WO2020105838A1 - 인버터 제어장치 - Google Patents

인버터 제어장치

Info

Publication number
WO2020105838A1
WO2020105838A1 PCT/KR2019/009873 KR2019009873W WO2020105838A1 WO 2020105838 A1 WO2020105838 A1 WO 2020105838A1 KR 2019009873 W KR2019009873 W KR 2019009873W WO 2020105838 A1 WO2020105838 A1 WO 2020105838A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
current
phase
voltage
frequency
unit
Prior art date
Application number
PCT/KR2019/009873
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
최승철
이학준
Original Assignee
엘에스일렉트릭(주)
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘에스일렉트릭(주) filed Critical 엘에스일렉트릭(주)
Priority to CN201980075627.4A priority Critical patent/CN113056867A/zh
Priority to US17/293,622 priority patent/US11456691B2/en
Priority to EP19887848.0A priority patent/EP3886314A4/en
Publication of WO2020105838A1 publication Critical patent/WO2020105838A1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/0003—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/08—Controlling based on slip frequency, e.g. adding slip frequency and speed proportional frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/14—Estimation or adaptation of motor parameters, e.g. rotor time constant, flux, speed, current or voltage

Definitions

  • the present invention relates to an inverter control device.
  • the inverter is a power conversion device that converts the input commercial AC power into DC power, and then converts it back into an AC power suitable for the motor and supplies it to the motor.
  • the inverter is widely used in a system required for variable speed operation that can control the size and frequency of the AC power supplied to the electric motor.
  • inverters are based on power semiconductors, and various topologies are possible depending on the application field, and the size, number of levels, and voltage synthesis method of the output voltage vary depending on the configuration method.
  • a three-phase half-bridge inverter is mainly used as an industrial inverter.
  • the three-phase half-bridge inverter has a structure in which three single-phase half-bridge inverters are connected in parallel, and each half-bridge is a basic circuit constituting an inverter called a pole, arm, or leg.
  • Induction motors that are frequently used in industry are mainly used in fields such as fans, pumps, and blowers that do not require fast dynamic characteristics in the operating range below the rated speed because frequency control is possible with voltage / frequency (V / f) operation. .
  • FIG. 1 is a control block diagram showing an inverter control apparatus according to the prior art.
  • the inverter control device may include an electric motor 10, an inverter 20, and an inverter control unit 30.
  • the inverter control unit 30 may include a command voltage generation unit 40 and a sleep frequency determination unit 50.
  • the command voltage generator 40 may output a three-phase PWM voltage V abc_PWM to the inverter 20.
  • inverter 20 it can provide three-phase output voltage (V abcn) to the motor 10 by the operation by three-phase PWM voltage (V abc_PWM).
  • the command voltage generator 40 receives the command frequency (w ref ) and generates the command voltage of the inverter 20 corresponding to the command frequency (w ref ) based on the voltage / frequency (V / f) operation. Can be. At this time, the command voltage generator 40 may generate a three-phase PWM voltage (V abc_PWM ), which is the command voltage, so that the ratio of the output voltage (V V / f ) and the operating frequency (w V / f ) is constant.
  • V abc_PWM three-phase PWM voltage
  • the slip frequency determination unit 50 may generate a slip frequency w slip_comp corresponding to a speed error. At this time, the inverter control unit 30 may reduce the speed error by adding the slip frequency w slip_comp to the command frequency w ref .
  • FIG. 2 is a block diagram showing the command voltage generator shown in FIG. 1 in detail.
  • the command voltage generation unit 40 may include a voltage determination unit 41, an integrator 42, a trigonometric function application unit 43, a multiplication unit 44, and a PWM output unit 45. have.
  • the voltage determining unit 41 may determine the magnitude of the output voltage V V / f from the operating frequency w V / f .
  • the integrator 42 integrates the operating frequency (w V / f ) and outputs a phase ( ⁇ V / f ), and the trigonometric function application unit 43 applies the phase ( ⁇ V / f ) to the set trigonometric function.
  • the phase value can be output.
  • the multiplier 44 can output the reference voltage (V as_ref, bs_ref V, V cs_ref) 3-phase alternating-current sine wave based on the phase value.
  • the PWM output unit 45 may be synthesized with a three-phase PWM voltage (V abc_PWM ) corresponding to the command voltages (V as_ref , V bs_ref , V cs_ref ).
  • 3 is an exemplary diagram for explaining a frequency-voltage relationship.
  • the voltage determining unit 41 outputs the voltage (V V / f ) from the operating frequency (w V / f ). You can determine the size of.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing the inverter shown in FIG.
  • the inverter 20 may include a DC voltage providing unit 22 and an inverter unit 24.
  • the DC voltage providing unit 22 may supply the DC voltage charged by the inverter unit 24.
  • the inverter unit 24 may convert the DC voltage supplied from the DC voltage providing unit 22 into a three-phase AC output voltage (V an , V bn , V cn ). Thereafter, the inverter unit 24 may supply the three-phase AC output voltages V an , V bn , and V cn to the electric motor 10.
  • the three-phase AC output voltages V an , V bn , and V cn may be determined according to the on / off state of the three-phase switch of the inverter unit 24.
  • Each phase operates independently of each other to generate output voltages (V an , V bn , V cn ).
  • the output voltages of each phase (V an , V bn , V cn ) are controlled to have a phase difference of 120 degrees from each other.
  • the DC voltage providing unit 22 is composed of a capacitor or a battery, and can maintain a constant voltage.
  • the switch of the inverter unit 24 may convert a DC voltage into an AC voltage.
  • the inverter control unit 30 may output the three-phase PWM voltage V abc_PWM to determine the switching state of the inverter unit 24 such that the electric motor 10 rotates at the same speed as the command frequency to the inverter unit 24.
  • FIG. 5 is a block diagram showing the sleep frequency determination unit shown in FIG. 1 in detail.
  • the sleep frequency determination unit 50 includes a first coordinate conversion unit 51, a second coordinate conversion unit 52, a multiplication unit 53, an output power determination unit 54, and a calculation unit 55 ), A sleep frequency determination unit 56 and a filter unit 57.
  • the first coordinate converting unit 51 may convert the three-phase abc axis currents I as , I bs , and I cs into the stop coordinate system dq axis currents I dss and I qss .
  • the second coordinate conversion unit 52 may convert the dq-axis currents I dss and I qss of the coordinate system to the rotational coordinate systems currents I dse and I qse .
  • the dq-axis current (I dss , I qss ) and the rotation-coordinate current (I dse , I qse ) described above can be converted by the following equation.
  • the multiplier 53 may multiply the magnitude of the output voltage V V / f and the effective current I qse , and the output power determining unit 54 considers the number of poles in the result of the multiplier 53 and output power. (P load ) can be determined.
  • the calculation unit 55 determines the output torque (T load ) by dividing the output power (P load ) by the operating frequency (w V / f ), and the slip frequency determination unit (56) is rated slip frequency (w slip_rated ) and rated The ratio of the torque (T rated ) is applied to the output torque (T load ), and the filter unit 327 can determine the slip frequency (w slip_comp ) through low-band filtering.
  • the phase angle used to determine the effective current (I qse ) may be a command phase angle ( ⁇ V / f ) with respect to the operating frequency (w V / f ).
  • the voltage / frequency control described above is an electric motor driving method that is frequently used in the industry, and has speed control and easy implementation. However, in a high-load operation condition, due to an increase in the slip frequency, the motor rotates differently from the speed input by the user, resulting in a problem in that the speed accuracy is lowered.
  • the inverter controller 30 may appropriately compensate for the slip frequency to increase the operating frequency of the inverter 20.
  • the slip frequency compensation of the prior art is to calculate the output power and torque of the inverter, and to estimate the slip frequency through the slip frequency and torque ratio.
  • the torque is calculated by approximating the operating frequency of the inverter 20 and the rotational frequency of the actual motor 10.
  • the operating frequency of the inverter 20 and the rotating frequency of the motor 10 Since the error between them is relatively large and the loss effect of the electric motor 10 is large, it is difficult to accurately calculate the output power, torque and slip frequency.
  • An object of the present invention by estimating the back electromotive force (back electromotive force) of the induction motor, by calculating and compensating for the slip frequency using the torque current and the magnetic flux current, the inverter controls the motor to perform a constant speed operation In providing a device.
  • the command voltage generating unit for outputting a three-phase PWM voltage to the command frequency to the inverter and sleep based on the phase current and phase voltage of the motor driven by the inverter
  • a slip frequency calculation unit for determining a frequency, the slip frequency calculation unit, converts the phase current and phase voltage of the motor into the dq axis phase current and phase voltage of the stop coordinate system, and the dq axis phase current and phase voltage to the command phase angle Coordinate conversion unit to convert to the dq-axis current and voltage of the rotation coordinate system by applying, a disturbance observation unit to estimate the reverse electromotive force of the rotor from the dq-axis current and voltage, and to estimate the phase angle of the rotor from the electromotive force of the motor,
  • the current estimation unit converts the phase current of the rotor to the torque current and magnetic flux current of the rotating coordinate system by applying the phase angle of the rotor to the dq-axis phase
  • the coordinate conversion unit applies a value obtained by calculating the command phase angle as a trigonometric function to the first conversion unit and the dq axis phase current and phase voltage to convert the phase current and phase voltage of the motor to the dq axis phase current and phase voltage. And a second converter converting the dq-axis current and voltage.
  • the disturbance observation unit applies a stator resistance and a leakage inductance to the dq-axis current and voltage, and passes the low-pass filter to estimate the back electromotive force of the rotor and the phase angle of the rotor from the back electromotive force of the motor. And an estimating phase angle estimator.
