CN113056867A - 逆变器控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种逆变器控制装置，其推定感应电动机的反电动势(back electromotive force)，并且通过使用对应于扭矩的电流和对应于磁通的电流计算(calculation)并补偿滑差频率，来使电动机恒速运转。为此，本发明可以包括：指令电压产生部，接收指令频率，基于电压/频率运转，向逆变器输出三相PWM电压；以及滑差频率计算部，基于由所述逆变器驱动的电动机的相电流和相电压，确定滑差频率。

Description

逆变器控制装置
技术领域
本发明涉及逆变器控制装置。
背景技术
通常，逆变器是将输入的商用交流电源转换为直流电源之后，再将所述直流电源转换成适合于电动机的交流电源并供应到电动机的电力转换装置。此时，逆变器广泛应用于变速(variable speed)运转时所需的可以控制供应到电动机的交流电源的大小和频率的系统中。
这种逆变器以电力用半导体为基础，可以根据应用领域进行各种拓扑(topology)，并且根据拓扑方式，输出电压的大小、电平数以及电压合成方式等发生变化。作为工业用逆变器，主要使用三相半桥逆变器。三相半桥逆变器是由三个单相半桥逆变器并联连接而构成的结构，各个半桥是称为极(pole)、桥臂(arm)或支线(leg)的构成逆变器的基本电路。
工业上广泛使用的感应电动机可以通过电压/频率(V/f)运转进行频率控制，因此主要使用于在额定速度以下的运转区域不需要快速动态特性的风扇、泵以及鼓风机等领域。
然而，由于因负载可变的应用而发生滑差频率，因此无法恒速运转。尤其，在像传送带一样需要恒速运转的领域，应当适当地补偿滑差频率，以使实际运转速度与指令速度一致。即，需要一种逆变器控制来改善在电压/频率运转中因发生滑差频率而引起的速度误差，以能够与负载无关地恒速运转。
图1是示出现有技术的逆变器控制装置的控制框图。
参照图1，逆变器控制装置可以包括电动机10、逆变器20以及逆变器控制部30。
逆变器控制部30可以包括指令电压产生部40和滑差频率确定部50。
指令电压产生部40可以向逆变器20输出三相PWM电压Vabc_PWM。此时，逆变器20可以通过三相PWM电压Vabc_PWM动作，以向电动机10提供三相输出电压Vabcn。
其中，指令电压产生部40可以接收指令频率wref，并且基于电压/频率(V/f)运转来生成与指令频率wref相对应的逆变器20的指令电压。此时，指令电压产生部40可以生成作为指令电压的三相PWM电压Vabc_PWM，以使输出电压VV/f与运转频率wV/f的比值恒定。
滑差频率确定部50可以生成与速度误差相对应的滑差频率wslip_comp。此时，逆变器控制部30可以通过将滑差频率wslip_comp相加到指令频率wref来减少速度误差。
图2是详细示出图1所示的指令电压产生部的框图。
参照图2，指令电压产生部40可以包括电压确定部41、积分器42、三角函数应用部43、乘法部44以及PWM输出部45。
电压确定部41可以根据运转频率wV/f确定出输出电压VV/f的大小。
另外，积分器42可以通过积分运转频率wV/f来输出相位θV/f，三角函数应用部43可以输出将相位θV/f应用于已设定的三角函数而获得的相位值。
之后，乘法部44可以基于所述相位值输出作为三相交流正弦波的指令电压Vas_ref、Vbs_ref、Vcs_ref。
PWM输出部45可以将指令电压Vas_ref、Vbs_ref、Vcs_ref合成为三相PWM电压Vabc_PWM。
图3是用于说明频率与电压之间的关系的示例图。
图3示出了输出电压VV/f相对于运转频率wV/f成比例地增加。
根据图3所示的运转频率wV/f与输出电压VV/f之间的关系，电压确定部41可以从运转频率wV/f确定出输出电压VV/f的大小。
在逆变器20的初始启动时，逆变器20的运转频率wV/f从零开始，因此可以输出较小的电压，随着频率增加，可以输出大小与所述频率成比例的电压。之后，若逆变器20的运转频率wV/f达到目标频率wref，则运转频率wV/f不再增加，以定速运转。
