JP4007142B2

JP4007142B2 - 電動機の制御装置

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Publication number: JP4007142B2
Application number: JP2002292233A
Authority: JP
Inventors: 卓明苅込
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2002-10-04
Filing date: 2002-10-04
Publication date: 2007-11-14
Anticipated expiration: 2022-10-04
Also published as: JP2004129430A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電動機の制御装置に関し、例えば回転子に永久磁石を備えた三相同期電動機（Internal Permanent Magnet Motor：以下、ＩＰＭモータと記載）におけるセンサレス制御技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】
特開２００２−１７１７９９号公報
電動機をインバータで駆動し、速度制御系として制御するためには、回転子の磁極位置（位相）を検出する必要がある。回転子の位置をセンサレスで検出する方法としては、例えば、上記特許文献１に記載されたものがある。上記文献においては、駆動電圧に加え空間電圧ベクトルの軌跡が真円となる高周波電圧を重畳し、軌跡が楕円となる高周波空間電流ベクトルを正相電流ベクトルと鏡相電流ベクトルに分離し、２つのベクトルの間の中間角度を算出することにより磁極位置を検出している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上記の方法においては次のごとき問題があった。すなわち、高負荷時には、インダクタンスが最も小さくなる位置（楕円の長軸）がｄ軸（磁極位置）とならず、駆動電流位相とともに移動する特性があるため、ｄ軸を検出することができなくなる。また駆動電流によっては、楕円が真円となる場合もある。そのため、高負荷時にはセンサレス動作ができなくなるという問題があった。
【０００４】
本発明は上記のごとき問題を解決するためになされたものであり、高負荷時でもセンサレス動作が可能な電動機の制御装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明においては、電動機を駆動する駆動電流に、該駆動電流よりも周波数の高い高周波電流を重畳し、その重畳した高周波電流を抽出し、該高周波電流の空間電流ベクトル軌跡と同方向に回転する同相電流ベクトルと逆方向に回転する鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角に基づいて回転子の磁極位置を算出するように構成し、かつ、高負荷時の補正としては、重畳した高周波電流の空間電流ベクトル軌跡の長軸長さと短軸長さとの少なくとも一方に基づいた特徴量を検出し、特徴量目標値と検出された特徴量とを一致させるように制御するための補正角を算出し、電動機のトルクまたは駆動電流が所定値以上の高負荷時には、前記磁極位置検出手段で算出した磁極位置を前記補正角で補正した値を磁極位置とするように構成している。
【０００６】
【発明の効果】
本発明においては、高負荷時以外では、空間電流ベクトル軌跡と同方向に回転する同相電流ベクトルと逆方向に回転する鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角に基づいて回転子の磁極位置を算出し、高負荷時には特徴量に基づいた補正角で補正した値を磁極位置とすることにより、磁極位置センサ無し（いわゆるセンサレス制御）で、高負荷時でも低負荷時でも常に正確な磁極位置を用いてトルク制御を行うことが出来る。
【０００７】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の一実施例の全体構成を示すブロック図である。
図１において、制御手段１（詳細後述）は、電流センサ４と電圧センサ６の信号を入力し、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）指令７を算出してインバータ回路２へ送る。インバータ回路２は、電源部５の直流電力をＰＷＭ指令７に応じた三相電力に変換し、その電力でＩＰＭモータ３（以下、モータ３と略記）を駆動する。電流センサ４はインバータ回路２からモータ３へ送られる三相電力のうちの二相（例えばＵ相とＶ相）の電流を検出する。また、電圧センサ６は電源部５の出力電圧（インバータ２の入力電圧）を検出する。上記電流センサ４と電圧センサ６の検出値は制御手段１へ送られ、ＰＷＭ指令７の算出に用いられる。なお、三相電流は、Ｕ＋Ｖ＋Ｗ＝０の関係があるので、何れかの二相を検出すれば演算で残りの一相の電流も求めることが出来る。
【０００８】
図２は、図１の制御手段１の詳細を示す第１の実施例のブロック図である。
図２において、電流目標算出部８では、外部から与えられたトルク目標Ｔ^＊からテーブル参照により、下記（数１）式に示すように、ｄｑ軸電流目標値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊を算出する。上記のテーブルはあらかじめ実験的に取得しておく。なお、モータ３の回転速度を入力しない理由は、停止時や低速時におけるセンサレス制御では弱め磁束制御領域に入らないので、速度によりｄｑ軸電流目標値が変らないためである。
【０００９】
【数１】

