JP3634270B2

JP3634270B2 - モータ駆動回路

Info

Publication number: JP3634270B2
Application number: JP2001026377A
Authority: JP
Inventors: 英雄中井; 裕樹大谷; 栄次佐藤
Original assignee: Toyota Motor Corp; Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Motor Corp; Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 2001-02-02
Filing date: 2001-02-02
Publication date: 2005-03-30
Anticipated expiration: 2021-02-02
Also published as: DE10204110A1; US6841968B2; JP2002233198A; US20020145401A1; DE10204110B4

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ｄ軸制御とｑ軸制御を独立して行える非干渉化を行うモータ駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、モータの制御として、ベクトル制御が知られており、このベクトル制御では、モータ駆動電流を励磁電流成分であるｄ軸電流とトルク電流であるｑ軸電流に分けて制御を行う。
【０００３】
さらに、モータの回転制御において、モータの出力電流を検出し、これをフィードバック制御することが行われており、この制御の際に出力電流と、モータへの入力電圧とを非干渉化する非干渉化器が設けられる。
【０００４】
すなわち、従来のモータの制御回路においては、図４に示すように、モータ２０の出力電流が電流検出器２２において検出される。モータ２０は三相の永久磁石モータであり、ステータの三相コイルに三相交流電流が供給され回転される。電流検出器２２は、各相のコイルの電流を検出し、これをロータの永久磁石が作る磁束と同期して回転しかつ磁束と同一方向をｄ軸と、このｄ軸に直交する方向をｑ軸としたｄ−ｑ軸座標系における電流に変換する。このｄ軸電流（励磁電流成分）をｉｄ、ｑ軸電流（トルク電流成分）をｉｑとする。
【０００５】
検出したｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑは、演算器１０に供給される。この演算器１０には、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値が供給されており、ここでｄ軸及びｑ軸の検出電流と、指令値の偏差が演算器１０で求められる。
【０００６】
そして、この偏差に基づいて電流制御器１２が電圧制御値を発生する。この電圧制御値はｄ軸及びｑ軸についてのものであり、電流指令と検出電流値の偏差を解消するためのものである。
【０００７】
一方、モータの検出電流ｉｄ、ｉｑは、非干渉化器１４にも供給される、非干渉化器１４は所定の演算を行い、ｄ、ｑ軸電圧に相当する電圧ｖｄ（アッパーバー）、ｖｑ（アッパーバー）を出力する。そして、これらｖｄ（アッパーバー）、ｖｑ（アッパーバー）が演算器１６に供給され、電流制御器１２からの偏差分の電圧指令値ｕｄ、ｕｑと加算され、電圧指令値は、ｄ、ｑ軸に関して非干渉化されている。なお、非干渉化器は後述する式（４）で示される。
【０００８】
そして、演算器１６で得られたｄ、ｑ軸の電圧指令値は３相変換器２４においてＵＶＷの３相の交流電圧指令値に変換され、これがインバータ１８に供給される。インバータ１８では、交流電圧指令値と搬送波（三角波）に基づいて、ＰＷＭ制御により、スイッチングトランジスタを制御し、モータ２０の各相の端子電圧を決定する。
【０００９】
ここで、モータ２０は、式（３）、非干渉化器１４は、式（４）で表される。
【００１０】
【数３】

ここで、ｉｄ：ｄ軸電流、ｉｑ：ｑ軸電流、ｖｄ：ｄ軸電圧（モータに実際に加わる電圧）、ｖｑ：ｑ軸電圧（モータに実際に加わる電圧）、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、Ｒ：抵抗値、ω：ロータ角速度、Φ：磁石による鎖交磁束数である。
【００１１】
【数４】

電圧指令値ｖｄ（アッパーバー）、ｖｑ（アッパーバー）をＵＶＷの３相に変換したｕｕ、ｕｖ、ｕｗの大きさが、インバータが与えられる電圧の大きさ以内なら、一般に電圧指令値ｖｄ（アッパーバー）、ｖｑ（アッパーバー）と実際にモータに供給される電圧値ｖｄ、ｖｑとは等しいと見なすことができ、電圧指令値ｕｄ、ｕｑを入力と考えた非干渉化器、モータとインバータなどからなるシステムは式（５）で表すことができる。
【００１２】
【数５】

