差推定部４１は、ｖγ^*、ｖδ^*、ｉγ及びｉδの値の全部または一部を用いて軸誤差Δθ_mを算出する。比例積分演算器４２は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）から成り、比例積分制御を行って、軸誤差推定部４１が算出した軸誤差Δθ_mがゼロに収束するように推定モータ速度ω_eを算出する。

軸誤差推定部４１による軸誤差Δθ_mの算出法として、様々な算出法を適用可能である。以下に、軸誤差推定部４１による軸誤差Δθ_mの算出法として、第１、第２、第３及び第４算出法を例示する。

尚、軸誤差推定部４１は、本明細書に記載された各式を利用する場合、各式中のｖγ、ｖδ及びωの値として、それぞれ、ｖγ^*、ｖδ^*及びω_eの値を用いる。また、各算出法で説明した内容（Ｌ_mの値の決定法など）は、全ての算出法に対して適用可能である。

［第１算出法］
まず、軸誤差Δθ_mの第１算出法について説明する。第１算出法では、モータ１に発生する誘起電圧Ｅ_exをｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルとｄｍ軸上の誘起電圧ベクトルに分解して考える。そして、ｑｍ軸上の誘起電圧ベクトルである誘起電圧ベクトルＥ_exm（≒Ｅ_m；図１３参照）用いて、軸誤差Δθ_mを算出し、これによって、制御上の推定軸であるγ軸の位相（θ_e）を算出する（即ち、回転子位置を推定する）。

誘起電圧ベクトルＥ_exmのγ軸成分及びδ軸成分を、それぞれ、Ｅ_exmγ及びＥ_exmδとすると、図１３から明らかなように、Δθ_m＝tan^-1（−Ｅ_exmγ／Ｅ_exmδ）が成立する。そして、上記の行列式（３８）の１行目と２行目を変形した結果を用いると、Δθ_mは、下記式（４１）のように表される（但し、行列式（３８）の右辺第３項を無視する）。尚、式（４１）において、最終的にΔθ_m≒０の近似を用いている。

軸誤差推定部４１は、式（４１）を利用してΔθ_mを算出する際、微分項ｐＬ_dｉγ及びｐＬ_dｉδを無視することができる。また、Δθ_mの算出に必要なＬ_mの値の算出には、下記式（４２）を利用する。上記式（３２）に「ｉ_dm＝０と下記式（４３）及び（４４）」を代入して得られた式をＬ_q1について解き、その結果を利用することで、式（４２）を得ることができる。

更に、最大トルク制御に一致するｄ軸電流ｉ_dの式（４５）と、ｉ_dとｉ_qとｉ_qmの関係式（近似式）である式（４３）とを利用して、上記式（４２）を変形すると、Ｌ_mはｉ_qmの関数となる（即ち、Ｌ_mの算出式からｉ_dとｉ_qの項がなくなる）。従って、軸誤差推定部４１は、ｉδ≒ｉ_qmと仮定することにより、ｉ_qmの関数で表されるＬ_mの値をｉδに基づいて算出可能である。そして、算出したＬ_mの値を用いて式（４１）から軸誤差Δθ_mを算出する。

尚、ｉδ≒ｉ_qmと仮定し、Ｌ_mをｉδの関数として表した近似式を利用してＬ_mの値を得るようにしても構わないし、ｉδに応じたＬ_mの値を事前にテーブルデータとして用意しておき該テーブルデータを参照することによってＬ_mの値を得るようにしても構わない。

図１６に、Ｌ_dとＬ_qとＬ_mのｉ_qm依存性を表す、或る数値例の下でのグラフを示す（ｉγ^*≒０とする）。図１６に示す如く、Ｌ_mの値は、ｉ_qmに依存しており、ｉ_qmが増加するに従って増加する。最大トルク制御に一致するＬ_mの値は、Ｌ_qよりも随分Ｌ_d側に存在していることが分かる。