ただし、Ｔ^＊：トルク目標［Ｎ・ｍ］
ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊：ｄ軸／ｑ軸電流目標値［Ａ］
次に、ｄｑ軸電流制御部９は、後述するｄｑ軸電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑをｄｑ軸電流目標値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊と一致させるように制御するためのｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ'^＊、ｖ_ｑ'^＊を出力する。この演算は、例えば下記（数２）式に示すようなＰＩ制御によって行う。
【００１０】
【数２】

ただし、ｖ_ｄ'^＊、ｖ_ｑ'^＊：ｄ軸／ｑ軸電圧指令［Ｖ］
ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊：ｄ軸／ｑ軸電流目標値［Ａ］
ｉ_ｄ、ｉ_ｑ：ｄ軸／ｑ軸電流［Ａ］
ｓ：ラプラス演算子
Ｋ_ｐｄ、Ｋ_ｐｑ：ｄ軸／ｑ軸比例ゲイン
Ｋ_ｉｄ、Ｋ_ｉｑ：ｄ軸／ｑ軸積分ゲイン
なお、ｄｑ軸電流制御部９の次段に、必要に応じて非干渉制御部を設けてもよい。非干渉制御の例としては、下記（数３）式に示すごとき制御を行う。
【００１１】
【数３】

ただし、ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊：ｄ軸／ｑ軸電圧指令［Ｖ］(非干渉制御部の出力）
ｖ_ｄ'^＊、ｖ_ｑ'^＊：ｄ軸／ｑ軸電圧指令［Ｖ］(ｄｑ軸電流制御部８の出力)
ｉ_ｄ、ｉ_ｑ：ｄ軸／ｑ軸電流［Ａ］
Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑ：ｄ軸／ｑ軸インダクタンス［Ｈ］
Φ：誘起電圧定数［Ｗｂ］
ω：角速度（電気角）［ｒａｄ／ｓ］
次に、三相変換部１０では、後述する磁極位置θ（位相）を用い、下記（数４）式に示すようにｄｑ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊を三相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に変換する。
【００１２】
【数４】

ただし、ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊：ｄ軸／ｑ軸電圧指令［Ｖ］
ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊：三相電圧指令［Ｖ］
θ：磁極位置［ｒａｄ］
上記の三相電圧指令ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊は加算器１１によって後述する高周波電圧指令ｖ_ｕｈ ^＊、ｖ_ｖｈ ^＊、ｖ_ｗｈ ^＊と加算された後、ＰＷＭ信号に変換し、このＰＷＭ信号に従って、パワーモジュール１２（図１のインバータ回路２に相当）で直流電圧をスイッチングすることにより、モータ３に三相交流電流を与えて駆動する。電流センサ４は上記三相の駆動電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを検出する。ただし、何れかの二相を検出すれば演算で残りの一相の電流も求めることが出来る。
上記の高周波電圧指令ｖ_ｕｈ ^＊、ｖ_ｖｈ ^＊、ｖ_ｗｈ ^＊は、三相平衡（振幅が等しく、１２０［°］ずつ位相差をもつ状態、空間ベクトル上では真円の軌跡となる）で印加する。適切な振幅および周波数は、実験的に求める。
【００１３】
次に、ｄｑ軸変換部１３では、後述する磁極位置θを用いて、電流センサ４から得られる三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを、下記（数５）式に示すようにｄｑ軸電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑに変換し、前記ｄｑ軸電流制御部９へ送る。
【００１４】
【数５】

ただし、ｉ_ｄ、ｉ_ｑ：ｄ軸／ｑ軸電流［Ａ］
ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ：三相電流［Ａ］
θ：磁極位置［ｒａｄ］
次に、高周波回転座標変換部（正）１４、高周波回転座標変換部（負）１５では、下記（数６）式に示すように、三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを高周波の回転座標系に変換する。正は正の回転で、負は負の回転である。
【００１５】
【数６】

