JP3395814B2 - 永久磁石形同期電動機の駆動装置 - Google Patents
永久磁石形同期電動機の駆動装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電圧形インバータによ
り永久磁石形同期電動機を弱め界磁制御付きで駆動する
永久磁石形同期電動機の駆動装置に関する。
り永久磁石形同期電動機を弱め界磁制御付きで駆動する
永久磁石形同期電動機の駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は、永久磁石形同期電動機の従来の
駆動装置を示したものである。図において、１は直流電
源、２は電圧形インバータ、３は電流検出器、４は永久
磁石（ＰＭ）形同期電動機、５は磁極位置検出器、６は
速度検出器、７'はインバータ２の制御回路、８は相電
圧検出器である。ここで、制御回路７'は、トルク指令
τ*が入力されて最終的にインバータ２の各相スイッチ
ング素子に対するゲートパルス信号ＰU *，ＰV *，ＰW *を
生成し出力するものであり、以下、その構成を動作と共
に説明する。
駆動装置を示したものである。図において、１は直流電
源、２は電圧形インバータ、３は電流検出器、４は永久
磁石（ＰＭ）形同期電動機、５は磁極位置検出器、６は
速度検出器、７'はインバータ２の制御回路、８は相電
圧検出器である。ここで、制御回路７'は、トルク指令
τ*が入力されて最終的にインバータ２の各相スイッチ
ング素子に対するゲートパルス信号ＰU *，ＰV *，ＰW *を
生成し出力するものであり、以下、その構成を動作と共
に説明する。
【０００３】いま、同期電動機４の回転子である永久磁
石が作り出す磁束と同期して回転する回転座標系で、磁
束方向の座標軸をｄ軸とし、これと直交する方向の座標
軸をｑ軸とするｄ−ｑ軸座標系を考える。まず、制御回
路７'において、７０１は、電流検出器３による同期電
動機４の相電流検出値ｉU，ｉWを、磁極位置信号θを用
いて上記ｄ−ｑ軸座標系の成分である直流電流検出値Ｉ
d，Ｉqに変換する三相／二相変換器である。
石が作り出す磁束と同期して回転する回転座標系で、磁
束方向の座標軸をｄ軸とし、これと直交する方向の座標
軸をｑ軸とするｄ−ｑ軸座標系を考える。まず、制御回
路７'において、７０１は、電流検出器３による同期電
動機４の相電流検出値ｉU，ｉWを、磁極位置信号θを用
いて上記ｄ−ｑ軸座標系の成分である直流電流検出値Ｉ
d，Ｉqに変換する三相／二相変換器である。
【０００４】一方、７０２は、トルク指令値τ*にトル
ク係数の逆数ＫT -1を掛けてｑ軸電流指令値Ｉq *に変換
するｑ軸電流指令演算器であり、このｑ軸電流指令値Ｉ
q *と三相／二相変換器７０１からのｑ軸電流検出値Ｉq
との偏差が加算器７０４ｑにより演算される。７０３
は、相電圧検出器８からの相電圧検出値ｖU，ｖV，ｖW
及び速度検出器６からの角速度ωに基づいてｄ軸電流指
令値Ｉd *を生成するｄ軸電流指令演算器であり、このｄ
軸電流指令値Ｉd *と三相／二相変換器７０１からのｄ軸
電流検出値Ｉdとの偏差が加算器７０４ｄにより演算さ
れる。
ク係数の逆数ＫT -1を掛けてｑ軸電流指令値Ｉq *に変換
するｑ軸電流指令演算器であり、このｑ軸電流指令値Ｉ
q *と三相／二相変換器７０１からのｑ軸電流検出値Ｉq
との偏差が加算器７０４ｑにより演算される。７０３