このように、非干渉化器１４によって得られるｕｄ、ｕｑは、それぞれｉｄ、ｉｑに依存するがｉｑ、ｉｄには依存しない。すなわち、モータの駆動制御として、ｄ軸制御とｑ軸制御を独立して行えることになる。
【００１３】
モータの制御において、速度起電力に対応する項が干渉項となっており、非干渉化器１４は、その速度起電力をうち消すための処理を行うものである。
【００１４】
このようにして、非干渉化器１４を用いることで、電圧指令において非干渉化が行える。特に、この非干渉化方法によれば、非干渉化項がないことにより、１入力１出力システムとして制御対象を扱え、制御系設計が容易になる。また、モータでは、干渉項によりモータ回転周波数近傍に共振が生じているが、非干渉化により共振を除去でき、共振周波数以外で制御性能を向上できるというメリットも得られる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、この非干渉化器は上述のように、電圧指令値ｖｄ（アッパーバー）、ｖｑ（アッパーバー）をＵＶＷの３相に変換したｕｕ、ｕｖ、ｕｗの大きさが、インバータが与えられる電圧の大きさ以内という前提条件においてなされている。
【００１６】
一方、現実のモータにおいてはインバータが与えられる電圧は、インバータに電圧を供給する電源に制約される。特に電気自動車では、電源にバッテリーを利用しており、バッテリ電圧で、インバータが与えられる電圧が決まる。そのため、電圧指令値ｖｄ（アッパーバー）、ｖｑ（アッパーバー）の大きさが大きくなり、これらをＵＶＷの３相に変換したｕｕ、ｕｖ、ｕｗの大きさが電源電圧（大きさをＶｍａｘ）以上になると、瞬時瞬時で電圧指令値ｖｄ（アッパーバー）、ｖｑ（アッパーバー）と等しい実際にモータに供給される電圧値ｖｄ、ｖｑを実現することはできず、なにがしかの非線形補償が必要となる。たとえば、その非線形補償をｖｄ＝ｆｄ（ｖｄ（アッパーバー），Ｖｍａｘ），Ｖｑ＝ｆｑ（ｖｑ（アッパーバー），Ｖｍａｘ）とする。
【００１７】
この場合、前述の前提条件が満たされず、電圧指令値ｖｄ（アッパーバー），ｖｑ（アッパーバー）と実際にモータに供給される電圧値ｖｄ、ｖｑとは等しいと見なすことができず、電圧指令値ｕｄ、ｕｑを入力と考えた非干渉化器、モータとインバータなどからなるシステムは、前述の非干渉化器では、従来例（式（５））のような非干渉化されたシステムとして考えることができない。図５に、従来例において、前述の非干渉化の条件を満たさないときの、ｉｄ、ｉｑの例を示す。このように、モータ電流ｉｄ、ｉｑは、干渉項の存在により振動してしまう。
【００１８】
本発明は、上記の課題に鑑みなされたものであり、電圧値Ｖｍａｘが電圧指令値ｕｕ、ｕｖ、ｕｗを下回る状況が生じても、非干渉化を実質的に行うことができるモータ駆動回路を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、入力される電圧指令値に応じて、永久磁石モータへの供給電流を生成するインバータと、モータの駆動電流を検出するモータ駆動電流検出手段と、検出したモータ駆動電流から励磁電流成分であるｄ軸電流と、トルク成分であるｑ軸成分を検出する電流検出手段と、検出したｄ軸電流と、ｑ軸電流と、これらｄ軸電流とｑ軸電流の指令値とのｄ軸電流偏差と、ｑ軸電流偏差を算出する電流偏差算出手段と、得られたｄ軸電流偏差と、ｑ軸電流偏差とに基づいて、モータへのｑ軸入力電圧からの影響を受けずｄ軸入力電圧の影響を受けるｄ軸偏差信号と、モータへのｄ軸入力電圧からの影響を受けずｑ軸入力電圧の影響を受けるｑ軸偏差信号を算出する非干渉手段と、得られたｄ軸偏差信号と、ｑ軸偏差信号に基づいて、これらｄ軸偏差信号、ｑ軸偏差信号が０になるｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を算出し、得られたｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値について、インバータに入力される最大入力電圧の制限を考慮して、インバータの制御信号を作成し、インバータを制御する制御手段と、を有し、前記非干渉手段を前記制御手段の前段に直列して配置することで、前記非干渉手段においては、前記制御手段におけるインバータに入力される最大入力電圧についての制限を考慮不要としたことを特徴とする。
【００２０】
また、前記非干渉手段は、後述する式（６）、（７）に応じて算出したｘｄをｄ軸偏差信号、ｘｑをｑ軸偏差信号として出力することが好適である。
【００２１】
