JP7218700B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本開示は、三相交流モータを流れる高調波電流を制御するためのモータ制御装置に関する。

三相交流モータに流れる高調波電流を抑制するための技術として、例えば、特許文献１に記載されたモータ制御装置が知られている。このモータ制御装置は、モータ回転に同期して回転するｄｑ座標系において、モータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの基本波成分を制御する基本波電流制御回路と、モータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの基本波成分の周波数の整数倍の周波数（例えば、６ｋ±１次高調波（ｄｑ座標系では６ｋ次高調波）、ｋは整数）で回転する高調波座標系でモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに含まれる高調波成分を制御する高調波電流制御回路と、を備えている。基本波電流制御回路の出力と高調波電流制御回路の出力とが加算され、その加算結果に基づいて、三相交流座標系において、各相の電圧指令値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが生成される。

高調波電流制御回路では、三相交流座標系からｄｑ座標系に変換されたｄ軸の実電流ｉｄおよびｑ軸の実電流ｉｑを、高域通過フィルタによってフィルタ処理した後、高調波座標系の実電流ｉｄｈ、ｉｑｈに変換して、高調波電流を求めている。もしくは、ｄｑ座標系の電流指令値ｉｄ^＊、ｉｑ^＊を低域通過フィルタによってフィルタ処理して電流応答予測値ｉｄ_ｉ、ｉｑ_ｉに変換し、ｄｑ座標系の実電流ｉｄ、ｉｑから減算することにより、ｄ軸電流の高調波成分ｉｄ_ｈおよびｑ軸電流の高調波成分ｉｑ_ｈを求めている。なお、引用文献１には、モータの抵抗やインダクタンスなどの状態が変化した場合、低域通過フィルタの時定数を固定していると、電流指令値と電流応答値との間に誤差が生じるため、電流指令値に応じて時定数を可変にすることも記載されている。

特開２００２－２２３６００号公報

特許文献１の高調波電流制御回路のように、例えば、高調波電流を抽出するために高域通過フィルタを用いる場合、三相交流モータの全回転数領域で高調波電流の抑制を図るためには、高域通過フィルタの遮断周波数を極力低く設定することが望ましい。つまり、三相交流モータが低回転数領域で動作しているときには、高調波電流の周波数も低くなる。このため、高域通過フィルタの遮断周波数を低く設定することで、三相交流モータが低回転数領域で動作しているときにも、高調波電流を抽出することができ、その抑制を図ることが可能となる。その一方で、高域通過フィルタの遮断周波数を低く設定するほど、基本波電流制御回路における基本波の制御による応答性を悪化させてしまうという問題が生じる。これは、基本波を変化させたときに、その変化による周波数成分が高域通過フィルタを介して高調波電流制御回路に流入し、高調波電流制御回路は、その変化を抑制するように動作するためである。

上記の問題を解決するため、低域通過フィルタの時定数を可変するとの考え方を高域通過フィルタに適用し、三相交流モータの回転数の変化に応じて、フィルタ定数を変更することにより、遮断周波数を可変することが考えられる。しかし、この場合、フィルタ定数を保持すためのメモリが増加したり、モータの回転数に応じてフィルタ定数を切り替えるための演算負荷が増加したりするなどの問題がある。

本開示は、上述した点に鑑みてなされたものであり、フィルタ定数を変更せずに、三相交流モータの全回転数領域で、抑制対象次数の高調波電流を高精度に抽出することができ、それにより、三相交流モータを流れる高調波電流を任意に制御可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。