Ｌ_mの値は、下記式（４６）または式（４７）を満たすように、定められる。これによって、ｄ軸とγ軸との間に意図的にずれを生じさせ、ｉγ^*≒０とすることで、最大トルク制御に近似した制御を実現する。

また、Ｌ_mを固定値としても構わない。つまり、ｉδの値に関係なく固定された値を、Ｌ_mの値として採用するようにしても構わない。Ｌ_mを所定の固定値とした場合における、ｄ軸電流ｉ_dとｑ軸電流ｉ_qとの関係を、図１７の実線８３により表す。破線８４は、理想的に最大トルク制御を行った場合におけるｄ軸電流ｉ_dとｑ軸電流ｉ_qとの関係を示した曲線であるが、実線８３と破線８４は非常に類似した曲線であることが図１７から分かる。

［第２算出法］
次に、軸誤差Δθ_mの第２算出法について説明する。第２算出法でも、上記の第１算出法と同様、誘起電圧ベクトルＥ_exmを用いて、軸誤差Δθ_mを算出し、これによって、制御上の推定軸であるγ軸の位相（θ_e）を算出する（即ち、回転子位置を推定する）。但し、第２算出法では、誘起電圧ベクトルＥ_exmのδ軸成分Ｅ_exmδを利用しない。具体的には、下記式（４８）を用いて軸誤差Δθ_mを算出する。尚、式（４８）において、最終的にΔθ_m≒０の近似を用いている。

軸誤差推定部４１は、式（４８）を利用してΔθ_mを算出する際、微分項ｐＬ_dｉγを無視することができる。また、Ｌ_mの値は、上記第１算出法における手法と同様の手法によって決定される。

式（４８）中のＥ_exmの算出には、上記式（３９）を利用する。Ｅ_exm算出用の近似式として、例えば、下記式（４９）、（５０）または（５１）を利用可能である。式（４９）は「Δθ_m≒０、ｉ_dm≒０、(Ｌ_d−Ｌ_q)(ｐｉ_q)≒０」の近似を利用した式（３７）の近似式であり、式（５０）は更に「ｃｏｓθ_m≒１」の近似を利用した式（４９）の近似式であり、式（５１）は更に「(Ｌ_d−Ｌ_q)ｉδsinθ_m＜＜Φ_a」の近似を利用した式（５０）の近似式である。尚、式（４９）、（５０）または（５１）を利用する際、ωの値としてω_eが用いられる。

式（４９）等に含まれるθ_mを算出するために、上記式（４０）が利用される。式（４０）から分かるようにθ_mはｉδの関数であるから、Ｅ_exmもｉδの関数となる。Ｅ_exmの計算は複雑であるから、算出に当たって適当な近似式を用いることが望ましい。また、ｉδに応じたＥ_exmの値を事前にテーブルデータとして用意しておき該テーブルデータを参照することによってＥ_exmの値を得るようにしておくのも良い。

［第３算出法］
次に、軸誤差Δθ_mの第３算出法について説明する。第３算出法では、モータ１の電機子巻線を鎖交する鎖交磁束Φ_exを、ｑｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルとに分解して考える。そして、ｄｍ軸上の鎖交磁束ベクトルである鎖交磁束ベクトルΦ_exm（≒Φ_m；図１３参照）を用いて、軸誤差Δθ_mを算出し、これによって、制御上の推定軸であるγ軸の位相（θ_e）を算出する（即ち、回転子位置を推定する）。

鎖交磁束ベクトルΦ_exmのγ軸成分及びδ軸成分を、それぞれ、Φ_exmγ及びΦ_exmδとすると、図１３から明らかなように、Δθ_m＝ｔａｎ^-1（−Φ_exmδ／Φ_exmγ）が成立する。Φ_exmはＥ_exmをωにて割ったものである。従って、第３算出法では、第１算出法における式（４１）の変形式に相当する下記式（５２）を用いて、軸誤差Δθ_mを算出する。その他の点において、第３算出法は、第１算出法と同様である。