このように、本発明によれば、非干渉化手段によって、モータへのｑ軸入力電圧からの影響を受けず、ｄ軸入力電圧の影響を受けるｄ軸偏差信号と、ｄ軸入力電圧からの影響を受けず、ｑ軸入力電圧の影響を受けるｑ軸偏差信号を算出する。従って、モータへの実際の入力電圧と、非干渉化手段の出力の間が非干渉化されるため、従来のような電圧指令値ｖｄ（アッパーバー）、ｖｑ（アッパーバー）をＵＶＷの３相に変換したｕｕ、ｕｖ、ｕｗの大きさが、インバータが与えられる電圧の大きさ以内という仮定が不要となり、この条件が成立しない範囲でも非干渉が行える。
【００２２】
また、本発明は、入力される電圧指令値に応じて、永久磁石モータへの供給電流を生成するインバータと、モータの駆動電流を検出するモータ駆動電流検出手段と、検出したモータ駆動電流から励磁電流成分であるｄ軸電流と、トルク成分であるｑ軸成分を検出する電流検出手段と、検出したｄ軸電流と、ｑ軸電流と、これらｄ軸電流とｑ軸電流の指令値とのｄ軸電流偏差と、ｑ軸電流偏差を算出する電流偏差算出手段と、得られたｄ軸電流偏差と、ｑ軸電流偏差とに基づいて、低周波領域において、モータへのｑ軸入力電圧からの影響を受けずｄ軸入力電圧の影響を受けるｄ軸偏差信号と、モータへのｄ軸入力電圧からの影響を受けずｑ軸入力電圧の影響を受けるｑ軸偏差信号を算出する非干渉手段と、得られたｄ軸偏差信号と、ｑ軸偏差信号に基づいて、これらｄ軸偏差信号、ｑ軸偏差信号が０になるようにインバータを制御する制御手段と、を有し、得られたｄ軸偏差信号と、ｑ軸偏差信号に基づいて、これらｄ軸偏差信号、ｑ軸偏差信号が０になるｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を算出し、得られたｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値について、インバータに入力される最大入力電圧の制限を考慮して、インバータの制御信号を作成し、インバータを制御する制御手段と、を有し、前記非干渉手段を前記制御手段の前段に直列して配置することで、前記非干渉手段においては、前記制御手段におけるインバータに入力される最大入力電圧についての制限を考慮不要としたことを特徴とする。
【００２３】
また、前記非干渉手段は、後述する式（１２）に応じて算出したｘｄをｄ軸偏差信号、ｘｑをｑ軸偏差信号として出力することが好適である。
【００２４】
このように、非干渉化手段は、得られたｄ軸電流偏差と、ｑ軸電流偏差とに基づいて、低周波領域において、モータへのｑ軸入力電圧からの影響を受けずｄ軸入力電圧の影響を受けるｄ軸偏差信号と、モータへのｄ軸入力電圧からの影響を受けずｑ軸入力電圧の影響を受けるｑ軸偏差信号を算出する。従って、低周波領域という限定はつくが、比較的容易な計算により実質的な非干渉化が行える。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
【００２６】
図１は、実施形態の構成を示すブロック図である。モータ２０の各相のモータ電流は、ｉｄ：ｄ軸電流、ｉｑ：ｑ軸電流として検出され、演算器１０に供給される。演算器１０は、外部のマイコンなどから供給される電流指令ｉｄｒ、ｉｑｒが供給されており、この電流指令ｉｄｒ、ｉｑｒと、検出モータ電流値ｉｄ、ｉｑの偏差（ｉｄｒ−ｉｄ）、（ｉｑｒ−ｉｑ）を算出する。そして、この偏差が非干渉化器３０に供給される。そして、非干渉化器３０は、供給される偏差に基づき、非干渉化したｄ軸電流に相当する偏差出力ｘｄと、ｑ軸電流に相当する偏差出力ｘｑを算出出力する。
【００２７】
そして、この非干渉化器３０の偏差出力ｘｄ、ｘｑは電流制御器３２に供給され、この電流制御器３２は、この偏差出力ｘｄ、ｘｑが０になるように、電圧指令値ｖｄ（−）、ｖｑ（−）を演算算出し、３相変換器２４で３相の指令に変換した後インバータ１８に供給する。これによって、インバータ１８が偏差出力ｘｄ、ｘｑが０になるように制御される。すなわち、インバータ１８内のスイッチングトランジスタのオンオフを制御して、所定の電流が三相のモータ２０の各相に順次供給されるようにする。そして、モータ端子電圧は、インバータのスイッチングトランジスタのデューティー比を電流制御器３２からの制御信号と前述の非線形関数に応じて制御するＰＷＭ制御により達成される。
【００２８】
このようにして、インバータ１８からの駆動電流がモータ２０に供給され、モータ２０が入力された電流指令ｉｄｒ、ｉｑｒに基づいて制御される。特に、本実施形態においては、電流偏差について非干渉化器３０において、非干渉化し、偏差出力ｘｄ、ｘｑを得る。このｘｄ、ｘｑは互いに独立（干渉しない）であり、それぞれ独立に制御することができる。
【００２９】
「第１実施形態」
ここで、非干渉化器３０の内容について説明する。非干渉化器３０は、次の式（６）（７）で表される処理を行う。
【００３０】
【数６】