上述した目的を達成するために、本開示によるモータ制御装置は、
三相交流モータの各相を流れる三相電流を、三相交流モータの電気角（θ_ｅ）に基づき、モータ回転に同期して回転するｄｑ座標系におけるｄ軸電流（ｉ_ｄ）とｑ軸電流（ｉ_ｑ）とに変換する変換部（３６）と、
三相交流モータを制御するための基本波としての交流電流の周波数に対する抑制対象次数の高調波の周波数で回転する高調波座標系における、三相交流モータの電気角の位相を基準としたｄ軸電流の高調波回転座標（ｉ_ｄｓｉｎｎθ_ｅ、ｉ_ｄｃｏｓｎθ_ｅ）およびｑ軸電流の高調波回転座標（ｉ_ｑｓｉｎｎθ_ｅ、ｉ_ｑｃｏｓｎθ_ｅ）を、それぞれ、一定の遮断周波数を有する低域通過フィルタ（５６、５８、６６、６８）に通して、ｄ軸電流に含まれる高調波電流の大きさを示す直流成分（ｉ_ｎｄａ、ｉ_ｎｄｂ）およびｑ軸電流に含まれる高調波電流の大きさを示す直流成分（ｉ_ｎｑａ、ｉ_ｎｑｂ）を抽出する抽出部（３８）と、
ｄ軸電流に含まれる抑制対象次数の高調波電流の目標値（ｉ_ｎｄａ ^＊、ｉ_ｎｄｂ ^＊）、およびｑ軸電流に含まれる高調波電流の目標値（ｉ_ｎｄａ ^＊、ｉ_ｎｄｂ ^＊）をそれぞれ設定する設定部（４０、４０ａ、４０ｂ）と、
抽出部によって抽出されたｄ軸電流に含まれる高調波電流の大きさ、およびｑ軸電流に含まれる高調波電流の大きさと、設定部によって設定されたｄ軸電流に含まれる高調波電流の目標値、およびｑ軸電流に含まれる高調波電流の目標値とのそれぞれの偏差に基づいて、抽出された各高調波電流がそれぞれの目標値に近づくように、ｄ軸補償電圧（ｖ_ｎｄ ^＊）およびｑ軸補償電圧（ｖ_ｎｑ ^＊）を含む補償電圧を生成する補償電圧生成部（４４、４６）と、
基本波により三相交流モータを制御するための目標電圧（ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊）と、補償電圧生成部によって生成された補償電圧（ｖ_ｎｄ ^＊、ｖ_ｎｑ ^＊）とを加算し、その加算結果に基づいて、三相交流モータの各相の電圧指令値（ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊）を生成する電圧指令値生成部（２６、２８）と、を備え、
抽出部は、
ｄ軸電流およびｑ軸電流に対して、それぞれ、抑制対象次数倍した三相交流モータの電気角の正弦（ｓｉｎｎθ _ｅ ）および余弦（ｃｏｓｎθ _ｅ ）を乗算して、ｄ軸電流の高調波回転座標を示すｄ軸正弦乗算結果（ｉ _ｄ ｓｉｎｎθ _ｅ ）およびｄ軸余弦乗算結果（ｉ _ｄ ｃｏｓｎθ _ｅ ）と、ｑ軸電流の高調波回転座標を示すｑ軸正弦乗算結果（ｉ _ｑ ｓｉｎｎθ _ｅ ）およびｑ軸余弦乗算結果（ｉ _ｑ ｃｏｓｎθ _ｅ ）とを算出し、 算出したｄ軸正弦乗算結果、ｄ軸余弦乗算結果、ｑ軸正弦乗算結果、およびｑ軸余弦乗算結果をそれぞれ低域通過フィルタによってフィルタ処理して、ｄ軸電流に含まれる高調波電流の大きさを直流成分として示す、ｄ軸正弦係数（ｉ _ｎｄｂ ）およびｄ軸余弦係数（ｉ _ｎｄａ ）を抽出するとともに、ｑ軸電流に含まれる高調波電流の大きさを直流成分として示す、ｑ軸正弦係数（ｉ _ｎｑｂ ）およびｑ軸余弦係数（ｉ _ｎｑａ ）を抽出することを特徴とする。

上記のように、本開示によるモータ制御装置によれば、抽出部（３８）は、抑制対象次数の高調波の周波数で回転する高調波座標系における、三相交流モータの電気角の位相を基準としたｄ軸電流の高調波回転座標（ｉ_ｄｓｉｎｎθ_ｅ、ｉ_ｄｃｏｓｎθ_ｅ）およびｑ軸電流の高調波回転座標（ｉ_ｑｓｉｎｎθ_ｅ、ｉ_ｑｃｏｓｎθ_ｅ）を、それぞれ、一定の遮断周波数を有する低域通過フィルタ（５６、５８、６６、６８）に通して、ｄ軸電流に含まれる高調波電流の大きさを示す直流成分（ｉ_ｎｄａ、ｉ_ｎｄｂ）およびｑ軸電流に含まれる高調波電流の大きさを示す直流成分（ｉ_ｎｑａ、ｉ_ｎｑｂ）を抽出する。このように、本開示によるモータ制御装置では、三相交流モータを流れる電流に含まれる高調波成分の大きさを直流成分として抽出する。このため、一定の遮断周波数を持つ低域通過フィルタを用いることができ、三相交流モータの回転数に応じて、その低域通過フィルタの定数を変更する必要がない。また、基本波を変化させた場合も、その基本波の変化による周波数成分が低域通過フィルタ（５６、５８、６６、６８）によって遮断される。このため、基本波制御による応答性への影響を低減することができる。

上記括弧内の参照番号は、本開示の理解を容易にすべく、後述する実施形態における具体的な構成との対応関係の一例を示すものにすぎず、なんら発明の範囲を制限することを意図したものではない。

また、上述した特徴以外の、特許請求の範囲の各請求項に記載した技術的特徴に関しては、後述する実施形態の説明及び添付図面から明らかになる。

実施形態によるモータ制御装置２０の全体構成を示す構成図である。 高調波電流係数抽出部の構成の一例を示す構成図である。 高調波電流係数制御部の構成のいくつかの例を示す構成図である。 補償電圧生成部の構成の一例を示す構成図である。 ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値とによって定まる電流ベクトルと、ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値とによって定まる電圧ベクトルとの位相差φの一例を示す説明図である。 実施形態の第１変形例の構成を示す構成図である。 実施形態の第２変形例の構成を示す構成図である。 実施形態の第３変形例の構成を示す構成図である。

以下、本開示の実施形態について図面を参照して説明する。図１は、本実施形態によるモータ制御装置２０の全体構成を示す構成図である。なお、図１では、モータ制御装置２０の構成を機能ブロック図として示している。各機能ブロックは、プロセッサによって実行されるソフトウエア（ファームウェアを含む）、および／またはＡＳＩＣなどのハードウエアによって具現化され得る。また、本実施形態によるモータ制御装置２０によって駆動状態が制御される三相交流モータ１０は、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の固定子巻線、及び永久磁石を含む回転子を有する永久磁石同期モータを採用することができる。

図１に示すように、本実施形態のモータ制御装置２０は、図示しない外部のＥＣＵから、三相交流モータ１０が発生すべきトルクに応じた電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊を入力する。電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊は、ｄｑ座標におけるｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊とｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊とを含む。なお、モータ制御装置２０において、所望のセンサ検出値に基づいて電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊を算出してもよい。