［第４算出法］
次に、軸誤差Δθ_mの第４算出法について説明する。第４算出法でも、上記の第３算出法と同様、鎖交磁束ベクトルΦ_exmを用いて、軸誤差Δθ_mを算出し、これによって、制御上の推定軸であるγ軸の位相（θ_e）を算出する（即ち、回転子位置を推定する）。但し、第４算出法では、鎖交磁束ベクトルΦ_exmのγ軸成分Φ_exmγを利用しない。具体的には、第２算出法における式（４８）の変形式に相当する下記式（５３）を用いて、軸誤差Δθ_mを算出する。その他の点において、第４算出法は、第２算出法と同様である。

上述した第１〜第４算出法以外の算出法を用いることも可能である。例えば、ｄｍ−ｑｍ軸上の電流（モータモデルの電流）とγ―δ軸上の電流との誤差電流を用いて、軸誤差Δθ_mを算出するようにしてもよい。

次に、脱調時におけるセンサレスベクトル制御の挙動について説明を加えておく。図１８は、ｄｍｑｍ手法を採用した場合を例にとった、同期状態（同期運転時）におけるベクトル図である。

ここで、回転子の回転速度（回転角速度）をω_rと表記し、γ―δ軸の回転速度、すなわちモータ電流Ｉ_aの電流ベクトルの回転速度（回転角速度）をω_sと表記する。同期状態では、ω_rとω_sは一致する。

モータ電圧Ｖ_aは、回転子の回転によって生じる電圧成分ω_rΦ_exと、モータ抵抗に生じる電圧成分Ｒ_aＩ_aと、インダクタンスとモータ電流とによって生じる電圧成分ω_sＬ_qｉδと、の和によって表される。

ｄｍｑｍ手法を採用した場合、Ｌ_qと推定用パラメータＬ_mとの差により、γ軸とｄ軸との間に定常的にゼロでない軸誤差Δθが発生する。つまり、同期状態（同期運転）を維持するように、Ｌ_qとＬ_mとの差に応じた軸誤差Δθが生じる。このとき、図１８のベクトル図から容易に理解されるように、下記式（５４）が成立する。

脱調状態ではω_rが０となる。従って、図１８のベクトル図からも容易に理解されるように、脱調状態におけるδ軸電圧の値は、同期状態におけるそれに比して明らかに小さくなる。このため、第２実施形態のように、δ軸電圧を推定することにより脱調検出が可能である。

また、δ軸電圧をΦ_ex（或いは単にΦ_a）で割るなどしてω_sを算出し、算出したω_sに基づいて脱調検出を行うこともできる。脱調時において算出されたω_sは、極端に小さな値を持つからである。ω_sを利用する手法として、第１及び第４実施形態を例示している。また、δ軸電流を推定することによって脱調検出を行うことも可能であり、これに対応するものとして第３実施形態を例示している。

＜＜変形等＞＞
各実施形態で説明した事項は、矛盾なき限り、他の実施形態にも適用可能である。

図３〜図６の脱調判断部２３、２３ａ、２３ｂ及び２３ｃは、それぞれ、脱調検出手段を構成する。図３において、第２速度推定部２２も脱調検出手段の構成要素に含まれる、と捉えることも可能である。図４において、印加電圧推定部２５も脱調検出手段の構成要素に含まれる、と捉えることも可能である。図５において、供給電流推定部２６も脱調検出手段の構成要素に含まれる、と捉えることも可能である。図６において、第２速度推定部２７も脱調検出手段の構成要素に含まれる、と捉えることも可能であり、また更に、重畳電圧生成部２８及び加算器３０も脱調検出手段の構成要素に含まれる、と捉えることも可能である。

各実施形態において、座標変換器１２及び１８、減算器１３及び１４並びに電流制御部１５は、電圧指令演算部を構成している。磁束制御部１６、速度制御部１７及び減算器１９は、電流指令演算部を構成している。