は、相電圧検出器８からの相電圧検出値ｖU，ｖV，ｖW
及び速度検出器６からの角速度ωに基づいてｄ軸電流指
令値Ｉd *を生成するｄ軸電流指令演算器であり、このｄ
軸電流指令値Ｉd *と三相／二相変換器７０１からのｄ軸
電流検出値Ｉdとの偏差が加算器７０４ｄにより演算さ
れる。
【０００５】加算器７０４ｑ，７０４ｄから出力される
偏差は、これらの偏差が零になるように調節動作するｑ
軸電流制御系及びｄ軸電流制御系の比例・積分調節器
（ＰＩ調節器）７０５，７０６に入力される。ここで、
加算器７０４ｑ，７０４ｄ及び比例・積分調節器７０
５，７０６は、直流量としてのｑ軸電流検出値Ｉq、ｄ
軸電流検出値Ｉdをそれぞれの指令値Ｉq *，Ｉd *に追従
させるように動作する直流電流制御系を構成している。
偏差は、これらの偏差が零になるように調節動作するｑ
軸電流制御系及びｄ軸電流制御系の比例・積分調節器
（ＰＩ調節器）７０５，７０６に入力される。ここで、
加算器７０４ｑ，７０４ｄ及び比例・積分調節器７０
５，７０６は、直流量としてのｑ軸電流検出値Ｉq、ｄ
軸電流検出値Ｉdをそれぞれの指令値Ｉq *，Ｉd *に追従
させるように動作する直流電流制御系を構成している。
【０００６】上記調節器７０５，７０６の出力は、非干
渉補償系７０７に入力される。この非干渉補償系７０７
では、ｄ軸電流検出値Ｉd、ｑ軸電流検出値Ｉq及び角速
度ωから、同期電動機４の電機子抵抗Ｒによる電圧降下
ＲＩd，ＲＩq、同期リアクタンスωＬ（Ｌは同期インダ
クタンス）による電圧降下ωＬＩd，ωＬＩq、逆起電圧
分のωφ（φは逆起電圧定数としての磁束）が補償項と
してそれぞれ演算される。これらの補償項は調節器７０
５，７０６の各出力に図示の符号で加算され、ｄ−ｑ軸
座標系の二相電圧指令値（ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧
指令値）Ｖd *，Ｖq *が生成される。
渉補償系７０７に入力される。この非干渉補償系７０７
では、ｄ軸電流検出値Ｉd、ｑ軸電流検出値Ｉq及び角速
度ωから、同期電動機４の電機子抵抗Ｒによる電圧降下
ＲＩd，ＲＩq、同期リアクタンスωＬ（Ｌは同期インダ
クタンス）による電圧降下ωＬＩd，ωＬＩq、逆起電圧
分のωφ（φは逆起電圧定数としての磁束）が補償項と
してそれぞれ演算される。これらの補償項は調節器７０
５，７０６の各出力に図示の符号で加算され、ｄ−ｑ軸
座標系の二相電圧指令値（ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧
指令値）Ｖd *，Ｖq *が生成される。
【０００７】上記電圧指令値Ｖd *，Ｖq *は座標変換器７
０８に入力され、座標変換器７０８では、ｄ軸またはｑ
軸を基準とした角度指令値δ*での極座標形式により表
現される、振幅指令値が｜Ｖ*｜の電圧指令ベクトルＶ*
に変換される。そして、これらの振幅指令値｜Ｖ*｜及
び角度指令値δ*はＰＷＭ演算器７０９に入力され、磁
極位置信号θを用いてＰＷＭ演算を行うことにより、イ
ンバータ２の各相スイッチング素子に対するゲートパル
ス信号ＰU *，ＰV *，ＰW *が生成される。インバータ２で
は、これらのゲートパルス信号ＰU *，ＰV *，ＰW *に従っ
てスイッチングを行い、電圧指令と一致する電圧を出力
して同期電動機４が駆動されることになる。
０８に入力され、座標変換器７０８では、ｄ軸またはｑ