ここで、公知のように、ｄ軸及びｑ軸によって示されるｄｑ座標は、例えば、回転子のＳ極からＮ極に向かう方向をｄ軸とし、そのｄ軸に垂直なｑ軸によって定義される回転座標である。そして、ｄ軸電流値及びｑ軸電流値とは、そのｄ軸方向及びｑ軸方向における電流指令値や実電流値の成分である。

入力された電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊は、第１減算器２２に入力される。第１減算器２２は、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊と、ｄｑ座標系に変換されたｄ軸実電流ｉ_ｄおよびｑ軸実電流ｉ_ｑとの偏差（ｄ軸電流偏差およびｑ軸電流偏差）をそれぞれ算出する。ｄｑ座標におけるｄ軸実電流ｉ_ｄおよびｑ軸実電流ｉ_ｑを検出するために、モータ制御装置２０は、電流検出回路３２と、位置検出器３４と、ｄｑ／ｕｖｗ座標変換部３６とを有している。

電流検出回路３２は、三相交流モータ１０の３相の各固定子巻線に実際に通電される三相電流を検出するセンサを有し、このセンサを用いて各固定子巻線に通電される実電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを検出する。電流検出回路３２から出力される検出値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗは、ｄｑ／ｕｖｗ座標変換部３６に入力される。なお、電流検出回路３２は、必ずしも３相すべての固定子巻線の実電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを検出する必要はなく、２相の実電流を検出して、残りの１相の実電流は、その２相の実電流から推定しても良い。

位置検出器３４は、エンコーダやレゾルバなどを含み、三相交流モータ１０の回転子の回転位置（機械角θ_ｍ）を検出するとともに、その検出した機械角θ_ｍを電気角θ_ｅに変換して出力する。なお、機械角θ_ｍを電気角θ_ｅに変換する処理回路は、位置検出器３４とは別個に設けてもよい。ｄｑ／ｕｖｗ座標変換部３６は、位置検出器３４から出力された電気角θ_ｅを基準として、電流検出回路３２によって検出された三相電流の実電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗをｄｑ座標に座標変換して、ｄ軸実電流ｉ_ｄおよびｑ軸実電流ｉ_ｑを算出する。これらのｄ軸実電流ｉ_ｄおよびｑ軸実電流ｉ_ｑが、第１減算器２２に与えられる。第１減算器２２によって算出されたｄ軸電流偏差およびｑ軸電流偏差は、電流制御部２４に入力される。

電流制御部２４は、第１減算器２２から入力されたｄ軸電流偏差及びｑ軸電流偏差に基づいて、それぞれの偏差をゼロに近づけるように、すなわち、ｄ軸実電流ｉ_ｄおよびｑ軸実電流ｉ_ｑが、それぞれｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊に一致するように、所定の制御則（例えば、ＰＩ制御）に従って、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊を算出して出力する。電流制御部２４が出力したｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊は、加算器２６に出力される。

加算器２６は、電流制御部２４から入力されたｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊と、後述する補償電圧生成部４６によって生成されたｄ軸補償電圧ｖ_ｎｄ ^＊およびｑ軸補償電圧ｖ_ｎｑ ^＊とをそれぞれ加算して出力する。つまり、加算器２６は、ｄ軸補償電圧ｖ_ｎｄ ^＊によって補正された補正ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊＋ｖ_ｎｄ ^＊と、ｑ軸補償電圧ｖ_ｎｑ ^＊によって補正された補正ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊＋ｖ_ｎｄ ^＊とを出力する。

加算器２６から出力された補正ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊＋ｖ_ｎｄ ^＊および補正ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊＋ｖ_ｎｄ ^＊は、ｕｖｗ／ｄｑ座標変換部２８に入力される。ｕｖｗ／ｄｑ座標変換部２８は、位置検出器３４から出力された電気角θ_ｅを基準として、ｄｑ座標における補正ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊＋ｖ_ｎｄ ^＊および補正ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊＋ｖ_ｎｄ ^＊から、三相交流座標における、３相交流モータ１０の各固定子巻線（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に出力すべきＵ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊、Ｗ相電圧指令値ｖ_ｗ ^＊を生成する。生成されたＵ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊、Ｗ相電圧指令値ｖ_ｗ ^＊は、電力変換部３０に入力される。

電力変換部３０は、ＰＷＭ信号発生部と、インバータとを含む。インバータは、三相交流モータ１０の固定子巻線ごとに一対のスイッチング素子を有する。ＰＷＭ信号発生部は、Ｕ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊、Ｗ相電圧指令値ｖ_ｗ ^＊に基づいて、インバータの、各固定子巻線に対応する一対のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を発生する。インバータの各スイッチング素子が、ＰＷＭ信号発生部から出力されるＰＷＭ信号に応じてオン・オフ駆動されることにより、Ｕ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊、Ｗ相電圧指令値ｖ_ｗ ^＊に対応する電圧を各固定子巻線に印加することができる。その結果、三相交流モータ１０の各固定子巻線に、基本波として、位相が１２０°づつずれた交流電流が通電されて、三相交流モータ１０が回転駆動される。

ここで、モータ制御装置２０が、外部から与えられた電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊のみに基づいて、三相交流モータ１０を回転駆動した場合、インバータのスイッチング素子の切替時にデッドタイムを挿入することにより発生するインバータの出力電圧高調波や、三相交流モータ１０の構造に起因する空間高調波などにより、各相の電流に基本波の６ｋ±１次高調波（ｋは整数）が重畳し、モータの効率の低下やトルクリプルの発生を招くという問題が生じる。そのため、本実施形態では、三相交流モータ１０を流れる高調波電流を制御するための構成として、高調波電流係数抽出部３８、指令値生成部４０、第２減算器４２、高調波電流係数制御部４４、補償電圧生成部４６を備えている。以下、各構成について、図面を参照しつつ詳細に説明する。