ただし、ω_ｈ：高周波電圧指令角周波数［ｒａｄ／ｓ］
θ_ｈ＋：高周波回転座標位相（正）［ｒａｄ］
θ_ｈ−：高周波回転座標位相（負）［ｒａｄ］
ｓ：ラプラス演算子
ｉ_γ＋，ｉ_δ＋：高周波回転座標（正）電流［Ａ］
ｉ_γ−，ｉ_δ−：高周波回転座標（負）電流［Ａ］
ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ：三相電流［Ａ］
次に、ローパスフィルタ部１６、１７は、高周波回転座標変換部（正）１４、高周波回転座標変換部（負）１５より与えられる高周波回転座標電流ｉ_γ＋，ｉ_δ＋、ｉ_γ−，ｉ_δ−から、下記（数７）式に示すように、直流成分を抽出する。
【００１６】
【数７】

ただし、ｉ_γ＋，ｉ_δ＋：高周波回転座標（正）電流［Ａ］
ｉ_γ−，ｉ_δ−：高周波回転座標（負）電流［Ａ］
ｉ_γｄｃ＋，ｉ_δｄｃ＋：高周波回転座標（正）直流電流［Ａ］
ｉ_γｄｃ−，ｉ_δｄｃ−：高周波回転座標（負）直流電流［Ａ］
Ｇ（ｓ）：ローパスフィルタ
ｓ：ラプラス演算子
次に、高周波回転座標逆変換部（正）１８、高周波回転座標逆変換部（負）１９では、ローパスフィルタ部１６、１７から与えられる直流電流ｉ_γｄｃ＋，ｉ_δｄｃ＋、ｉ_γｄｃ−，ｉ_δｄｃ−を、下記（数８）式に示すように、二相の固定座標系（αβ軸）の正相電流ｉ_αｉ，ｉ_βｉと鏡相電流ｉ_αｍ，ｉ_βｍに変換する。
【００１７】
【数８】

ただし、ｉ_γｄｃ＋，ｉ_δｄｃ＋：高周波回転座標（正）直流電流［Ａ］
ｉ_γｄｃ−，ｉ_δｄｃ−：高周波回転座標（負）直流電流［Ａ］
θ_ｈ＋：高周波回転座標位相（正）［ｒａｄ］
θ_ｈ−：高周波回転座標位相（負）［ｒａｄ］
ｉ_αｉ，ｉ_βｉ：正相電流［Ａ］
ｉ_αｍ，ｉ_βｍ：鏡相電流［Ａ］
ここで、これまで求めた正相電流、鏡相電流から磁極位置θ（位相角）を求める方法の原理を説明する。
図３は、前記の高周波電圧指令の空間ベクトルの軌跡を示す図であり、（ａ）は高周波電圧の空間ベクトル（αβ軸上）の軌跡、（ｂ）は高周波電圧のα軸成分ｖαとβ軸成分ｖβを示す。
図示のごとく、高周波電圧指令は、その空間ベクトル（αβ軸上）の軌跡が真円となるように印加する。つまり高周波電圧指令ｖ_ｕｈ ^＊、ｖ_ｖｈ ^＊、ｖ_ｗｈ ^＊は、三相平衡（振幅が等しく、１２０［°］ずつ位相差をもつ状態）であり、ｖαとｖβは、振幅が等しく、９０［°］の位相差を持つ。ｖαが進んでいる場合は、ベクトルは反時計回りに回転している。
【００１８】
図４は、上記の高周波電圧を与えた際における高周波電流を示す図であり、（ａ）は空間ベクトルの軌跡、（ｂ）は高周波電流のα軸成分ｉαとβ軸成分ｉβを示す。
図示のごとく、高周波電流の空間ベクトルの軌跡は、モータのインダクタンス差により、楕円となる。ＩＰＭモータでは、磁石軸（ｄ軸）のインダクタンスが小さくなるため、楕円の長軸方向はｄ軸と一致（実際には抵抗分で多少ずれる）する。
【００１９】
図５は、高周波電流を正と負の高周波座標系に変換した結果を示す図であり、（ａ）は空間ベクトルの軌跡、（ｂ）は高周波座標系電流を示す。
図６は、高周波座標系に変換した電流の平均値（ローパスフィルタ後の直流値）を逆変換した同相／鏡相電流を示す図である。
図５に示すごとく、高周波座標系に変換した電流は、それぞれ変動する波形となるが、その平均値（ローパスフィルタ後の直流値）を逆変換すると、図６（ａ）に示すように、軌跡が真円となる２つの電流が得られる。実線で示した正の周波数を持つ方（回転方向が反時計回り）が同相電流であり、破線で示した負の周波数を持つ方（回転方向が時計回り）が鏡相電流である。これらは図４に示した元の高周波電流を分解しただけであり、それぞれを加算すると、元の高周波電流となる。この回転方向が逆となる同相／鏡相電流ベクトルは、その方向が時間的に変化し、楕円の長軸で方向が一致する。つまり、２つの電流ベクトルの中間の角度は常に楕円の長軸（ｄ軸）を指す。この楕円の長軸の角度（α軸からの角度）が磁極位置となる。
【００２０】
図７は、同相電流、鏡相電流とｄｑ軸、αβ軸との関係を示す図である。
図７において、大きな真円は同相電流ベクトルの軌跡、小さな真円は鏡相電流ベクトルの軌跡、楕円は高周波電流ベクトルの軌跡を示す。図示のように、高周波電流ベクトルは同相電流ベクトルと鏡相電流ベクトルの合成ベクトルである。
【００２１】
再び図２に戻って、磁極位置検出部２０では、上記の正相電流ベクトルと鏡相電流ベクトルの中間の角度として、磁極位置を検出する。
まず、下記（数９）式に示すように、正相電流ベクトルと鏡相電流ベクトルを単位ベクトル化し、加算したベクトルの角度を求める。
【００２２】
【数９】