軸を基準とした角度指令値δ*での極座標形式により表
現される、振幅指令値が｜Ｖ*｜の電圧指令ベクトルＶ*
に変換される。そして、これらの振幅指令値｜Ｖ*｜及
び角度指令値δ*はＰＷＭ演算器７０９に入力され、磁
極位置信号θを用いてＰＷＭ演算を行うことにより、イ
ンバータ２の各相スイッチング素子に対するゲートパル
ス信号ＰU *，ＰV *，ＰW *が生成される。インバータ２で
は、これらのゲートパルス信号ＰU *，ＰV *，ＰW *に従っ
てスイッチングを行い、電圧指令と一致する電圧を出力
して同期電動機４が駆動されることになる。
【０００８】さて、永久磁石形同期電動機を駆動する場
合、磁束方向成分であるｄ軸電流を零にし、直交するｑ
軸電流のみを流して永久磁石の磁束がすべて有効磁束と
して作用するように制御することが一般的である。しか
し、この制御では、永久磁石形同期電動機は界磁が一定
であるため、高速で回転しようとするとインバータの出
力し得る最大電圧よりも誘起電圧の方が高くなって発電
機動作となってしまうため、運転速度に限界がある。そ
こで、負のｄ軸電流を流すことにより見かけ上、界磁を
弱め、高速運転を可能にする弱め界磁制御が用いられ
る。
合、磁束方向成分であるｄ軸電流を零にし、直交するｑ
軸電流のみを流して永久磁石の磁束がすべて有効磁束と
して作用するように制御することが一般的である。しか
し、この制御では、永久磁石形同期電動機は界磁が一定
であるため、高速で回転しようとするとインバータの出
力し得る最大電圧よりも誘起電圧の方が高くなって発電
機動作となってしまうため、運転速度に限界がある。そ
こで、負のｄ軸電流を流すことにより見かけ上、界磁を
弱め、高速運転を可能にする弱め界磁制御が用いられ
る。
【０００９】図４に示した従来技術においても、弱め界
磁制御を行わずに永久磁石形同期電動機４を駆動すると
きにはｄ軸電流指令値Ｉd *を零としている。しかるに、
同期電動機４の誘起電圧がインバータ２の出力し得る最
大電圧よりも大きくなる場合、すなわち弱め界磁制御が
必要な場合には負のｄ軸電流が流れるが、ｄ軸電流制御
系に比例・積分調節器７０６を用いているため、ｄ軸電
流指令値Ｉd *とｄ軸電流検出値Ｉdとの間に偏差がある
と調節器７０６の出力は無限大になってしまう。更に、
調節器７０６の出力側にリミッタがある場合には無限大
になることはないが、調節器７０６が飽和してしまう。
従って、ｄ軸電流指令値Ｉd *を適当な負の値にする必要
がある。
磁制御を行わずに永久磁石形同期電動機４を駆動すると
きにはｄ軸電流指令値Ｉd *を零としている。しかるに、
同期電動機４の誘起電圧がインバータ２の出力し得る最
大電圧よりも大きくなる場合、すなわち弱め界磁制御が
必要な場合には負のｄ軸電流が流れるが、ｄ軸電流制御
系に比例・積分調節器７０６を用いているため、ｄ軸電
流指令値Ｉd *とｄ軸電流検出値Ｉdとの間に偏差がある
と調節器７０６の出力は無限大になってしまう。更に、
調節器７０６の出力側にリミッタがある場合には無限大
になることはないが、調節器７０６が飽和してしまう。
従って、ｄ軸電流指令値Ｉd *を適当な負の値にする必要
がある。
【００１０】そこで、ｄ軸電流指令演算器７０３では、
相電圧検出器８からの相電圧検出値ｖU，ｖV，ｖW及び
速度検出器６からの角速度ωを用いて、例えば数式１の
ような演算により負のｄ軸電流指令値Ｉd *を求めてい
る。
