JP2016096666A

JP2016096666A - モータ制御装置

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Publication number: JP2016096666A
Application number: JP2014231764A
Authority: JP
Inventors: 弘道川村; Hiromichi Kawamura; 好博飯島; Yoshihiro Iijima; 中村　英夫; Hideo Nakamura; 英夫中村
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2014-11-14
Filing date: 2014-11-14
Publication date: 2016-05-26
Anticipated expiration: 2034-11-14
Also published as: JP6519149B2

Abstract

【課題】モータに供給される電圧の歪みを抑制しつつモータを安定に制御する。【解決手段】モータ制御装置は、モータに供給される電流の指令ベクトルに基づいてモータに供給される電圧の指令ベクトルを演算する電圧指令手段と、電圧指令手段で演算される指令ベクトルに基づいて各スイッチング素子を制御する制御手段とを含む。そしてモータ制御装置は、モータに供給される電流を検出する検出手段と、検出手段で検出される電流に基づいて電圧の歪み成分を演算する演算手段と、演算手段で演算される歪み成分に基づいて電圧指令手段で演算される指令ベクトルを補正する補正手段とを含む。演算手段は、検出手段で検出される電流に基づく電流ベクトルを用いてモータに供給される電圧の誤差を推定するとともにモータでの干渉成分を算出することにより、歪み成分を演算する。【選択図】図２

Description

この発明は、電気で駆動するモータを制御するモータ制御装置に関する。

モータ制御装置のひとつとして、モータに供給される電流の検出値及び指令値を用いてモータで生じる電圧歪み成分を推定し、その電圧歪み成分によりモータの電圧指令値を補正する制御装置が開示されている（特許文献１参照）。

特開２００９−１１０１７号公報

上述したモータ制御装置では、電圧歪みの推定に指令値が用いられるため、モータの温度が変化する場合や、モータが有する抵抗成分やインダクタンス成分のパラメータにバラツキがある場合には、モータ制御が不安定になるという問題がある。

本発明は、このような問題点に着目してなされた。本発明の目的は、モータに供給される電圧の歪みを抑制しつつモータを安定に制御することにある。

本発明は以下のような解決手段によって上述の課題を解決する。

本発明のある態様によれば、モータ制御装置は、複数のスイッチング素子を備えたインバータを制御してモータに交流電力を供給する。モータ制御装置は、前記インバータから前記モータに供給される電流の指令ベクトルに基づいて、前記モータに供給される電圧の指令ベクトルを演算する電圧指令手段と、前記電圧指令手段により演算される指令ベクトルに基づいて、前記スイッチング素子の各々をスイッチング制御する制御手段とを含む。モータ制御装置は、前記インバータから前記モータに供給される電流を検出する検出手段と、前記検出手段により検出される電流に基づいて、前記モータに供給される電圧の歪み成分を演算する演算手段と、前記演算手段により演算される歪み成分に基づいて、前記電圧指令手段により演算される指令ベクトルを補正して前記制御手段に出力する補正手段とを含む。前記演算手段は、前記検出手段により検出される電流に基づく電流ベクトルを用いて、前記モータに供給される電圧の誤差を推定するとともに前記モータでの干渉成分を算出することにより、前記歪み成分を演算することを特徴とする。

本発明によれば、電流ベクトルの検出値を用いて電圧歪み成分を演算することにより、モータの巻線抵抗などのパラメータに対してバラツキがある場合や、モータ温度が変化する場合であっても、モータの制御が不安定になるのを回避することができる。このため、モータに供給される電圧の歪みを抑制しつつモータを安定に制御することができる。

図１は、本発明の第１実施形態におけるモータ制御装置の構成を示す図である。図２は、モータ制御装置を構成するｄｑ軸電圧演算部の一例を示す図である。図３は、モータ制御装置を構成する電圧歪み演算部の一例を示す図である。図４は、本実施形態におけるモータ制御方法を示すフローチャートである。図５は、本発明の第２実施形態における電圧歪み演算部の構成を示す図である。

以下、添付された図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。

（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態におけるモータ制御装置１００の構成を示す図である。

モータ制御装置１００は、例えば、ハイブリッド車や電動自動車に搭載されるモータ１を制御する装置である。

モータ制御装置１００は、モータ１に供給される電流を指定する電流指令ベクトルに基づいて、モータ１に供給される電圧をベクトル制御してモータ１に交流電力を供給する。また、モータ制御装置１００は、モータ１に備えられた回転子巻線の抵抗値などのパラメータを用いて一般的な滑り角周波数制御を行う。

モータ制御装置１００は、ｄｑ軸電圧演算部１０と、補正部２０と、制御部１０１とを含む。補正部２０は、加算器２１及び加算器２２を含む。制御部１０１は、モータ１と、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器３０と、ＰＷＭ変換インバータ部４０と、電流検出器５１及び電流検出器５２と、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器６０と、電圧歪み演算部７０とを含む。