ただし、ｉ_ｉ，ｉ_ｍ：正相／鏡相電流ベクトルの大きさ［Ａ］
ｉ_αｉ，ｉ_βｉ：正相電流［Ａ］
ｉ_αｍ，ｉ_βｍ：鏡相電流［Ａ］
ｉ_αｉ'，ｉ_βｉ'：単位ベクトル化正相電流
ｉ_αｍ'，ｉ_βｍ'：単位ベクトル化鏡相電流
θ'：磁極位置［ｒａｄ］ただし±（π／２）範囲
ただし、上記のようにして求めた角度θ’は±（π／２）［ｒａｄ］範囲でしか求まらないため、前回の演算値（磁極位置θ）との差が±（π／２）［ｒａｄ］以上の場合は、π［ｒａｄ］を加算して±π［°］範囲に拡張する。このようにして拡張した値を磁極位置θ［ｒａｄ］とする。
なお、初期値は±（π／２）［ｒａｄ］範囲とし、π［ｒａｄ］ずれているか否かを、ｄ軸強め電流（正の電流）による磁気飽和を用いたＮＳ判定（回転子の磁極ＮＳの位置判定）で確認する。このＮＳ判定は、制御開始の初期に１度だけ行う。
【００２３】
図８は、角度θ’から磁極位置θを算出する演算のフローチャートである。
図８において、まずステップＳ１では、演算が初回か否かを判別し、初回の場合には、ステップＳ２で、今回算出した角度θ’をそのまま磁極位置θとして出力する。
ステップＳ１で初回でなかった場合には、ステップＳ３で前回の演算における磁極位置θの値と今回の演算値θ’との差が±（π／２）以上か否かを判断する。
ステップＳ３で“ＮＯ”の場合は、ステップＳ２へ行き、今回算出した角度θ’をそのまま磁極位置θとして出力する。
ステップＳ３で“ＹＥＳ”の場合は、ステップＳ４で、今回算出した角度θ’にπを加算した値を磁極位置θとして出力する。
【００２４】
次に、図９は、ＮＳ判定演算を示すフローチャートである。このフローは、前記図８のフローとは異なる制御周期で、初期値の確認のために１回のみ行なわれるフローである。
図９において、まず、ステップＳ５では、ｑ軸電流目標値ｉ_ｑ ^＊を０、ｄ軸電流目標値ｉ_ｄ ^＊を負の値とし、ステップＳ６で、上記の状態における高周波回転座標（正）直流電流の二乗と高周波回転座標（負）直流電流の二乗の和の最大値Ｖmax１を求める。つまり、
Ｖmax１＝（ｉ_γｄｃ＋ ^２＋ｉ_δｄｃ＋ ^２＋ｉ_γｄｃ− ^２＋ｉ_δｄｃ− ^２）の最大値
次に、ステップＳ７では、ｑ軸電流目標値ｉ_ｑ ^＊を０、ｄ軸電流目標値ｉ_ｄ ^＊を正の値とする。ただし、ステップＳ５とステップＳ７におけるｄ軸電流目標値ｉ_ｄ ^＊の値は、正負は異なっても絶対値は等しい値とし、その値は実験的に適正値を求める。
【００２５】
ステップＳ８では、上記の状態における高周波回転座標（正）直流電流の二乗と高周波回転座標（負）直流電流の二乗の和の最大値Ｖmax２を求める。