相電圧検出器８からの相電圧検出値ｖU，ｖV，ｖW及び
速度検出器６からの角速度ωを用いて、例えば数式１の
ような演算により負のｄ軸電流指令値Ｉd *を求めてい
る。
【００１１】
【数１】Ｉd *＝−（ＲＩq＋ωφ−Ｖq）／ωＬ
【００１２】数式１における電動機定数φ，Ｒ，Ｌは本
来一定の筈であるが、実際には温度等の影響により変化
する。また、ＬはφやＲに比べて非常に小さいため、低
速時すなわちωが小さいときに温度等によるφやＲの変
動がＩd *の値に大きく影響することになり、ｄ軸電流指
令値Ｉd *が非常に不正確なものとなってしまう。
来一定の筈であるが、実際には温度等の影響により変化
する。また、ＬはφやＲに比べて非常に小さいため、低
速時すなわちωが小さいときに温度等によるφやＲの変
動がＩd *の値に大きく影響することになり、ｄ軸電流指
令値Ｉd *が非常に不正確なものとなってしまう。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来技術のよ
うに、ｄ軸、ｑ軸共に比例・積分調節器を用いた電流制
御系では、弱め界磁制御を行う場合に負のｄ軸電流が流
れる。従って、調節器を飽和させないためには、ｄ軸電
流指令値Ｉd *を数式１のような演算式に従って演算する
必要がある。更に、調節器の飽和を防ぐために、出力電
圧の振幅指令値はインバータが出力できる電圧最大値に
対して余裕を持たせることが必要になる。
うに、ｄ軸、ｑ軸共に比例・積分調節器を用いた電流制
御系では、弱め界磁制御を行う場合に負のｄ軸電流が流
れる。従って、調節器を飽和させないためには、ｄ軸電
流指令値Ｉd *を数式１のような演算式に従って演算する
必要がある。更に、調節器の飽和を防ぐために、出力電
圧の振幅指令値はインバータが出力できる電圧最大値に
対して余裕を持たせることが必要になる。
【００１４】しかるに、前述したように数式１における
電動機定数は温度等により変化するため、正確な演算を
行うには回転子上の永久磁石の温度を正確に測定した
り、電動機定数を温度補正することが更に必要になる。
従って、調節器を飽和させないためには、ｄ軸電流指令
値Ｉd *を磁束等の変動分の余裕を持たせた大きい値にす
る必要があり、電圧指令値の余裕が大きくなってインバ
ータが本来出力できる最大電圧まで電圧を有効に利用で
きないという問題を生じていた。
電動機定数は温度等により変化するため、正確な演算を
行うには回転子上の永久磁石の温度を正確に測定した
り、電動機定数を温度補正することが更に必要になる。
従って、調節器を飽和させないためには、ｄ軸電流指令
値Ｉd *を磁束等の変動分の余裕を持たせた大きい値にす
る必要があり、電圧指令値の余裕が大きくなってインバ
ータが本来出力できる最大電圧まで電圧を有効に利用で
きないという問題を生じていた。
【００１５】本発明は上記問題点を解決するためになさ
れたもので、その目的とするところは、インバータの出
力電圧利用率を高め、しかも、トルク精度を向上させる
ことができる永久磁石形同期電動機の駆動装置を提供す
ることにある。
れたもので、その目的とするところは、インバータの出
力電圧利用率を高め、しかも、トルク精度を向上させる
ことができる永久磁石形同期電動機の駆動装置を提供す
ることにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１記載の第１の発明は、回転子に永久磁石を