  • the back EMF estimation unit estimates the back EMF of the rotor by the following [Equation], , Where E dqrs-est is back EMF, K p and K i are proportional starch controller gains, R s is stator resistance, s is Laplace operator, ⁇ L s is leakage inductance, V dqss is dq axis voltage, i dqss is dq axis Current.
  • the phase angle estimation unit may include an integrator that integrates the frequency of the rotor flux and outputs the phase angle of the rotor flux.
  • the phase angle estimator may further include a low-pass filter that outputs the compensated slip frequency by low-passing the estimated slip frequency.
  • the current estimator may convert the torque current and the magnetic flux current to the dq-axis phase current by applying the phase angle of the rotor magnetic flux to a trigonometric function.
  • the slip frequency output unit outputs the estimated slip frequency by the following [Equation], , here, Is the estimated slip frequency, Is the rotor time constant, Is the torque current and Is the magnetic flux current.
  • the inverter control apparatus estimates the phase angle of the back EMF and the rotor magnetic flux without phase distortion through the disturbance observation unit, and slips through the torque minute current and the magnetic flux minute current calculated based on the estimated phase angle of the rotor magnetic flux.
  • the inverter control apparatus has an advantage that it is easy to control the inverter by making it applicable to both the low speed operation region and the high speed operation region.
  • FIG. 1 is a control block diagram showing an inverter control apparatus according to the prior art.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the command voltage generator shown in FIG. 1 in detail.
  • 3 is an exemplary diagram for explaining a frequency-voltage relationship.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing the inverter shown in FIG.
  • FIG. 5 is a block diagram showing the sleep frequency determination unit shown in FIG. 1 in detail.
  • FIG. 6 is a block diagram schematically showing an inverter control apparatus according to the present invention.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a sleep frequency calculator shown in FIG. 6.
  • FIG. 8 is a control configuration diagram showing the coordinate conversion unit shown in FIG. 7.
  • FIG. 9 is a control configuration diagram showing the disturbance observation unit shown in FIG. 7.
  • FIG. 10 is a control configuration diagram showing a current estimation unit and a sleep frequency output unit illustrated in FIG. 7.
  • FIG. 6 is a block diagram schematically showing an inverter control apparatus according to the present invention.
  • the inverter control device 100 may include an electric motor 110, an inverter 120, and an inverter control unit 130.
  • the inverter controller 130 may include a command voltage generator 140 and a sleep frequency calculator 150. Unlike the inverter control unit 30 included in the inverter control device shown in FIG. 1, the inverter control unit 130 may directly estimate the rotor magnetic flux and calculate the phase angle using the stator voltage and current of the electric motor 120.
  • the command voltage generator 140 may receive a frequency corresponding to the sum of the command frequency w ref and the compensated slip frequency w slip_comp as the operating frequency. At this time, the command voltage generating unit 140 corresponds to the operating frequency based on the voltage / frequency (V / f) operation, and the three-phase PWM voltage (V abc_PWM ) that is the command voltage of the inverter 120 having a constant ratio of output voltage and frequency. ).
  • the command voltage generator 140 may output a three-phase PWM voltage V abc_PWM to the inverter 120.
  • the inverter 120 may provide a three-phase output voltage (V abcn) to the motor (110) operated by a three-phase PWM voltage (V abc_PWM).
  • the sleep frequency calculator 150 may determine the sleep frequency using the phase current and phase voltage of the motor 110.
  • the slip frequency calculator 150 estimates the reverse electromotive force of the electric motor 110 from the phase current I abcs and the phase voltage V abcs of the electric motor 110, and the rotor magnetic flux from the reverse electromotive force of the electric motor 110.
  • the phase angle ⁇ est can be estimated.
  • the slip frequency calculator 150 may compensate for the slip frequency from the relationship between the current and the slip frequency based on the phase angle ⁇ est of the rotor magnetic flux.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a slip frequency calculation unit shown in FIG. 6,
  • FIG. 8 is a control configuration diagram showing a coordinate transformation unit shown in FIG. 7,
  • FIG. 9 is a control configuration diagram showing a disturbance observation unit shown in FIG. 7,
  • FIG. 10 is FIG. 7 It is a control block diagram showing the current estimation unit and the sleep frequency output unit shown in.
  • the sleep frequency calculator 150 may include a coordinate converter 160, a disturbance observation unit 170, a current estimator 180, and a slip frequency output unit 190. .
  • Figure (a) shows a control configuration diagram of the dq-axis phase current conversion unit 162
  • Figure 8 (b) shows a control configuration diagram of the dq-axis phase voltage conversion unit 164.
  • the coordinate converter 160 may include a dq-axis phase current converter 162 and a dq-axis phase voltage converter 164.
  • the dq-axis phase current converter 162 converts the three-phase abc axis stator current, that is, the three-phase abc axis current (I as , I bs , I cs ) into the dq-axis phase current (I dss , I qss ) of the stationary coordinate system. can do.
  • the dq-axis phase voltage converter 164 converts the three-phase abc-axis stator voltage, that is, the three-phase abc-axis phase voltage (V as , V bs , V cs ) into the dq-axis phase voltage (V dss , V qss ) of the stop coordinate system. Can be converted.
  • the disturbance observation unit 170 may include a back EMF estimation unit 172 and a phase angle estimation unit 174.
  • the back EMF estimation unit 172 may estimate the electric power of the motor 110 by inputting the dq-axis phase currents I dss and I qss and the dq-axis phase voltages V dss and V qss .
  • the back electromotive force E dqrs_est of the electric motor 110 can be estimated by the following equation.
  • V dqss is the stator voltage
  • i dqss is the stator current
  • R s is the stator resistance
  • ⁇ L s is the stator leakage inductance
  • L r is the rotor inductance
  • L m is the mutual inductance
  • ⁇ dqre is the dq axis rotor flux
  • E dqrs_est is the back electromotive force of the electric motor 110.
  • Equation 2 is the voltage equation of the induction motor, and can be expressed as the sum of the voltage and the back electromotive force by the stator impedance composed of resistance and leakage inductance.
  • Equation 3 is a state equation summarized for the differential term of the stator current and the back EMF, and the EMF estimation unit 172 can be designed from [Equation 3].
  • [Equation 4] and [Equation 5] are the equations for the differential terms of the estimated current and back EMF similar to [Equation 3], and [Equation 5] is the derivative of the measured current and the estimated current.
  • the controller can be used to estimate the back EMF by comparing terms.
  • the differential term can not only complicate the system, but also cause system instability, so it is possible to remove the differential term by defining an arbitrary variable.
  • [Equation 6] is an arbitrary variable Is a new definition
  • [Equation 7] is Is the derivative term.
  • [Equation 8] and [Equation 9] are the back EMF estimation unit 172 from which the current differential term is removed, and can be summarized as [Equation 10] and [Equation 11] below.
  • s may be a Laplace operator.
  • [Equation 12] represents the back EMF estimation unit 172 of the present invention
  • the formula in parentheses on the right side is the equation for the back EMF for [Equation 2]
  • [Equation 12] passes the calculated back EMF low pass.
  • the back EMF can be estimated through the filter.
  • the gain of the back EMF estimation unit 172 may operate as the cutoff frequency of the low-pass filter, and when configured as a proportional controller or a proportional integral controller, each transfer function is represented by Equation 13 and Equation below. 14].
  • Kp and Ki may be gains of a proportional controller or a proportional integral controller.
  • Equation 13 is a back EMF estimation unit composed of a first order low-pass filter using a proportional controller
  • Equation 14 is a back EMF estimation unit (172) consisting of a second order low-pass filter using a proportional integral controller. ).
  • FIG. 9 (a) shows a control configuration diagram of the back EMF estimation unit 172 and
  • FIG. 9 (b) shows a control configuration diagram of the phase angle estimation unit 174.
  • the back EMF estimation unit 172 may estimate the back EMF of the electric motor 110 based on Equation 14 described above.
  • the phase angle estimator 174 may include a magnetic flux converter, a proportional integral controller, and an integrator.
  • the magnetic flux converting unit may convert the back electromotive force 110 of the electric motor to the phase angle of the back electromotive force of the rotary coordinate system.
  • the proportional integration controller may control the q-axis component of the back EMF phase angle to be 0 to output the frequency of the rotor magnetic flux.
  • the integrator may output the phase angle of the rotor flux by integrating the frequency of the rotor flux.
  • phase angle estimator 174 since the phase angle of the back EMF phase of the motor 110 is 90 ° ahead of the phase angle of the rotor magnetic flux, delays the phase angle of the back EMF phase by 90 °, so that the phase angle of the rotor magnetic flux ( ⁇ est ) Can be estimated.
  • FIG. 10 (a) shows a control configuration diagram of the current estimator 180 and FIG. 10 (b) shows a sleep frequency output unit 190.
  • the current estimator 180 applies a value obtained by calculating a phase angle ( ⁇ est ) of the rotor magnetic flux as a trigonometric function to the dq-axis phase currents (I dss , I qss ) and the torque current (I torque ) and not the effective current. It can be converted into a magnetic flux current (I flux ).
  • the slip frequency output unit 190 may output the estimated slip frequency w slip_est based on the torque minute current I torque , the magnetic flux minute current I flux , and the rotor time constant T r .
  • the estimated slip frequency w slip_est calculated by Equation 15 may be output as a compensated slip frequency ⁇ slip_comp by passing through the low pass filter LPE included in the phase angle estimator 174.
  • the slip frequency ( ⁇ slip_comp ) corresponds to a speed error
  • the inverter control unit 130 adds the slip frequency ( ⁇ slip_comp ) to the command frequency to determine the operating frequency, thereby performing constant speed control regardless of the load.
  • Inverter control device estimates the phase angle of the back EMF of the motor and the rotor flux, and compensates the slip frequency based on the estimated phase angle of the rotor flux, allowing the inverter to operate at a constant speed regardless of the load. There is an advantage.
  • the inverter control apparatus has an advantage that it is easy to control the inverter, so that it can be applied to both the low speed operation area and the high speed operation area.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