モータ１は、誘導電動機により実現される。モータ１は、Ｕ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v、及びＷ相電圧ｖ_wの三相交流電圧を受けて駆動する。モータ１には、三相の固定子巻線（ステータコイル）と回転子巻線（ロータコイル）とが備えられている。モータ１においては、固定子巻線が一次側の巻線であり、回転子巻線が二次側の巻線である。

なお、モータ１には、回転子の位置を検出する位置検出器が設けられており、この位置検出器を用いて回転子の電気角や、電気角速度、機械角速度などが算出される。

ｄｑ軸電圧演算部１０は、モータ１に対する電流指令ベクトルに基づいて、モータ１に対する電圧指令ベクトルを演算する電圧指令手段を構成する。電流指令ベクトルは、ドライバの操作量に応じて設定される目標トルクに基づいて算出される。さらに電流指令トルクは、滑り角周波数制御によりモータ１の回転子巻線の抵抗値などのパラメータに応じて補正される。

本実施形態では、ｄｑ軸電圧演算部１０は、電流指令ベクトルとしてｄ軸電流指令値ｉ_d ^*及びｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を用いて、ｄ軸電圧指令基準値ｖ_db ^*及びｑ軸電圧指令基準値ｖ_qb ^*を電圧指令ベクトルとして演算する。ｄ軸電圧指令基準値ｖ_db ^*及びｑ軸電圧指令基準値ｖ_qb ^*は、モータ１のｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*の基準となる値である。

例えば、ｄｑ軸電圧演算部１０は、予め定められた伝達関数を用いて、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*をフィードフォワード（Ｆ／Ｆ）制御することにより、モータ１に供給される三相交流電圧を補償する。

フィードフォワード制御に用いられる伝達関数は、三相の固定子巻線及び回転子巻線の抵抗値や、固定子巻線と回転子巻線との間の相互インダクタンス値、漏れインダクタンス値などのパラメータを有する。これにより、固定子巻線と回転子巻線との間に生じる干渉成分や逆起電力などを抑制することが可能となる。

ｄｑ軸電圧演算部１０は、演算したｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*を加算器２１に出力するとともに、ｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を加算器２２に出力する。

補正部２０は、モータ１に生じる電圧歪み成分を取り除くために、電圧歪み演算部７０から出力される電圧歪み成分の歪み量に基づいて、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を補正する。そして補正部２０は、補正後のｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を電圧歪み演算部７０及び制御部１０１に出力する。

加算器２１は、ｄ軸電圧指令基準値ｖ_db ^*に対してｄ軸電圧歪み成分Δｖ_dを加算することにより、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*を算出する。

加算器２２は、ｑ軸電圧指令基準値ｖ_qb ^*に対してｑ軸電圧歪み成分Δｖ_qを加算することにより、ｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を算出する。

制御部１０１は、ｄｑ軸電圧演算部１０により演算されたｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*に基づいて、ＰＷＭ変換インバータ部４０を構成する各スイッチング素子をスイッチング制御する制御手段を構成する。

ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器３０は、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を、回転子の電気角に基づいて、Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*に変換する。ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器３０は、変換した三相の電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*をＰＷＭ変換インバータ部４０に出力する。

ＰＷＭ変換インバータ部４０は、デッドタイム補償や電圧利用率向上処理といった公知の処理を実行することにより、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成する。ＰＷＭ変換インバータ部４０は、生成したＰＷＷ信号に従って、三相のＵ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wをモータ１に供給する。

例えば、ＰＷＭ変換インバータ部４０には、ＰＷＭ変換器とインバータとが別々に備えられている。ＰＷＭ変換器は、予め定められた搬送波信号に対して三相の電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を比較することによりＰＷＭ信号を生成する。

そしてインバータは、複数のスイッチング素子を備え、ＰＷＭ信号に従ってスイッチング素子の各々をオン／オフ動作させるスイッチング制御を実行する。これにより、インバータからモータ１に三相の擬似正弦波電圧ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wが出力される。

モータ１に三相の疑似正弦波電圧ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wを印加することにより、モータ１の三相の固定子巻線に交流電流ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wが供給される。モータ１とＰＷＭ変換インバータ部４０との間にはＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電源線が接続されており、Ｕ相の電源線及びＶ相の電源線には、それぞれ電流検出器５１及び電流検出器５２が設けられている。

電流検出器５１及び電流検出器５２は、ＰＷＭ変換インバータ部４０からモータ１に供給される電流を検出する検出手段を構成する。

電流検出器５１は、モータ１に供給されるＵ相電流ｉ_uを検出してＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器６０に出力する。

電流検出器５２は、モータ１に供給されるＶ相電流ｉ_vを検出してＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器６０に出力する。

ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器６０は、電流検出器５１及び電流検出器５２から出力されるＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを用いて、次式の関係からＷ相電流ｉ_wを算出する。

ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器６０は、三相の交流電流ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wを、回転子の電気角に基づいてｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qに変換する。すなわち、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器６０は、電流検出器５１及び電流検出器５２から出力されるＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vに基づいて、ＰＷＭ変換インバータ部４０からモータ１に供給される電流に関する電流ベクトルを検出する。ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器６０は、変換したｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qを電圧歪み演算部７０に出力する。

電圧歪み演算部７０は、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器６０により検出される電流ベクトルに基づいて、ＰＷＭ変換インバータ部４０からモータ１に供給された電圧の歪み成分を演算する演算手段を構成する。例えば、電圧歪み演算部７０は、外乱オブザーバの原理に従って電圧歪み成分が作用するモデルを用いて電圧歪み成分を推定する。

電圧歪み演算部７０は、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qを用いて、モータ１に供給された電圧に関する電圧ベクトルの誤差を推定する。これと共に電圧歪み演算部７０は、ｄ軸及びｑ軸電流指令値ではなくｄ軸及びｑ軸電流検出値ｉ_d及びｉ_qを用いて、モータ１に備えられた巻線による干渉成分を算出する。そして、電圧歪み演算部７０は、算出した電圧ベクトルの誤差と干渉成分とを合成することにより、ｄ軸電圧歪み成分Δｖ_d及びｑ軸電圧歪み成分Δｖ_qを算出する。

電圧歪み演算部７０は、算出したｄ軸電圧歪み成分Δｖ_dを加算器２１に出力するとともに、ｑ軸電圧歪み成分Δｖ_qを加算器２２に出力する。これにより、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*に対してｄ軸電圧歪み成分Δｖ_d及びｑ軸電圧歪み成分Δｖ_qが合成されるので、モータ１に供給される電圧の歪み成分を除去することができる。

図２は、本実施形態におけるｄｑ軸電圧演算部１０の詳細構成を示す図である。

ｄｑ軸電圧演算部１０は、次式のとおり、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*及びｑ軸電流指令値ｉ_q ^*に基づいて、ｄ軸電圧指令基準値ｖ_db ^*及びｑ軸電圧指令基準値ｖ_qb ^*を演算する。

なお、φ_2d及びφ_2qは、２次側の回転子巻線におけるｄ軸成分及びｑ軸成分の磁束である。ω₁は、電気角周波数であり、ω_mは、機械角周波数である。ｐは、微分演算子である。

また、Ｒ₁は、１次側の固定子巻線の抵抗値であり、Ｒ₂は、２次側の回転子巻線の抵抗値である。Ｌσは、固定子巻線と回転子巻線との間の漏れインダクタンス値であり、Ｌ_mは、固定子巻線と回転子巻線との間の相互インダクタンス値である。なお、相互インダクタンス値Ｌ_m及び漏れインダクタンス値Ｌσは、Ｔ型等価回路により換算した値である。これらのパラメータは、予め定められた固定値である。

式（２）を用いることにより、ｑ軸電圧指令基準値ｖ_bq ^*を次式のとおり導出すことができる。

ここで、右辺の第２項は、ｄ軸電流の干渉成分であり、右辺の第４項は、逆起電力成分である。右辺の第３項は、低速において影響がないためゼロとみなす。したがって、式（３）は、次式のとおり表わすことができる。

同様に、ｄ軸電圧指令基準値ｖ_db ^*は、次式のとおり表わすことができる。

なお、τ₂は、モータ１の二次時定数であり、次式のとおりである。

このように、ｄｑ軸電圧演算部１０は、式（４）及び式（５）を用いてｄ軸電圧指令基準値ｖ_db ^*及びｑ軸電圧指令基準値ｖ_qb ^*を演算する。具体的には、ｄｑ軸電圧演算部１０は、乗算器１１〜１５と、逆起電力演算部１６と、ｄ軸演算器１７と、ｑ軸演算器１８とを備える。

乗算器１１は、式（５）の右辺の第２項を計算するために、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*に対してＲ₂（ｓτ₂／１＋ｓτ₂）を乗算し、その乗算した値をｄ軸演算器１７に出力する。

乗算器１２は、式（５）の右辺の第１項を計算するために、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*に対して（Ｒ₁＋ｐＬσ）を乗算し、その乗算した値をｄ軸演算器１７に出力する。

乗算器１３は、式（４）の右辺の第２項を計算するために、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*に対して（ω₁Ｌσ）を乗算し、その乗算した値をｑ軸演算器１８に出力する。

乗算器１４は、式（５）の右辺の第３項を計算するために、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*に対して（ω₁Ｌσ）を乗算し、その乗算した値をｄ軸演算器１７に出力する。

