CN109690935B - 逆变器控制装置以及马达驱动系统 - Google Patents

Abstract

实施方式的逆变器控制装置以及马达驱动系统精度良好地进行电流控制，具备：逆变器主电路(INV)，驱动同步马达(M)；电流检测器(SS)，检测在逆变器主电路(INV)与同步马达(M)之间流过的电流；指令生成部(110)，根据从外部供给的转矩指令，生成从逆变器主电路(INV)输出到同步马达(M)的输出电流的电流指令值；以及电流控制部(120)，以使电流指令值与由电流检测器(SS)检测到的电流检测值一致的方式，生成向逆变器主电路(INV)的电压指令值。指令生成部(110)在驱动逆变器主电路(INV)时，生成电流指令值以使阈值以上的基波电流通电到同步马达(M)。

Description

逆变器控制装置以及马达驱动系统

技术领域

本发明的实施方式涉及逆变器控制装置以及马达驱动系统。

背景技术

在驱动同步马达的逆变器的控制装置中，期望如设计那样通过电流，精度良好地控制马达的输出转矩。

另外，为了提高控制装置的小型轻量化、低成本化以及可靠性，提出了不使用解角器(resolver)、编码器等旋转传感器的无旋转传感器控制法。在无旋转传感器控制中，期望能够在从逆变器停止至最高速为止的宽的速度范围推测旋转相位角以及转速。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第5425173号公报

专利文献2：日本专利第5281339号公报

发明内容

然而，当马达的电感急剧变化时，马达时间常数急剧变化，所以电流控制的精度有时下降。例如，在少量的电流下转子桥部磁饱和，在驱动电感急剧变化的凸极型同步马达时有如下情况：在马达低速旋转时无传感器控制不稳定，在马达的高速旋转时无传感器控制的精度下降。

本发明的实施方式是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供精度良好地进行电流控制的逆变器控制装置以及马达驱动系统。

实施方式提供一种逆变器控制装置，具备：逆变器主电路，驱动同步马达；电流检测器，检测在所述逆变器主电路与所述同步马达之间流过的电流；指令生成部，根据从外部供给的转矩指令，生成从所述逆变器主电路输出到所述同步马达的输出电流的电流指令值；电流控制部，以使所述电流指令值与由所述电流检测器检测到的电流检测值一致的方式，生成向所述逆变器主电路的电压指令值。所述指令生成部在驱动所述逆变器主电路时，生成所述电流指令值以使阈值以上的基波电流通电到所述同步马达。

附图说明

图1是概略地示出第1实施方式的逆变器控制装置以及马达驱动系统的结构例的框图。

图2是用于说明图1所示的同步马达的一部分的结构例的图。

图3是用于说明实施方式中的d轴、q轴以及推测旋转坐标系(dc轴、qc轴)的定义的图。

图4是示出通电到电动机时的q轴静态电感和d轴静态电感的一个例子的图。

图5是示出通电到电动机时的q轴动态电感和d轴动态电感的一个例子的图。

图6是概略地示出图1所示的指令生成部的一个结构例的框图。

图7是用于说明图6所示的下限限制部的动作的一个例子的图。

图8是用于说明图6所示的限制部的动作的一个例子的图。

图9是概略地示出图1所示的高频电压重叠部的一个结构例的框图。

图10是用于说明图1所示的高频电压重叠部的输入与输出的关系的一个例子的图。

图11是概略地示出图1所示的高频电流检测部的结构例的框图。

图12是概略地示出图1所示的旋转相位角/速度推测部的结构例的框图。

图13A是示出在同步马达中流过的电流大致为零时的d轴电流和q轴电流的一个例子的图。

图13B是示出在同步马达中流过的电流大致为零时的d轴动态电感和q轴动态电感的一个例子的图。

图14A是示出将与转子速度同步的基波电流通电到同步马达时的d轴电流和q轴电流的一个例子的图。

图14B是示出将图14A所示的d轴电流和q轴电流通电到同步马达时的d轴动态电感和q轴动态电感的一个例子的图。

图15是示出相位角误差推测值为90°时的动态电感特性的一个例子的图。

图16是示出旋转相位角误差推测值为90°且在同步马达中流过的电流大致为零时的d轴动态电感和q轴动态电感的一个例子的图。

图17是示出旋转相位角误差推测值为90°且以dc轴为目标而通电到同步马达时的d轴动态电感和q轴动态电感的一个例子的图。

图18是概略地示出第2实施方式的逆变器控制装置以及马达驱动系统的结构例的框图。

图19是概略地示出图17所示的旋转相位角/速度推测部的一个结构例的框图。

图20是概略地示出第3实施方式的逆变器控制装置以及马达驱动系统的一个结构例的框图。

图21是概略地示出图20所示的指令生成部的一个结构例的框图。

图22是用于说明图20所示的阈值判定部的其它结构例的图。

图23是概略地示出图20所示的旋转相位角/速度推测部的一个结构例的框图。

图24是概略地示出图20所示的高频电压重叠部的一个结构例的框图。

图25是概略地示出第4实施方式的逆变器控制装置以及马达驱动系统的一个结构例的框图。

图26是概略地示出图24所示的电流控制部的一个结构例的框图。

图27是概略地示出电流控制部的比较例的框图。

具体实施方式

以下，参照附图，说明第1实施方式的逆变器控制装置以及马达驱动系统。

图1是概略地示出第1实施方式的逆变器控制装置以及马达驱动系统的结构例的框图。

本实施方式的马达驱动系统具备同步马达M、逆变器主电路INV、逆变器控制装置100以及上位控制器CTR。逆变器控制装置100具备电流检测器SS、指令生成部110、电流控制部120、高频电压重叠部130、坐标变换部140、160、调制部150、高频电流检测部170、旋转相位角/速度推测部(第1旋转相位角/速度推测部)180以及加法器190。