본 발명은, 유도 전동기의 역기전력(back electromotive force)을 추정하고, 토크분 전류와 자속분 전류를 사용하여 슬립 주파수를 계산(calculation) 및 보상함으로써, 전동기가 일정한 속도 운전을 수행하는 인버터 제어장치를 제공함에 있다. 이를 위해, 본 발명은 전압/주파수 운전을 기반으로, 지령주파수에 3상 PWM 전압을 인버터로 출력하는 지령전압 발생부 및 상기 인버터에 의해 구동되는 전동기의 상전류 및 상전압을 기반으로 슬립주파수를 결정하는 슬립주파수 계산부를 포함할 수 있다.

Description

인버터 제어장치
본 발명은 인버터 제어장치에 관한 것이다.
일반적으로, 인버터는 입력된 상용 교류전원을 직류전원으로 변환한 후, 다시 전동기에 적합한 교류전원으로 변환하여 전동기에 공급하는 전력변환장치이다. 이때, 인버터는 전동기에 공급되는 교류전원의 크기와 주파수를 제어할 수 있는 가변속(variable speed) 운전시 요구되는 시스템에 널리 사용되고 있다.
이러한 인버터는 전력용 반도체를 기반으로 하는 것으로서, 적용분야에 따라 다양한 구성(topology)이 가능하고, 구성방식에 따라 출력전압의 크기와 레벨수 및 전압합성방식 등이 달라진다. 산업용 인버터로써는 주로 3상 하프 브릿지 인버터가 많이 사용되고 있다. 3상 하프 브릿지 인버터는 3개의 단상 하프 브릿지 인버터가 병렬 연결된 구조이고, 각각의 하프 브릿지는 극(pole), 암(arm) 또는 레그(leg)라 불리는 인버터를 구성하는 기본회로이다.
산업계에서 많이 사용되는 유도전동기는 전압/주파수(V/f) 운전으로 주파수제어가 가능하므로, 정격속도 이하의 운전영역에서 빠른 동특성이 요구되지 않는 팬, 펌프, 블러워와 같은 분야에 주로 사용되고 있다.
그러나, 부하가 가변하는 어플리케이션에 따라 슬립주파수가 발생하므로, 일정속도 운전이 불가능하다. 특히, 컨베이어와 같이 일정한 속도운전이 요구되는 분야에서는 실제 운전속도가 지령속도와 일치하도록 적절하게 슬립주파수를 보상하여야 한다. 즉, 전압/주파수 운전에서, 슬립주파수 발생으로 인한 속도오차를 개선하여, 부하에 관계없이 일정한 속도의 운전이 가능하게 하는 인버터 제어가 요구된다.
도 1은 종래 기술에 따른 인버터 제어장치를 나타낸 제어 블록도이다.
도 1을 참조하면, 인버터 제어장치는 전동기(10), 인버터(20) 및 인버터 제어부(30)를 포함할 수 있다.
인버터 제어부(30)는 지령전압 발생부(40) 및 슬립주파수 결정부(50)를 포함할 수 있다.
지령전압 발생부(40)는 인버터(20)로 3상 PWM 전압(Vabc_PWM)을 출력할 수 있다. 이때, 인버터(20)는 3상 PWM 전압(Vabc_PWM)에 의해 동작하여 전동기(10)로 3상 출력전압(Vabcn)을 제공할 수 있다.
여기서, 지령전압 발생부(40)는 지령 주파수(wref)를 입력받아 전압/주파수(V/f) 운전을 기반으로 지령 주파수(wref)에 해당하는 인버터(20)의 지령전압을 생성할 수 있다. 이때, 지령전압 발생부(40)는 출력전압(VV/f)과 운전 주파수(wV/f)의 비가 일정하도록 지령전압인 3상 PWM 전압(Vabc_PWM)을 생성할 수 있다.
슬립주파수 결정부(50)는 속도오차에 해당하는 슬립주파수(wslip_comp)를 생성할 수 있다. 이때, 인버터 제어부(30)는 슬립주파수(wslip_comp)를 지령 주파수(wref)에 가산하여 속도오차를 감소시킬 수 있다.
도 2는 도 1에 나타낸 지령전압 발생부를 자세하게 나타낸 블록도이다.
도 2를 참조하면, 지령전압 발생부(40)는 전압결정부(41), 적분기(42), 삼각함수 적용부(43), 곱셈부(44) 및 PWM 출력부(45)를 포함할 수 있다.
전압결정부(41)는 운전 주파수(wV/f)로부터 출력전압(VV/f)의 크기를 결정할 수 있다.
또한, 적분기(42)는 운전 주파수(wV/f)를 적분하여 위상(θV/f)를 출력하며, 삼각함수 적용부(43)는 위상(θV/f)을 설정된 삼각함수에 적용한 위상값을 출력할 수 있다.
이후, 곱셈기(44)는 상기 위상값을 기반으로 3상 교류 정현파인 지령 전압(Vas_ref, Vbs_ref, Vcs_ref)를 출력할 수 있다.
PWM 출력부(45)는 지령 전압(Vas_ref, Vbs_ref, Vcs_ref)에 해당하는 3상 PWM 전압(Vabc_PWM)으로 합성할 수 있다.
도 3은 주파수-전압관계를 설명하기 위한 예시도이다.
도 3은 운전 주파수(wV/f)에 비례하여 출력전압(VV/f)이 증가되는 것을 나타낸다.
도 3에 나타낸 운전 주파수(wV/f)와 출력전압(VV/f)의 관계에 따라, 전압 결정부(41)는 운전 주파수(wV/f)로부터 출력전압(VV/f)의 크기를 결정할 수 있다.
인버터(20)의 초기 기동 시, 인버터(20)의 운전 주파수(wV/f)는 0부터 시작하므로 작은 전압을 출력하며, 주파수가 증가함에 따라 비례하는 크기의 전압을 출력할 수 있다. 이후, 인버터(20)의 운전 주파수(wV/f)가 목표 주파수(wref)에 도달하면, 운전 주파수(wV/f)는 더 이상 증가되지 않고 정속도 운전을 한다.
도 4는 도 1에 나타낸 인버터를 나타낸 회로도이다.
도 4를 참조하면, 인버터(20)는 직류전압 제공부(22) 및 인버터부(24)를 포함할 수 있다.
직류전압 제공부(22)는 인버터부(24)로 충전된 직류전압을 공급할 수 있다.
인버터부(24)는 직류전압 제공부(22)로부터 공급되는 직류전압을 3상 교류 출력전압(Van, Vbn, Vcn)으로 변환할 수 있다. 이후, 인버터부(24)는 3상 교류 출력전압(Van, Vbn, Vcn)을 전동기(10)로 공급할 수 있다.
3상의 교류 출력전압(Van, Vbn, Vcn)은 인버터부(24)의 3상 스위치가 온/오프 상태에 따라 결정될 수 있다.
각 상의 레그에는 2개의 스위치가 직렬연결되며, 각 상은 서로 독립적으로 동작하여 출력전압(Van, Vbn, Vcn)이 발생된다. 각 상의 출력전압(Van, Vbn, Vcn)은 서로 120도의 위상차를 가지도록 제어된다.
직류전압 제공부(22)는 캐패시터 또는 배터리로 구성되며, 일정한 전압을 유지할 수 있다. 인버터부(24)의 스위치는 직류전압을 교류전압으로 변환할 수 있다.
인버터 제어부(30)는 지령주파수와 동일한 속도로 전동기(10)가 회전하도록 인버터부(24)의 스위칭 상태를 결정하는 3상 PWM 전압(Vabc_PWM)를 인버터부(24)로 출력할 수 있다.