また、座標変換器１２の入出力値であるｉ_u、ｉ_v、ｉγ及びｉδは、電流検出器（電流測定器）１１の測定結果に基づく電流であり、それらを測定電流と呼ぶことができる。また、電流検出器１１は、図３等に示す如く、直接モータ電流を検出する構成にしてもいいし、それに代えて、電源側のＤＣ電流の瞬時電流からモータ電流を再現し、それによってモータ電流を検出する構成にしてもよい。この場合における検出されたモータ電流も、測定結果に基づく電流（即ち、測定電流）と呼べる。

また、各実施形態におけるモータ制御装置は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア（プログラム）を用いて実現される。勿論、ソフトウェア（プログラム）でなはく、ハードウェアのみによってモータ制御装置を構成しても構わない。

また、本明細書において下記の点に留意すべきである。上記の数ｍ（ｍは１以上の整数）と表記した墨付きかっこ内の式（式（１）等）の記述において、所謂下付き文字として表現されているγ及びδは、それらの墨付きかっこ外において、下付き文字でない標準文字として表記されている。このγ及びδの下付き文字と標準文字との相違は無視されるべきである。

本発明は、モータを用いるあらゆる電気機器に好適である。例えば、モータの回転によって駆動する電気自動車や、空気調和機等に用いられる圧縮機等に好適である。

本発明の第１実施形態に係るモータ駆動システムの概略構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係るモータの解析モデル図である。 図１のモータ駆動システムの構成ブロック図である。 本発明の第２実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。 本発明の第３実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。 本発明の第４実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。 図６の重畳電圧生成部から出力される重畳電圧の電圧ベクトル軌跡の一例を示す図である。 図７に示す重畳電圧に応じて流れる重畳電流の電流ベクトル軌跡を示す図である。 重畳電流のγ軸成分とδ軸成分の積と、その積の直流成分を表す波形図である（但し、軸誤差がゼロの場合）。 重畳電流のγ軸成分とδ軸成分の積と、その積の直流成分を表す波形図である（但し、軸誤差がゼロでない場合）。 図６の第２速度推定部の内部ブロック図である。 本発明の各実施形態において適用可能なｄｍｑｍ手法を説明するための、モータの解析モデル図である。 本発明の各実施形態において適用可能なｄｍｑｍ手法を説明するための、モータの解析モデル図である。 ｄｍｑｍ手法採用した場合おける、モータ電流の電流軌跡を示す図である。 ｄｍｑｍ手法採用した場合おける、図３〜図６の第１速度推定部の内部ブロック図である。 ｄｍｑｍ手法採用した場合おける、モータパラメータの関係図である。 ｄｍｑｍ手法採用した場合に実現される最大トルク制御を説明するための図である。 ｄｍｑｍ手法を採用した場合を例にとった、同期状態（同期運転時）におけるベクトル図である。

符号の説明

１ モータ
２ ＰＷＭインバータ
３、３ａ、３ｂ、３ｃ モータ制御装置
１１ 電流検出器
２０ 第１速度推定部
２１ 積分器
２２ 第２速度推定部
２３、２３ａ、２３ｂ、２３ｃ 脱調判断部
２５ 印加電圧推定部
２６ 供給電流推定部
２７ 第２速度推定部
２８ 重畳電圧推定部
ω^* モータ速度指令値
ω_e 推定モータ速度
ω_2e 第２推定モータ速度
θ_e 推定回転子位置
ｖ_u ^* Ｕ相電圧指令値
ｖ_v ^* Ｖ相電圧指令値
ｖ_w ^* Ｗ相電圧指令値
ｖγ^* γ軸電圧指令値
ｖδ^* δ軸電圧指令値
ｉγ^* γ軸電流指令値
ｉδ^* δ軸電流指令値
ｉγ γ軸電流
ｉδ δ軸電流

Claims (6)