同步马达M是在转子中具有磁凸极性的同步马达，例如是同步磁阻马达。另外，同步马达M还能够采用使用了磁铁的永久磁铁式同步马达、用二次绕组供给磁场磁通的绕组磁场式同步马达等。在本实施方式中，说明作为同步马达M而采用了同步磁阻马达的例子。

逆变器主电路INV具备直流电源(直流负载)和U相、V相、W相的各相两个开关元件。各相两个开关元件串联地连接于与直流电源的正极连接的直流线和与直流电源的负极连接的直流线之间。由调制部150输出的门指令控制逆变器主电路INV的开关元件的动作。逆变器主电路INV是如下3相交流逆变器：该3相交流逆变器根据门指令将预定的频率的U相电流I_u、V相电流I_v、W相电流I_w输出到作为交流负载的同步马达M。另外，逆变器主电路INV还能够将由同步马达M发电而得到的电力充电到作为直流电源的二次电池。

图2是用于说明图1所示的同步马达的一部分的结构例的图。

此外，在此，仅示出了同步马达M的一部分，同步马达M的定子10以及转子20例如为将图2所示的结构组合多个而成的结构。

同步马达M是具有磁凸极性的同步磁阻马达。同步马达M具备定子10和转子20。转子20具有气隙21、外周桥BR1和中心桥BR2。

中心桥BR2配置于将转子20的外周与中心进行连结的线上。此外，配置有中心桥BR2的线为d轴。外周桥BR1位于转子20的外周与气隙21之间。在图2所示的同步马达M的部分设置有6个气隙21，该6个气隙21从转子20的外周部向中心部延伸。气隙21以相对于d轴线对称的方式延伸到中心桥BR2与外周桥BR1之间。

图3是用于说明实施方式中的d轴、q轴以及推测旋转坐标系(dc轴、qc轴)的定义的图。

d轴为从αβ固定坐标系的α轴(U相)旋转了旋转相位角θ后的矢量轴，q轴为在电气角下与d轴正交的矢量轴。另外，在本实施方式中，同步马达M具有磁凸极性，d轴为在同步马达M的转子20中静态电感最小的矢量轴，q轴为在同步马达M的转子20中静态电感最大的矢量轴。

相对于此，dcqc推测旋转坐标系对应于转子20的推测位置处的d轴和q轴。即，dc轴为从α轴旋转了旋转相位角推测值θ_est后的矢量轴，qc轴为在电气角下与dc轴正交的矢量轴。换言之，从d轴旋转了推测误差Δθ后的矢量轴为dc轴，从q轴旋转推测误差Δθ而矢量轴为qc轴。

以下，关于上述同步马达M，说明静态电感和动态电感的特性的一个例子。

图4是示出通电到电动机时的q轴静态电感和d轴静态电感的一个例子的图。

图5是示出通电到电动机时的q轴动态电感和d轴动态电感的一个例子的图。

静态电感为针对在同步马达M中流过的基波电流的电感，动态电感为针对在同步马达M中流过的高次谐波电流的电感。静态电感相当于相对于某个基波电流值I产生的磁通Φ的变化量(Φ/I)。动态电感相当于磁通的变动ΔΦ相对于某个高次谐波电流的变动ΔI的变化量(ΔΦ/ΔI)。

比较静态电感和动态电感时，动态电感为静态电感以下。这起因于动态电感与转子20的桥BR1、BR2的磁饱和相关，静态电感与主磁通通过的电磁钢板的磁饱和相关。即，示出了在将电流通电到同步马达M时，转子20的桥BR1、BR2先发生磁饱和。

另外，d轴动态电感和q轴动态电感都存在当磁饱和发展时收敛于预定的值的趋势。本实施方式的逆变器控制装置以及马达驱动系统根据同步马达M的上述特性，进行电流控制以及磁极推测。

电流检测器SS检测流向同步马达M的3相交流电流(响应电流)i_u、i_v、i_w中的至少2相的交流电流值，供给到逆变器控制装置100。

坐标变换部160为如下矢量变换部：该矢量变换部使用从旋转相位角/速度推测部180供给的相位角推测值θ_est，将从电流检测器SS供给的响应电流值i_u、i_w从三相固定坐标系变换为dcqc推测旋转坐标系的响应电流值I_dc、I_qc。坐标变换部160将dc轴电流值I_dc和qc轴电流值I_qc供给到电流控制部120。

指令生成部110从上位控制器CTR接收转矩指令T^＊和导通截止指令Gst，生成d轴电流指令I_dref和q轴电流指令I_qref，并进行输出。另外，指令生成部110从上位控制器CTR接收载波频率fcar，输出载波指令CAR。另外，对d轴方向的电流指令值I_dref的振幅设置上限。

图6是概略地示出图1所示的指令生成部的一个结构例的框图。

指令生成部110具备电流指令生成部111、限制部112、时间延迟部113、载波生成部114、电流校正部115以及L_q校正部116。

电流指令生成部111例如使用映射、近似式、理论式等来计算成为铜损最小的dq轴电流指令值。电流指令生成部111作为计算出的dq轴电流指令值中的第1d轴电流指令i_d1 ^＊而输出。

在本实施方式中，第1d轴电流指令i_d1 ^＊是使预定的阈值以上的大小的基波电流通电到同步马达M的转子20的－d轴方向的指令。

限制部112将第1d轴电流指令i_d1 ^＊的绝对值设为下限值i_dlim以上而计算第2d轴电流指令i_d2 ^＊的绝对值，以使第2d轴电流指令i_d2 ^＊的符号与第1d轴电流指令i_d1 ^＊的符号相同的方式计算第2d轴电流指令i_d2 ^＊并进行输出。