图4是示出图1所示的逆变器的电路图。
参照图4，逆变器20可以包括直流电压提供部22和逆变器部24。
直流电压提供部22可以向逆变器部24提供已充电的直流电压。
逆变器部24可以将从直流电压提供部22供应的直流电压转换成三相交流输出电压Van、Vbn、Vcn。之后，逆变器部24可以将三相交流输出电压Van、Vbn、Vcn供应到电动机10。
三相交流输出电压Van、Vbn、Vcn可以根据逆变器部24的三相开关的接通/断开状态来确定。
在各个相的支线(1eg)上串联连接有两个开关，各个相彼此独立地动作，产生输出电压Van、Vbn、Vcn。各个相的输出电压Van、Vbn、Vcn被控制为彼此具有120度的相位差。
直流电压提供部22可以由电容或电池构成，并且可以保持恒定电压。逆变器部24的开关可以将直流电压转换成交流电压。
逆变器控制部30可以向逆变器部24输出用于确定逆变器部24的开关状态的三相PWM电压Vabc_PWM，以使电动机10以与指令频率相同的速度旋转。
图5是详细示出图1所示的滑差频率确定部的框图。
参照图5，滑差频率确定部50可以包括第一坐标转换部51、第二坐标转换部52、乘法部53、输出功率确定部54、计算部55、滑差频率确定部56以及滤波部57。
首先，第一坐标转换部51可以将三相abc轴电流Ias、Ibs、Ics转换成静止坐标系dq轴电流Idss、Iqss。另外，第二坐标转换部52可以将静止坐标系dq轴电流Idss、Iqss转换成旋转坐标系电流Idse、Iqse。
上述静止坐标系dq轴电流Idss、Iqss和旋转坐标系电流Idse、Iqse可以通过以下[数学式]来转换。
【数学式1】
Figure BDA0003068514380000031
Idse＝Idsscos(θv/f)+Idsssin(θv/f)，
Iqse＝-Idsssin(θv/f)+Iqsscos(θv/f)
乘法部53可以将输出电压Vv/f的大小和有效电流Iqse相乘，输出功率确定部54可以在乘法部53的结果中考虑极数来确定输出功率Pload。
计算部55可以通过将输出功率Pload除以运转频率wV/f来确定输出扭矩Tload，滑差频率确定部56可以将额定滑差频率wslip_rated和额定扭矩Trated之比应用于输出扭矩Tload，滤波部327可以通过低频带滤波来确定滑差频率Wslip_comp。
此时，为了确定有效电流Iqse而使用的相位角可以是相对于运转频率wV/f的指令相位角θV/f。
如上所述的电压/频率控制是工业上广泛使用的电动机驱动方法，具有能够进行速度控制且易于实现的优点。但是，在负载较大的运转条件下，由于滑差频率增加，因此电动机以与用户输入的速度不同的速度旋转，从而存在速度精度降低的问题。
为了弥补速度精度降低的问题，逆变器控制部30可以通过适当补偿滑差频率来增加逆变器20的运转频率。如上所述，现有技术的滑差频率补偿是，计算逆变器的输出功率和扭矩并通过滑差频率与扭矩之比来推定滑差频率的方式。
但是，在输出扭矩的计算中，通过将逆变器20的运转频率和电动机10的实际旋转频率看做近似来计算扭矩，然而在低速运转区域，由于逆变器20的运转频率与电动机10的旋转频率之间的误差相对较大，并且电动机10的损失影响较大，因此具有难以准确计算出输出功率、扭矩以及滑差频率的问题。
发明内容
发明要解决的问题
本发明的目的在于，提供一种逆变器控制装置，所述逆变器控制装置推定感应电动机的反电动势(back electromotive force)，并且通过使用对应于扭矩的电流和对应于磁通的电流来计算(calculation)并补偿滑差频率，来使电动机恒速运转。
本发明的目的不限于以上提及的目的，未提及的本发明的其他目的和优点可以通过以下说明来理解，并且可以通过本发明的实施例进一步明确地理解。另外，能够容易知晓本发明的目的和优点可以通过权利要求书中给出的手段及其组合来实现。
用于解决问题的手段