有する永久磁石形同期電動機を駆動する電圧形インバー
タと、永久磁石が作る磁束と同期して回転し、かつ磁束
と同一方向をｄ軸、このｄ軸に直交する方向をｑ軸とし
たｄ−ｑ軸座標系において前記同期電動機の固定子電流
検出値を座標変換することによりｄ軸電流検出値及びｑ
軸電流検出値を求め、これらの電流検出値を各々ｄ軸電
流指令値及びｑ軸電流指令値に追従させるように制御を
行う直流電流制御系を備えると共に、ｄ軸電流を負方向
に流して弱め界磁制御を行う制御回路とを備えた永久磁
石形同期電動機の駆動装置であって、前記直流電流制御
系におけるｄ軸及びｑ軸電流制御系に比例調節器を備
え、ｄ軸電流指令値を零にして弱め界磁制御を行うよう
にした永久磁石形同期電動機の駆動装置において、前記
制御回路は、ｄ軸及びｑ軸の比例調節器出力に対し電機
子抵抗及び同期リアクタンスによる電圧降下補償並びに
逆起電圧補償を行って得た第１のｄ軸電圧指令値とｑ軸
電圧指令値とを座標変換して電圧指令ベクトルの第１の
振幅指令値及び第１の角度指令値を生成する座標変換器
と、切替スイッチにより前記第１の角度指令値を角度演
算器により演算した第２の角度指令値に切り替える角度
切替部とを備え、弱め界磁制御を行わない場合には、前
記第１の振幅指令値及び第１の角度指令値からなる第１
の電圧指令ベクトルに基づいてインバータを制御し、弱
め界磁制御を行う場合には、前記第１の振幅指令値を電
圧指令リミッタ値に制限して得た第２の振幅指令値と、
電動機定数、ｄ軸電流検出値、ｑ軸電流指令値、同期電
動機の角速度から求めた第２のｄ軸電圧指令値と電圧指
令リミッタ値とを用いて前記角度演算器により演算した
第２の角度指令値とからなる第２の電圧指令ベクトルに
基づいて、インバータを制御するものである。
め、請求項１記載の第１の発明は、回転子に永久磁石を
有する永久磁石形同期電動機を駆動する電圧形インバー
タと、永久磁石が作る磁束と同期して回転し、かつ磁束
と同一方向をｄ軸、このｄ軸に直交する方向をｑ軸とし
たｄ−ｑ軸座標系において前記同期電動機の固定子電流
検出値を座標変換することによりｄ軸電流検出値及びｑ
軸電流検出値を求め、これらの電流検出値を各々ｄ軸電
流指令値及びｑ軸電流指令値に追従させるように制御を
行う直流電流制御系を備えると共に、ｄ軸電流を負方向
に流して弱め界磁制御を行う制御回路とを備えた永久磁
石形同期電動機の駆動装置であって、前記直流電流制御
系におけるｄ軸及びｑ軸電流制御系に比例調節器を備
え、ｄ軸電流指令値を零にして弱め界磁制御を行うよう
にした永久磁石形同期電動機の駆動装置において、前記
制御回路は、ｄ軸及びｑ軸の比例調節器出力に対し電機
子抵抗及び同期リアクタンスによる電圧降下補償並びに
逆起電圧補償を行って得た第１のｄ軸電圧指令値とｑ軸
電圧指令値とを座標変換して電圧指令ベクトルの第１の
振幅指令値及び第１の角度指令値を生成する座標変換器
と、切替スイッチにより前記第１の角度指令値を角度演
算器により演算した第２の角度指令値に切り替える角度
切替部とを備え、弱め界磁制御を行わない場合には、前
記第１の振幅指令値及び第１の角度指令値からなる第１
の電圧指令ベクトルに基づいてインバータを制御し、弱
め界磁制御を行う場合には、前記第１の振幅指令値を電
圧指令リミッタ値に制限して得た第２の振幅指令値と、
電動機定数、ｄ軸電流検出値、ｑ軸電流指令値、同期電
動機の角速度から求めた第２のｄ軸電圧指令値と電圧指