高調波電流係数抽出部３８は、ｄ軸実電流ｉ_ｄ、ｑ軸実電流ｉ_ｑ、および三相交流モータ１０の電気角θ_ｅに基づいて、基本波の周波数に対する抑制対象次数の高調波の周波数成分の高調波電流の大きさを示す直流成分ｉ_ｎｄａ、ｉ_ｎｄｂ、ｉ_ｎｑａ、ｉ_ｎｑｂを抽出する。この高調波電流係数抽出部３８の構成の一例が、図２に示されている。

図２に示すように、高調波電流係数抽出部３８では、まず、抑制対象次数倍（ｎ倍）した三相交流モータ１０の電気角θ_ｅの正弦ｓｉｎｎθ_ｅおよび余弦ｃｏｓｎθ_ｅを算出する。そして、乗算器５２、５４、６２、６４を用いて、算出した正弦ｓｉｎｎθ_ｅおよび余弦ｃｏｓｎθ_ｅと、ｄ軸実電流ｉ_ｄおよびｑ軸実電流ｉ_ｑとをそれぞれ乗算する。このようにして、高調波電流係数抽出部３８は、ｄ軸電流の高調波回転座標を示すｄ軸電流余弦乗算結果２ｉ_ｄｃｏｓｎθ_ｅおよびｄ軸電流正弦乗算結果２ｉ_ｄｓｉｎｎθ_ｅと、ｑ軸電流の高調波回転座標を示すｑ軸電流余弦乗算結果２ｉ_ｑｃｏｓｎθ_ｅおよびｑ軸電流正弦乗算結果２ｉ_ｑｓｉｎｎθ_ｅとを算出する。なお、図２に示す例では、後述する計算式を単純化するため、ｄ軸実電流ｉ_ｄおよびｑ軸実電流ｉ_ｑは、それぞれ増幅器５０、６０によって２倍されている。ただし、この増幅器５０、６０は省略されてもよい。

ここで、ｄｑ座標系において、基本波の整数倍の周波数を持つ高調波電流を含むｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑは、一般に以下の式で表される。

数式１において、ｉ_ｄ０はｄ軸基本波電流、ｉ_ｎｄａは基本波の周波数のｎ倍の周波数を有するｄ軸高調波電流の大きさを示す余弦係数、ｉ_ｎｄｂは基本波の周波数のｎ倍の周波数を有するｄ軸高調波電流の大きさを示す正弦係数、ｉ_ｑ０はｑ軸基本波電流、ｉ_ｎｑａは基本波の周波数のｎ倍の周波数を有するｑ軸高調波電流の大きさを示す余弦係数、ｉ_ｎｄｂは基本波の周波数のｎ倍の周波数を有するｑ軸高調波電流の大きさを示す正弦係数である。

従って、抑制対象とする高調波の次数を所定の１つの次数（例えば、ｎ＝６や１２など）に定めた場合、その抑制対象次数ｎの高調波電流を含むｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑは、以下の数式２によって表される。

図２に示す構成により、ｄ軸実電流ｉ_ｄを２倍し、さらに、抑制対象次数倍（ｎ倍）した三相交流モータ１０の電気角θ_ｅの正弦（ｓｉｎｎθ_ｅ）および余弦（ｃｏｓｎθ_ｅ）と乗算した乗算結果は、数式２および倍角の公式などを利用して、以下の数式３によって表すことができる。

同様に、ｑ軸実電流ｉ_ｑを２倍し、さらに、抑制対象次数倍（ｎ倍）した三相交流モータ１０の電気角θ_ｅの正弦（ｓｉｎｎθ_ｅ）および余弦（ｃｏｓｎθ_ｅ）と乗算した乗算結果は、以下の数式４によって表すことができる。

数式３、４によって表される乗算結果は、それぞれ、低域通過フィルタ５６、５８、６６、６８に通される。従って、低域通過フィルタ５６、５８、６６、６８により、数式３、４の乗算結果の高周波成分（数式３、４の展開式の第２項および第３項）が除去される。このため、各低域通過フィルタ５６、５８、６６、６８からは、図２に示すように、ｄ軸実電流ｉ_ｄに含まれる抑制対象次数の高調波電流の大きさを直流成分として示す、ｄ軸電流余弦係数ｉ_ｎｄａ、ｄ軸電流正弦係数ｉ_ｎｄｂと、ｑ軸実電流ｉ_ｑに含まれる高調波電流の大きさを直流成分として示す、ｑ軸電流余弦係数ｉ_ｎｑａ、ｑ軸電流正弦係数ｉ_ｎｑｂとが出力される。

なお、フーリエ変換などの周波数解析手法を用いて、抑制対象次数の高調波成分の大きさを求めることも可能であるが、抑制対象とする高調波電流の次数を予め定め、その抑制対象次数の高調波電流の大きさを示す、ｄ軸電流余弦係数ｉ_ｎｄａ、ｄ軸電流正弦係数ｉ_ｎｄｂ、ｑ軸電流余弦係数ｉ_ｎｑａ、ｑ軸電流正弦係数ｉ_ｎｑｂのみを抽出する構成を採用することで、高調波電流係数抽出部３８における演算負荷を低減することができる。

