JPH07274599A - 誘導電動機のベクトル制御方法及びベクトル制御回路 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御方法及びベクトル制御回路Info
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- JPH07274599A JPH07274599A JP6304400A JP30440094A JPH07274599A JP H07274599 A JPH07274599 A JP H07274599A JP 6304400 A JP6304400 A JP 6304400A JP 30440094 A JP30440094 A JP 30440094A JP H07274599 A JPH07274599 A JP H07274599A
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- H02P21/18—Estimation of position or speed
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- H02P21/26—Rotor flux based control
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 誘導電動機のベクトル制御方法及びベクト
ル制御回路を提供する。 【構成】 新たに誘導された式を用いて、その式によ
り回転子磁束を求めるものであって、その回路は前記誘
導された式に従い回転子磁束を計算するための回転子磁
束計算器を具備する。 【効果】 速度検出器を必要とせず、計算のみにより
信頼性のある誘導電動機の回転子磁束を求めることがで
きる。
ル制御回路を提供する。 【構成】 新たに誘導された式を用いて、その式によ
り回転子磁束を求めるものであって、その回路は前記誘
導された式に従い回転子磁束を計算するための回転子磁
束計算器を具備する。 【効果】 速度検出器を必要とせず、計算のみにより
信頼性のある誘導電動機の回転子磁束を求めることがで
きる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は誘導電動機のベクトル制
御方法及びベクトル制御回路に係り、特に速度検出器を
必要としない誘導電動機のベクトル制御方法及びベクト
ル制御回路に関する。
御方法及びベクトル制御回路に係り、特に速度検出器を
必要としない誘導電動機のベクトル制御方法及びベクト
ル制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】産業界で各種機械及び装置の動力源とし
て最も広く用いられるものが誘導電動機である。これは
構造が極めて簡単で維持、補修がほとんど必要なく耐久
性が高く、コストも低廉であるなどの誘導電動機特有の
長所に基づいたものである。
て最も広く用いられるものが誘導電動機である。これは
構造が極めて簡単で維持、補修がほとんど必要なく耐久
性が高く、コストも低廉であるなどの誘導電動機特有の
長所に基づいたものである。
【０００３】一方、誘導電動機は構造が簡便な反面、そ
の動的特性の非線形性が非常に強く、変数が相互干渉す
るものなので、制御が相当に困難である。誘導電動機を
高性能で制御することができる制御技術に関する研究が
全世界的に続いて来たが、１９８０年代に入り半導体技
術が飛躍的に発展したために、複雑な制御理論の実際の
システムへの適用が極めて活発になされるにつれ、誘導
電動機の制御技術は更に進歩するようになった。特に、
７０年代始めに開発されたベクトル制御方法は複雑な誘
導電動機の特性を磁束成分とトルク成分に分けて別途に
制御しうるようにして、誘導電動機を直流電動機のよう
に容易に高性能で制御し得るようにすることにより、誘
導電動機の応用範囲を更に広げた。このようなベクトル
制御方法は回転子角速度に対する情報を必要とする。従
って、速度発生器やエンコーダのような速度検出器が必
要となり、システムが複雑化して、誘導電動機固有の耐
久性、信頼性が低下し、ケーブル作業によるシステムの
不安定性を誘発するだけでなく、コストが上昇するとい
う短所があった。
の動的特性の非線形性が非常に強く、変数が相互干渉す
るものなので、制御が相当に困難である。誘導電動機を
高性能で制御することができる制御技術に関する研究が
全世界的に続いて来たが、１９８０年代に入り半導体技
術が飛躍的に発展したために、複雑な制御理論の実際の
システムへの適用が極めて活発になされるにつれ、誘導
電動機の制御技術は更に進歩するようになった。特に、
７０年代始めに開発されたベクトル制御方法は複雑な誘
導電動機の特性を磁束成分とトルク成分に分けて別途に
制御しうるようにして、誘導電動機を直流電動機のよう
に容易に高性能で制御し得るようにすることにより、誘
導電動機の応用範囲を更に広げた。このようなベクトル
制御方法は回転子角速度に対する情報を必要とする。従
って、速度発生器やエンコーダのような速度検出器が必
要となり、システムが複雑化して、誘導電動機固有の耐
久性、信頼性が低下し、ケーブル作業によるシステムの
不安定性を誘発するだけでなく、コストが上昇するとい
う短所があった。
【０００４】オタニが提案した回転子磁束の検出方法は
“IEEE TRANSACTION ON INDUSTRY APPLICATION vol. 2
8, No. 1, JANUARY/FEBRUARY, 1992”に“Vector contr
ol ofInduction Motor without Shaft Encoder”という