このステップはｄ軸強め電流（正の電流）を与えて磁気飽和させ、検出角度がπ［ｒａｄ］だけずれているか否かを判定するために行う。
次に、ステップＳ９では、ｑ軸電流目標値ｉ_ｑ ^＊とｄ軸電流目標値ｉ_ｄ ^＊の値を共に０とする。そしてステップＳ１０では、Ｖmax１がＶmax２より大か否かを判断する。
ステップＳ１０で“ＮＯ”の場合は、検出角度がずれていなかった場合なので、ステップＳ１２で検出角度θ’をそのまま磁極位置θとして出力する。“ＹＥＳ”の場合は、回転子のＮ極とＳ極が逆位置、つまりπだけずれている場合なので、ステップＳ１１で“θ’＋π”を磁極位置θとして出力する。
【００２６】
これまで説明した制御による磁極位置算出では、高負荷時には正確な磁極位置算出が出来なくなる。この理由は図１０に示すように、高負荷時には楕円の長軸方向とｄ軸との角度が、駆動電流位相と相関をもつためである。一方、図１１に示すように、高負荷時には、楕円の大きさも駆動電流の位相と相関をもつ。したがって、これを制御することにより駆動電流の位相を制御できることになる。
磁気飽和が起こるような高負荷域においては、楕円の長軸とｄ軸の差θｅは図１２に示すようになる。図１２において、縦軸は長軸とｄ軸の差θｅ、横軸βは電流位相角（ｑ軸からの位相角）であり、電流ｉ_ａ＝√（ｉ_ｄ ^２＋ｉ_ｑ ^２）毎の特性を示している。電流値が小さい場合は、楕円の長軸とｄ軸は多少の誤差は有るものの、長軸がｄ軸を示すことに変わりはない（図１２では１００Ａ〜４００Ａ程度の範囲）。しかし、電流値が大きい場合は、楕円の長軸は電流位相角に従って動き、ｄ軸との相関はなくなって、電流位相角との相関が高くなる。このような状態では、位相検出はできない。そこで、高負荷域では、楕円電流から得られる他の特徴量を用いることにする。この特徴量としては、長軸の長さａ、短軸の長さｂ、ａ＋ｂ、ａ−ｂ、ｂ÷ａ、ａ×ｂ、ａ^２＋ｂ^２、√（ａ^２＋ｂ^２）、（ａ^２＋ｂ^２）÷（ａ×ｂ）、√（ａ^２＋ｂ^２）÷（ａ＋ｂ）等を用いることが出来る。
【００２７】
図１３〜図１７は、図１２と同様な条件における各特徴量と電流位相βとの関係を示す図であり、図１３は楕円電流の長軸の長さａ、図１４はａ＋ｂ、図１５は短軸の長さｂ、図１６はｂ／ａ、図１７はａ×ｂの各特性を示す。
【００２８】
上記の特徴量を求めるため、図２の特徴量演算部２１では、ローパスフィルタ部１６、１７から与えられる直流電流ｉ_γｄｃ＋，ｉ_δｄｃ＋、ｉ_γｄｃ−，ｉ_δｄｃ−を入力し、下記（数１０）式に例を示すように、長軸の長さａと短軸の長さｂとの少なくとも一方に基づいた特徴量を算出する。
【００２９】
【数１０】