上述したように、高調波電流係数抽出部３８は、三相交流モータ１０を流れる電流に含まれる高調波成分の大きさを直流成分として抽出する。このため、一定の遮断周波数を持つ低域通過フィルタ５６、５８、６６、６８を用いることができ、三相交流モータ１０の回転数に応じて、その低域通過フィルタ５６、５８、６６、６８の定数を変更する必要がない。さらに、三相交流モータ１０を回転駆動するための基本波を変化させた場合も、その基本波の変化による周波数成分が低域通過フィルタ５６、５８、６６、６８によって遮断される。このため、基本波制御による応答性への影響を低減することができる。

図１に示す、指令値生成部４０は、ｄ軸電流に含まれる抑制対象次数の高調波電流の大きさの目標値、およびｑ軸電流に含まれる抑制対象次数の高調波電流の大きさの目標値として、ｄ軸電流余弦係数指令値ｉ_ｎｄａ ^＊、ｄ軸電流正弦係数指令値ｉ_ｎｄｂ ^＊、ｑ軸電流余弦係数指令値ｉ_ｎｑａ ^＊、およびｑ軸電流正弦係数指令値ｉ_ｎｑｂ ^＊を生成する。本実施形態では、ｄ軸電流余弦係数指令値ｉ_ｎｄａ ^＊、ｄ軸電流正弦係数指令値ｉ_ｎｄｂ ^＊、ｑ軸電流余弦係数指令値ｉ_ｎｑａ ^＊、およびｑ軸電流正弦係数指令値ｉ_ｎｑｂ ^＊は、それぞれゼロに設定される。

第２減算器４２は、ｄ軸電流余弦係数指令値ｉ_ｎｄａ ^＊、ｄ軸電流正弦係数指令値ｉ_ｎｄｂ ^＊、ｑ軸電流余弦係数指令値ｉ_ｎｑａ ^＊、およびｑ軸電流正弦係数指令値ｉ_ｎｑｂ ^＊と、高調波電流係数抽出部３８によって抽出されたｄ軸電流余弦係数ｉ_ｎｄａ、ｄ軸電流正弦係数ｉ_ｎｄｂ、ｑ軸電流余弦係数ｉ_ｎｑａ、ｑ軸電流正弦係数ｉ_ｎｑｂとの偏差（ｄ軸電流余弦係数偏差、ｄ軸電流正弦係数偏差、ｑ軸電流余弦係数偏差、およびｑ軸電流正弦係数偏差）をそれぞれ算出する。算出された各偏差は、高調波電流係数制御部４４に入力される。

高調波電流係数制御部４４は、ｄ軸電流余弦係数偏差、ｄ軸電流正弦係数偏差、ｑ軸電流余弦係数偏差、およびｑ軸電流正弦係数偏差の各偏差を解消するように、所定の制御則に従い、各偏差から補償電圧のｄ軸電圧余弦係数指令値ｖ_ｎｄａ ^＊、ｄ軸電圧正弦係数指令値ｖ_ｎｄｂ ^＊、ｑ軸電圧余弦係数指令値ｖ_ｎｑａ ^＊、およびｑ軸電圧正弦係数指令値ｖ_ｎｑｂ ^＊を算出する。例えば、高調波電流係数制御部４４は、図３（ａ）に示すように、ＰＩ制御によって、各偏差が解消されるように、補償電圧のｄ軸電圧余弦係数指令値Ｖ_ｎｄａ ^＊、ｄ軸電圧正弦係数指令値ｖ_ｎｄｂ ^＊、ｑ軸電圧余弦係数指令値ｖ_ｎｑａ ^＊、およびｑ軸電圧正弦係数指令値ｖ_ｎｑｂ ^＊を算出してもよい。あるいは、図３（ｂ）に示すように、Ｉ－Ｐ制御により、補償電圧のｄ軸電圧余弦係数指令値ｖ_ｎｄａ ^＊、ｄ軸電圧正弦係数指令値ｖ_ｎｄｂ ^＊、ｑ軸電圧余弦係数指令値ｖ_ｎｑａ ^＊、およびｑ軸電圧正弦係数指令値ｖ_ｎｑｂ ^＊を算出してもよい。その他、高調波電流係数制御部４４は、所定の制御則として、ＰＩＤ制御、Ｉ－ＰＤ制御などを採用することもできる。

補償電圧生成部４６は、外部から与えられたｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊と、電流制御部２４によって算出されたｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊を入力する。そして、補償電圧生成部４６は、以下の数式５により、図５に示すように、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊とｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊とによって定まる電流ベクトルと、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊とｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊とによって定まる電圧ベクトルとの位相差φを算出する。この位相差φは、三相交流モータ１０の制御状態に応じて変化する。

数式５における関数ａｔａｎ２の定義は、以下の数式６の通りである。

また、補償電圧生成部４６は、三相交流モータ１０の電気角θ_ｅと、高調波電流係数制御部４４によって算出された補償電圧のｄ軸電圧余弦係数指令値ｖ_ｎｄａ ^＊、ｄ軸電圧正弦係数指令値ｖ_ｎｄｂ ^＊、ｑ軸電圧余弦係数指令値ｖ_ｎｑａ ^＊、およびｑ軸電圧正弦係数指令値ｖ_ｎｑｂ ^＊を入力する。そして、補償電圧生成部４６は、図４に示すように、抑制対象次数倍（ｎ倍）した三相交流モータ１０の電気角θ_ｅから、算出した位相差φを減算した角度の余弦ｃｏｓ（ｎθ_ｅ‐φ）および正弦ｓｉｎ（ｎθ_ｅ‐φ）を算出する。さらに、補償電圧生成部４６は、乗算器７０、７６を用いて、算出した余弦ｃｏｓ（ｎθ_ｅ‐φ）と、ｄ軸電圧余弦係数指令値ｖ_ｎｄａ ^＊およびｑ軸電圧余弦係数指令値ｖ_ｎｑａ ^＊とをそれぞれ乗算するとともに、乗算器７２、７８を用いて、算出した正弦ｓｉｎ（ｎθ_ｅ‐φ）と、ｄ軸電圧正弦係数指令値ｖ_ｎｄｂ ^＊およびｑ軸電圧正弦係数指令値ｖ_ｎｑｂ ^＊とをそれぞれ乗算する。