題目で公開されている。その方法を説明すると次の通り
である。
“IEEE TRANSACTION ON INDUSTRY APPLICATION vol. 2
8, No. 1, JANUARY/FEBRUARY, 1992”に“Vector contr
ol ofInduction Motor without Shaft Encoder”という
題目で公開されている。その方法を説明すると次の通り
である。
【０００５】電動機角速度（電気角速度ω）で回転する
ｄ−ｑ座標系のｄ軸を回転子磁束ベクトルと一致させた
後、回転子磁束φrと、電動機角速度ωrと、発生トルク
Ｔeとの関係式を示すと次の通りである。
ｄ−ｑ座標系のｄ軸を回転子磁束ベクトルと一致させた
後、回転子磁束φrと、電動機角速度ωrと、発生トルク
Ｔeとの関係式を示すと次の通りである。
【０００６】 φr = Ｍ ×Ｉd1 ／（1 + Ｔ2Ｐ） （１．１）
【０００７】 ωr = ω − Ｍ／Ｌ2・Ｒ2Ｉq1／φr （２．１）
【０００８】 Ｔe = −Ｍ／Ｌ2・φrＩq1 （３．１）
【０００９】ここで、 Ｍ：相互インダクタンス Ｉd1：１次側（固定子）電流のｄ軸成分（磁束成分） Ｉq1：１次側（固定子）電流のｑ軸成分（トルク成分） Ｔ2：２次側（回転子）時定数（=Ｌ2/Ｒ2） Ｌ2：回転子インダクタンス Ｒ2：回転子抵抗 Ｐ：微分演算子（＝ｄ／ｄｔ） を示す。
【００１０】即ち、発生トルク（Ｔe）と電動機角速度
（ωr）は回転子磁束ベクトル（φr）と１次側電流（Ｉ
d1、Ｉq1）により定められる。主制御変数である発生ト
ルクとトルク成分電流とを固定子に固定された直交座標
系（α−β固定座標系またはｘ−ｙ固定座標系)で再び
示すと、次の式（４．１）、式（５．１）のように表現
される。
（ωr）は回転子磁束ベクトル（φr）と１次側電流（Ｉ
d1、Ｉq1）により定められる。主制御変数である発生ト
ルクとトルク成分電流とを固定子に固定された直交座標
系（α−β固定座標系またはｘ−ｙ固定座標系)で再び
示すと、次の式（４．１）、式（５．１）のように表現
される。
【００１１】 Ｉq1 ＝ − [ｉβcos(ωt + ρ) − ｉαsin(ωt + ρ) ] ＝ − [ｉβφα／(φα2 + φβ2)1/2−ｉαφβ／(φα2 + φβ2)1/2 ] ＝ − ( φαｉβ−φβｉα)／φr （４．１）
【００１２】 Ｔe ＝ φr Iq1［−Ｍ／Ｌ2］ ＝ − Ｍ／Ｌ2・( φαｉβ−φβｉα) （５．１）
【００１３】ここで、 φα ＝ φr cos （ωt + ρ） φβ ＝ φr sin （ωt + ρ） ｉα ＝ Ｉ1 cos （ωt + γ* + ρ） ｉβ ＝ Ｉ1 sin （ωt + γ* + ρ） と表現される。
【００１４】そして、ρはｔ＝０の時、α軸に対するｄ
軸の角度であり（０度と仮定しても差し支えない）、
軸の角度であり（０度と仮定しても差し支えない）、
【００１５】
【外２１】 、Ｉ1は下記のように示される。
【００１６】
【外２２】
【００１７】： tan -1 (Ｉq1/Ｉd1) Ｉ1 ： (Ｉd12 + Ｉq12)1/2
【００１８】オタニ（Ohtani）が使用した回転子磁束の
計算式は次の通りである。
計算式は次の通りである。
【００１９】
【数２１】
【００２０】
【数２２】
【００２１】ここで、 Ｖα、Ｖβ: α、β上の固定子電圧 ｉα、ｉβ: α、β上の固定子電流 Ｒ1 : １次側固定子抵抗 Ｌr1: 総漏洩インダクタンス（＝ Ｌ1(１−Ｍ2／Ｌ1Ｌ
2）） Ｌ1 : １次側固定子リアクタンス を示す。
2）） Ｌ1 : １次側固定子リアクタンス を示す。
【００２２】図１はオタニが提案した回転子磁束の計算
回路を説明するためのブロック図である。
回路を説明するためのブロック図である。
【００２３】図１に於いて、回転子磁束計算回路は電流
制御型インバータ１、誘導電動機２、減算器３、（Ｒ1
＋ Ｌr1Ｐ）の変数を有する乗算器４、ＴL／（１＋ＴL
P）の特性を有する積分回路５、１／（１＋ＴLP）の特
性を有する積分回路７及び加算器６より構成されてい
る。
制御型インバータ１、誘導電動機２、減算器３、（Ｒ1
＋ Ｌr1Ｐ）の変数を有する乗算器４、ＴL／（１＋ＴL
P）の特性を有する積分回路５、１／（１＋ＴLP）の特
性を有する積分回路７及び加算器６より構成されてい
る。
【００２４】なお、回転子誘導電圧ｅをＴL ／（１＋Ｔ
LP）の特性を有する積分回路５に印加し、回転子磁束命
令
LP）の特性を有する積分回路５に印加し、回転子磁束命
令
【００２５】
【外２３】
【００２６】を１／（１＋ＴLP）の特性を有する積分回
路７に印加して、前記二つの積分回路５、及び７の出力
値を加えて回転子磁束を検出するようになる。
路７に印加して、前記二つの積分回路５、及び７の出力
値を加えて回転子磁束を検出するようになる。
【００２７】即ち、減算器３の出力ｅは下記の式（８．
１）で表される。 ｅ ＝ Ｖ1 ＋ (Ｒ1 ＋ １p) ｉ1 （８．１）
１）で表される。 ｅ ＝ Ｖ1 ＋ (Ｒ1 ＋ １p) ｉ1 （８．１）
【００２８】ここで、 Ｖ1 ＝ Ｖα＋ ｊＶβ ｉ1 ＝ ｉα + ｊｉβ を示す。
【００２９】従って、式（６．１）、（７．１）は下記
の式（９．１）のように示される。
の式（９．１）のように示される。
【００３０】
【数２３】
【００３１】ここで、
【外２４】
【００３２】： φα＋ jφβを示す。
【００３３】即ち、オタニが提案した回転子磁束の計算
方法は、式（６．１）と式（７．１）で見られるように
磁束を計算するために、積分すべきであるが、実際に具
体化したとき、純粋積分器を使用する場合、入力値に直