도 5는 도 1에 나타낸 슬립주파수 결정부를 자세하게 나타낸 블록도이다.
도 5를 참조하면, 슬립주파수 결정부(50)는 제1 좌표변환부(51), 제2 좌표변환부(52), 곱셈부(53), 출력전력 결정부(54), 계산부(55), 슬립 주파수 결정부(56) 및 필터부(57)을 포함할 수 있다.
먼저, 제1 좌표변환부(51)는 3상 abc축 전류(Ias, Ibs, Ics)를 정지좌표계 dq축 전류(Idss, Iqss)로 변환할 수 있다. 또한, 제2 좌표변환부(52)는 정지좌표계 dq축 전류(Idss, Iqss)를 회전좌표계 전류(Idse, Iqse)로 변환할 수 있다.
상술한 정지좌표계 dq축 전류(Idss, Iqss) 및 회전좌표계 전류(Idse, Iqse)는 하기의 [수학식]에 의해 변환될 수 있다.
Figure PCTKR2019009873-appb-M000001
곱셈부(53)는 출력전압(VV/f)의 크기와 유효전류(Iqse)를 곱할 수 있으며, 출력전력 결정부(54)는 곱셈부(53)의 결과에서 극수를 고려하여 출력전력(Pload)을 결정할 수 있다.
계산부(55)는 출력전력(Pload)을 운전주파수(wV/f)로 나누어 출력토크(Tload)를 결정하며, 슬립주파수 결정부(56)는 정격 슬립주파수(wslip_rated)와 정격토크(Trated)의 비를 출력토크(Tload)에 적용하고, 필터부(327)는 저대역 필터링을 통해 슬립주파수(wslip_comp)를 결정할 수 있다.
이때, 유효전류(Iqse)를 결정하기 위해 사용되는 위상각은 운전주파수(wV/f)에 대한 지령위상각(θV/f)일 수 있다.
위에서 설명한 전압/주파수 제어는 산업계에서 많이 이용되는 전동기 구동방법으로서, 속도제어가 가능하고 구현이 쉬운 장점이 있다. 그러나, 부하가 큰 운전조건에서는 슬립주파수의 증가로 인하여 사용자가 입력한 속도와 다르게 전동기가 회전하게 되어 속도정확도가 낮아지는 문제점이 있다.
속도정확도가 낮아지는 문제를 보완하기 위해, 인버터 제어부(30)는 슬립주파수를 적절히 보상하여 인버터(20)의 운전주파수를 증가시킬 수 있다. 위에서 설명한 바와 같이, 종래 기술의 슬립 주파수 보상은 인버터의 출력전력과 토크를 계산하고, 슬립주파수와 토크비를 통해 슬립주파수를 추정하는 것이다.
그러나, 출력토크 계산에서 인버터(20)의 운전주파수와 실제 전동기(10)의 회전주파수를 근사화하여 토크를 계산하게 되는데, 저속 운전영역에서는 인버터(20)의 운전주파수와 전동기(10)의 회전주파수 사이의 오차가 상대적으로 크고, 전동기(10)의 손실 영향이 크므로, 정확한 출력전력, 토크 및 슬립주파수 계산이 어려운 문제점이 있다.
본 발명의 목적은, 유도 전동기의 역기전력(back electromotive force)을 추정하고, 토크분 전류와 자속분 전류를 사용하여 슬립 주파수를 계산(calculation) 및 보상함으로써, 전동기가 일정한 속도 운전을 수행하는 인버터 제어장치를 제공함에 있다.
본 발명의 목적들은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있고, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 이해될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
본 발명에 따른 인버터 제어 장치는, 전압/주파수 운전을 기반으로, 지령주파수에 3상 PWM 전압을 인버터로 출력하는 지령전압 발생부 및 상기 인버터에 의해 구동되는 전동기의 상전류 및 상전압을 기반으로 슬립주파수를 결정하는 슬립주파수 계산부를 포함하고, 상기 슬립주파수 계산부는, 상기 전동기의 상전류 및 상전압을 정지좌표계의 dq축 상전류 및 상전압으로 변환하고, 상기 dq축 상전류 및 상전압에 지령 위상각을 적용하여 회전좌표계의 dq축 전류 및 전압으로 변환하는 좌표 변환부, 상기 dq축 전류 및 전압으로부터 회전자의 역기전력을 추정하고, 상기 전동기의 역기전력으로부터 상기 회전자의 위상각을 추정하는 외란 관측부, 상기 dq축 상전류에 상기 회전자의 위상각을 적용하여 회전좌표계의 토크분 전류 및 자속분 전류로 변환하는 전류 추정부 및 상기 토크분 전류, 상기 자속분 전류 및 회전자 시정수를 기반으로 추정 슬립주파수를 출력하는 슬립주파수 출력부를 포함할 수 있다.
상기 좌표 변환부는, 상기 전동기의 상전류 및 상전압을 상기 dq축 상전류 및 상전압으로 변환하는 제1 변환부 및 상기 dq축 상전류 및 상전압에 상기 지령 위상각을 삼각함수로 연산한 값을 적용하여 상기 dq축 전류 및 전압으로 변환하는 제2 변환부를 포함할 수 있다.
상기 외란 관측부는, 상기 dq축 전류 및 전압에 고정자 저항 및 누설인덕턴스를 적용하고, 저역통과필터를 통과시켜 회전자의 역기전력을 추정하는 역기전력 추정부 및 상기 전동기의 역기전력으로부터 상기 회전자의 위상각을 추정하는 위상각 추정부를 포함할 수 있다.
상기 역기전력 추정부는, 다음의 [수학식]에 의해 상기 회전자의 역기전력을 추정하며,
Figure PCTKR2019009873-appb-I000001
, 여기서, Edqrs-est 는 역기전력, Kp 및 Ki는 비례전분 제어기 이득, Rs는 고정자 저항, s는 라플라스 연산자, σLs는 누설 인덕턴스, Vdqss는 dq축 전압, idqss는 dq축 전류이다.
상기 위상각 추정부는, 상기 전동기의 역기전력을 회전좌표계 역기전력 위상각으로 변환하는 자속변환부, 상기 역기전력 위상각의 q축 성분이 0이 되도록 제어하여 회전자 자속의 주파수를 출력하는 비례적분 제어기 및 상기 회전자 자속의 주파수를 적분하여 상기 회전자 자속의 위상각을 출력하는 적분기를 포함할 수 있다.
상기 위상각 추정부는, 상기 추정 슬립주파수를 저역통과하여 보상 슬립주파수를 출력하는 저역통과 필터를 더 포함할 수 있다.
상기 전류 추정부는, 상기 dq축 상전류에 상기 회전자 자속의 위상각을 삼각함수로 연산한 값을 적용하여 상기 토크분 전류 및 상기 자속분 전류로 변환할 수 있다.
상기 슬립주파수 출력부는, 다음의 [수학식]에 의해 상기 추정 슬립주파수를 출력하며,
Figure PCTKR2019009873-appb-I000002
, 여기서,
Figure PCTKR2019009873-appb-I000003