なお、抑制対象次数倍した電気角ｎθ_ｅから位相差φを減算する理由は、高調波電流係数制御部４４において、補償電圧のｄ軸電圧余弦係数指令値ｖ_ｎｄａ ^＊、ｄ軸電圧正弦係数指令値ｖ_ｎｄｂ ^＊、ｑ軸電圧余弦係数指令値ｖ_ｎｑａ ^＊、およびｑ軸電圧正弦係数指令値ｖ_ｎｑｂ ^＊が、高調波電流の指令値と実際値との偏差に基づいて算出されており、補償電圧生成部４６における最終的な出力である電圧指令値との位相差を考慮するためである。

そして、補償電圧生成部４６は、加算器７４において、余弦ｃｏｓ（ｎθ_ｅ‐φ）とｄ軸電圧余弦係数指令値ｖ_ｎｄａ ^＊との乗算結果と、正弦ｓｉｎ（ｎθ_ｅ‐φ）とｄ軸電圧正弦係数指令値ｖ_ｎｄｂ ^＊との乗算結果とを加算して、ｄ軸補償電圧ｖ_ｎｄ ^＊を生成する。また、補償電圧生成部４６は、加算器８０において、余弦ｃｏｓ（ｎθｅ‐φ）とｑ軸電圧余弦係数指令値ｖ_ｎｑａ ^＊との乗算結果と、正弦ｓｉｎ（ｎθｅ‐φ）とｑ軸電圧正弦係数指令値ｖ_ｎｑｂ ^＊との乗算結果とを加算して、ｑ軸補償電圧ｖ_ｎｑ ^＊を生成する。ただし、ｄ軸補償電圧ｖ_ｎｄ ^＊およびｑ軸補償電圧ｖ_ｎｑ ^＊を生成するための演算は単なる加算に限られない。例えば、余弦ｃｏｓ（ｎθ_ｅ‐φ）とｄ軸電圧余弦係数指令値ｖ_ｎｄａ ^＊との乗算結果と、正弦ｓｉｎ（ｎθ_ｅ‐φ）とｄ軸電圧正弦係数指令値ｖ_ｎｄｂ ^＊との乗算結果とを、それぞれ２乗した上で、その平方根を求めることで、ｄ軸補償電圧ｖ_ｎｄ ^＊を生成してもよい。

以上のように、本実施形態では、ｄ軸電流ｉ_ｄに含まれる抑制対象次数の高調波電流の大きさを直流成分として示す、ｄ軸電流余弦係数ｉ_ｎｄａおよびｄ軸電流正弦係数ｉ_ｎｄｂと、ｑ軸電流ｉ_ｑに含まれる高調波電流の大きさを直流成分として示す、ｑ軸電流余弦係数ｉ_ｎｑａおよびｑ軸電流正弦係数ｉ_ｎｑｂとを抽出し、これらの係数に基づいて、高調波電流を抑制するためのｄ軸補償電圧ｖ_ｎｄ ^＊およびｑ軸補償電圧ｖ_ｎｑ ^＊を生成している。このため、制御対象である三相交流モータ１０の回転数に係わらず、高調波電流を精度良く抑制することができるようになり、三相交流モータ１０を良好に駆動することが可能となる。

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態になんら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々変形して実施することが可能である。

例えば、上述した実施形態では、指令値生成部４０が、ｄ軸電流に含まれる抑制対象次数の高調波電流の大きさの目標値、およびｑ軸電流に含まれる抑制対象次数の高調波電流の大きさの目標値として、ｄ軸電流余弦係数指令値ｉ_ｎｄａ ^＊、ｄ軸電流正弦係数指令値ｉ_ｎｄｂ ^＊、ｑ軸電流余弦係数指令値ｉ_ｎｑａ ^＊、およびｑ軸電流正弦係数指令値ｉ_ｎｑｂ ^＊をすべてゼロとする例について説明した。しかしながら、指令値生成部４０は、ゼロ以外のｄ軸電流余弦係数指令値ｉ_ｎｄａ ^＊、ｄ軸電流正弦係数指令値ｉ_ｎｄｂ ^＊、ｑ軸電流余弦係数指令値ｉ_ｎｑａ ^＊、および／またはｑ軸電流正弦係数指令値ｉ_ｎｑｂ ^＊を生成してもよい。

その一例として、指令値生成部４０に代えて、図６に示すように、トルクリプル低減指令値生成部４０ａを設けてもよい。ｄ軸電流およびｑ軸電流に含まれる抑制対象次数の高調波電流をゼロにしたとしても、原理的に、三相交流モータ１０内のエアギャップ中の磁束密度分布に空間高調波が含まれるので、トルクリプルが発生する。このトルクリプルをより低減するためには、基本波電流に適切な高調波電流を重畳させる必要がある。