【数７】

ここで、ｉｄ：ｄ軸電流、ｉｑ：ｑ軸電流、ｉｄｒ：ｄ軸電流指令値、ｉｑｒ：ｑ軸電流指令値、ｖｄ：ｄ軸電圧（モータに実際に加わる電圧）、ｖｑ：ｑ軸電圧（モータに実際に加わる電圧）、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、Ｒ：抵抗値、ω：ロータ角速度、Φ：磁石による鎖交磁束数、ｘｄ：非干渉化器のｄ軸偏差出力、ｘｑ：非干渉化器のｑ軸偏差出力、ｊｄ：非干渉化器のｄ軸状態量、ｊｑ：非干渉化器のｑ軸状態量、ωｄ：係数である。
【００３１】
このような式（６）及び式（７）により、電流偏差（ｉｄｒ−ｉｄ）、（ｉｑｒ−ｉｑ）が偏差出力ｘｄ、ｘｑに変換される。
【００３２】
この偏差出力ｘｄ、ｘｑを上述の式（３）のモータの式に当てはめることによって、偏差出力ｘｄ、ｘｑが非干渉化されていることがわかる。これについて以下に説明する。
【００３３】
まず、式（３）のモータの式をラプラス変換すると、式（８）となる。なお、式（３）の右辺第３項は、除いてある。
【００３４】
【数８】

一方、非干渉化器の式（４）をラプラス変換すると、式（９）となる。
【００３５】
【数９】

なお、ｉｄｒ、ｉｑｒは、非干渉化には関係ないため、０とした。
【００３６】
式（８）、式（９）から式（１０）が導かれる。
【００３７】
【数１０】

式（１０）を整理すると、式（１１）のようになる。
【００３８】
【数１１】

このように、Ｘ（−）とＶ間が非干渉化されている。すなわち、ｘｄ、ｘｑはそれぞれｖｄ，ｖｑに依存するが、ｖｑ、ｖｄには依存しない。
【００３９】
図２は、本実施形態において、電圧飽和領域（電圧指令が最大電圧以上となる領域）において、制御を行った例である。このように、非干渉化が行えているため、モータ電流ｉｄ、ｉｑが指令に追従して制御されることがわかる。なお、図中破線が指令電流値であり実線が実際のモータ電流値である。
【００４０】
「第２実施形態」
また、非干渉化器３０として、次の式（１２）の構成をとることもできる。
【００４１】
【数１２】