本发明的逆变器控制装置，可以包括：指令电压产生部，接收指令频率，基于电压/频率运转，向逆变器输出三相PWM电压；以及滑差频率计算部，基于由所述逆变器驱动的电动机的相电流和相电压，确定滑差频率，所述滑差频率计算部可以包括：坐标转换部，将所述电动机的相电流和相电压转换成静止坐标系的dq轴相电流和相电压，并且通过将指令相位角应用于所述dq轴相电流和相电压，将所述dq轴相电流和相电压转换成旋转坐标系的dq轴电流和电压；干扰观测部，根据所述dq轴电流和电压推定转子的反电动势，并且根据所述电动机的反电动势来推定所述转子的相位角；电流推定部，通过将所述转子的相位角应用于所述dq轴相电流，来将所述dq轴相电流转换为旋转坐标系的对应于扭矩的电流和对应于磁通的电流；以及滑差频率输出部，基于所述对应于扭矩的电流、所述对应于磁通的电流和转子时间常数，输出推定滑差频率。
所述坐标转换部可以包括：第一转换部，将所述电动机的相电流和相电压转换成所述dq轴相电流和相电压；以及第二转换部，通过将对所述指令相位角进行三角函数运算而获得的值应用在所述dq轴相电流和相电压，来将所述dq轴相电流和相电压转换成所述dq轴电流和电压。
所述干扰观测部可以包括：反电动势推定部，将定子电阻和泄漏电感应用于所述dq轴电流和电压，并且使所述dq轴电流和电压通过低通滤波器，由此推定转子的反电动势；以及相位角推定部，根据所述电动机的反电动势来推定所述转子的相位角。
所述反电动势推定部通过以下[数学式]来推定所述转子的反电动势，
Figure BDA0003068514380000051
其中，Edqrs-est是反电动势，Kp和Ki是比例积分控制器的增益，Rs是定子电阻，s是拉普拉斯算子，σLs是泄漏电感，Vdqss是dq轴电压，idqss是dq轴电流。
所述相位角推定部可以包括：磁通转换部，将所述电动机的反电动势转换成旋转坐标系的反电动势相位角；比例积分控制器，通过将所述反电动势相位角的q轴分量控制为零，来输出转子磁通的频率；以及积分器，通过对所述转子磁通的频率进行积分，来输出所述转子磁通的相位角。
所述相位角推定部还可以包括低通滤波器，使所述推定滑差频率低通通过，输出补偿滑差频率。
所述电流推定部可以通过将对所述转子磁通的相位角进行三角函数运算而获得的值应用在所述dq轴相电流，来将所述dq轴相电流转换成对应于所述扭矩的电流和对应于所述磁通的电流。
所述滑差频率输出部通过以下[数学式]来输出所述推定滑差频率，
Figure BDA0003068514380000061
其中，ωslip_est是推定滑差频率，Tr是转子时间常数，Itorque是对应于扭矩的电流，IFlux是对应于磁通的电流。
发明的效果
本发明的逆变器控制装置，由于通过干扰观测部推定反电动势和转子磁通的相位角且无相位畸变，并且通过基于推定的转子磁通的相位角计算出的对应于扭矩的电流和对应于磁通的电流来推定并补偿滑差频率，因此具有逆变器可以与负载无关地恒速运转的优点。
另外，本发明的逆变器控制装置能够应用在低速运转区域和高速运转区域两者，从而具有易于进行逆变器控制的优点。
除了上述效果之外，本发明的具体效果将与以下用于实施发明的具体细节一起描述。
附图说明
图1是示出现有技术的逆变器控制装置的控制框图。
图2是详细示出图1所示的指令电压产生部的框图。
图3是用于说明频率与电压之间的关系的示例图。
图4是示出图1所示的逆变器的电路图。
图5是详细示出图1所示的滑差频率确定部的框图。
图6是概略地示出本发明的逆变器控制装置的框图。
图7是示出图6所示的滑差频率计算部的框图。
图8是示出图7所示的坐标转换部的控制构成图。
图9是示出图7所示的干扰观测部的控制构成图。
图10是示出图7所示的电流推定部和滑差频率输出部的控制构成图。
具体实施方式
在下文中，参照附图详细说明上述目的、特征以及优点，由此，本发明所属技术领域的技术人员能够容易实施本发明的技术思想。在说明本发明的过程中，若判断为对于与本发明相关的公知技术的具体说明致使本发明的主旨不清楚，则省略对其的详细说明。