流オフセットやドリフトが存在すると、磁束推定値は発
散したり、ほとんど信頼することができなくなる。
方法は、式（６．１）と式（７．１）で見られるように
磁束を計算するために、積分すべきであるが、実際に具
体化したとき、純粋積分器を使用する場合、入力値に直
流オフセットやドリフトが存在すると、磁束推定値は発
散したり、ほとんど信頼することができなくなる。
【００３４】従って、オタニの場合、純粋積分器の代わ
りに積分器と類似したラグ回路を使用していた。しかし
ながら、低速運転時にはラグ回路の推定値は実際の値と
大きい差を示すので、回転子速度と干渉現象を起こして
完全なベクトル制御が不可能であった。オタニの提案し
た計算方法は低速運転時の磁束制御を禁止し、このよう
な問題を解決したが、全速度領域でベクトル制御できる
完全な解決策と言うには難しい点がある。
りに積分器と類似したラグ回路を使用していた。しかし
ながら、低速運転時にはラグ回路の推定値は実際の値と
大きい差を示すので、回転子速度と干渉現象を起こして
完全なベクトル制御が不可能であった。オタニの提案し
た計算方法は低速運転時の磁束制御を禁止し、このよう
な問題を解決したが、全速度領域でベクトル制御できる
完全な解決策と言うには難しい点がある。
【００３５】また、オタニの方法は、停止状態で初期起
動する場合は回転子磁束の推定値が不安定なので、外部
的に電動機を初期駆動するための加速器という外部ハー
ドウェアが更に必要であった。
動する場合は回転子磁束の推定値が不安定なので、外部
的に電動機を初期駆動するための加速器という外部ハー
ドウェアが更に必要であった。
【００３６】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は速度検
出器を使わず固定子電圧と電流情報を利用し、回転子磁
束と角速度とを推定して、この情報を更に誘導電動機の
非干渉制御に適用させることにより、高性能の動的応答
特性が得られる誘導電動機のベクトル制御方法を提供す
ることである。
出器を使わず固定子電圧と電流情報を利用し、回転子磁
束と角速度とを推定して、この情報を更に誘導電動機の
非干渉制御に適用させることにより、高性能の動的応答
特性が得られる誘導電動機のベクトル制御方法を提供す
ることである。
【００３７】また、本発明の他の目的は、初期駆動時に
外部からの駆動を必要としない誘導電動機のベクトル制
御方法を提供することである。
外部からの駆動を必要としない誘導電動機のベクトル制
御方法を提供することである。
【００３８】本発明の更に他の目的は、信頼性のある回
転子磁束を検出しうる誘導電動機のベクトル制御回路を
提供することである。
転子磁束を検出しうる誘導電動機のベクトル制御回路を
提供することである。
【００３９】
【課題を達成するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明の誘導電動機のベクトル制御方法は、
固定子電圧と電流（ｉXS、ｉyS、ＶXS、ＶyS）を計算す
る第１過程と、下記の変数（αX、αy）を計算する第２
過程と、
るために、本発明の誘導電動機のベクトル制御方法は、
固定子電圧と電流（ｉXS、ｉyS、ＶXS、ＶyS）を計算す
る第１過程と、下記の変数（αX、αy）を計算する第２
過程と、
【００４０】
【数２４】
【００４１】
【数２５】
【００４２】下記の式により
【外２５】 、
【００４３】
【外２６】 を推定する第３過程と、
【００４４】
【数２６】
【００４５】
【数２７】
【００４６】
【数２８】
【００４７】下記の式からφr をアップデートする第４
過程と、
過程と、
【００４８】
【数２９】
【００４９】下記の式により回転子角速度を計算する第
５過程と、
５過程と、
【００５０】
【数３０】
【００５１】（ここで、Pは相(phase)の数を２で除算し
た値を表している。）
た値を表している。）
【００５２】下記の式を利用して制御入力（ｕ１、ｕ
２）を計算する第６過程と、
２）を計算する第６過程と、
【００５３】
【数３１】
【００５４】
【数３２】
【００５５】（ここで、 ｋpj、 ｋij（ｊ＝１，２）
は制御器の制御利得値であり、
は制御器の制御利得値であり、
【００５６】
【外２７】 、
【００５７】
【外２８】 はそれぞれωr，φr の命令入力である。）
【００５８】前記第６過程から求められた値を下記の式
に代入して電流の命令
に代入して電流の命令
【００５９】
【外２９】 を求める第７過程
【００６０】
【数３３】 とからなることを特徴とする。
【００６１】本発明の他の目的を達成するために、誘導
電動機のベクトル制御回路は交流電圧から直流電圧を得
るための整流手段と、使用者の速度命令
電動機のベクトル制御回路は交流電圧から直流電圧を得
るための整流手段と、使用者の速度命令
【００６２】
【外３０】
【００６３】と速度フィードバック推定値
【００６４】
【外３１】
【００６５】とで制御を行い、制御出力（ｕ1)を出力す
るための速度制御手段と、使用者の磁束命令
るための速度制御手段と、使用者の磁束命令
【００６６】
【外３２】
【００６７】と磁束フィードバック推定値
【００６８】
【外３３】
【００６９】とで制御を行い制御出力（ｕ2）を出力す
るための磁束制御手段と、非線形帰還型より構成され非
線形干渉システムである誘導電動機を線形非干渉システ
ムに変換し、固定子固定座標軸上の固定子電流命令
るための磁束制御手段と、非線形帰還型より構成され非
線形干渉システムである誘導電動機を線形非干渉システ
ムに変換し、固定子固定座標軸上の固定子電流命令
【００７０】
【外３４】
【００７１】を出力するための非干渉制御手段と、前記