乗算器１５は、式（４）の右辺の第１項を計算するために、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*に対して（Ｒ₁＋Ｒ₂＋ｐＬσ）を乗算し、その乗算した値をｑ軸演算器１８に出力する。

逆起電力演算部１６は、式（４）の右辺の第３項を計算するために、逆起電力（ω₁φ_2d）を演算し、その演算した値をｑ軸演算器１８に出力する。

ｄ軸演算器１７は、乗算器１１の出力値と、乗算器１２の出力値とを加算し、その加算した値から乗算器１４の出力値を減算することにより、ｄ軸電圧指令基準値ｖ_db ^*を算出する。

ｑ軸演算器１８は、乗算器１３の出力値と、乗算器１５の出力値とを加算し、その加算した値に対して逆起電力演算部１６の出力値を加算することにより、ｑ軸電圧指令基準値ｖ_qb ^*を算出する。

このようにｄｑ軸電圧演算部１０は、固定子巻線の抵抗値Ｒ₁、回転子巻線の抵抗値Ｒ₂、漏れインダクタンス値Ｌσ、及び相互インダクタンス値Ｌ_mを用いて、ｄ軸及びｑ軸電圧指令基準値ｖ_db ^*及びｖ_qb ^*を算出する。

図３は、本実施形態における電圧歪み演算部７０の詳細構成を示す図である。

電圧歪み演算部７０は、モータ電圧推定部７１０と、ｄ軸干渉演算部７２１と、ｑ軸干渉演算部７２２と、逆起電力算出部７３０と、合成部７４０と、ＬＰＦ７５１及びＬＰＦ７５２と、を含む。合成部７４０は、減算器７４１及び減算器７４２と、減算器７４３及び加算器７４４と、減算器７４５とを含む。

モータ電圧推定部７１０は、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器６０から出力される電流ベクトルに基づいて、モータ１に供給された電圧についての電圧ベクトルを推定する。なお、電圧ベクトルの向きは、電流ベクトルの向きと同じである。

具体的にはモータ電圧推定部７１０は、次式のとおり、モータ１の電圧ベクトルとしてｄ軸電圧推定値ｖ_dc及びｑ軸電圧推定値ｖ_qcを演算する。

このように、モータ電圧推定部７１０は、ｄ軸及びｑ軸電流検出値ｉ_d及びｉ_qに基づいて、固定子巻線及び回転子巻線間のインダクタンス値Ｌ_m及びＬσと抵抗値Ｒ₁及びＲ₂とを用いて電圧ベクトルｖ_dc及びｖ_qcを推定する。

モータ電圧推定部７１０は、ｄ軸電圧推定値ｖ_dcを減算器７４１に出力するとともに、ｑ軸電圧推定値ｖ_qcを減算器７４２に出力する。

ｄ軸干渉算出部７２１及びｑ軸干渉算出部７２２は、モータ１でｄ軸電流及びｑ軸電流が互いに干渉する干渉成分としてのリアクタンスによる電圧降下成分を演算する。

具体的には、ｄ軸干渉算出部７２１は、式（４）の右辺の第２項と同じように、次式のとおり、ｄ軸電流からｑ軸電圧に与える干渉成分ｖ_diを演算し、その演算した値を減算器７４３に出力する。

ｄ軸干渉算出部７２１は、式（５）の右辺の第３項と同じように、式（８）のとおり、ｑ軸電流からｄ軸電圧に与える干渉成分ｖ_qiを演算し、その演算した値を加算器７４４に出力する。

このように、ｄ軸干渉算出部７２１及びｑ軸干渉算出部７２２は、電流ベクトルの指令値ではなく検出値ｉ_d及びｉ_qの大きさと、漏れインダクタンス値Ｌσとに基づいて、電流ベクトルの検出値ｉ_d及びｉ_qに対して直交する向きに生じる干渉成分のベクトルを算出する干渉成分算出手段を構成する。

逆起電力算出部７３０は、モータ１の巻線間に生じる電圧の逆起電力成分を算出する逆起電力算出手段を構成する。具体的には、逆起電力算出部７３０は、式（４）の右辺の第３項と同じように、次式のとおり、モータ１での逆起電力成分ｖ_qbefを演算する。

ここで、回転子巻線側のｄ軸磁束φ_2dは、次式のとおり表わすことができる。

このように、逆起電力算出部７３０は、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*と、回転子巻線の抵抗値Ｒ₂に対する相互インダクタンス値Ｌ_mの比（Ｌ_m／Ｒ₂）とに基づいて、モータ１に印加された電圧の逆起電力成分ｖ_qrefを算出する。ｄ軸電流の検出値ｉ_dではなく指令値ｉ_d ^*を用いる理由は、モータ制御用のパラメータ値と実際の値とを徐々に乖離させるシミュレーションにおいて、ｄ軸電流の検出値ｉ_dを用いた場合に比べてモータ１を安定に制御できる乖離度合いの許容範囲が広くなったからである。逆起電力算出部７３０は、算出した逆起電力成分ｖ_qrefを合成部７４０の減算器７４５に出力する。