このように、第２実施形態においては、干渉項は残っている。しかし、ｘｄ＝Ｒ（ｉｄｒ−ｉｄ）＋ωＬｑ（ｉｑｒ−ｉｑ）、ｘｑ＝−ωＬｄ（ｉｄｒ−ｉｄ）＋Ｒ（ｉｑｒ−ｉｑ）であり、同軸の電流偏差については抵抗Ｒが乗算され、他軸の電流偏差については角速度及びインダクタンスが乗算されている。従って、低周波数については、他軸の電流偏差の影響が小さくなる。
【００４２】
そして、一般的なモータ２２の物理諸元、ロータ回転速度を勘案すると、実質的な非干渉化を達成することができる。
【００４３】
図３に、第１及び第２実施形態の装置において、制御した場合における周波数依存性を示す。図中実線が第１実施形態、破線が第２実施形態を示しており、左図は縦軸はＶｄ，ＶｑからＸｄ間での伝達関数の大きさ（単位：ｄＢ）、右図縦軸はＶｄ，ＶｑからＸｑまでの伝達関数の大きさ（単位：ｄＢ）を示している。このように、１００Ｈｚ以下の領域では、第１実施形態及び第２実施形態とも好適な制御が行えることがわかる。
【００４４】
なお、図３には、干渉項の周波数依存性についても併せて破線で示しており、１００Ｈｚ以上の領域において、第２実施形態では、干渉項の影響が生じていることが分かる。
【００４５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、非干渉化手段によって、モータへのｑ軸入力電圧からの影響を受けず、ｄ軸入力電圧の影響を受けるｄ軸偏差信号と、ｄ軸入力電圧からの影響を受けず、ｑ軸入力電圧の影響を受けるｑ軸偏差信号を算出する。従って、モータへの実際の入力電圧と、非干渉化手段の出力の間が非干渉化されるため、入力電圧が飽和するような条件でも非干渉化が行える。
【００４６】
また、非干渉化手段は、得られたｄ軸電流偏差と、ｑ軸電流偏差とに基づいて、低周波領域において、モータへのｑ軸入力電圧からの影響を受けずｄ軸入力電圧の影響を受けるｄ軸偏差信号と、モータへのｄ軸入力電圧からの影響を受けずｑ軸入力電圧の影響を受けるｑ軸偏差信号を算出することで、低周波領域という限定はつくが、比較的容易な計算により実質的な非干渉化が行える。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】第１実施形態のｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑの特性を示す図である。
【図３】第１及び第２実施形態における非干渉化の特性を示す図である。
【図４】従来例の構成を示すブロック図である。
【図５】従来例のｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流の特性を示す図である。
【符号の説明】
１０演算器、３０非干渉化器、３２電流制御器、１８インバータ、２０モータ、２２電流検出器。

Claims

入力される電圧指令値に応じて、永久磁石モータへの供給電流を生成するインバータと、
モータの駆動電流を検出するモータ駆動電流検出手段と、
検出したモータ駆動電流から励磁電流成分であるｄ軸電流と、トルク成分であるｑ軸成分を検出する電流検出手段と、
検出したｄ軸電流と、ｑ軸電流と、これらｄ軸電流とｑ軸電流の指令値とのｄ軸電流偏差と、ｑ軸電流偏差を算出する電流偏差算出手段と、
得られたｄ軸電流偏差と、ｑ軸電流偏差とに基づいて、モータへのｑ軸入力電圧からの影響を受けずｄ軸入力電圧の影響を受けるｄ軸偏差信号と、モータへのｄ軸入力電圧からの影響を受けずｑ軸入力電圧の影響を受けるｑ軸偏差信号を算出する非干渉手段と、
得られたｄ軸偏差信号と、ｑ軸偏差信号に基づいて、これらｄ軸偏差信号、ｑ軸偏差信号が０になるｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を算出し、得られたｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値について、インバータに入力される最大入力電圧の制限を考慮して、インバータの制御信号を作成し、インバータを制御する制御手段と、
を有し、
前記非干渉手段を前記制御手段の前段に直列して配置することで、前記非干渉手段においては、前記制御手段におけるインバータに入力される最大入力電圧についての制限を考慮不要としたことを特徴とするモータ駆動回路。
入力される電圧指令値に応じて、永久磁石モータへの供給電流を生成するインバータと、
モータの駆動電流を検出するモータ駆動電流検出手段と、
検出したモータ駆動電流から励磁電流成分であるｄ軸電流と、トルク成分であるｑ軸成分を検出する電流検出手段と、
検出したｄ軸電流と、ｑ軸電流と、これらｄ軸電流とｑ軸電流の指令値とのｄ軸電流偏差と、ｑ軸電流偏差を算出する電流偏差算出手段と、
得られたｄ軸電流偏差と、ｑ軸電流偏差とに基づいて、モータへのｑ軸入力電圧からの影響を受けずｄ軸入力電圧の影響を受けるｄ軸偏差信号と、モータへのｄ軸入力電圧からの影響を受けずｑ軸入力電圧の影響を受けるｑ軸偏差信号を算出する非干渉手段と、
得られたｄ軸偏差信号と、ｑ軸偏差信号に基づいて、これらｄ軸偏差信号、ｑ軸偏差信号が０になるようにインバータを制御する制御手段と、
を有し、
前記非干渉手段は、下式に応じて算出したｘｄをｄ軸偏差信号、ｘｑをｑ軸偏差信号として出力することを特徴とするモータ駆動回路。