以下，参照附图详细说明本发明的优选实施例。附图中的相同附图标记用于表示相同或类似的构成要素。
在下文中，对本发明一实施例的逆变器控制装置进行说明。
图6是概略地示出本发明的逆变器控制装置的框图。
参照图6，逆变器控制装置100可以包括电动机110、逆变器120以及逆变器控制部130。
其中，电动机110、逆变器120与包括在图1所示的逆变器控制装置中的电动机10、逆变器20相同，因此省略说明。
逆变器控制部130可以包括指令电压产生部140和滑差频率计算部150。与包括在图1所示的逆变器控制装置中的逆变器控制部30不同，逆变器控制部130可以使用电动机120的定子电压和电流直接推定转子磁通并计算相位角。
指令电压产生部140可以接收与指令频率wref和补偿滑差频率wslip_comp之和相对应的频率作为运转频率。此时，指令电压产生部140可以基于电压/频率(V/f)运转，生成与所述运转频率相对应且输出电压与频率之比恒定的作为逆变器120的指令电压的三相PWM电压Vabc_PWM。
指令电压产生部140可以向逆变器120输出三相PWM电压Vabc_PWM。此时，逆变器120可以通过三相PWM电压Vabc_PWM动作，向电动机110提供三相输出电压Vabcn。
滑差频率计算部150可以使用电动机110的相电流和相电压确定滑差频率。另外，滑差频率计算部150可以根据电动机110的相电流Iabcs和相电压Vabcs推定电动机110的反电动势，然后根据电动机110的反电动势推定转子磁通的相位角θest。另外，滑差频率计算部150可以基于转子磁通的相位角θest，根据电流与滑差频率之间的关系来补偿滑差频率。
图7是示出图6所示的滑差频率计算部的框图，图8是示出图7所示的坐标转换部的控制构成图，图9是示出图7所示的干扰观测部的控制构成图，图10是示出图7所示的电流推定部和滑差频率输出部的控制构成图。
参照图7至图10，滑差频率计算部150可以包括坐标转换部160、干扰观测部170、电流推定部180以及滑差频率输出部190。
其中，图8的(a)示出了dq轴相电流转换部162的控制构成图，图8的(b)示出了dq轴相电压转换部164的控制构成图。
坐标转换部160可以包括dq轴相电流转换部162和dq轴相电压转换部164。
首先，dq轴相电流转换部162可以将三相abc轴定子电流、即三相abc轴电流Ias、Ibs、Ics转换成静止坐标系的dq轴相电流Idss、Iqss。dq轴相电压转换部164可以将三相abc轴定子电压、即三相abc轴相电压Vas、Vbs、Vcs转换成静止坐标系的dq轴相电压Vdss、Vqss。
干扰观测部170可以包括反电动势推定部172和相位角推定部174。
反电动势推定部172可以将dq轴相电流Idss、Iqss和dq轴相电压Vdss、Vqss作为输入，推定出电动机110的反电动势。
电动机110的反电动势Edqrs_est可以通过以下数学式来推定。
【数学式2】
Figure BDA0003068514380000081
【数学式3】
Figure BDA0003068514380000082
其中，Vdqss是定子电压，idqss是定子电流，Rs是定子电阻，σLs是定子泄漏电感，Lr是转子电感，Lm是互感，λdqre是dq轴转子磁通，Edqrs_est是电动机110的反电动势。
其中，[数学式2]是感应电动机的电压方程，可以表示为由电阻和泄漏电感构成的定子阻抗所产生的电压与反电动势之和。
即，[数学式3]是对定子电流和反电动势的微分项进行整理的状态方程，可以根据[数学式3]设计反电动势推定部172。
【数学式4】
Figure BDA0003068514380000083
【数学式5】
Figure BDA0003068514380000091
其中，[数学式4]和[数学式5]是像[数学式3]一样对推定电流和反电动势的微分项进行整理的数学式，在[数学式5]中，可以使用控制器来对测量的电流和推定的电流的微分项进行比较，以推定反电动势。然而，微分项不仅使系统变得复杂，而且还可能导致系统不稳定，因此，可以通过定义任意变量来去除微分项。