限制部112具备绝对值计算部ABS、下限限制部LIM、符号判定部112A以及乘法部112B。

绝对值计算部ABS从电流指令生成部111接收第1d轴电流指令i_d1 ^＊，计算第1d轴电流指令i_d1 ^＊的绝对值并进行输出。

图7是用于说明图6所示的下限限制部的动作的一个例子的图。

下限限制部LIM从绝对值计算部ABS接收第1d轴电流指令i_d1 ^＊的绝对值，在第1d轴电流指令i_d1 ^＊的绝对值为下限值i_dlim以上时，输出与第1d轴电流指令i_d1 ^＊的绝对值相等的第2d轴电流指令i_d2 ^＊的绝对值。另一方面，下限限制部LIM在第1d轴电流指令i_d1 ^＊的绝对值小于下限值i_dlim时，输出与下限值i_dlim相等的第2d轴电流指令i_d2 ^＊的绝对值。

符号判定部112A从电流指令生成部111接收第1d轴电流指令i_d1 ^＊，判断第1d轴电流指令i_d1 ^＊是比零大还是为零以下。符号判定部112A在第1d轴电流指令i_d1 ^＊比零大时输出“+1”，在第1d轴电流指令i_d1 ^＊为零以下时输出“－1”。

乘法部112B将从下限限制部LIM输出的第2d轴电流指令i_d2 ^＊的绝对值与符号判定部112A的输出值相乘，并进行输出。

图8是用于说明图6所示的限制部的动作的一个例子的图。

限制部112例如在第1d轴电流指令i_d1 ^＊为负时，如图8所示，限制d轴电流的振幅的下限，输出第2d轴电流指令i_d2 ^＊。

如上所述，限制d轴电流的振幅的下限，从而能够将d轴方向(或者－d轴方向)的预定的阈值以上的基波电流通电到同步马达M。

电流校正部115从限制部112接收第2d轴电流指令i_d2 ^＊，使用下述[公式A]来计算q轴电流指令i_q ^＊。

[式1]

其中，L_d设为d轴电感，p设为极对数，L_q设为q轴电感(其中，为由L_q校正部116校正后的值)。

L_q(q轴电感)校正部116接收由电流校正部115计算出的q轴电流指令I_qref，使用映射、近似式来计算q轴电感L_q，输出到电流校正部115。

当通过上述[公式A]来计算q轴电流指令i_q ^＊(＝q轴电流指令I_qref)时，q轴电流指令I_qref为基于转矩指令T^＊以及第2d轴电流指令i_d2 ^＊的值，为直流值。

时间延迟部113使导通截止指令Gst延迟预定时间，并进行输出。

此外，导通截止指令Gst是“与”操作运算部S1和“与”操作运算部S2的控制指令，上述“与”操作运算部S1切换将转矩指令供给到电流指令生成部111的路径的电连接，上述“与”操作运算部S2切换从限制部112将第2d轴电流指令i_d2 ^＊作为d轴电流指令I_dref而输出的路径的电连接。另外，导通截止指令Gst经由时间延迟部113供给到“与”操作运算部S3，该“与”操作运算部S3切换从电流校正部115输出q轴电流指令的路径的电连接。因而，q轴电流指令I_qref至少比d轴电流指令I_dref延迟L_q校正部116以及电流校正部115中的运算所需的时间而进行输出。

在本实施方式中，利用上述电流校正部115，从电流指令生成部111输出的电流指令值I_dref、I_qref成为使同步马达M产生如转矩指令T^＊那样的转矩的电流指令值。由此，即使在由限制部112限制电流指令值的下限的情况下，也能够输出如设想那样的转矩，防止速度控制系统变得不稳定。

此外，在本实施方式中，示出了限制d轴电流指令I_dref的振幅的上限的例子，但在限制q轴电流指令I_qref的振幅的上限的情况下也同样地根据转矩指令T^＊来计算d轴电流指令，从而能够得到与本实施方式同样的效果。

载波生成部114根据从外部供给的载波频率fcar，生成在调制部150中使用的载波指令CAR，并进行输出。在本实施方式中，载波指令为预定的频率的三角波。

电流控制部120例如具备PI(比例积分)控制器，比较从坐标变换部160供给的dc轴电流值I_dc以及qc轴电流值I_qc和d轴电流指令I_dref以及q轴电流指令I_qref，以使dc轴电流值I_dc和d轴电流指令I_dref成为零、使qc轴电流值I_qc与q轴电流指令I_qref之差成为零的方式，计算电压指令V_dc、V_qc并进行输出。

高频电压重叠部130从指令生成部110接收载波指令CAR，关于dc轴或qc轴或这两方而生成任意频率的高频电压，输出到加法器190以及旋转相位角/速度推测部180。在本实施方式中，高频电压重叠部130输出dc轴的高频电压V_dh。

图9是概略地示出图1所示的高频电压重叠部的一个结构例的框图。

图10是用于说明图1所示的高频电压重叠部的输入与输出的关系的一个例子的图。

高频电压重叠部130具备同步脉冲生成部131和高频电压同步部(“与”操作运算部)132。

同步脉冲生成部131生成与从指令生成部110供给的载波指令CAR同步的同步脉冲，输出到高频电压同步部132。

高频电压同步部132将作为在内部生成的预定的大小的直流电压指令值的电压V_h与同步脉冲配合地输出。即，从高频电压重叠部130输出的高频电压V_dh是具有预定的振幅V_h并具有与载波指令CAR的周期(1/fcar)同步的高频电压周期(1/f_dh)的高频电压指令。

加法器190配置于电流控制部120的后级，对从电流控制部120输出的电压指令V_dc加上高频电压V_dh，更新电压指令V_dc并进行输出。

坐标变换部140是使用从旋转相位角/速度推测部180供给的相位角推测值θ_est，将电压指令V_dc、V_qc从dcqc推测旋转坐标系变换为三相固定坐标系的电压指令V_u ^＊、V_v ^＊、V_w ^＊的矢量变换部。

在本实施方式中，供给到坐标变换部140的电压指令V_dc、V_qc是基于将预定的大小的基波电流向－d轴方向通电到同步马达M的电流指令I_dref、I_qref的值，通过使用电压指令V_dc、V_qc相位角推测值θ_est来进行矢量变换，能够得到与转子速度(＝ω_est)以及转子频率(＝ω_est/2π)同步的电压指令V_u ^＊、V_v ^＊、V_w ^＊。