ただし、ｆｔ：特徴量
これらの特徴量を所定値（トルク目標Ｔ^＊に対応した特徴量目標値）に制御するため、特徴量制御部２２を設けている。特徴量制御部２２では、トルク目標Ｔ^＊からテーブル参照により下記（数１１）式に示すような特徴量目標値を算出し、その値と実際の特徴量とを一致させるためＰＩ制御等を行い、下記（数１２）式に示すごとき補正角θ_ｃｒを算出する。上記のテーブルは予め実験的に取得しておく。また、ゲインをトルク目標Ｔ^＊からテーブル参照で変化させると、安定性を増すことができる。
【００３０】
【数１１】

ただし、Ｔ^＊：トルク目標［Ｎ・ｍ］
ｆｔ^＊：特徴量目標値
【００３１】
【数１２】

ただし、θ_ｃｒ：補正角［ｒａｄ］
ｆｔ：特徴量
ｆｔ^＊：特徴量目標値
ｓ：ラプラス演算子
Ｋ_ｐθ，Ｋ_ｉθ：比例／積分ゲイン
スイッチ部ＳＷ１は、駆動電流が所定値以上の高負荷時にはオンになり、磁極位置検出部２０で算出した磁極位置（位相角）と上記補正角θ_ｃｒとを加算器２３で加算することによって補正した値を、高負荷時における磁極位置θとして出力する。なお、前記図１３〜図１７の特性から判るように、特徴量は電流位相βに応じて右下がりの特性を持っているため、実際の特徴量が特徴量目標値より大きい場合は、検出位相を進め（補正角θ_ｃｒを＋）、電流位相を進める効果を出す。同様に、特徴量目標値より小さい場合は、検出位相を遅らせ（補正角θ_ｃｒを−）、電流位相を遅らす効果を出す。この際、制御ゲインは実験的に決定する。
上記の補正角θ_ｃｒによる補正は、磁気飽和が生じる高負荷域においてのみ行う。つまり、スイッチ部ＳＷ１はＩＰＭモータ３の駆動電流が予め定めた所定値以上の場合にオン、小さい場合にはオフとなる。
【００３２】
なお、楕円電流の大きさから得られる特徴量としては、前記のように、長軸の長さａ、短軸の長さｂ、ａ＋ｂ、√（ａ^２＋ｂ^２）等、種々考えられるが、ｂ／ａ、√（ａ^２＋ｂ^２）÷（ａ＋ｂ）等の無単位（比率）の特徴量を用いることにより、正確な制御が可能となる。
また、ｂ／ａを採用する場合は、楕円電流が真円になることも防げるが、他の特徴量の場合は、楕円電流が真円にならないように、特徴量目標値を設定しなけれはならない。
また、図１７のように、ａ×ｂの場合には、最大トルク時電流位相角は、３０°〜５０°程度であり、電流毎に傾きは異なるものの直線的であり制御しやすい。この特性はａ＋ｂ、√（ａ^２＋ｂ^２）でも同様である。ただし、電動機により特性は異なるので、常に良好な特性となるとは限らない。なお、ａ×ｂの場合には、√ の演算が無いため、演算負荷を低減できるという利点も有る。
【００３３】
上記のように第１の実施例においては、空間電流ベクトル軌跡の長軸長さと短軸長さとの少なくとも一方に基づいた特徴量をフィードバックして位相角を補正することにより、高負荷域でもセンサレスで位相角の検出が可能になる。
また、回転数変化による位相検出の遅れを吸収することが可能である。
また、特徴量として「ａ×ｂ」を用いた場合は、「ａ＋ｂ」や「√（ａ^２＋ｂ^２）」と同様に、最大トルク発生電流位相角付近（約３０°〜６０°）での特性が良く、かつ、演算量が少なくて済む、という利点がある。
【００３４】
次に、図１８は、図１の制御手段１の詳細を示す第２の実施例のブロック図である。
この実施例は、高負荷域では磁極位置検出部２０からの位相角を用いず、特徴量制御部２２のみで、位相を検出する構成を示すものである。この場合、特徴量制御部２２の出力は、補正角ではなく、磁極位置そのものとなる。
スイッチ部ＳＷ２は、高負荷域以外では、磁極位置検出部２０側に接続され、磁極位置検出部２０からの位相角を後続の回路へ送る。そして磁気飽和を生じる高負荷域では、特徴量制御部２２側に切り替えられ、特徴量制御部２２で算出した値を位相角θとして後続の回路へ送る。
【００３５】
次に、図１９は、図１の制御手段１の詳細を示す第３の実施例のブロック図である。