合成部７４０は、モータ電圧推定部７１０から出力される電圧ベクトルｖ_dc及びｖ_qcと、補正部２０から出力される電圧指令ベクトルｖ_d ^*及びｖ_q ^*とに基づいて、ＰＷＭ変換インバータ部４０でのデッドタイム処理に伴う歪み成分を算出する。具体的には、合成部７４０は、デッドタイム処理に伴う歪み成分として電圧ベクトルｖ_dc及びｖ_qcと電圧指令ベクトルｖ_d ^*及びｖ_q ^*との差分ベクトル、すなわち電圧ベクトルの誤差を算出する。

そして合成部７４０は、その差分ベクトルに対して、ｄ軸干渉演算部７２１及びｑ軸干渉演算部７２２から出力される干渉成分のベクトルｖ_di及びｖ_qiを合成する。干渉成分のベクトルｖ_di及びｖ_qiの向きは、電流ベクトルｉ_d及びｉ_qの向きに対して直交する向きに設定される。

さらに合成部７４０は、電圧ベクトルｖ_dc及びｖ_qcとの誤差と、干渉成分ｖ_di及びｖ_qiとを合成した合成ベクトルに対して、逆起電力算出部７３０から出力される逆起電力成分のベクトルｖ_qrefを合成する。これにより、モータ１の電圧歪み成分Δｖ_d及びΔｖ_qの歪み量が算出される。

具体的には、減算器７４１は、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*からｄ軸電圧推定値ｖ_dcを減算するとともに、減算器７４２は、ｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*からｑ軸電圧推定値ｖ_qcを減算する。すなわち、検出された電圧ベクトルと電圧指令ベクトルとの差分ベクトルが算出される。

そして、減算器７４３は、減算器７４２により算出される減算値からｑ軸電圧への干渉成分ｖ_diを減算するとともに、減算器７４１により算出される減算値に対してｄ軸電圧への干渉成分ｖ_qiを加算する。すなわち、電流ベクトルの向きと直交する干渉成分ベクトルが差分ベクトルに合成される。

さらに、減算器７４５は、減算器７４３により算出された減算値から逆起電力成分ｖ_qrefを減算する。すなわち、差分ベクトルと干渉成分ベクトルとを合成した合成ベクトルに対して逆起電力ベクトルが合成される。

ＬＰＦ７５１は、加算器７４４から出力される信号の高周波成分を除去する処理を施すフィルタである。ＬＰＦ７５１は、加算器７４４の出力信号に対して高周波成分を除去する処理が施された値をｄ軸電圧歪み成分Δｖ_dとして補正部２０の加算器２１に出力する。

ＬＰＦ７５２は、減算器７４５から出力される信号の高周波成分を除去する処理を施すフィルタである。ＬＰＦ７５２は、減算器７４５の出力信号に対して高周波成分を除去する処理が施された値をｑ軸電圧歪み成分Δｖ_qとして加算器２２に出力する。

図４は、本実施形態におけるモータ１の動作を制御する制御方法を示すフローチャートである。

ステップＳ９０１においてｄｑ軸電圧演算部１０は、目標トルクに応じて設定される電流指令ベクトルi_d ^*及びi_q ^*に基づいて、モータ１に供給される電圧に関する電圧指令ベクトルｖ_d ^*及びｖ_q ^*の基準値ｖ_db ^*及びｖ_qb ^*を演算する。

ステップＳ９０２において制御部１０１は、電圧指令ベクトルｖ_d ^*及びｖ_q ^*に基づいて、ＰＷＭ変換インバータ部４０に備えられた各スイッチング素子を導通状態又は非導通状態にするスイッチング制御を実行する。

ステップＳ９０３において電流検出器５１及び電流検出器５２は、モータ１に供給されるＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを検出する。

ステップＳ９０４においてＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器６０は、電流検出器５１及び電流検出器５２から出力されるＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vに基づいて、検出値である電流ベ
クトルｉ_d及びｉ_qを演算する。

ステップＳ９０５において電圧歪み演算部７０は、電流ベクトルｉ_d及びｉ_qを用いて推定される電圧ベクトルｖ_dc及びｖ_qcと電圧指令ベクトルｖ_d ^*及びｖ_q ^*との誤差を算出する。これと共に電圧歪み演算部７０は、電流ベクトルｉ_d及びｉ_qを用いて、さらにモータ１を構成する巻線での干渉成分ｖ_di及びｖ_qiを算出する。そして電圧歪み演算部７０は、推定された電圧ベクトルｖ_dc及びｖ_qcとの誤差、並びに、干渉成分ｖ_di及びｖ_qiを互いにベクトル合成することにより、モータ１に生じる電圧歪み成分Δｖ_d及びΔｖ_qを演算する。