1. 永久磁石同期モータ（以下、モータという）の回転子の回転速度を推定する第１の速度推定手段を備え、その第１の速度推定手段の推定によって得られる第１推定回転速度が速度指令に追従するように前記モータを駆動制御するモータ制御装置において、
   前記モータに印加されるモータ電圧に関する第１の状態量と、
   前記回転子の回転速度に関する第２の状態量と、
   前記モータに供給されるモータ電流に関する第３の状態量、の内の１つまたは２つの状態量に基づいて他の状態量を推定し、その推定結果に基づいて脱調を検出する脱調検出手段を、備え
   前記回転子に設けられた永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸、γ軸に直交する制御上の推定軸をδ軸とした場合、
   前記第２の状態量は、前記第１推定回転速度または前記速度指令によって表され、
   前記脱調検出手段は、
   前記第２の状態量に基づいて、または、
   前記第２の状態量と、前記モータ電流の測定電流若しくは該測定電流が追従すべき電流指令によって表される前記第３の状態量と、に基づいて、
   前記モータ電圧のδ軸成分を前記第１の状態量として推定し、その推定によって得られた推定δ軸電圧に基づいて脱調を検出する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記脱調検出手段は、前記推定δ軸電圧と前記モータ電圧のδ軸成分が追従すべきδ軸電圧指令との比または偏差に基づいて脱調を検出する
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 永久磁石同期モータ（以下、モータという）の回転子の回転速度を推定する第１の速度推定手段を備え、その第１の速度推定手段の推定によって得られる第１推定回転速度が速度指令に追従するように前記モータを駆動制御するモータ制御装置において、
   前記モータに印加されるモータ電圧に関する第１の状態量と、
   前記回転子の回転速度に関する第２の状態量と、
   前記モータに供給されるモータ電流に関する第３の状態量、の内の１つまたは２つの状態量に基づいて他の状態量を推定し、その推定結果に基づいて脱調を検出する脱調検出手段を、備え
   前記回転子に設けられた永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸、γ軸に直交する制御上の推定軸をδ軸とした場合、
   前記第１の状態量は、前記モータ電圧のδ軸成分が追従すべきδ軸電圧指令によって表され、
   前記第２の状態量は、前記第１推定回転速度または前記速度指令によって表され、
   前記脱調検出手段は、前記第１の状態量と前記第２の状態量とに基づいて、前記モータ電流のδ軸成分を前記第３の状態量として推定し、その推定によって得られた推定δ軸電流に基づいて脱調を検出する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
4. 前記脱調検出手段は、
   前記推定δ軸電流と、前記モータ電流の測定電流のδ軸成分若しくは該測定電流のδ軸成分が追従すべきδ軸電流指令と、の比若しくは偏差に基づいて、または、
   前記推定δ軸電流と所定値との比較に基づいて、脱調を検出する
   ことを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
5. 永久磁石同期モータ（以下、モータという）の回転子の回転速度を推定する第１の速度推定手段を備え、その第１の速度推定手段の推定によって得られる第１推定回転速度が速度指令に追従するように前記モータを駆動制御するモータ制御装置において、
   前記モータに印加されるモータ電圧に関する第１の状態量と、
   前記回転子の回転速度に関する第２の状態量と、
   前記モータに供給されるモータ電流に関する第３の状態量、の内の１つまたは２つの状態量に基づいて他の状態量を推定し、その推定結果に基づいて脱調を検出する脱調検出手段を、備え
   前記回転子に設けられた永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸、γ軸に直交する制御上の推定軸をδ軸とした場合、
   前記第１の状態量は、前記モータ電圧のδ軸成分が追従すべきδ軸電圧指令によって表され、
   前記脱調検出手段は、
   前記第１の状態量に基づいて、または、
   前記第１の状態量と、前記モータ電流の測定電流若しくは該測定電流が追従すべき電流指令によって表される前記第３の状態量と、に基づいて、
   前記第１推定回転速度とは別に第２推定回転速度を前記第２の状態量として推定し、前記第２推定回転速度に基づいて脱調を検出する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
6. モータと、
   前記モータを駆動するインバータと、
   前記インバータを制御することにより前記モータを制御する請求項１〜請求項５の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えた
   ことを特徴とするモータ駆動システム。
   
   

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