電流命令
電流命令
【００７２】
【外３５】
【００７３】と電動機に流れる実際の帰還電流（ｉxs，
ｉys）で比例積分制御を行いその結果を電圧信号に変換
するための電流制御手段と、前記電流制御手段の２相電
圧を３相電圧に変換するための第１相変換手段と、前記
第１相変換手段の出力信号である３相電圧信号に応答し
て電動機を駆動するためのスイッチング手段と、前記電
動機からの３相電流信号を２相電流信号に変換するため
の第２相変換手段と、前記第２相変換手段の出力信号と
前記電流制御手段の出力信号とを入力信号として電動機
を制御するための回転子磁束と速度とを計算するための
計算手段とを有することを特徴とする。
ｉys）で比例積分制御を行いその結果を電圧信号に変換
するための電流制御手段と、前記電流制御手段の２相電
圧を３相電圧に変換するための第１相変換手段と、前記
第１相変換手段の出力信号である３相電圧信号に応答し
て電動機を駆動するためのスイッチング手段と、前記電
動機からの３相電流信号を２相電流信号に変換するため
の第２相変換手段と、前記第２相変換手段の出力信号と
前記電流制御手段の出力信号とを入力信号として電動機
を制御するための回転子磁束と速度とを計算するための
計算手段とを有することを特徴とする。
【００７４】
【作用】新たに誘導された数式を利用して、速度検出器
が必要でなく、ただ計算により誘導電動機の回転子磁束
を求める。
が必要でなく、ただ計算により誘導電動機の回転子磁束
を求める。
【００７５】
【実施例】以下、添付した図面に基づき本発明を詳細に
説明する。
説明する。
【００７６】図２は本発明の誘導電動機のベクトル制御
回路のブロック図である。
回路のブロック図である。
【００７７】図２に於いて、誘導電動機３００のベクト
ル制御のためのベクトル制御回路は整流器１００、スイ
ッチング素子２００、速度制御器４００、磁束制御器５
００、非干渉制御器６００、電流制御器７００、２相を
３相に変換する変換器８００、３相を２相に変換する変
換器９００及び状態変数計算器１０００より構成されて
いる。
ル制御のためのベクトル制御回路は整流器１００、スイ
ッチング素子２００、速度制御器４００、磁束制御器５
００、非干渉制御器６００、電流制御器７００、２相を
３相に変換する変換器８００、３相を２相に変換する変
換器９００及び状態変数計算器１０００より構成されて
いる。
【００７８】各構成の機能を説明すると次の通りであ
る。
る。
【００７９】整流器１００は直流リプル電圧を減らすた
めのものであって、その出力端子にはリアクタンス
（Ｌ）とキャパシタ（Ｃ）が連結されている。速度制御
器４００は使用者の速度命令
めのものであって、その出力端子にはリアクタンス
（Ｌ）とキャパシタ（Ｃ）が連結されている。速度制御
器４００は使用者の速度命令
【００８０】
【外３６】
【００８１】と速度フィードバック推定値
【外３７】
【００８２】とで制御を行い制御出力（ｕ1）を出力す
る。磁束制御器５００は使用者の磁束命令
る。磁束制御器５００は使用者の磁束命令
【００８３】
【外３８】 と磁束フィードバック推定値
【００８４】
【外３９】
【００８５】とで制御を行い制御出力（ｕ2）を出力す
る。非干渉制御器６００は非線形帰還型で構成されて非
線形干渉システムである誘導電動機を線形非干渉システ
ムに変換する。
る。非干渉制御器６００は非線形帰還型で構成されて非
線形干渉システムである誘導電動機を線形非干渉システ
ムに変換する。
【００８６】この際に、誘導電動機は電磁気的システム
と機械的システムに分離され、最終出力は固定子固定座
標軸上の固定子電流命令
と機械的システムに分離され、最終出力は固定子固定座
標軸上の固定子電流命令
【００８７】
【外４０】
【００８８】となる。電流制御器７００は電流命令
【００８９】
【外４１】
【００９０】と電動機に流れる実際の帰還電流（ｉxs,
ｉys）とで比例積分制御を行う。また、比例積分制御の
出力は三角波と比較されてパルス幅変調された後に電圧
変調信号化される。スイッチング素子２００はスイッチ
ング動作によって電動機駆動用の３相電圧変調信号を出
力する。相変換器８００はｘ−ｙ座標軸上の電圧変調信
号を３相座標系の信号に変換した後、スイッチング素子
２００のゲートを駆動する。電流制御器７００及び相変
換器９００は電動機に流れる実際の電流を電流センサー
から取り込み、制御に容易な３相電流信号をｘ−ｙ座標
軸上の信号に変換する。状態変数計算器１０００は電動
機の入力変数と出力変数から電動機の制御に必要な内部
変数回転子磁束と回転子速度とを計算する。
ｉys）とで比例積分制御を行う。また、比例積分制御の
出力は三角波と比較されてパルス幅変調された後に電圧
変調信号化される。スイッチング素子２００はスイッチ
ング動作によって電動機駆動用の３相電圧変調信号を出
力する。相変換器８００はｘ−ｙ座標軸上の電圧変調信
号を３相座標系の信号に変換した後、スイッチング素子
２００のゲートを駆動する。電流制御器７００及び相変
換器９００は電動機に流れる実際の電流を電流センサー
から取り込み、制御に容易な３相電流信号をｘ−ｙ座標
軸上の信号に変換する。状態変数計算器１０００は電動
機の入力変数と出力変数から電動機の制御に必要な内部
変数回転子磁束と回転子速度とを計算する。
【００９１】図３は図２に示したブロック図の回転子磁
束検出方法を説明するための流れ図である。
束検出方法を説明するための流れ図である。
【００９２】第１過程１０は固定子電圧と電流とを計算
する過程である。
する過程である。
【００９３】固定子に固定された座標系（以下、ｘ−ｙ
座標系という）を基準軸とした誘導電動機の動的方程式
は次の通りである。