この実施例は、高周波電流の空間ベクトル軌跡が真円となるように制御し、その結果としての高周波電圧指令（空間ベクトル軌跡が楕円）を図２と同様に処理することにより磁極位置を算出するものである。
【００３６】
図１９において、まず、周波数分離部２４では、ハイパスフィルタ等を用いて、電流センサ４より得られる三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗから高周波電流ｉ_ｕｈ、ｉ_ｖｈ、ｉ_ｗｈを抽出する。
次に、高周波電流制御部２５では、上記高周波電流と高周波電流目標値と入力し、高周波空間電流ベクトル軌跡が真円（図２０ａ参照）となるように、ＰＩ制御等を行って三相の高周波電圧指令を作成する。この高周波電圧指令は、前記のように加算器１１によって三相電圧指令に加算される。
高周波電圧指令を空間ベクトル化すると、図２０（ｂ）に示すように、その軌跡は楕円となる。磁気飽和が生じない低負荷時には、楕円の長軸方向はｑ軸（インダクタンス最大の位置）を指しており、ｄ軸検出はｑ軸位相から９０°を差し引くことによって行うことが出来る。高負荷域における特徴量による補正は、前記第１の実施例と同様に、図２０（ｂ）の楕円の長軸の長さと短軸の長さの少なくとも一方に基づいた特徴量を所定の特徴量目標値に保つことにより、補正角θ_ｃｒを算出し、それによって補正する。
【００３７】
なお、図１８に図１９を組み合わせた構成、つまり、図１８に図１９の周波数分離部２４、高周波電流制御部２５を付加した構成も可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の全体構成を示すブロック図。
【図２】図１の制御手段１の詳細を示す第１の実施例のブロック図。
【図３】高周波電圧指令の空間ベクトルの軌跡を示す図であり、（ａ）は高周波電圧の空間ベクトル（αβ軸上）の軌跡、（ｂ）は高周波電圧のα軸成分ｖαとβ軸成分ｖβを示す。
【図４】高周波電圧を与えた際における高周波電流を示す図であり、（ａ）は空間ベクトルの軌跡、（ｂ）は高周波電流のα軸成分ｉαとβ軸成分ｉβを示す。
【図５】高周波電流を正と負の高周波座標系に変換した結果を示す図であり、（ａ）は空間ベクトルの軌跡、（ｂ）は高周波座標系電流を示す。
【図６】高周波座標系に変換した電流の平均値（ローパスフィルタ後の直流値）を逆変換した同相／鏡相電流を示す図。
【図７】同相電流、鏡相電流とｄｑ軸、αβ軸との関係を示す図。
【図８】角度θ’から磁極位置θを算出する演算のフローチャート。
【図９】ＮＳ判定演算を示すフローチャート。
【図１０】楕円の長軸方向とｄ軸との角度と、駆動電流位相との相関を示す図。
【図１１】楕円の大きさと駆動電流の位相と相関を示す図。
【図１２】楕円の長軸とｄ軸の差θｅとの関係を示す図。
【図１３】特徴量としての楕円電流の長軸の長さａと電流位相βとの関係を示す図。
【図１４】特徴量としてのａ＋ｂと電流位相βとの関係を示す図。
【図１５】特徴量としての短軸の長さｂと電流位相βとの関係を示す図。
【図１６】特徴量としてのｂ／ａと電流位相βとの関係を示す図。
【図１７】特徴量としてのａ×ｂと電流位相βとの関係を示す図。
【図１８】図１の制御手段１の詳細を示す第２の実施例のブロック図。
【図１９】図１の制御手段１の詳細を示す第３の実施例のブロック図。
【図２０】真円の電流ベクトル軌跡と楕円の電圧ベクトル軌跡とを示す図。
【符号の説明】
１…制御手段２…インバータ回路
３…モータ４…電流センサ
５…電源部６…電圧センサ
７…ＰＷＭ指令８…電流目標算出部
９…ｄｑ軸電流制御部１０…三相変換部
１１…加算器１２…パワーモジュール
１３…ｄｑ軸変換部１４…高周波回転座標変換部（正）
１５…高周波回転座標変換部（負）１６、１７…ローパスフィルタ部
１８…高周波回転座標逆変換部（正）１９…高周波回転座標逆変換部（負）
２０…磁極位置検出部２１…特徴量演算部
２２…特徴量制御部２３…加算器
２４…周波数分離部２５…高周波電流制御部
ＳＷ１、ＳＷ２…スイッチ部