는 추정 슬립주파수,
Figure PCTKR2019009873-appb-I000004
는 회전자 시정수,
Figure PCTKR2019009873-appb-I000005
는 토그분 전류 및
Figure PCTKR2019009873-appb-I000006
는 자속분 전류이다.
본 발명에 따른 인버터 제어장치는 외란 관측부를 통해 위상 왜곡 없이 역기전력과 회전자 자속의 위상각을 추정하고, 추정된 회전자 자속의 위상각을 기반으로 계산된 토크 분 전류와 자속 분 전류를 통해 슬립 주파수를 추정 및 보상함으로써, 인버터가 부하에 무관하게 일정한 속도로 운전시킬 수 있는 이점이 있다.
또한, 본 발명에 따른 인버터 제어장치는 저속 운전영역 및 고속 운전영역에서 모두 적용 가능하도록 함으로써, 인버터 제어가 용이한 이점이 있다.
상술한 효과와 더불어 본 발명의 구체적인 효과는 이하 발명을 실시하기 위한 구체적인 사항을 설명하면서 함께 기술한다.
도 1은 종래 기술에 따른 인버터 제어장치를 나타낸 제어 블록도이다.
도 2는 도 1에 나타낸 지령전압 발생부를 자세하게 나타낸 블록도이다.
도 3은 주파수-전압관계를 설명하기 위한 예시도이다.
도 4는 도 1에 나타낸 인버터를 나타낸 회로도이다.
도 5는 도 1에 나타낸 슬립주파수 결정부를 자세하게 나타낸 블록도이다.
도 6은 본 발명에 따른 인버터 제어장치를 개략적으로 나타낸 블록도이다.
도 7은 도 6에 나타낸 슬립주파수 계산부를 나타낸 블록도이다.
도 8은 도 7에 나타낸 좌표 변환부를 나타낸 제어 구성도이다.
도 9는 도 7에 나타낸 외란 관측부를 나타낸 제어 구성도이다.
도 10은 도 7에 나타낸 전류 추정부 및 슬립 주파수 출력부를 나타낸 제어 구성도이다.
전술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 후술되며, 이에 따라 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 상세한 설명을 생략한다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다. 도면에서 동일한 참조부호는 동일 또는 유사한 구성요소를 가리키는 것으로 사용된다.
이하에서는, 본 발명의 일 실시예에 따른 인버터 제어 장치를 설명하도록 한다.
도 6은 본 발명에 따른 인버터 제어장치를 개략적으로 나타낸 블록도이다.
도 6을 참조하면, 인버터 제어장치(100)는 전동기(110), 인버터(120) 및 인버터 제어부(130)를 포함할 수 있다.
여기서, 전동기(110) 및 인버터(120)은 도 1에 나타낸 인버터 제어장치에 포함된 전동기(10) 및 인버터(20)와 동일하므로, 설명을 생략한다.
인버터 제어부(130)는 지령전압 발생부(140) 및 슬립주파수 계산부(150)를 포함할 수 있다. 도 1에 나타낸 인버터 제어장치에 포함된 인버터 제어부(30)와 다르게, 인버터 제어부(130)는 전동기(120)의 고정자 전압과 전류를 사용하여 직접 회전자 자속을 추정하고 위상각을 계산할 수 있다.
지령전압 발생부(140)는 지령주파수(wref)와 보상 슬립주파수(wslip_comp)의 합에 해당하는 주파수를 운전주파수로 입력받을 수 있다. 이때, 지령전압 발생부(140)는 전압/주파수(V/f) 운전을 기반으로 상기 운전주파수에 해당되며 출력전압과 주파수의 비가 일정한 인버터(120)의 지령 전압인 3상 PWM 전압(Vabc_PWM)을 생성할 수 있다.
지령전압 발생부(140)는 인버터(120)로 3상 PWM 전압(Vabc_PWM)을 출력할 수 있다. 이때, 인버터(120)는 3상 PWM 전압(Vabc_PWM)에 의해 동작하여 전동기(110)로 3상 출력전압(Vabcn)을 제공할 수 있다.
슬립주파수 계산부(150)는 전동기(110)의 상전류 및 상전압을 이용하여 슬립주파수를 결정할 수 있다. 또한, 슬립주파수 계산부(150)는 전동기(110)의 상 전류(Iabcs) 및 상전압(Vabcs)으로부터 전동기(110)의 역기전력을 추정하고, 전동기(110)의 역기전력으로부터 회전자 자속의 위상각(θest)을 추정할 수 있다. 또한, 슬립주파수 계산부(150)는 회전자 자속의 위상각(θest)을 기반으로 전류와 슬립주파수의 관계로부터 슬립주파수를 보상할 수 있다.
도 7은 도 6에 나타낸 슬립주파수 계산부를 나타낸 블록도, 도 8은 도 7에 나타낸 좌표 변환부를 나타낸 제어 구성도, 도 9는 도 7에 나타낸 외란 관측부를 나타낸 제어 구성도 및 도 10은 도 7에 나타낸 전류 추정부 및 슬립 주파수 출력부를 나타낸 제어 구성도이다.
도 7 내지 도 10을 참조하면, 슬립주파수 계산부(150)는 좌표 변환부(160), 외란 관측부(170), 전류 추정부(180) 및 슬립주파수 출력부(190)를 포함할 수 있다.
여기서, 도 (a)는 dq축 상전류변환부(162)의 제어 구성도 및 도 8(b)는 dq축 상전압변환부(164)의 제어 구성도를 나타낸다.
좌표 변환부(160)는 dq축 상전류변환부(162) 및 dq축 상전압변환부(164)를 포함할 수 있다
먼저, dq축 상전류 변환부(162)는 3상 abc축 고정자 전류, 즉 3상 abc축 전류(Ias, Ibs, Ics)를 정지좌표계의 dq축 상전류(Idss, Iqss)로 변환할 수 있다. dq축 상전압 변환부(164)는 3상 abc축 고정자 전압, 즉 3상 abc축 상전압(Vas, Vbs, Vcs)을 정지좌표계의 dq축 상전압(Vdss, Vqss)로 변환할 수 있다.
외란 관측부(170)는 역기전력 추정부(172) 및 위상각 추정부(174)를 포함할 수 있다.
역기전력 추정부(172)는 dq축 상전류(Idss, Iqss) 및 dq축 상전압(Vdss, Vqss)을 입력으로 전동기(110)의 전기전력을 추정할 수 있다.
전동기(110)의 역기전력(Edqrs_est)는 하기의 수학식에 의해 추정할 수 있다.
Figure PCTKR2019009873-appb-M000002
Figure PCTKR2019009873-appb-M000003
여기서, Vdqss는 고정자 전압, idqss는 고정자 전류, Rs는 고정자 저항, σLs는 고정자 누설 인덕턴스, Lr은 회전자 인덕턴스 및 Lm은 상호 인덕턴스, λdqre는 dq축 회전자 자속 및 Edqrs_est는 전동기(110)의 역기전력이다.