调制部150根据载波指令CAR来调制电压指令V_u ^＊、V_v ^＊、V_w ^＊，生成门指令V_{u_PWM}、V_{v_PWM}、V_{w_PWM}，输出到逆变器主电路INV。在本实施方式中，载波指令CAR为预定的频率的三角波，调制部150通过比较三角波和电压指令，从而进行PWM调制控制。

根据从上述调制部150输出的门指令V_{u_PWM}、V_{v_PWM}、V_{w_PWM}，逆变器主电路INV的开关元件进行动作，从而与转子速度(＝ω_est)以及转子频率(＝ω_est/2π)同步且预定的阈值以上的大小的－d轴方向的基波电流被通电到同步马达M。

图11是概略地示出图1所示的高频电流检测部的结构例的框图。

高频电流检测部170具备带通滤波器171和FET解析部172。

带通滤波器171从坐标变换部160接收dc轴的响应电流值(输出电流)I_dc和qc轴的响应电流值(输出电流)I_qc，抽取与利用加法器190重叠于dc轴电压指令V_dc的高频电压V_dh的频率f_dh相等的频率的高频电流值i_qc′，并进行输出。

FET解析部172例如进行高频电流值i_qc′的FFT解析，检测高频电流振幅I_qch，输出到旋转相位角/速度推测部180。

旋转相位角/速度推测部180使用高频电流振幅I_qch和高频电压V_dh，计算旋转相位角推测值θ_est以及转速推测值ω_est，并进行输出。

以下，详细地说明逆变器控制装置100的各结构。

图12是概略地示出图1所示的旋转相位角/速度推测部的结构例的框图。

旋转相位角/速度推测部180具备包括旋转相位角误差计算部181的第1相位角误差推测部180A、PI(比例积分)控制部182以及积分器183。

例如，在同步马达M中，在旋转相位角误差Δθ为零的情况(实际的dq轴与推测出的dcqc轴一致的情况)下的电压方程通过下述[公式1]表达。

[式2]

在上述[公式1]中，v_d：d轴电压，v_q：q轴电压，i_d：d轴电流，i_q：q轴电流，R：电枢绕组电阻，ω_e：电气角角速度，L_d：d轴电感，L_q：q轴电感，p：微分运算符(＝d/dt)。

相对于旋转相位角推测值θ_est与实际的旋转相位角θ一致的情况下的电压方程[公式1]，在旋转相位角推测值θ_est与实际的旋转相位角θ不一致的情况下，dcqc轴电压方程被改写成[公式2]。

[式3]

其中L_dc＝L₀+L₁cos2Δθ

L_qc＝L₀-L₁cos2Δθ

L_dqc＝L₁sin2Δθ

进而，当关于电流微分项而将上述[公式2]整理时，成为如下述[公式3]那样。

[式4]

此时，在马达转速足够低(即为低速旋转时)而能够忽略电阻所致的电压下降的情况下，上述[公式3]能够表示成下述[公式4]。

[式5]

进而，例如，只要将高频电压仅施加到dc轴，上述[公式4]就能够表示成下述[公式5]。

[式6]

根据上述[公式5]可知，qc轴的高次谐波电流i_qc依赖于旋转相位角度误差Δθ而变化。通过着眼于qc轴分量而变形，从而旋转相位角误差Δθ能够表示成下述[公式6]。

[式7]

旋转相位角误差计算部181利用上述旋转角度依赖的特性来运算旋转相位角误差推测值Δθ_est，并进行输出。

PI控制部182以使旋转相位角误差推测值Δθ_est成为零的方式进行PI控制，从而计算转速推测值ω_est，并进行输出。

积分器183对转速推测值ω_est进行积分，计算旋转相位角θ_est，并进行输出。

在此，在重叠高频电压而推测旋转相位角的情况下，应着眼于同步马达M的动态电感。例如，有时即使是利用磁凸极性来旋转的凸极型同步马达，动态电感的差(L_q－L_d)也极小，有时难以利用上述[公式6]来推测旋转相位角。

即，在掌握作为磁通变化ΔΦ与电流变化ΔI之比(ΔΦ/ΔI)的动态电感与作为基波磁通Φ与基波电流I之比(Φ/I)的静态电感不同的情况下，[公式1]的电压方程能够表示成[公式7]。

[式8]

在此，在上述[公式7]中，L_da、L_qa：针对基波电流的电感(＝静态电感)，L_dh、L_qh：针对电流变化的电感(＝动态电感)。

进而，该情况下的高频电流能够通过下述[公式8]表示。

[式9]

在此，

进而，如果将高频电压仅施加到作为推测d轴的dc轴，则[公式8]能够表示成[公式9]。

[式10]

当分别重写dq轴时，

[式11]

当对上述[公式11]进行变形而表示旋转相位角误差推测值Δθ时，成为下述[公式12]。

[式12]

根据上述[公式12]，在存在于分母的动态电感之差(以下，称为凸极差)小的情况下，无法取得根据旋转相位角误差推测值Δθ而产生的特征量，难以计算旋转相位角推测值θ_est。

图13A是示出在同步马达中流过的电流大致为零时的d轴电流和q轴电流的一个例子的图。

图13B是示出在同步马达中流过的电流大致为零时的d轴动态电感和q轴动态电感的一个例子的图。

如图13A所示，将高频电压与d轴电压指令重叠，从而d轴电流大幅变化。另一方面，如图13B所示可知凸极差极小。即，在不将电流通电到同步马达M的情况(电流大致为零的情况)下，不产生同步马达M的磁饱和，所以d轴动态电感L_dh与q轴动态电感L_qh的凸极差大致为零。因而，上述[公式12]的分母大致为零。