そのため、トルクリプル低減指令値生成部４０ａは、トルクリプルを低減するためのｄ軸電流余弦係数指令値ｉ_ｎｄａ ^＊、ｄ軸電流正弦係数指令値ｉ_ｎｄｂ ^＊、ｑ軸電流余弦係数指令値ｉ_ｎｑａ ^＊、および／またはｑ軸電流正弦係数指令値ｉ_ｎｑｂ ^＊を生成して出力する。各指令値は、例えば、予め回転子の回転位置（電気角θ_ｅ）と各指令値とを対応付けたマップを参照したり、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊や三相電流の実電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗに基づいて算出したりすることにより、生成することができる。

また、別の例として、指令値生成部４０に代えて、図７に示すように、モータ鉄損低減指令値生成部４０ｂを設けてもよい。モータ損失の１つである鉄損は、高回転化や高磁束密度化により著しく増加し、モータの効率低下や温度上昇の原因となる。この鉄損をより低減するためには、基本波電流に適切な高調波電流を重畳させる必要がある。

そのため、モータ鉄損低減指令値生成部４０ｂは、鉄損を低減するためのｄ軸電流余弦係数指令値ｉ_ｎｄａ ^＊、ｄ軸電流正弦係数指令値ｉ_ｎｄｂ ^＊、ｑ軸電流余弦係数指令値ｉ_ｎｑａ ^＊、および／またはｑ軸電流正弦係数指令値ｉ_ｎｑｂ ^＊を生成して出力する。各指令値は、予め回転子の回転位置（電気角θ_ｅ）および回転速度と各指令値とを対応付けたマップを参照したり、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊や三相電流の実電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗに基づいて算出したりすることにより、生成することができる。

上述した実施形態では、抑制対象とする高調波電流の次数を所定の１つの次数（例えば、ｎ＝６や１２など）に定め、その次数の高調波電流のみを制御する例について説明した。しかしながら、抑制対象とする高調波電流の次数は複数とすることができる。例えば、図８は、２つの次数の高調波電流を抑制対象とした構成を示している。

図８に示すように、抑制対象とする２つの次数の高調波電流に対応して、第１および第２高調波電流係数抽出部３８ａ、３８ｂ、第１および第２高調波電流係数制御部４４ａ、４４ｂ、第１および第２補償電圧生成部４６ａ、４６ｂが設けられている。なお、図示していないが、指令値生成部についても、上述した指令値生成部４０、トルクリプル低減指令値生成部４０ａ、モータ鉄損低減指令値生成部４０ｂのいずれかが２つ設けられる。これにより、所望の複数の次数の高調波電流を制御することができ、より一層のモータ効率の向上や、トルクリプルの低減を図ることが可能になる。

１０：三相交流モータ、２０：モータ制御装置、２２：第１減算器、２４：電流制御部、２６：加算器、２８：ｕｖｗ／ｄｑ座標変換部、３０：電力変換部、３２：電流検出回路、３４：位置検出器、３６：ｄｑ／ｕｖｗ座標変換部、３８：高調波電流係数抽出部、４０：指令値生成部、４０ａ：トルクリプル低減指令値生成部、４０ｂ：モータ鉄損低減指令値生成部、４２：第２減算器、４４：高調波電流係数制御部、４６：補償電圧生成部、５６：低域通過フィルタ、５８：低域通過フィルタ、６６：低域通過フィルタ、６８：低域通過フィルタ

Claims (7)