すなわち、電圧歪み演算部７０は、ｄｑ軸電圧演算部１０により演算される電圧指令ベクトルｖ_d ^*及びｖ_q ^*と、電流検出器５１及び５２により検出されるＵ相電流ｉ_u及び
Ｖ相電流ｉ_vとに基づいて、電圧歪み成分Δｖ_d及びΔｖ_qを演算する。

ステップＳ９０６において補正部２０は、電圧歪み成分Δｖ_d及びΔｖ_qに基づいて基準値ｖ_db ^*及びｖ_qb ^*を補正することにより、電圧指令ベクトルｖ_d ^*及びｖ_q ^*を算出する。そして補正部２０は、補正後の電圧指令ベクトルｖ_d ^*及びｖ_q ^*を制御部１０１に出力する。

ステップＳ９０６の処理が完了すると、モータ１を制御する制御方法の一連の処理手順が終了する。

本発明の第１実施形態によれば、モータ制御装置１００は、複数のスイッチング素子を備えたＰＷＭ変換インバータ部４０をベクトル制御してモータ１に交流電力を供給するものである。このモータ制御装置１００は、モータ１に供給される電流の指令ベクトルに基づいて、モータ１に供給される電圧の指令ベクトルを演算するｄｑ軸電圧演算部１０と、ｄｑ軸電圧演算部１０により演算される電圧指令ベクトルに基づいて、スイッチング素子の各々をスイッチング制御する制御部１０１とを含む。

さらにモータ制御装置１００は、モータ１に供給される電流ｉ_u及びｉ_vを検出する電流検出器５１及び５２を用いてモータ１に生じる電圧歪み成分を演算する電圧歪み演算部７０と、その電圧歪み成分に基づいて電圧指令ベクトルを補正して制御部１０１に出力する補正部２０とを含む。

そして電圧歪み演算部７０は、電流検出器５１及び５２により検出される電流に基づく電流ベクトルｉ_d及びｉ_qを用いて、モータ１に供給される電圧の誤差を推定するとともにモータ１で生じる干渉成分ｖ_di及びｖ_qiを算出することにより、電圧歪み成分を演算する。

通常、滑り角周波数を制御するモータ制御装置では、電圧指令ベクトルを算出するのにモータ１の温度に応じて抵抗の大きさが変化する回転子巻線の抵抗値Ｒ₂などのパラメータが用いられる。そのため、電流指令ベクトルを用いて干渉成分ｖ_di及びｖ_qiを計算してしまうと、電流ベクトルの指令値と検出値との乖離が過大となり、モータ１を安定に制御できくなることを発明者らは知見した。

これに対して本実施形態によれば、電流ベクトルの指令値ではなく検出値を用いて干渉成分ｖ_di及びｖ_qiを算出することにより、モータ１の固体差が原因で制御用パラメータに対してバラツキがある場合や、モータ温度が変化する場合であっても、モータ制御が不安定になるのを抑制することができる。このため、モータ１に生じる電圧の歪みを抑制しつつモータ１を安定に制御することができる。

また本実施形態では、電圧歪み演算部７０は、モータ電圧推定部７１０と、ｄ軸干渉演算部７２１及びｑ軸干渉演算部７２２と、合成部７４０とを含む。

そして、モータ電圧推定部７１０は、式（７）に示したように、電流ベクトルの検出値ｉ_d及びｉ_qと、固定子巻線及び回転子巻線の抵抗値Ｒ₁及びＲ₂と、漏れインダクタンス値Ｌσとに基づいて、電圧ベクトルの推定値ｖ_dc及びｖ_qcを演算する。ｄ軸干渉演算部７２１及びｑ軸干渉演算部７２２は、式（８）に示したように、電流指令ベクトルではなく電流ベクトルの検出値ｉ_d及びｉ_qと、漏れインダクタンス値Ｌσとに基づいて、電流ベクトルに対して直交する向きに生じる干渉成分のベクトルｖ_di及びｖ_qiを算出する。合成部７４０は、補正後の電圧指令ベクトルのｄ軸及びｑ軸成分ｖ_d ^*及びｖ_q ^*と、電圧ベクトルの推定値ｖ_dc及びｖ_qcとの差分ベクトルである電圧の誤差と、干渉成分のベクトルｖ_di及びｖ_qiとを合成することにより、電圧歪み成分のベクトルΔｖ_d及びΔｖ_qを算出する。

このように、モータ１の抵抗値Ｒ₂などのパラメータを用いて電圧ベクトルｖ_dc及びｖ_qcや干渉成分のベクトルｖ_di及びｖ_qiが算出されるので、電流ベクトルの検出値を用いることにより、電流ベクトルの検出値と指令値との乖離度合いを抑制することができる。