令リミッタ値とを用いて前記角度演算器により演算した
第２の角度指令値とからなる第２の電圧指令ベクトルに
基づいて、インバータを制御するものである。
【００１７】請求項２記載の第２の発明は、上記第１の
発明において、第１の振幅指令値が電圧指令リミッタ値
に達した場合をもって弱め界磁制御時であると判断する
ものである。
発明において、第１の振幅指令値が電圧指令リミッタ値
に達した場合をもって弱め界磁制御時であると判断する
ものである。
【００１８】請求項３記載の第３の発明は、上記第１ま
たは第２の発明において、角度切替部が、第１の角度指
令値から第２の角度指令値を減じる減算手段と、弱め界
磁制御時に前記減算手段の出力を選択し、弱め界磁制御
時でない場合にゼロを選択するべく動作する切替スイッ
チと、この切替スイッチの出力を入力とするローパスフ
ィルタと、このローパスフィルタの出力を第１の角度指
令値から減じる減算手段とを備えたものである。
たは第２の発明において、角度切替部が、第１の角度指
令値から第２の角度指令値を減じる減算手段と、弱め界
磁制御時に前記減算手段の出力を選択し、弱め界磁制御
時でない場合にゼロを選択するべく動作する切替スイッ
チと、この切替スイッチの出力を入力とするローパスフ
ィルタと、このローパスフィルタの出力を第１の角度指
令値から減じる減算手段とを備えたものである。
【００１９】
【作用】本発明における弱め界磁制御の場合の作用を説
明する。第１のｄ軸電圧指令値Ｖd1 *とｑ軸電圧指令値
Ｖq *とから生成される第１の電圧指令ベクトルＶ１の振
幅指令値は、インバータの出力できる電圧よりも大きく
なり、電圧指令リミッタ値Ｖlimitにより制限されて振
幅指令値｜Ｖlimit *｜、角度指令値δ１*の電圧指令ベ
クトルＶ１'となる。仮りに、これを選択すると、電圧
指令ベクトルの振幅が制限されるため、出力されるトル
クはトルク指令値よりも小さい値となる。
明する。第１のｄ軸電圧指令値Ｖd1 *とｑ軸電圧指令値
Ｖq *とから生成される第１の電圧指令ベクトルＶ１の振
幅指令値は、インバータの出力できる電圧よりも大きく
なり、電圧指令リミッタ値Ｖlimitにより制限されて振
幅指令値｜Ｖlimit *｜、角度指令値δ１*の電圧指令ベ
クトルＶ１'となる。仮りに、これを選択すると、電圧
指令ベクトルの振幅が制限されるため、出力されるトル
クはトルク指令値よりも小さい値となる。
【００２０】一方、ｄ軸電圧指令値として、トルク電流
指令値（ｑ軸電流指令値）Ｉq *を補償するような第２の
ｄ軸電圧指令値Ｖd2 *（下記の数式２）を選択し、か
つ、第２の角度指令値δ２*（同数式３）を選択する。
なお、これらの演算及び選択は角度切替部により実行さ
れる。
指令値（ｑ軸電流指令値）Ｉq *を補償するような第２の
ｄ軸電圧指令値Ｖd2 *（下記の数式２）を選択し、か
つ、第２の角度指令値δ２*（同数式３）を選択する。
なお、これらの演算及び選択は角度切替部により実行さ
れる。
【００２１】
【数２】Ｖd2 *＝ＲＩd−ωＬＩq *
【００２２】
【数３】
δ２*＝−ｓｉｎ-1（Ｖd2 *／Ｖlimit）＋π／２ （正転）
＝ｓｉｎ-1（Ｖd2 *／Ｖlimit）＋３π／２ （逆転）
【００２３】このときの第２の電圧指令ベクトルＶ２
（振幅指令値｜Ｖlimit *｜、角度指令値δ２*）は、前
記電圧指令ベクトルＶ１'と振幅が等しいが角度（δ