在该状态下，使用[公式12]来计算出转子角推测值θ_est时，有时旋转相位角误差推测值Δθ_est不收敛于零，无法精度良好地进行旋转相位角推测值θ_est的计算。这被认为是起因于[公式12]的分母大致为零这一情况、以及在同步马达M的转子未充分地磁饱和的状态下电感相对于电流的变动大这一情况。

因而，在本实施方式的逆变器控制装置100以及马达驱动系统中，将与转子速度同步的预定的阈值以上的大小的基波电流向－d轴方向通电。

此时，通电到同步马达M的d轴电流的大小只要以使d轴动态电感充分地饱和的方式决定即可，例如只要以使d轴动态电感成为额定运转时的d轴静态电感以下的方式决定通电的d轴电流的限制值(i_dmini)即可。通过使预定的阈值以上的基波电流通电到同步马达M，能够使转子20的磁饱和发展。

图14A是示出将与转子速度同步的基波电流通电到同步马达时的d轴电流和q轴电流的一个例子的图。

图14B是示出将图14A所示的d轴电流和q轴电流通电到同步马达时的d轴动态电感和q轴动态电感的一个例子的图。

根据图14A以及图14B可知，在将与转子速度同步的预定的大小的基波电流向－d轴方向通电时，同步马达M的转子充分地磁饱和，磁凸极差比电流为零时大。

在该状态下，使用上述[公式12]而计算出转子角推测值θ_est时，旋转相位角误差推测值Δθ_est在预定时间内收敛于零，能够稳定地进行旋转相位角推测。

图15是示出相位角误差推测值为90°时的动态电感特性的一个例子的图。

此外，根据启动逆变器的定时，有时基波电流不仅向d轴通电，还向q轴通电。在该情况下，也如图15所示，以dc轴为目标而将基波电流进行通电，从而d轴动态电感的饱和由于q轴磁通的泄漏量而发展，能够得到磁凸极差。

图16是示出旋转相位角误差推测值为90°且在同步马达中流过的电流大致为零时的d轴动态电感和q轴动态电感的一个例子的图。

图17是示出旋转相位角误差推测值为90°且以dc轴为目标而通电到同步马达时的d轴动态电感和q轴动态电感的一个例子的图。

比较图16和图17，在未通到电同步马达M时，磁凸极差比以dc轴为目标而将预定的电流通电到同步马达M时小。因而，即使是产生相位角推测的误差时，也能够以将高频电压与电压指令值重叠的方式得到磁凸极差，能够计算旋转相位角推测值以及速度推测值。

即，根据本实施方式，能够提供精度良好地进行电流控制的逆变器控制装置以及马达驱动系统。

此外，在本实施方式中，说明了将高频电压与dc轴的电压指令重叠而检测q轴高频电流的方式，但并不限定于该方式，即使是检测dc轴和qc轴这两方的电流的方法、将高频电压与dc轴和qc轴这两方的电压指令重叠的方式，只要是能够运算旋转相位角误差推测值的手法，就也能够得到与本实施方式同样的效果。

接下来，参照附图，说明第2实施方式的逆变器控制装置以及马达驱动系统。此外，在以下的说明中，关于与上述第1实施方式同样的结构，附加相同的符号，省略说明。

图18是概略地示出第2实施方式的逆变器控制装置以及马达驱动系统的结构例的框图。

本实施方式的马达驱动系统具备同步马达M、逆变器主电路INV、逆变器控制装置100以及上位控制器CTR。逆变器控制装置100具备电流检测器SS、指令生成部110、电流控制部120、坐标变换部140、160、调制部150以及旋转相位角/速度推测部(第2旋转相位角/速度推测部)180。

同步马达M是在转子中具有磁凸极性的同步马达，例如是同步磁阻马达。同步马达M能够采用例如使用了磁铁的永久磁铁式同步马达、同步磁阻马达、用二次绕组供给磁场磁通的绕组磁场式同步马达等。在本实施方式中，说明作为同步马达M而采用了同步磁阻马达的例子。

逆变器主电路INV具备直流电源(直流负载)和U相、V相、W相的各相两个开关元件。各相两个开关元件串联地连接于与直流电源的正极连接的直流线和与直流电源的负极连接的直流线之间。根据从调制部150接收到的门指令来控制逆变器主电路INV的开关元件的动作。逆变器主电路INV是根据门指令将预定的频率的U相电流I_u、V相电流I_v、W相电流I_w输出到作为交流负载的同步马达M的3相交流逆变器。另外，逆变器主电路INV还能够将由同步马达M发电而得到的电力充电到作为直流电源的二次电池。

在本实施方式中，在旋转相位角误差的运算中采用了使用马达参数设定值来推测的方式。在本实施方式中使用的旋转相位角推测值的运算方式适于同步马达M高速旋转时的旋转相位角推测。

图19是概略地示出图18所示的旋转相位角/速度推测部的一个结构例的框图。

在本实施方式中，旋转相位角/速度推测部180使用电压指令V_dc、V_qc、电流检测值I_dc、I_qc(或电流指令I_dref、I_qref)、以及静态电感设定值L_{da_set}，运算旋转相位角误差Δθ_est。

旋转相位角/速度推测部180例如具备使用扩展感应电压来计算旋转相位角误差推测值Δθ_est的第2相位角误差推测部180B、PI控制部187以及积分器188。

在第1实施方式中，电压方程为上述[公式2]，但当将本式改写成扩展感应电压的表达时，成为下述[公式13]。

[式13]

在此，上述[公式13]的扩展感应电压E_x能够通过下述式表示。

[式14]

E_x＝(L_d-L_q)(pi_dc+ωi_qc)

进而，当在旋转相位角中产生误差的情况下，[公式13]通过[公式14]表达。

[式15]

进而，当对[公式14]进行变形时，成为下述[公式15]。

[式16]

当分别除上述[公式15]的d轴和q轴时，成为[公式16]。

[式17]