座標系という）を基準軸とした誘導電動機の動的方程式
は次の通りである。
【００９４】
【数３４】
【００９５】
【数３５】
【００９６】
【数３６】
【００９７】
【数３７】
【００９８】
【数３８】
【００９９】ここで、 ｉxs : 固定子ｘ軸電流 ｉys : 固定子ｙ
軸電流 φxr : 回転子ｘ軸磁束 φyr : 回転子ｙ
軸磁束 ωr : 回転子角速度 Ｔe : 発生トル
ク ＴL : 負荷トルク をそれぞれ表している。
軸電流 φxr : 回転子ｘ軸磁束 φyr : 回転子ｙ
軸磁束 ωr : 回転子角速度 Ｔe : 発生トル
ク ＴL : 負荷トルク をそれぞれ表している。
【０１００】そして、固定子ｘ軸電圧Ｖxs及び固定子ｙ
軸電圧Ｖysは制御入力であり、Ｔeは下記の式（６）で
与えられる発生トルクである。
軸電圧Ｖysは制御入力であり、Ｔeは下記の式（６）で
与えられる発生トルクである。
【０１０１】 Ｔe ＝ ＫT (−φyr ｉxs ＋ φxr ｉys ) （６）
【０１０２】回転子磁束及び回転速度推定式の誘導過程
で、各種電動機の定数と回転方向が既知であると仮定す
る場合、ｘ−ｙ軸回転子磁束φxr、φyrは回転子磁束の
大きさφr 、回転子磁束の位置角θr を利用して次の式
（７）に示したように表示できる。
で、各種電動機の定数と回転方向が既知であると仮定す
る場合、ｘ−ｙ軸回転子磁束φxr、φyrは回転子磁束の
大きさφr 、回転子磁束の位置角θr を利用して次の式
（７）に示したように表示できる。
【０１０３】 φxr ＝φr cosθr , φyr ＝φr sinθr （７）
【０１０４】制御に必要な回転子磁束情報φxr、φyrを
直接推定する代わりに cosθr 、sinθr 、φr を推定
する。
直接推定する代わりに cosθr 、sinθr 、φr を推定
する。
【０１０５】第２過程２０は下記の式（８）、（９）を
用いてαx 、αyを計算する過程である。この過程が本
発明の主要な特徴であり、その方法は次の通りである。
用いてαx 、αyを計算する過程である。この過程が本
発明の主要な特徴であり、その方法は次の通りである。
【０１０６】
【数３９】
【０１０７】
【数４０】
【０１０８】上述されたように定義されたαx、αyは、
固定子側の変数であって、固定子電流と電圧とを測定し
てその値を計算し得る変数である。
固定子側の変数であって、固定子電流と電圧とを測定し
てその値を計算し得る変数である。
【０１０９】まず、式（１）と式（２）にφxr、φyrを
それぞれ乗算し、二つの式を加えると下記の式（１０）
となる。
それぞれ乗算し、二つの式を加えると下記の式（１０）
となる。
【０１１０】
【数４１】
【０１１１】式（７）、式（８）及び式（９）を式（１
０）に代入した後、両辺をφr（ ≠0）で除算すると次
の式（１１）のような非線形代数式が誘導される。
０）に代入した後、両辺をφr（ ≠0）で除算すると次
の式（１１）のような非線形代数式が誘導される。
【０１１２】 αxcosθr ＋ αysinθr ＝ ａ2φr （１１）
【０１１３】この式からθrをαx 、αy及びφrの関数
で表現できる。しかしながら、上の式をθr に対する非
線形方程式とし、この式からθr の解を求めようとする
時、二つの解が発生するが、このうちの一つの根は式
（１）と式（２）でωrに関係した項を消去して一つの
方程式を作る過程で求められた無理根なので実際のθr
と一致しない。
で表現できる。しかしながら、上の式をθr に対する非
線形方程式とし、この式からθr の解を求めようとする
時、二つの解が発生するが、このうちの一つの根は式
（１）と式（２）でωrに関係した項を消去して一つの
方程式を作る過程で求められた無理根なので実際のθr
と一致しない。
【０１１４】従って、正しい根を判別するため、電動機
の回転方向を追加情報として使用して式（１１）を解く
と cosθr 、sinθr はそれぞれ次のように計算され
る。
の回転方向を追加情報として使用して式（１１）を解く
と cosθr 、sinθr はそれぞれ次のように計算され
る。
【０１１５】第３過程３０は下記の式（１２）、式（１
３）及び式（１４）によって
３）及び式（１４）によって
【０１１６】
【外４２】 、
【０１１７】
【外４３】 を推定する過程である。
【０１１８】
【数４２】
【０１１９】
【数４３】
【０１２０】φr の推定式を誘導するために、式（３）
と式（４）にφxr、φyrをそれぞれ乗算して二つの式を
加えると下記の式（１４）が得られる。
と式（４）にφxr、φyrをそれぞれ乗算して二つの式を
加えると下記の式（１４）が得られる。
【０１２１】
【数４４】
【０１２２】式（１４）の両辺をφr で除算すると左辺
がφr と等しくなるので式（１４）は次のように変形さ
れ得る。
がφr と等しくなるので式（１４）は次のように変形さ
れ得る。
【０１２３】
【数４５】
【０１２４】式（１５）に式（１２）と式（１３）とを
代入すると次のような動的方程式が得られる。
代入すると次のような動的方程式が得られる。
【０１２５】第４過程４０は下記の式１６から
【０１２６】
【外４４】 をアップデートする過程である。
【０１２７】
【数４６】
【０１２８】式（１２）、式（１３）及び式（１６）
が、速度情報を使用しない回転子磁束推定方程式であ
る。
が、速度情報を使用しない回転子磁束推定方程式であ
る。
【０１２９】次に回転速度推定式は次のように誘導され
る。式（１）と式（２）にφyr、φxrをそれぞれ乗算し
て式（１）から式（２）を減算すると下記の式（１７）
が得られる。
る。式（１）と式（２）にφyr、φxrをそれぞれ乗算し