２）はδ１よりも大きく開いている。一般に、永久磁石
形同期電動機では、速度が等しければ電圧指令ベクトル
のｑ軸からの角度が大きいほど大きなトルクが出力され
ることが知られている。この様子を図３に示す。なお、
図において破線の円は電圧指令リミッタ値である。
（振幅指令値｜Ｖlimit *｜、角度指令値δ２*）は、前
記電圧指令ベクトルＶ１'と振幅が等しいが角度（δ
２）はδ１よりも大きく開いている。一般に、永久磁石
形同期電動機では、速度が等しければ電圧指令ベクトル
のｑ軸からの角度が大きいほど大きなトルクが出力され
ることが知られている。この様子を図３に示す。なお、
図において破線の円は電圧指令リミッタ値である。
【００２４】従って、弱め界磁制御の場合に電圧指令ベ
クトルの角度指令値をδ１からδ２に切り替えることに
より、大きなトルクを出力することができ、トルク電流
を補償しているのでトルク精度も向上する。同時に、電
圧指令リミッタ値をインバータが出力できる最大電圧に
設定することで、電圧を有効に利用可能である。
クトルの角度指令値をδ１からδ２に切り替えることに
より、大きなトルクを出力することができ、トルク電流
を補償しているのでトルク精度も向上する。同時に、電
圧指令リミッタ値をインバータが出力できる最大電圧に
設定することで、電圧を有効に利用可能である。
【００２５】
【実施例】以下、図に沿って各発明の実施例を説明す
る。図１は請求項１及び請求項２に記載した発明の実施
例を示すものであり、図４と同一の構成要素には同一の
符号を付して詳述を省略し、以下では異なる部分を中心
に説明する。
る。図１は請求項１及び請求項２に記載した発明の実施
例を示すものであり、図４と同一の構成要素には同一の
符号を付して詳述を省略し、以下では異なる部分を中心
に説明する。
【００２６】図１において、９は直流電源電圧Ｅdを検
出する直流電圧検出器であり、その直流電圧検出値から
演算される電圧指令リミッタ値は、座標変換器７０８の
電圧指令ベクトルの振幅指令値の出力側に設けられたリ
ミッタ７１０と角度演算器７１２とに入力されている。
上記リミッタ７１０は、電圧指令ベクトルの振幅指令値
をインバータが出力し得る最大電圧値である電圧指令リ
ミッタ値に制限するものである。なお、この実施例で
は、図４に示した相電圧検出器８は設けられていない。
出する直流電圧検出器であり、その直流電圧検出値から
演算される電圧指令リミッタ値は、座標変換器７０８の
電圧指令ベクトルの振幅指令値の出力側に設けられたリ
ミッタ７１０と角度演算器７１２とに入力されている。
上記リミッタ７１０は、電圧指令ベクトルの振幅指令値
をインバータが出力し得る最大電圧値である電圧指令リ
ミッタ値に制限するものである。なお、この実施例で
は、図４に示した相電圧検出器８は設けられていない。
【００２７】制御回路７内のｑ軸及びｄ軸の直流電流制
御系には、電流調節器として比例調節器（Ｐ調節器）７
０５Ａ，７０６Ａが用いられており、非干渉補償系７０
７Ａでは、ｑ軸電流指令値Ｉq *、ｄ軸電流検出値Ｉd及
び同期電動機４の角速度ωを用いて電機子抵抗Ｒや同期
リアクタンスωＬによる電圧降下補償、逆起電圧補償を
行っている。更に、この実施例では、ｄ軸電流指令値Ｉ
d *は常にゼロ（Ｉd *＝０）となっている。
御系には、電流調節器として比例調節器（Ｐ調節器）７
０５Ａ，７０６Ａが用いられており、非干渉補償系７０
７Ａでは、ｑ軸電流指令値Ｉq *、ｄ軸電流検出値Ｉd及