进而，通过取[公式16]的反正切，能够利用[公式17]来运算旋转相位角误差Δθ。

[式18]

上述[公式17]在同步马达M的转速足够快且能够充分地忽略电流变化时，被改写成下述[公式18]。

[式19]

另外，实际上，马达参数使用设定值，所以[公式18]被改写成[公式19]。

[式20]

在此，R_{_set}：电阻设定值，L_{d_set}：d轴电感设定值。

进而，在能够忽略电阻中的电压下降的情况下，上述[公式19]被改写成[公式20]。

[式21]

第2相位角误差推测部180B使用上述[公式20]来计算旋转相位角误差推测值Δθ_est。

即，乘法器B2将qc轴电流指令I_qc与转速推测值ω_est相乘，并进行输出。乘法器B2的输出被供给到电感设定部184。电感设定部184将被输入的值(I_qc×ω_est)与d轴静态电感设定值L_{da_set}相乘，输出到加法器B1。加法器B1将dc轴电压指令Vdc与电感设定部184的输出(I_qc×ω_est×L_{da_set})相加，并进行输出。

乘法器B4将dc轴电流指令I_dc与转速推测值ω_est相乘，并进行输出。乘法器B4的输出被供给到电感设定部185。电感设定部185将被输入的值(I_dc×ω_est)与d轴静态电感设定值L_{da_set}相乘，输出到减法器B3。减法器从qc轴电压指令V_qc减去电感设定部185的输出(I_dc×ω_est×L_{da_set})，并进行输出。

除法器B5将减法器B3的输出除以加法器B1的输出，输出到反正切计算部186。反正切计算部186计算从除法器输出的值的反正切，作为旋转相位角误差推测值Δθ_est而输出。

PI控制部187通过以使旋转相位角误差推测值Δθ_est收敛于零的方式进行PI控制，从而输出转速推测值ω_est。

积分器188对从PI控制部187输出的转速推测值ω_est进行积分，计算旋转相位角推测值θ_est，并进行输出。

在此，根据上述[公式13]，使用d轴静态电感设定值(L_{da_set})而运算出旋转相位角误差，但如图4所示，d轴静态电感(L_da)根据电流而大幅变化，所以有时旋转相位角误差推测值Δθ_est的运算结果收敛于未意图的相位，无法精度良好地计算旋转相位角推测值θ_est。当为了提高推测精度而使用针对电流的d轴静态电感L_da的表格时，由于运算负荷的增加、存储器的限制而不现实，作为结果有可能会导致旋转相位角推测值的误差扩大。

相对于此，在本实施方式中，通过对磁饱和所致的静态电感变化大的d轴方向的电流指令值设置限制而将电流通电，从而d轴方向的磁饱和始终发展，所以例如能够在图4所示的特性中在静态电感不大幅变化的区域运转逆变器控制装置以及马达驱动系统。

在该情况下，在运算旋转相位角推测值误差Δθ_est的方程中仅设定磁饱和时的d轴静态电感L_da即可，能够精度良好地推测旋转相位角。进而，不进行如使用表格那样的复杂的处理，所以相位角推测所需的处理时间的降低、调整的容易度提高。

另外，在本实施方式中，在使用了扩展感应电压的方法中，除d轴的方程与q轴的方程而取反正切，从而运算出旋转相位角误差，但并不限定于使用前述方程。即使采用根据减去模型电压(与使用马达模型而根据电压指令值运算出的电压＝前馈电压同义)而得到的结果来推测旋转相位角的方式也能够得到同样的效果。

例如，当着眼于上述[公式15]的q轴方向时，成为如下述[公式21]那样。

[式22]

进而，在旋转相位角推测值误差Δθ_est小而能够忽略电阻所致的电压下降的情况下，成为下述[公式22]。

[式23]

能够如上述[公式22]那样仅将d轴方向的静态电感作为设定值L_{da_set}，计算旋转相位角推测值误差Δθ_est。

即，根据本实施方式，能够提供精度良好地进行电流控制的逆变器控制装置以及马达驱动系统。

接下来，参照附图，说明第3实施方式的逆变器控制装置以及马达驱动系统。在本实施方式的逆变器控制装置以及马达驱动系统中，根据速度而变更旋转相位角/速度推测方法。

图20是概略地示出第3实施方式的逆变器控制装置以及马达驱动系统的一个结构例的框图。

指令生成部110根据从旋转相位角/速度推测部180供给的转速推测值ω_est，输出控制切换信号flg。

旋转相位角/速度推测部180根据控制切换信号flg的值来切换旋转相位角及速度推测方法。

图21是概略地示出图20所示的指令生成部110的一个结构例的框图。

指令生成部110除了具备上述第1实施方式中的指令生成部110的结构之外，还具备低通滤波器FLT和阈值判定部117。此外，图21所示的限制部112为与图6所示的限制部112同样的结构。

低通滤波器FLT接收转速推测值ω_est，去除高频分量，输出到阈值判定部117。

阈值判定部117比较被输入的转速推测值ω_est和预定的阈值，在转速推测值ω_est为预定的阈值以下时，使控制切换信号flg成为“1”而输出，在转速推测值ω_est小于预定的阈值时，使控制切换信号flg成为“0”而输出。

图22是用于说明图21所示的阈值判定部的其它结构例的图。

在阈值判定部117′中，例如，将使控制切换信号flg从“0”变为“1”时(转速从高速变化为低速时)的阈值(第1阈值Th1)、和使控制切换信号flg从“1”变为“0”时(转速从低速变化为高速时)的阈值(第2阈值Th2>第1阈值Th1)设为不同的值。这样使用多个阈值来切换控制切换信号flg，从而能够避免在阈值附近控制切换信号flg的值变得不稳定，进行稳定的控制。

图23是概略地示出图20所示的旋转相位角/速度推测部的一个结构例的框图。

旋转相位角/速度推测部180具备使用高频电压信号和高频电流来运算旋转相位角误差Δθ_est的第1相位角误差推测部180A、使用电压指令和电流指令或电流检测值来运算旋转相位角误差Δθ_est的第2相位角误差推测部180B、PI控制部P1、P2、切换部SW以及积分器188。