また本実施形態では、逆起電力算出部７３０がｄ軸電流指令値ｉ_d ^*に基づいてモータ１に生じる電圧の逆起電力成分ｖ_qbefを算出し、合成部７４０は、その電圧歪み成分Δｖ_qに対して逆起電力成分ｖ_qbefを合成する。

このように、逆起電力成分ｖ_qbefを合成することにより、電圧歪み成分Δｖ_qをより正確に推定することができる。さらに逆起電力成分ｖ_qbefの算出にｄ軸電流指令値ｉ_d ^*を用いることにより、ｄ軸電流検出値ｉ_dを用いる場合に比べて、モータ１に供給される電流を安定に制御することができる。

また本実施形態では、逆起電力算出部７３０は、式（９）及び式（１０）に示したように、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*と、回転子巻線の抵抗値Ｒ₂に対する相互インダクタンス値Ｌ_mの比（Ｌ_m／Ｒ₂）とに基づいて、逆起電力成分の歪み量ｖ_qbefを算出する。これにより、モータ１に生じる電圧歪みをさらに抑制することができる。

（第２実施形態）
次に本発明の第２実施形態におけるモータ制御装置について説明する。本実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*が別の値に切り替えられるような過渡状態、例えば車両の加速時において、モータ１の制御が不安定になるのを回避するモータ制御装置を実現する。

図５は、本発明の第２実施形態における電圧歪み演算部７１の詳細構成を示す図である。なお、本実施形態のモータ制御装置は、図１に示したモータ制御装置１００と基本構成は同じである。

電圧歪み演算部７１は、図３に示した電圧歪み演算部７０の構成に加えて電流推定部７３１を備えている。他の構成については、電圧歪み演算部７０の構成と同じであるため同一の符号を付して説明を省略する。

電流推定部７３１は、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*の急峻な変動を抑制する変動抑制処理を施す変動抑制手段を構成する。なお、逆起電力算出部７３０及び電流推定部７３１により逆起電力算出手段が構成される。

電流推定部７３１は、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*及びｑ軸電流指令値ｉ_q ^*に基づき、モータ１の応答遅れ処理を施してモータ１に供給される電流のｄ軸成分ｉ_d’を推定する。以下では、推定した電流のｄ軸成分を「ｄ軸電流推定値」という。

電流推定部７３１は、ｄｑ軸電圧演算部１０の構成に合わせてｄ軸電流推定値ｉ_d ^'を算出する。例えば、電流推定部７３１は、次式のとおり、ｄｑ軸電圧演算部１０に用いられる伝達関数Ｚ₀（ｓ）と、制御対象である制御部１０１に関する伝達関数Ｙ（ｓ）とを用いて、ｄ軸電流推定値ｉ_d ^'を算出する。

上式のようなｄ軸電流推定値ｉ_d ^'は、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*が急峻に変化する過渡応答時であっても、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*に比べて緩やかに変化する。そのため、過渡応答時におけるｄ軸電流検出値ｉ_dとｄ軸電流指令値ｉ_d ^*との誤差が大きくなり過ぎるのを抑制することができる。

電流推定部７３１は、算出したｄ軸電流推定値ｉ_d ^'を逆起電力算出部７３０に出力する。

逆起電力算出部７３０は、式（１０）中のｄ軸電流指令値ｉ_d ^*を、電流推定部７３１から出力されるｄ軸電流推定値ｉ_d ^'に代えて、次式（１２）のとおり、ｄ軸磁束φ_2dを算出し、式（９）に従って逆起電力成分ｖ_qbefを算出する。

上式（１２）のようにｄ軸電流推定値ｉ_d ^'を用いることにより、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*が別の値に切り替えられた過渡状態においては、モータ１に供給される実際の電流値とｄ軸電流推定値ｉ_d ^'との誤差がｄ軸電流指令値ｉ_d ^*を用いたときに比べて小さくなる。したがって、逆起電力算出部７３０により算出される逆起電力成分ｖ_qbefの値と、モータ１で実際に生じる逆起電力との誤差を小さくできる。

すなわち、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*を用いる場合に比べて逆起電力成分ｖ_qbefを推定する精度が向上するので、電圧歪み成分Δｖ_qの推定精度を向上させることができる。また、ｄ軸電流検出値ｉ_dとｄ軸電流指令値ｉ_d ^*との差が大きくなる状況であっても、モータ１が制御できなくなるという事態を回避することができる。

なお、本実施形態では、ｄｑ軸電圧演算部１０に用いられる伝達関数Ｚ₀（ｓ）に基づいてｄ軸電流推定値ｉ_d ^'を算出したが、これに限られるものではない。例えば、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*の１次遅れ成分を抽出するフィルタなどを電流推定部７６０の代わりに設けてもよい。