여기서, [수학식 2]는 유도 전동기의 전압 방정식이며, 저항과 누설 인덕턴스로 구성되는 고정자 임피던스에 의한 전압과 역기전력의 합으로 나타낼 수 있다.
즉, [수학식 3]은 고정자 전류와 역기전력의 미분항에 대해 정리한 상태 방정식이며, [수학식 3]으로부터 역기전력 추정부(172)를 설계할 수 있다.
Figure PCTKR2019009873-appb-M000004
Figure PCTKR2019009873-appb-M000005
여기서, [수학식 4] 및 [수학식 5]는 [수학식 3]과 유사하게 추정 전류와 역기전력이 미분항에 대하여 정리한 식이며, [수학식 5]는 측정한 전류와 추정한 전류의 미분항으로 비교하여 역기전력을 추정하도록 제어기를 사용할 수 있다. 하지만, 미분항은 시스템을 복잡하게 할 뿐만 아니라 시스템 불안정을 야기할 수 있으므로, 임의의 변수를 정의하여 미분항을 제거할 수 있다.
Figure PCTKR2019009873-appb-M000006
Figure PCTKR2019009873-appb-M000007
여기서, [수학식 6]은 임의의 변수
Figure PCTKR2019009873-appb-I000007
를 새롭게 정의한 식이며, [수학식 7]은
Figure PCTKR2019009873-appb-I000008
의 미분항이다. [수학식 6] 및 [수학식 7]을 [수학식 5]에 대입하여 정리하면, 다음의 [수학식 8]로 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2019009873-appb-M000008
Figure PCTKR2019009873-appb-M000009
여기서, [수학식 8] 및 [수학식 9]는 전류 미분 항을 제거한 역기전력 추정부(172)이고, 아래의 [수학식 10] 및 [수학식 11]과 같이 정리할 수 있다.
Figure PCTKR2019009873-appb-M000010
Figure PCTKR2019009873-appb-M000011
여기서, s는 라플라스 연산자일 수 있다.
[수학식 10] 및 [수학식 11]은 각각 [수학식 8] 및 [수학식 9]로부터 정리된 식이며, [수학식 11]을 [수학식 10]에 대입하면, 아래의 [수학식 12]와 같이 정리할 수 있다.
Figure PCTKR2019009873-appb-M000012
여기서, [수학식 12]는 본 발명의 역기전력 추정부(172)를 나타내며, 우변의 괄호 안의 수식은 [수학식 2]에 대한 역기전력에 대한 식이며, [수학식 12]은 계산된 역기전력을 저역 통과 필터를 통해 역기전력을 추정할 수 있다. 여기서, 역기전력 추정부(172)의 이득은 저역 통과 필터의 차단 주파수로 동작할 수 있으며, 비례 제어기 또는 비례 적분 제어기로 구성하는 경우, 각각의 전달함수는 아래의 [수학식 13] 및 [수학식 14]와 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2019009873-appb-M000013
Figure PCTKR2019009873-appb-M000014
여기서, Kp 및 Ki는 비례 제어기 또는 비례 적분 제어기의 이득일 수 있다.
[수학식 13]은 비례 제어기를 사용하여 1차 저역 통과 필터로 구성된 역기전력 추정부(172)이고, [수학식 14]는 비례 적분 제어기를 사용하여 2차 저역 통과 필터로 구성된 역기전력 추정부(172)일 수 있다.
여기서, 도 9(a)는 역기전력 추정부(172)의 제어 구성도 및 도 9(b)는 위상각 추정부(174)의 제어 구성도를 나타낸다.
즉, 역기전력 추정부(172)는 상술한 [수학식 14]를 기반으로 전동기(110)의 역기전력을 추정할 수 있다.
위상각 추정부(174)는 자속변환부, 비례적분 제어기 및 적분기를 포함할 수 있다. 상기 자속변환부는 전동기의 역기전력(110)을 회전좌표계 역기전력 위상각으로 변환할 수 있다. 상기 비례적분 제어기는 상기 역기전력 위상각의 q축 성분이 0이 되도록 제어하여 회전자 자속의 주파수를 출력할 수 있다. 상기 적분기는 상기 회전자 자속의 주파수를 적분하여 상기 회전자 자속의 위상각을 출력할 수 있다.
즉, 위상각 추정부(174)는 전동기(110)의 역기전력 위상각이 회전자 자속의 위상각보다 90°앞서므로, 역기전력 위상각을 90°위상 지연시켜, 회전자 자속의 위상각(θest)을 추정할 수 있다.
도 10(a)는 전류 추정부(180)의 제어 구성도 및 도 10(b)는 슬립 주파수 출력부(190)를 나타낸다.
전류 추정부(180)는 dq축 상전류(Idss, Iqss)에 회전자 자속의 위상각(θest)을 삼각함수로 연산한 값을 적용하여 유효전류가 아닌 토크분 전류(Itorque) 및 자속분 전류(Iflux)로 변환할 수 있다.
슬립 주파수 출력부(190)는 토크분 전류(Itorque), 자속분 전류(Iflux) 및 회전자 시정수(Tr)를 기반으로 추정 슬립주파수(wslip_est)를 출력할 수 있다.
Figure PCTKR2019009873-appb-M000015
여기서,
Figure PCTKR2019009873-appb-I000009
는 추정 슬립주파수,
Figure PCTKR2019009873-appb-I000010
는 회전자 시정수,
Figure PCTKR2019009873-appb-I000011
는 토그분 전류 및
Figure PCTKR2019009873-appb-I000012
는 자속분 전류이다.
[수학식 15]에 의해 산출된 추정 슬립주파수(wslip_est)는 위상각 추정부(174)에 포함된 저역통과필터(LPE)를 통과하여 보상된 슬립주파수(ωslip_comp)로 출력될 수 있다.
슬립주파수(ωslip_comp)는 속도오차에 해당하며, 인버터 제어부(130)는 슬립주파수(ωslip_comp)를 지령주파수에 가산하여 운전주파수를 결정함으로써, 부하에 관계없이 일정한 속도 제어를 수행할 수 있다.
본 발명에 따른 인버터 제어장치는 전동기의 역기전력 및 회전자 자속의 위상각을 추정하고, 추정된 회전자 자속의 위상각을 기반으로 슬립주파수를 보상하여, 인버터가 부하에 무관하게 일정한 속도로 운전시킬 수 있는 이점이 있다.
또한, 본 발명에 따른 인버터 제어장치는 저속 운전영역 및 고속 운전영역에서 모두 적용가능하도록 함으로써, 인버터 제어가 용이한 이점이 있다.
전술한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.