て式（１）から式（２）を減算すると下記の式（１７）
が得られる。
【０１３０】
【数４７】
【０１３１】前記式（１７）に式（８）と式（９）とを
代入し、 Pωrに関して整理すると式（１８）が得られ
る。
代入し、 Pωrに関して整理すると式（１８）が得られ
る。
【０１３２】
【数４８】
【０１３３】式（１８）に式（１２）、式（１３）を代
入すると次のような回転速度の計算式が求められる。
入すると次のような回転速度の計算式が求められる。
【０１３４】第５過程５０は下記の式（１９）により回
転子角速度を計算する過程である。
転子角速度を計算する過程である。
【０１３５】
【数４９】
【０１３６】前記式（１９）でPは相の数を２で除算し
た値を表している。
た値を表している。
【０１３７】式（１２）、式（１３）、式（１６）及び
式（１９）で表現された回転子磁束と回転子速度とに基
づいた間接ベクトル制御について説明すると次の通りで
ある。
式（１９）で表現された回転子磁束と回転子速度とに基
づいた間接ベクトル制御について説明すると次の通りで
ある。
【０１３８】固定子電流を直接制御して固定子電流 ｉx
s、ｉysが電流命令
s、ｉysが電流命令
【０１３９】
【外４５】 、
【０１４０】
【外４６】 を良く追従すると仮定すれば（即ち、
【０１４１】
【数５０】
【０１４２】）、式（３）、式（４）、及び式（５）は
次のように簡略化される。
次のように簡略化される。
【０１４３】
【数５１】
【０１４４】
【数５２】
【０１４５】
【数５３】
【０１４６】上記のように簡略化されたシステムでφ≠
０ならば、非干渉のための条件を満足する。
０ならば、非干渉のための条件を満足する。
【０１４７】このシステムを非干渉化にするために、下
記の式（２３）のような非線形帰還を適用する。
記の式（２３）のような非線形帰還を適用する。
【０１４８】
【数５４】
【０１４９】ここで、ｕ1、ｕ2は新しい入力である。上
の式により全体システムの入出力動特性は式（２４）、
式（２５）のように線形かつ非干渉的である。
の式により全体システムの入出力動特性は式（２４）、
式（２５）のように線形かつ非干渉的である。
【０１５０】
【数５５】
【０１５１】
【数５６】
【０１５２】一方、所望の過渡状態及び定常状態の応答
を得るために、非干渉制御器６００の制御入力ｕ1、ｕ2
を速度制御器４００と磁束制御器５００からの出力とし
て設定する。
を得るために、非干渉制御器６００の制御入力ｕ1、ｕ2
を速度制御器４００と磁束制御器５００からの出力とし
て設定する。
【０１５３】第６過程は下記の式（２６）、（２７）を
用いて制御入力ｕ1、ｕ2を計算する。
用いて制御入力ｕ1、ｕ2を計算する。
【０１５４】
【数５７】
【０１５５】
【数５８】 ここで、 ｋpj 、 kij （ｊ＝１，２）は制御器の制御
利得値であり、
利得値であり、
【０１５６】
【外４７】 、
【０１５７】
【外４８】 はそれぞれωr 、φr の命令入力である。
【０１５８】第７過程は前記第６過程から求められた値
を式（２３）に代入して電流命令
を式（２３）に代入して電流命令
【０１５９】
【外４９】 を求める過程である。
【０１６０】第８過程は前記の式（２０）と式（２１）
を用いて回転子磁束を計算する過程である。
を用いて回転子磁束を計算する過程である。
【０１６１】このような方法で、誘導電動機の回転子の
時定数が定められる。
時定数が定められる。
【０１６２】
【発明の効果】従って、本発明の誘導電動機のベクトル
制御方法及びベクトル制御回路は、第１に別途の速度検
出器を必要とせずに正確な回転子速度を検出することが
できる。
制御方法及びベクトル制御回路は、第１に別途の速度検
出器を必要とせずに正確な回転子速度を検出することが
できる。
【０１６３】第２に初期に外部から誘導電動機を初期駆
動するための別途の駆動手段を必要としない。
動するための別途の駆動手段を必要としない。
【０１６４】第３に高速時や低速時にすべて正確に動作
し得る。
し得る。
【図１】図１は従来の速度検出器を必要としない誘導電
動機の回転子磁束計算回路のブロック図である。
動機の回転子磁束計算回路のブロック図である。
【図２】図２は本発明の速度検出器を必要としない誘導
電動機のベクトル制御回路のブロック図である。
電動機のベクトル制御回路のブロック図である。
【図３】図３は本発明の速度検出器を必要としない誘導
電動機のベクトル制御方法を説明するための流れ図であ
る。
電動機のベクトル制御方法を説明するための流れ図であ
る。
１ 電流制御型インバータ ２ 誘導電動機 ３ 減算器 ４ 乗算器 ５ 積分回路 ６ 加算器 ７ 積分回路 １０ 固定子電圧と電流の計算過程 ２０ αx、αyの計算過程 ３０ 推定過程 ４０ アップデート過程 ５０ 回転子角速度の計算過程 ６０ 制御入力の計算過程 ７０ 電流命令の計算過程 １００ 整流器 ２００ スイッチング素子 ３００ 誘導電動機 ４００ 速度制御器 ５００ 磁束制御器 ６００ 非干渉制御器 ７００ 電流制御器 ８００ 変換器 ９００ 変換器 １０００ 状態変数計算器
Claims (8)
- 【請求項１】 回転子と固定子より構成された誘導電
動機のベクトル制御方法であって、 固定子電圧と電流（ｉXS、ｉyS、ＶXS、ＶyS）を計算す
る第１段階と、 下記の変数（αX、αy）を計算する第２段階と、 【数１】 【数２】 下記の式により 【外１】 、 【外２】 を推定する第３段階と、 【数３】 【数４】 【数５】 下記の式から 【外３】 をアップデートする第４段階と、 【数６】 下記の式により回転子角速度を計算する第５段階と、 【数７】 （ここで、Pは相（phase）の数を２で除算した値を表