Claims

直流電源に接続され、前記直流電源からの電力を交流に変換して出力し、この交流電力によって電動機を駆動するインバータ回路と、該インバータ回路をトルク目標値と電動機回転子の磁極位置とに基づいて制御する制御手段と、を備え、電動機回転子の磁極位置を検出するセンサを持たないで上記の制御を行う電動機の制御装置において、
前記電動機を駆動する駆動電流に、該駆動電流よりも周波数の高い高周波電流を重畳する手段と、
前記重畳した高周波電流を抽出し、該高周波電流の空間電流ベクトル軌跡と同方向に回転する同相電流ベクトルと逆方向に回転する鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角に基づいて前記回転子の磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、
前記重畳した高周波電流の空間電流ベクトル軌跡の長軸長さと短軸長さとの少なくとも一方に基づいた特徴量を検出する特徴量演算手段と、
外部から与えられるトルク目標に応じた特徴量目標値と、前記検出された特徴量とを一致させるように制御するための補正角を算出する手段と、
電動機のトルクまたは駆動電流が所定値以上の高負荷時には、前記磁極位置検出手段で検出した磁極位置を前記補正角で補正した値を磁極位置とし、前記高負荷時以外では前記磁極位置検出手段で検出した値を磁極位置とする手段と、
を備えた電動機の制御装置。
直流電源に接続され、前記直流電源からの電力を交流に変換して出力し、この交流電力によって電動機を駆動するインバータ回路と、該インバータ回路をトルク目標値と電動機回転子の磁極位置とに基づいて制御する制御手段と、を備え、電動機回転子の磁極位置を検出するセンサを持たないで上記の制御を行う電動機の制御装置において、
駆動電流から抽出した高周波電流と高周波電流目標値と入力し、高周波空間電流ベクトル軌跡が真円となるように、三相の高周波電圧指令を作成し、それを三相電圧指令に加算することにより、前記電動機を駆動する駆動電流に、該駆動電流よりも周波数の高い高周波電流を重畳する手段と、
前記高周波電圧指令を入力し、高周波電流の空間電流ベクトル軌跡と同方向に回転する同相電流ベクトルと逆方向に回転する鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角に基づいて前記回転子の磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、
前記重畳した高周波電流の空間電流ベクトル軌跡の長軸長さと短軸長さとの少なくとも一方に基づいた特徴量を検出する特徴量演算手段と、
外部から与えられるトルク目標に応じた特徴量目標値と、前記検出された特徴量とを一致させるように制御するための補正角を算出する手段と、
電動機のトルクまたは駆動電流が所定値以上の高負荷時には、前記磁極位置検出手段で検出した磁極位置を前記補正角で補正した値を磁極位置とし、前記高負荷時以外では前記磁極位置検出手段で検出した値を磁極位置とする手段と、
を備えた電動機の制御装置。
前記特徴量として、空間電流ベクトル軌跡の長軸長さａと短軸長さｂとの積ａ×ｂを用いることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電動機の制御装置。
前記特徴量として、空間電流ベクトル軌跡の短軸長さｂと長軸長さａとの比ｂ／ａを用いることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電動機の制御装置。
前記特徴量として、空間電流ベクトル軌跡の長軸長さａと短軸長さｂとを下記の式
√（ａ^２＋ｂ^２）÷（ａ＋ｂ）
に代入して得られる値を用いることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電動機の制御装置。