Claims (8)

  1. 전압/주파수 운전을 기반으로, 지령주파수에 3상 PWM 전압을 인버터로 출력하는 지령전압 발생부; 및
    상기 인버터에 의해 구동되는 전동기의 상전류 및 상전압을 기반으로 슬립주파수를 결정하는 슬립주파수 계산부를 포함하고,
    상기 슬립주파수 계산부는,
    상기 전동기의 상전류 및 상전압을 정지좌표계의 dq축 상전류 및 상전압으로 변환하고, 상기 dq축 상전류 및 상전압에 지령 위상각을 적용하여 회전좌표계의 dq축 전류 및 전압으로 변환하는 좌표 변환부;
    상기 dq축 전류 및 전압으로부터 회전자의 역기전력을 추정하고, 상기 전동기의 역기전력으로부터 상기 회전자의 위상각을 추정하는 외란 관측부;
    상기 dq축 상전류에 상기 회전자의 위상각을 적용하여 회전좌표계의 토크분 전류 및 자속분 전류로 변환하는 전류 추정부; 및
    상기 토크분 전류, 상기 자속분 전류 및 회전자 시정수를 기반으로 추정 슬립주파수를 출력하는 슬립주파수 출력부를 포함하는,
    인버터 제어장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 좌표 변환부는,
    상기 전동기의 상전류 및 상전압을 상기 dq축 상전류 및 상전압으로 변환하는 제1 변환부; 및
    상기 dq축 상전류 및 상전압에 상기 지령 위상각을 삼각함수로 연산한 값을 적용하여 상기 dq축 전류 및 전압으로 변환하는 제2 변환부를 포함하는,
    인버터 제어장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 외란 관측부는,
    상기 dq축 전류 및 전압에 고정자 저항 및 누설인덕턴스를 적용하고, 저역통과필터를 통과시켜 회전자의 역기전력을 추정하는 역기전력 추정부; 및
    상기 전동기의 역기전력으로부터 상기 회전자의 위상각을 추정하는 위상각 추정부를 포함하는,
    인버터 제어장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 역기전력 추정부는,
    다음의 [수학식]에 의해 상기 회전자의 역기전력을 추정하는,
    인버터 제어장치,
    [수학식]
    Figure PCTKR2019009873-appb-I000013
    여기서, Edqrs-est 는 역기전력, Kp 및 Ki는 비례전분 제어기 이득, Rs는 고정자 저항, s는 라플라스 연산자, σLs는 누설 인덕턴스, Vdqss는 dq축 전압, idqss는 dq축 전류이다.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 위상각 추정부는,
    상기 전동기의 역기전력을 회전좌표계 역기전력 위상각으로 변환하는 자속변환부;
    상기 역기전력 위상각의 q축 성분이 0이 되도록 제어하여 회전자 자속의 주파수를 출력하는 비례적분 제어기; 및
    상기 회전자 자속의 주파수를 적분하여 상기 회전자 자속의 위상각을 출력하는 적분기를 포함하는,
    인버터 제어장치
  6. 제 3 항에 있어서,
    상기 위상각 추정부는,
    상기 추정 슬립주파수를 저역통과하여 보상 슬립주파수를 출력하는 저역통과 필터를 더 포함하는,
    인버터 제어장치.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 전류 추정부는,
    상기 dq축 상전류에 상기 회전자 자속의 위상각을 삼각함수로 연산한 값을 적용하여 상기 토크분 전류 및 상기 자속분 전류로 변환하는,
    인버터 제어장치.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 슬립주파수 출력부는,
    다음의 [수학식]에 의해 상기 추정 슬립주파수를 출력하는,
    인버터 제어장치,
    [수학식]
    Figure PCTKR2019009873-appb-I000014
    여기서,
    Figure PCTKR2019009873-appb-I000015
    는 추정 슬립주파수,
    Figure PCTKR2019009873-appb-I000016
    는 회전자 시정수,
    Figure PCTKR2019009873-appb-I000017
    는 토그분 전류 및
    Figure PCTKR2019009873-appb-I000018
    는 자속분 전류이다.
PCT/KR2019/009873 2018-11-21 2019-08-07 인버터 제어장치 WO2020105838A1 (ko)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201980075627.4A CN113056867A (zh) 2018-11-21 2019-08-07 逆变器控制装置
US17/293,622 US11456691B2 (en) 2018-11-21 2019-08-07 Inverter control device
EP19887848.0A EP3886314A4 (en) 2018-11-21 2019-08-07 Inverter control device