1. 三相交流モータ（１０）を流れる高調波電流を制御するためのモータ制御装置（２０）であって、
   前記三相交流モータの各相を流れる三相電流を、前記三相交流モータの電気角（θ_ｅ）に基づき、モータ回転に同期して回転するｄｑ座標系におけるｄ軸電流（ｉ_ｄ）とｑ軸電流（ｉ_ｑ）とに変換する変換部（３６）と、
   前記三相交流モータを制御するための基本波としての交流電流の周波数に対する抑制対象次数の高調波の周波数で回転する高調波座標系における、前記三相交流モータの電気角の位相を基準とした前記ｄ軸電流の高調波回転座標（ｉ_ｄｓｉｎｎθ_ｅ、ｉ_ｄｃｏｓｎθ_ｅ）および前記ｑ軸電流の高調波回転座標（ｉ_ｑｓｉｎｎθ_ｅ、ｉ_ｑｃｏｓｎθ_ｅ）を、それぞれ、一定の遮断周波数を有する低域通過フィルタ（５６、５８、６６、６８）に通して、前記ｄ軸電流に含まれる高調波電流の大きさを示す直流成分（ｉ_ｎｄａ、ｉ_ｎｄｂ）および前記ｑ軸電流に含まれる高調波電流の大きさを示す直流成分（ｉ_ｎｑａ、ｉ_ｎｑｂ）を抽出する抽出部（３８）と、
   前記ｄ軸電流に含まれる抑制対象次数の高調波電流の目標値（ｉ_ｎｄａ ^＊、ｉ_ｎｄｂ ^＊）、および前記ｑ軸電流に含まれる高調波電流の目標値（ｉ_ｎｄａ ^＊、ｉ_ｎｄｂ ^＊）をそれぞれ設定する設定部（４０、４０ａ、４０ｂ）と、
   前記抽出部によって抽出された前記ｄ軸電流に含まれる高調波電流の大きさ、および前記ｑ軸電流に含まれる高調波電流の大きさと、前記設定部によって設定された前記ｄ軸電流に含まれる高調波電流の目標値、および前記ｑ軸電流に含まれる高調波電流の目標値とのそれぞれの偏差に基づいて、抽出された各高調波電流がそれぞれの目標値に近づくように、ｄ軸補償電圧（ｖ_ｎｄ ^＊）およびｑ軸補償電圧（ｖ_ｎｑ ^＊）を含む補償電圧を生成する補償電圧生成部（４４、４６）と、
   前記基本波により前記三相交流モータを制御するための目標電圧（ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊）と、前記補償電圧生成部によって生成された補償電圧（ｖ_ｎｄ ^＊、ｖ_ｎｑ ^＊）とを加算し、その加算結果に基づいて、前記三相交流モータの各相の電圧指令値（ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊）を生成する電圧指令値生成部（２６、２８）と、を備え、
   前記抽出部は、
   前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流に対して、それぞれ、抑制対象次数倍した前記三相交流モータの電気角の正弦（ｓｉｎｎθ _ｅ ）および余弦（ｃｏｓｎθ _ｅ ）を乗算して、前記ｄ軸電流の高調波回転座標を示すｄ軸正弦乗算結果（ｉ _ｄ ｓｉｎｎθ _ｅ ）およびｄ軸余弦乗算結果（ｉ _ｄ ｃｏｓｎθ _ｅ ）と、前記ｑ軸電流の高調波回転座標を示すｑ軸正弦乗算結果（ｉ _ｑ ｓｉｎｎθ _ｅ ）およびｑ軸余弦乗算結果（ｉ _ｑ ｃｏｓｎθ _ｅ ）とを算出し、
   算出したｄ軸正弦乗算結果、ｄ軸余弦乗算結果、ｑ軸正弦乗算結果、およびｑ軸余弦乗算結果をそれぞれ前記低域通過フィルタによってフィルタ処理して、前記ｄ軸電流に含まれる高調波電流の大きさを直流成分として示す、ｄ軸正弦係数（ｉ _ｎｄｂ ）およびｄ軸余弦係数（ｉ _ｎｄａ ）を抽出するとともに、前記ｑ軸電流に含まれる高調波電流の大きさを直流成分として示す、ｑ軸正弦係数（ｉ _ｎｑｂ ）およびｑ軸余弦係数（ｉ _ｎｑａ ）を抽出するモータ制御装置。
2. 前記設定部は、前記ｄ軸電流に含まれる高調波電流の目標値、および前記ｑ軸電流に含まれる高調波電流の目標値として、前記ｄ軸正弦係数、前記ｄ軸余弦係数、前記ｑ軸正弦係数、および前記ｑ軸余弦係数のそれぞれの目標値（ｉ_ｎｄｂ ^＊、ｉ_ｎｄａ ^＊、ｉ_ｎｄｂ ^＊、ｉ_ｎｄａ ^＊）を設定するものであり、
   前記補償電圧生成部は、前記抽出部によって抽出された前記ｄ軸正弦係数、前記ｄ軸余弦係数、前記ｑ軸正弦係数、および前記ｑ軸余弦係数と、前記設定部によって設定されたそれぞれの目標値との偏差を解消するように、所定の制御則に従って、補償電圧のｄ軸正弦係数（ｖ_ｎｄｂ ^＊）、ｄ軸余弦係数（ｖ_ｎｄａ ^＊）、ｑ軸正弦係数（ｖ_ｎｑｂ ^＊）、およびｑ軸余弦係数（ｖ_ｎｑａ ^＊）を算出する算出部（４４）を含む請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記補償電圧生成部は、ｄｑ座標系における目標ｄ軸電流（ｉ_ｄ ^＊）、目標ｑ軸電流（
   ｉ_ｑ ^＊）、目標ｄ軸電圧（ｖ_ｄ ^＊）、および目標ｑ軸電圧（ｖ_ｑ ^＊）、を入力し、前記目標ｄ軸電流と前記目標ｑ軸電流とによって定まる電流ベクトルと、前記目標ｄ軸電圧と前記目標ｑ軸電圧とによって定まる電圧ベクトルとの位相差（φ）を算出し、抑制対象次数倍した前記三相交流モータの電気角から前記位相差を減算した角度の正弦（ｓｉｎ（ｎθ_ｅ‐φ））および余弦（ｃｏｓ（ｎθ_ｅ‐φ））に対して、前記補償電圧のｄ軸正弦係数およびｄ軸余弦係数をそれぞれ乗じた結果に基づいて前記ｄ軸補償電圧（ｖ_ｎｄ ^＊）を生成するとともに、前記補償電圧のｑ軸正弦係数およびｑ軸余弦係数をそれぞれ乗じた結果に基づいて前記ｑ軸補償電圧（ｖ_ｎｑ ^＊）を生成する生成部（４６）を含む請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記設定部（４０）は、前記ｄ軸電流に含まれる高調波電流の大きさの目標値、および前記ｑ軸電流に含まれる高調波電流の大きさの目標値をそれぞれゼロに設定する請求項１乃至３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
5. 前記設定部（４０ａ）は、前記ｄ軸電流に含まれる高調波電流の大きさの目標値、および前記ｑ軸電流に含まれる高調波電流の大きさの目標値を、前記三相交流モータのトルクリプルを低減するための値にそれぞれ設定する請求項１乃至３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
6. 前記設定部（４０ｂ）は、前記ｄ軸電流に含まれる高調波電流の大きさの目標値、および前記ｑ軸電流に含まれる高調波電流の大きさの目標値を、前記三相交流モータの鉄損を低減するための値にそれぞれ設定する請求項１乃至３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
7. 抑制対象次数の高調波を複数設定可能とすべく、前記抽出部、前記設定部、および前記補償電圧生成部は、抑制対象次数の高調波ごとに、複数設けられる請求項１乃至６のいずれか１項に記載のモータ制御装置。

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