本発明の第２実施形態によれば、電流推定部７３１がｄ軸電流指令値ｉ_d ^*の急峻な変動成分を抑制する変動抑制処理を施し、変動抑制処理後のｄ軸電流推定値ｉ_d ^'に基づいて逆起電力算出部７３０が逆起電力成分ｖ_qbefを算出する。

このように、逆起電力成分ｖ_qbefの算出にｄ軸電流推定値ｉ_d ^'を用いることにより、ｄ軸電流推定値ｉ_d ^'を用いる場合に比べてモータ制御の過渡状態におけるｄ軸電流ｉ_dとの誤差が小さくなる。したがって、逆起電力成分ｖ_qbefの推定精度を向上させることができるとともに、過渡状態においてモータ制御ができなくなるという事態を回避することができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。

モータ制御装置１００では一般的な滑り角周波数制御によって電流指令ベクトルｉ_d ^*及びｉ_q ^*を補正する例について説明したが、滑り角周波数制御に基づいて電流指令ベクトルｖ_d ^*及びｖ_q ^*を補正するようにしてもよい。

なお、上記実施形態は、適宜組み合わせ可能である。

１モータ
１０ｄｑ軸電圧演算部（電圧指令手段）
２０補正部（補正手段）
４０ＰＷＭ変換インバータ部（インバータ）
５１、５２電流検出器（電流検出手段）
７０電圧歪み演算部（演算手段）
１００モータ制御装置
１０１制御部（制御手段）

Claims

複数のスイッチング素子を備えたインバータを制御してモータに交流電力を供給するモータ制御装置であって、
前記インバータから前記モータに供給される電流の指令ベクトルに基づいて、前記モータに供給される電圧の指令ベクトルを演算する電圧指令手段と、
前記電圧指令手段により演算される指令ベクトルに基づいて、前記スイッチング素子の各々をスイッチング制御する制御手段と、
前記インバータから前記モータに供給される電流を検出する検出手段と、
前記検出手段により検出される電流に基づいて、前記モータに供給される電圧の歪み成分を演算する演算手段と、
前記演算手段により演算される歪み成分に基づいて、前記電圧指令手段により演算される指令ベクトルを補正して前記制御手段に出力する補正手段と、を含み、
前記演算手段は、前記検出手段により検出される電流に基づく電流ベクトルを用いて、前記モータに供給される電圧の誤差を推定するとともに前記モータでの干渉成分を算出することにより、前記歪み成分を演算する、
モータ制御装置。
請求項１に記載のモータ制御装置であって、
前記演算手段は、
前記電流ベクトルの大きさと、前記モータの固定子巻線及び回転子巻線間のインダクタンス値と、前記固定子巻線及び回転子巻線の抵抗値とに基づいて、前記モータにおける電圧ベクトルの大きさを推定する推定手段と、
前記電流の指令ベクトルではなく前記電流ベクトルの大きさと、前記インダクタンス値とに基づいて、前記電流ベクトルに対して直交する向きの前記干渉成分のベクトルを算出する干渉算出手段と、
前記補正手段により補正された指令ベクトルと前記推定手段により推定される電圧ベクトルとの差分ベクトルである前記誤差と、前記干渉算出手段により算出される干渉成分のベクトルとを合成することにより、前記歪み成分のベクトルを算出する合成手段と、を含む、
モータ制御装置。
請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置であって、
前記演算手段は、前記電流の指令ベクトルに基づいて、前記モータに生じる電圧の逆起電力成分を算出する逆起電力算出手段をさらに含み、
前記合成手段は、前記歪み成分に対して前記逆起電力成分を合成する、
モータ制御装置。
請求項３に記載のモータ制御装置であって、
前記電流の指令ベクトルは、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値であり、
前記逆起電力算出手段は、前記回転子巻線の抵抗値に対する前記固定子巻線及び回転子巻線間の相互インダクタンス値の比と、前記ｄ軸電流指令値とに基づいて、前記逆起電力成分を算出する、
モータ制御装置。
請求項４に記載のモータ制御装置であって、
前記逆起電力算出手段は、式（１）に示すとおり、前記モータの電気角速度ω_mと、前記相互インダクタンス値Ｌ_mと、前記回転子巻線の抵抗値Ｒ₂と、前記ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とに基づいて、前記逆起電力成分ｖ_qbefを算出する、
モータ制御装置。
請求項４に記載のモータ制御装置であって、
前記逆起電力算出手段は、前記ｄ軸電流指令値の急峻な変動を抑制する処理を施す変動抑制手段をさらに含み、前記変動抑制手段により前記処理が施されたｄ軸電流指令値に基づいて、前記逆起電力成分を算出する、
モータ制御装置。