第1相位角误差推测部180A相当于图11所示的第1实施方式的旋转相位角/速度推测部180的第1相位角误差推测部180A。

第2相位角误差推测部180B相当于图18所示的第2实施方式的旋转相位角/速度推测部180的第2相位角误差推测部180B。

PI控制部P1具备PI控制器，该PI控制器以使从第1相位角误差推测部180A输出的旋转相位角误差推测值Δθ_est成为零的方式运算转速推测值，并进行输出。

PI控制部P2具备PI控制器，该PI控制器以使从第2相位角误差推测部180B输出的旋转相位角误差推测值Δθ_est成为零的方式运算转速推测值ω_est，并进行输出。

切换部SW依照控制切换信号flg的值而切换输入端子与输出端子的电连接。切换部SW具备被输入从PI控制部P1供给的转速推测值ω_est的第1输入端子、被输入从PI控制部P2供给的转速推测值ω_est的第2输入端子、以及输出端子。切换部SW在控制切换信号flg为“1”时将第1输入端子与输出端子电连接，在控制切换信号flg为“0”时将第2输入端子与输出端子电连接。

积分器188对从切换部SW输出的转速推测值ω_est进行积分，输出旋转相位角推测值θ_est。

图24是概略地示出图20所示的高频电压重叠部的一个结构例的框图。

高频电压重叠部130还具备“与”操作运算部133，该“与”操作运算部133输出控制切换信号flg与作为预定的大小的直流电压指令的电压Vh的“与”操作。“与”操作运算部133的输出被供给到“与”操作运算部132，仅在控制切换信号flg为“1”时输出电压Vh。即，在第1相位角误差推测部180A中，仅在运算旋转相位角误差推测值Δθ_est时输出高频电压Vdh。

根据本实施方式的逆变器控制装置以及马达驱动系统，仅对d轴方向设置电流振幅的上限限制，从而使磁饱和发展，同时在同步马达M的转速增加时由于d轴方向的电流振幅限制而持续流过电流，所以产生感应电压，能够从第1相位角误差推测部180A中的相位角推测(低速旋转时)顺利地转移到第2相位角误差推测部180B中的相位角推测(高速旋转时)

另外，在由第1相位角误差推测部180A计算旋转相位角误差推测值Δθ_est时重叠高频信号，所以产生噪音，但在本实施方式中，通过在转速增加时从利用高频信号重叠的方式切换推测方式，从而能够降低高频重叠所引起的噪音。

即，根据本实施方式，能够提供精度良好地进行电流控制的逆变器控制装置以及马达驱动系统。

接下来，参照附图，说明第4实施方式的逆变器控制装置以及马达驱动系统。

图25是概略地示出第4实施方式的逆变器控制装置以及马达驱动系统的一个结构例的框图。

本实施方式的马达驱动系统具备同步马达M、逆变器主电路INV、逆变器控制装置100以及上位控制器CTR。逆变器控制装置100具备电流检测器SS、指令生成部110、电流控制部120、坐标变换部140、160、调制部150、角度及速度检测器210以及角度传感器200。

同步马达M是在转子中具有磁凸极性的同步马达，例如是同步磁阻马达。同步马达M能够采用例如使用了磁铁的永久磁铁式同步马达、同步磁阻马达、用二次绕组供给磁场磁通的绕组磁场式同步马达等。在本实施方式中，说明作为同步马达M而采用了同步磁阻马达的例子。

逆变器主电路INV具备直流电源(直流负载)、和U相、V相、W相的各相两个开关元件。各相两个开关元件串联地连接于与直流电源的正极连接的直流线和与直流电源的负极连接的直流线之间。根据从调制部150接收到的门指令来控制逆变器主电路INV的开关元件的动作。逆变器主电路INV是根据门指令将预定的频率的U相电流I_u、V相电流I_v、W相电流I_w输出到作为交流负载的同步马达M的3相交流逆变器。另外，逆变器主电路INV还能够将由同步马达M发电而得到的电力充电到作为直流电源的二次电池。

角度传感器200安装于同步马达M，检测同步马达M的转子的角度。角度传感器200例如能够使用解角器。

角度及速度检测器210校正由角度传感器200检测到的同步马达M的转子角度，计算旋转相位角θ以及转速ω。

图26是概略地示出图25所示的电流控制部的一个结构例的框图。

电流控制部120具备以使d轴电流指令I_dref与d轴电流I_d之差成为零的方式输出d轴电压指令V_d的PI控制部122、以使q轴电流指令I_qref与q轴电流I_q之差成为零的方式输出q轴电压指令V_q的PI控制部123、以及前馈电压运算部121。

在设计电流控制系统的情况下，有时将性能指标(plant)视为一阶延迟的系统。为了将同步马达M视为一阶延迟的性能指标，考虑前馈地补偿基于电枢反作用的电压项(干扰项)的方式。同步马达M的电压方程为上述[公式1]，前馈电压通过下述[公式23]来计算。

[式24]

当将[公式1]与[公式23]相减时，成为下述[公式24]。

[式25]

在此，[公式24]意味着电流PI控制器的输出。

此时，当假定马达参数与设定值一致、即L_da＝L_{da_set}且L_qa＝L_{qa_set}的情况时，[公式24]成为[公式25]。

[式26]

进而，当对[公式25]进行变形时，成为[公式26]、[公式27]。

[式27]

根据上述[公式26]、[公式27]可知，性能指标成为一阶延迟。

进而，考虑对上述式进行PI控制而进行电流控制。进行了PI控制的情况下的d轴循环传递函数成为下述[公式28]。

[式28]

当将上述[公式28]变形为传递函数的形式时，成为下述[公式29]。

[式29]