す。）下記の式を利用して制御入力（ｕ1，ｕ2）を計算
する第６段階と、 【数８】 【数９】 （ここで、kpj、kij(ｊ＝１，２)は制御器の制御利得値
であり、 【外４】 、 【外５】 は、それぞれωr、φrの命令入力である。）前記第６段
階から求められた値を下記の式に代入して電流の命令 【外６】 を求める第７段階と、 【数１０】 よりなることを特徴とする誘導電動機のベクトル制御方
法。 - 【請求項２】 回転子と固定子より構成された誘導電
動機のベクトル制御回路であって、 交流電圧から直流電圧を得るための整流手段と、 使用者の速度命令 【外７】 と速度フィードバック推定値 【外８】 で制御を行い、制御出力（ｕ1）を出力するための速度
制御手段と、 使用者の磁束命令 【外９】 と磁束フィードバック推定値 【外１０】 で制御を行い、制御出力（ｕ2）を出力するための磁束
制御手段と、 非線形帰還型より構成されて非線形干渉システムである
誘導電動機を、線形非干渉システムに変換し、固定子固
定座標軸上の固定子電流命令 【外１１】 を出力するための非干渉制御手段と、 前記電流命令 【外１２】 と電動機に流れる実際の帰還電流（ｉxs，ｉys）で比例
積分制御を行い、その結果を電圧信号に変換するための
電流制御手段と、 前記電流制御手段の２相電圧を３相電圧に変換するため
の第１相変換手段と、 前記第１相変換手段の出力信号である３相電圧信号に応
答して電動機を駆動するためのスイッチング手段と、 前記電動機からの３相電流信号を２相電流信号に変換す
るための第２相変換手段と、 前記第２相変換手段の出力信号と前記電流制御手段の出
力信号とをその入力信号とし、電動機を制御するための
回転子磁束と速度とを計算するための計算手段とを具備
したことを特徴とする誘導電動機のベクトル制御回路。 - 【請求項３】 回転子と固定子より構成された誘導電
動機のベクトル制御方法であって、 （ａ）前記固定子の電流と電圧（ｉxs，ｉys，Ｖxs，Ｖ
ys）を測定して固定子側の変数（αx，αy）を計算する
過程と、 （ｂ）前記回転子磁束の位置角（cos θr，sin θr）と
回転子磁束の大きさ（φr）とを計算してｘ−ｙ軸の回
転子磁束（φxr，φyr）を推定する過程と、 （ｃ）前記回転子磁束（φxr，φyr）と所定の固定座標
を基準軸とした固定子電流（ｉxs，ｉys）の数式を計算
して回転子角速度(Pωr）を計算する過程と、 （ｄ）前記回転子磁束（φxr，φyr）と回転子角速度
（Pωr）の計算結果による速度推定値 【外１３】 及び磁束推定値 【外１４】 を所定の速度命令 【外１５】 と磁束命令 【外１６】 により制御して回転子の速度制御値（ｕ1）と磁束制御
値（ｕ2）を計算する過程と、 （ｅ）前記回転子の速度制御値（ｕ1）と磁束制御値
（ｕ2）に対して回転子磁束（φxr，φyr）を演算処理
して固定子電流の命令値 【外１７】 を求める第５過程とからなることを特徴とする誘導電動
機のベクトル制御方法。 - 【請求項４】 前記（ａ）過程に於ける固定子側変数
（αx，αy）は下記の式、 【数１１】 【数１２】 により求められることを特徴とする請求項３に記載のベ
クトル制御方法。 - 【請求項５】 前記（ｂ）過程に於ける回転子磁束
（φxr，φyr）を推定するための推定方程式は、 【数１３】 【数１４】 【数１５】 【数１６】 と定義されることを特徴とする請求項３に記載の誘導電
動機のベクトル制御方法。 - 【請求項６】 前記（ｃ）過程に於ける回転子角速度
（Pωr）を求めるための式は、 【数１７】 （ここで、Pは相(phase)の数を２で除算した値を表して
いる。）と定義されることを特徴とする請求項３に記載
の誘導電動機のベクトル制御方法。 - 【請求項７】 前記（ｄ）過程に於ける速度制御値
（ｕ1）と磁束制御値（ｕ2）を計算する数式は、 【数１８】 【数１９】 （ここで、kpj、kij、ｊ＝１，２は制御器の制御利得値
であり、 【外１８】 、 【外１９】 はそれぞれωr、φrの命令入力である。）と定義される
ことを特徴とする請求項３に記載の誘導電動機のベクト
ル制御方法。 - 【請求項８】 前記（ｅ）過程に於ける固定子電流命
令 【外２０】 を求めるための数式は、 【数２０】 と定義されることを特徴とする請求項３に記載の誘導電
動機のベクトル制御方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019930024055A KR950015957A (ko) | 1993-11-12 | 1993-11-12 | 유도 전동기의 벡터 제어방법 및 장치 |
| KR1993P24055 | 1993-11-12 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07274599A true JPH07274599A (ja) | 1995-10-20 |
Family
ID=19367939
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6304400A Pending JPH07274599A (ja) | 1993-11-12 | 1994-11-14 | 誘導電動機のベクトル制御方法及びベクトル制御回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5463301A (ja) |
| JP (1) | JPH07274599A (ja) |
| KR (1) | KR950015957A (ja) |