ここで、ｉｄ：ｄ軸電流、ｉｑ：ｑ軸電流、ｉｄｒ：ｄ軸電流指令値、ｉｑｒ：ｑ軸電流指令値、ｖｄ：ｄ軸電圧（モータに実際に加わる電圧）、ｖｑ：ｑ軸電圧（モータに実際に加わる電圧）、Ｌｄ：モータのｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：モータのｑ軸インダクタンス、Ｒ：モータの抵抗値、ω：モータのロータ角速度、Φ：モータの永久磁石による鎖交磁束数、ｘｄ：非干渉化器のｄ軸偏差出力、ｘｑ：非干渉化器のｑ軸偏差出力、ｊｄ：非干渉化器のｄ軸状態量、ｊｑ：非干渉化器のｑ軸状態量、ωｄ：係数である。
入力される電圧指令値に応じて、永久磁石モータへの供給電流を生成するインバータと、
モータの駆動電流を検出するモータ駆動電流検出手段と、
検出したモータ駆動電流から励磁電流成分であるｄ軸電流と、トルク成分であるｑ軸成分を検出する電流検出手段と、
検出したｄ軸電流と、ｑ軸電流と、これらｄ軸電流とｑ軸電流の指令値とのｄ軸電流偏差と、ｑ軸電流偏差を算出する電流偏差算出手段と、
得られたｄ軸電流偏差と、ｑ軸電流偏差とに基づいて、低周波領域において、モータへのｑ軸入力電圧からの影響を受けずｄ軸入力電圧の影響を受けるｄ軸偏差信号と、モータへのｄ軸入力電圧からの影響を受けずｑ軸入力電圧の影響を受けるｑ軸偏差信号を算出する非干渉手段と、
得られたｄ軸偏差信号と、ｑ軸偏差信号に基づいて、これらｄ軸偏差信号、ｑ軸偏差信号が０になるようにインバータを制御する制御手段と、
を有し、
得られたｄ軸偏差信号と、ｑ軸偏差信号に基づいて、これらｄ軸偏差信号、ｑ軸偏差信号が０になるｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を算出し、得られたｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値について、インバータに入力される最大入力電圧の制限を考慮して、インバータの制御信号を作成し、インバータを制御する制御手段と、
を有し、
前記非干渉手段を前記制御手段の前段に直列して配置することで、前記非干渉手段においては、前記制御手段におけるインバータに入力される最大入力電圧についての制限を考慮不要としたことを特徴とするモータ駆動回路。
請求項３に記載の回路において、
前記非干渉手段は、下式に応じて算出したｘｄをｄ軸偏差信号、ｘｑをｑ軸偏差信号として出力することを特徴とするモータ駆動回路。

ここで、ｉｄ：ｄ軸電流、ｉｑ：ｑ軸電流、ｉｄｒ：ｄ軸電流指令値、ｉｑｒ：ｑ軸電流指令値、Ｌｄ：モータのｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：モータのｑ軸インダクタンス、Ｒ：モータの抵抗値、ω：モータのロータ角速度、ｘｄ：非干渉化器のｄ軸偏差出力、ｘｑ：非干渉化器のｑ軸偏差出力である。