在此，当设计成τ_A＝τ_d时，上述[公式29]成为如下述[公式30]那样。

[式30]

通过如上述[公式30]那样设计PI控制器，能够将同步马达视为任意时间常数τ_new的性能指标，通过调整增益K_pd，能够进行电流控制。

在此，在[公式25]的时间点，假定L_da＝L_{da_set}且L_qa＝L_{qa_set}，如前所述，它们根据运转状态(磁饱和)变化而大幅变化。在它们不一致的情况下，作为任意时间常数的性能指标而无法设计控制系统，无法得到如设计那样的响应。

图27是概略地示出电流控制部的比较例的框图。

在图27所示的电流控制部120中，为了得到如设计那样的响应，形成为根据磁饱和而使增益可变的结构。基于运转状态的变化特别在静态电感因磁饱和变化而大幅变化的d轴中变显著，所以对PI控制部122的比例控制器P和积分控制器I供给d轴电流指令I_dref。

另外，在上述[公式30]中，设计成使任意时间常数τ_A与马达时间常数τ_d一致，但为此d轴动态电感L_dh必须已知，与上述静态电感同样地，由于磁饱和的影响而这些值大幅变化。q轴动态电感L_qh的磁饱和所致的变化比d轴动态电感L_dh的磁饱和所致的变化小。d轴动态电感L_dh相对于未通电到同步马达M的状态下的d轴动态电感L_dh，磁饱和发展的状态下的d轴动态电感L_dh例如为10倍左右的大小。在性能指标的时间常数相对于所设计的电流响应以10倍变化时，电流控制失败，所以有可能会无法精度良好地输出转矩。

为了解决这些问题，考虑使用磁饱和表格等的方法，但在该情况下，可能产生存储器的容量不足、处理时间超过的问题。

相对于此，在本实施方式中，通过对d轴电流的振幅设置上限限制，始终流过d轴电流，从而能够使d轴动态电感以及d轴静态电感都磁饱和，能够降低d轴动态电感以及d轴静态电感的变化，所以d轴PI控制增益设计被简化，能够进行如设计那样的电流控制。

优选在q轴动态电感以及q轴静态电感大幅变化的情况下使用表格等。此外，还能够使q轴电感磁饱和，但在该情况下，d轴和q轴都会磁饱和，磁凸极性变小，所以无法输出转矩，所以应避免。

此时，通电的d轴电流只要以使d轴动态电感充分地饱和的方式决定即可，例如，以使d轴动态电感成为额定运转时的d轴静态电感以下的方式决定通电的d轴电流的限制值即可。在额定运转时，d轴静态/动态电感大致为恒定值，在采用本方式时，根据额定运转时的d轴静态/动态电感来设定参数、设计增益即可。

如上所述根据本实施方式，能够提供精度良好地进行电流控制的逆变器控制装置以及马达驱动系统。

说明了本发明的几个实施方式，但这些实施方式是作为例子而提示的，未意图限定发明的范围。这些新的实施方式能够以其它各种方式被实施，能够在不脱离发明的要旨的范围进行各种省略、置换、变更。这些实施方式及其变形包含于发明的范围、要旨，并且包含于专利权利要求书所记载的发明及与其均等的范围。

在上述第1实施方式至第4实施方式中，逆变器控制装置既可以由硬件构成，也可以由软件构成，也可以组合硬件和软件而构成。例如，逆变器控制装置也可以包括1个或者多个处理器以及存储器，利用软件实现由各结构执行的运算。在任意的情况下，都能够得到与上述第1实施方式至第4实施方式同样的效果。

Claims (5)

1.一种逆变器控制装置，具备：

逆变器主电路，驱动具有磁凸极性的同步马达；

电流检测器，检测在所述逆变器主电路与所述同步马达之间流过的电流；

指令生成部，根据从外部供给的转矩指令，生成从所述逆变器主电路输出到所述同步马达的输出电流的电流指令值；以及

电流控制部，以使所述电流指令值与由所述电流检测器检测到的电流检测值一致的方式，生成向所述逆变器主电路的电压指令值，

所述电流指令值包括d轴电流指令值和q轴电流指令值，

所述指令生成部包括：限制部，当所述d轴电流指令值的绝对值小于下限值时，将所述d轴电流指令值的绝对值设为与所述下限值相等的值，在驱动所述逆变器主电路时，振幅的绝对值为所述下限值以上的基波电流提供到所述同步马达以使所述同步马达的转子桥部磁饱和；电流校正部，接收d轴电流指令值和q轴电感值，计算并输出q轴电流指令值；以及q轴电感校正部，接收由所述电流校正部计算出的q轴电流指令值，校正q轴电感值，并将校正后的q轴电感值输出到所述电流校正部。

2.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其中，

所述指令生成部包括电流指令生成部，该电流指令生成部根据转矩指令生成第一d轴电流指令值，

所述限制部包括：

下限限制部，在所述第一d轴电流指令的绝对值为所述下限以上时输出与所述第一d轴电流指令的绝对值相等的第二d轴电流指令的绝对值，在所述第一d轴电流指令的振幅的绝对值小于所述下限时输出与所述下限相等的所述第二d轴电流指令的绝对值；

符号判定部，在所述第一d轴电流指令值大于0时输出“+1”，在所述第一d轴电流指令值小于等于0时输出“-1”；以及

乘法部，将所述第二d轴电流指令的绝对值与所述符号判定部的输出值相乘，并输出相乘的结果作为所述d轴电流指令值。

3.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其中，

所述电流指令值为当d轴为在其上相对于基波电流值产生的磁通的变化量即静态电感变为最小的矢量轴时被供给到同步马达以使所述同步马达的转子桥部磁饱和的电流的值。

4.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其中，

根据所述电流指令值而通电到所述同步马达时的d轴动态电感为额定运转时的d轴静态电感以下。

5.一种马达驱动系统，具备：

如权利要求1至4中的任一项所述的逆变器控制装置；以及

同步马达。

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