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR10-2018-0144315 2018-11-21
KR1020180144315A KR102255250B1 (ko) 2018-11-21 2018-11-21 인버터 제어장치

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2020105838A1 true WO2020105838A1 (ko) 2020-05-28

Family

ID=70774354

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/KR2019/009873 WO2020105838A1 (ko) 2018-11-21 2019-08-07 인버터 제어장치

Country Status (5)

Country Link
US (1) US11456691B2 (ko)
EP (1) EP3886314A4 (ko)
KR (1) KR102255250B1 (ko)
CN (1) CN113056867A (ko)
WO (1) WO2020105838A1 (ko)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115378340B (zh) * 2022-08-24 2023-04-07 威胜能源技术股份有限公司 一种基于转子磁链定向的vf控制方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101073688B1 (ko) * 2010-01-25 2011-10-14 강원대학교산학협력단 유도 전동기의 회전자 속도 추정 장치
KR20140014734A (ko) * 2012-07-25 2014-02-06 삼성전자주식회사 인버터 제어장치 및 그 제어방법
KR101530543B1 (ko) * 2014-02-13 2015-06-19 경상대학교산학협력단 유도 전동기 및 유도 전동기의 동작을 제어하는 제어 장치
JP2016096666A (ja) * 2014-11-14 2016-05-26 日産自動車株式会社 モータ制御装置
KR20160109859A (ko) * 2015-03-13 2016-09-21 삼성중공업 주식회사 회전전기기기 제어장치

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06253576A (ja) * 1993-03-03 1994-09-09 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電動機制御装置
JPH07274600A (ja) * 1994-03-24 1995-10-20 Fanuc Ltd 誘導電動機の加減速制御方法及び制御装置
KR100845110B1 (ko) * 2006-12-29 2008-07-09 엘에스산전 주식회사 센서리스 인버터의 관성 모멘트 추정방법
EP2636142A4 (en) * 2009-11-06 2018-01-10 University Of Technology, Sydney Sensorless ac motor controller

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101073688B1 (ko) * 2010-01-25 2011-10-14 강원대학교산학협력단 유도 전동기의 회전자 속도 추정 장치
KR20140014734A (ko) * 2012-07-25 2014-02-06 삼성전자주식회사 인버터 제어장치 및 그 제어방법
KR101530543B1 (ko) * 2014-02-13 2015-06-19 경상대학교산학협력단 유도 전동기 및 유도 전동기의 동작을 제어하는 제어 장치
JP2016096666A (ja) * 2014-11-14 2016-05-26 日産自動車株式会社 モータ制御装置
KR20160109859A (ko) * 2015-03-13 2016-09-21 삼성중공업 주식회사 회전전기기기 제어장치

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3886314A4 *

Also Published As

Publication number Publication date
KR20200059507A (ko) 2020-05-29
EP3886314A1 (en) 2021-09-29
US11456691B2 (en) 2022-09-27
EP3886314A4 (en) 2021-12-29
CN113056867A (zh) 2021-06-29
US20220014138A1 (en) 2022-01-13
KR102255250B1 (ko) 2021-05-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2017061817A1 (ko) 모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스
WO2010071361A2 (en) Apparatus and method for start-up of a sensorless bldc motor
WO2014181942A1 (ko) 교류 모터의 제어 방법
WO2017043750A1 (ko) 마이크로그리드용 인버터 장치 및 이를 제어하는 방법
JPH066992A (ja) 誘導電動機のベクトル制御装置
WO2015122655A1 (ko) 동력 장치 및 동력 장치에 포함되는 전동기 구동 장치
WO2019050276A1 (ko) 전류 센서의 스케일 및 옵셋 오차 보상 방법 및 장치
WO2015199302A1 (ko) 영구자석 전동기의 제어 장치 및 방법
WO2017104871A1 (ko) 영구자석 동기 전동기의 인덕턴스 추정기 및 영구자석 동기 전동기의 인덕턴스 추정방법, 그 방법을 수행하기 위한 프로그램이 기록된 기록매체
WO2020105838A1 (ko) 인버터 제어장치
WO2016017880A1 (ko) 위치센서 없는 브러시리스 직류모터의 모델링 전류를 이용한 회전자 위치 오차 보상 방법
WO2019059648A1 (ko) 전동기 제어장치
WO2020242163A1 (ko) 계통 전압 위상 검출 장치
JPH07274599A (ja) 誘導電動機のベクトル制御方法及びベクトル制御回路
WO2020105839A1 (ko) 인버터 제어장치
WO2019013491A1 (ko) 모터 구동 장치
Toliyat et al. DSP-based control of variable speed drives
JP6682313B2 (ja) モータ制御装置
WO2014168303A1 (ko) 전기차용 인버터의 비상 운전 장치 및 그 방법
WO2019009644A1 (ko) 모터 구동 장치
WO2021107280A1 (ko) 인버터 제어장치
WO2020197001A1 (ko) 전동기 구동 시스템
WO2022045400A1 (ko) 모터 구동장치, 및 이를 구비하는 차량
WO2018226025A1 (ko) 모터 구동 장치
JP2005039912A (ja) 交流電動機の制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 19887848

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2019887848

Country of ref document: EP

Effective date: 20210621