| CN (1) | CN1106176A (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE59401808D1 (de) * | 1994-06-30 | 1997-03-27 | Siemens Ag | Stillstandserkennung beim Wiederanlassen eines stromrichtergespeisten Drehstrommotors ohne Drehzahlgeber |
| US5811957A (en) * | 1995-12-21 | 1998-09-22 | General Motors Corporation | Speed sensorless hybrid vector controlled induction motor with zero speed operation |
| AT406722B (de) * | 1998-01-30 | 2000-08-25 | Schroedl Manfred Dipl Ing Dr | Verfahren zur feldorientierten regelung einer mechanisch drehgeberlosen drehstrommaschine |
| JP3366858B2 (ja) * | 1998-05-29 | 2003-01-14 | 株式会社日立製作所 | 回転電機の制御装置 |
| US6014006A (en) * | 1999-06-24 | 2000-01-11 | Ford Global Technologies, Inc. | Induction motor control system with speed and flux estimation |
| JP4139934B2 (ja) * | 1999-09-21 | 2008-08-27 | 株式会社安川電機 | 交流電動機の制御方法および制御装置 |
| JP3634270B2 (ja) * | 2001-02-02 | 2005-03-30 | 株式会社豊田中央研究所 | モータ駆動回路 |
| KR100428505B1 (ko) * | 2001-07-06 | 2004-04-28 | 삼성전자주식회사 | 유도전동기의 속도 및 회전자 자속 추정방법 |
| US6737828B2 (en) * | 2001-07-19 | 2004-05-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Washing machine motor drive device |
| JP3651595B2 (ja) * | 2001-12-13 | 2005-05-25 | 株式会社東芝 | 洗濯機のインバータ装置及び洗濯乾燥機のインバータ装置 |
| JP5156352B2 (ja) * | 2007-11-30 | 2013-03-06 | 株式会社日立製作所 | 交流モータの制御装置 |
| CN102638215A (zh) * | 2011-02-15 | 2012-08-15 | 陈跃明 | 电动汽车感应电动机无速度传感器矢量控制系统 |
| KR20150048507A (ko) * | 2013-10-28 | 2015-05-07 | 이이수 | 유도분극 ｂｌｄｃ 모터 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6038954B2 (ja) * | 1980-12-30 | 1985-09-03 | ファナック株式会社 | 誘導電動機駆動方式 |
| JPS5963998A (ja) * | 1982-10-04 | 1984-04-11 | Hitachi Ltd | 誘導電動機の制御方法 |
| US4509003A (en) * | 1983-03-10 | 1985-04-02 | Kabushiki Kaisha Meidensha | Vector control method and system for an induction motor |
| JPS61196787A (ja) * | 1985-02-25 | 1986-08-30 | Fanuc Ltd | 誘導電動機のトルク制御方式 |
| US4707651A (en) * | 1986-07-22 | 1987-11-17 | Westinghouse Electric Corp. | Voltage-controlled field-oriented induction motor control system |
-
1993
- 1993-11-12 KR KR1019930024055A patent/KR950015957A/ko not_active Application Discontinuation
-
1994
- 1994-10-31 US US08/332,269 patent/US5463301A/en not_active Expired - Fee Related
- 1994-11-10 CN CN94117620A patent/CN1106176A/zh active Pending
- 1994-11-14 JP JP6304400A patent/JPH07274599A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR950015957A (ko) | 1995-06-17 |
| CN1106176A (zh) | 1995-08-02 |
| US5463301A (en) | 1995-10-31 |
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