【数学式6】
ξ＝Edqrs_est+Gidqss
【数学式7】
Figure BDA0003068514380000092
其中，[数学式6]是新定义了任意变量ξ的数学式，[数学式7]是ξ的微分项。如果将[数学式6]和[数学式7]代入到[数学式5]中整理，则可以用以下[数学式8]来表示。
【数学式8】
Figure BDA0003068514380000093
【数学式9】
Edqrs_est＝ξ-Gidqss
其中，[数学式8]和[数学式9]是去除了电流微分项的反电动势推定部172，可以整理为以下[数学式10]和[数学式11]。
【数学式10】
Figure BDA0003068514380000094
【数学式11】
Figure BDA0003068514380000095
其中，s可以是拉普拉斯算子。
[数学式10]和[数学式11]分别是整理[数学式8]和[数学式9]而获得的数学式，如果将[数学式11]代入到[数学式10]，则可以获得以下[数学式12]。
【数学式12】
Figure BDA0003068514380000101
其中，[数学式12]表示本发明的反电动势推定部172，右边的括号内的数学式是关于[数学式2]中的反电动势的数学式，在[数学式12]中，可以通过将计算出的反电动势应用于低通滤波器来推定反电动势。其中，反电动势推定部172的增益可以用作低通滤波器的截止频率，并且在由比例控制器或比例积分控制器构成的情况下，可以将各个传递函数表示为以下[数学式13]和[数学式14]所示。
【数学式13】
Figure BDA0003068514380000102
【数学式14】
Figure BDA0003068514380000103
其中，Kp和Ki可以是比例控制器或比例积分控制器的增益。
[数学式13]可以是使用比例控制器来构成为一阶低通滤波器的反电动势推定部172，[数学式14]可以是使用比例积分控制器构成为二阶低通滤波器构成的反电动势推定部172。
其中，图9的(a)示出了反电动势推定部172的控制构成图，图9的(b)示出了相位角推定部174的控制构成图。
即，反电动势推定部172可以基于上述[数学式14]推定电动机110的反电动势。
相位角推定部174可以包括磁通转换部、比例积分控制器以及积分器。所述磁通转换部可以将电动机的反电动势110转换为旋转坐标系反电动势相位角。所述比例积分控制器可以通过将所述反电动势相位角的q轴分量控制为零来输出转子磁通的频率。所述积分器可以通过对所述转子磁通的频率进行积分来输出所述转子磁通的相位角。
即，由于电动机110的反电动势相位角比转子磁通的相位角提前90°，因此相位角推定部174可以通过使反电动势相位角延迟90°相位，来推定转子磁通的相位角θest。
图10的(a)示出了电流推定部180的控制构成图，图10的(b)示出了滑差频率输出部190。
电流推定部180可以通过将对转子磁通的相位角θest进行三角函数运算而获得的值应用在dq轴相电流Idss、Iqss，来将所述dq轴相电流Idss、Iqss转换为对应于扭矩的电流Itorque和对应于磁通的电流Iflux，而不是转换为有效电流。
滑差频率输出部190可以基于对应于扭矩的电流Itorque、对应于磁通的电流Iflux以及转子时间常数Tr，输出推定滑差频率wslip_est。
【数学式15】
Figure BDA0003068514380000111
其中，wslip_est是推定滑差频率，Tr是转子时间常数，Itorque是对应于扭矩的电流，IFlux是对应于磁通的电流。
根据[数学式15]算出的推定滑差频率wslip_est可以通过包括于相位角推定部174的低通滤波器(LPE：Low-pass filter)，以输出为得到补偿的滑差频率ωslip_comp。
滑差频率ωslip_comp对应于速度误差，逆变器控制部130可以通过将滑差频率ωslip_comp相加到指令频率来确定运转频率，由此可以与负载无关地进行恒速控制。
本发明的逆变器控制装置推定电动机的反电动势和转子磁通的相位角，基于推定的转子磁通的相位角来补偿滑差频率，从而具有逆变器可以与负载无关地恒速运转的优点。
另外，本发明的逆变器控制装置能够应用在低速运转区域和高速运转区域两者，从而具有易于进行逆变器控制的优点。
对于本发明所属技术领域的技术人员而言，可以在不超出本发明的技术思想的范围内对上述本发明进行各种替换、变形以及变更，因此，上述本发明不限于上述实施例和附图。

Claims (8)

1.一种逆变器控制装置，其中，包括：
指令电压产生部，接收指令频率，基于电压/频率运转，向逆变器输出三相PWM电压；以及
滑差频率计算部，基于由所述逆变器驱动的电动机的相电流和相电压，确定滑差频率，
所述滑差频率计算部包括：
坐标转换部，将所述电动机的相电流和相电压转换成静止坐标系的dq轴相电流和相电压，并且通过将指令相位角应用于所述dq轴相电流和相电压，将所述dq轴相电流和相电压转换成旋转坐标系的dq轴电流和电压；
干扰观测部，根据所述dq轴电流和电压来推定转子的反电动势，并且根据所述电动机的反电动势推定所述转子的相位角；
电流推定部，通过将所述转子的相位角应用于所述dq轴相电流，来将所述dq轴相电流转换为旋转坐标系的对应于扭矩的电流和对应于磁通的电流；以及
滑差频率输出部，基于所述对应于扭矩的电流、所述对应于磁通的电流和转子时间常数，输出推定滑差频率。
2.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其中，
所述坐标转换部包括：
第一转换部，将所述电动机的相电流和相电压转换成所述dq轴相电流和相电压；以及
第二转换部，通过将对所述指令相位角进行三角函数运算而获得的值应用在所述dq轴相电流和相电压，来将所述dq轴相电流和相电压转换成所述dq轴电流和电压。
3.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其中，
所述干扰观测部包括：
反电动势推定部，将定子电阻和泄漏电感应用于所述dq轴电流和电压，并且使所述dq轴电流和电压通过低通滤波器，由此推定转子的反电动势；以及
相位角推定部，根据所述电动机的反电动势来推定所述转子的相位角。
4.根据权利要求3所述的逆变器控制装置，其中，
所述反电动势推定部通过以下[数学式]来推定所述转子的反电动势，
[数学式]
Figure FDA0003068514370000021
其中，Edqrs-est是反电动势，Kp和Ki是比例积分控制器的增益，Rs是定子电阻，s是拉普拉斯算子，σLs是泄漏电感，Vdqss是dq轴电压，idqss是dq轴电流。
5.根据权利要求3所述的逆变器控制装置，其中，
所述相位角推定部包括：
磁通转换部，将所述电动机的反电动势转换成旋转坐标系的反电动势相位角；
比例积分控制器，通过将所述反电动势相位角的q轴分量控制为零，来输出转子磁通的频率；以及
积分器，通过对所述转子磁通的频率进行积分，来输出所述转子磁通的相位角。
6.根据权利要求3所述的逆变器控制装置，其中，
所述相位角推定部还包括，
低通滤波器，使所述推定滑差频率低通通过，输出补偿滑差频率。
7.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其中，
所述电流推定部通过将对所述转子磁通的相位角进行三角函数运算而获得的值应用在所述dq轴相电流，来将所述dq轴相电流转换成所述对应于扭矩的电流和所述对应于磁通的电流。
8.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其中，
所述滑差频率输出部通过以下[数学式]来输出所述推定滑差频率，
[数学式]
Figure FDA0003068514370000022
其中，ωslip_est是推定滑差频率，Tr是转子时间常数，Itorque是对应于扭矩的电流，IFlux是对应于磁通的电流。
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