び同期電動機４の角速度ωを用いて電機子抵抗Ｒや同期
リアクタンスωＬによる電圧降下補償、逆起電圧補償を
行っている。更に、この実施例では、ｄ軸電流指令値Ｉ
d *は常にゼロ（Ｉd *＝０）となっている。
【００２８】ｑ軸電流指令値Ｉq *、ｄ軸電流検出値
Ｉd、前記電圧指令リミッタ値Ｖlimit及び角速度ωは角
度演算器７１２に入力されており、この角度演算器７１
２は、前述した数式２、数式３の演算を行って第２の角
度指令値δ２*を出力するものである。７１３は座標変
換器７０８から出力される第１の角度指令値δ１*と前
記第２の角度指令値δ２*とを切り替える切替スイッチ
であり、切替スイッチ７１３は、第１の電圧指令ベクト
ルの振幅指令値｜Ｖ１*｜が電圧指令リミッタ値Ｖlimit
に達したときに弱め界磁制御時であると判断して第２の
角度指令値δ２*側に切り替わり、これを角度指令値δ*
としてＰＷＭ演算器７０９に出力する。これらの角度演
算器７１２及び切替スイッチ７１３により、角度切替部
７１１が構成されている。
Ｉd、前記電圧指令リミッタ値Ｖlimit及び角速度ωは角
度演算器７１２に入力されており、この角度演算器７１
２は、前述した数式２、数式３の演算を行って第２の角
度指令値δ２*を出力するものである。７１３は座標変
換器７０８から出力される第１の角度指令値δ１*と前
記第２の角度指令値δ２*とを切り替える切替スイッチ
であり、切替スイッチ７１３は、第１の電圧指令ベクト
ルの振幅指令値｜Ｖ１*｜が電圧指令リミッタ値Ｖlimit
に達したときに弱め界磁制御時であると判断して第２の
角度指令値δ２*側に切り替わり、これを角度指令値δ*
としてＰＷＭ演算器７０９に出力する。これらの角度演
算器７１２及び切替スイッチ７１３により、角度切替部
７１１が構成されている。
【００２９】次に、この実施例の動作を説明する。ま
ず、座標変換器７０８から出力される第１の電圧指令ベ
クトルＶ１の振幅指令値（第１の振幅指令値）｜Ｖ１*
｜が電圧指令リミッタ値Ｖlimitに達していない場合に
は、弱め界磁制御時ではないと判断される。このとき、
非干渉補償系７０７では、電動機定数Ｒ，Ｌ，φ、ｄ軸
電流検出値Ｉd、ｑ軸電流指令値Ｉq *、角速度ωを用い
て補償演算が行われ、これらはｑ軸及びｄ軸の比例調節
器７０５Ａ，７０５Ｂの出力に図示の符号で加算されて
第１のｄ軸電圧指令値Ｖd1 *、ｑ軸電圧指令値Ｖq *とな
る。
ず、座標変換器７０８から出力される第１の電圧指令ベ
クトルＶ１の振幅指令値（第１の振幅指令値）｜Ｖ１*
｜が電圧指令リミッタ値Ｖlimitに達していない場合に
は、弱め界磁制御時ではないと判断される。このとき、
非干渉補償系７０７では、電動機定数Ｒ，Ｌ，φ、ｄ軸
電流検出値Ｉd、ｑ軸電流指令値Ｉq *、角速度ωを用い
て補償演算が行われ、これらはｑ軸及びｄ軸の比例調節
器７０５Ａ，７０５Ｂの出力に図示の符号で加算されて
第１のｄ軸電圧指令値Ｖd1 *、ｑ軸電圧指令値Ｖq *とな
る。
【００３０】そして、これらの第１のｄ軸電圧指令値Ｖ
d1 *、ｑ軸電圧指令値Ｖq *は座標変換器７０８に入力さ
れ、第１の電圧指令ベクトルＶ１が生成される。この電
圧指令ベクトルＶ１は、第１の振幅指令値｜Ｖ１*｜と
第１の角度指令値δ１*とからなる。このとき、切替ス
イッチ７１３は座標変換器７０８側になっているので、
電圧指令ベクトルの振幅指令値｜Ｖ*｜及び角度指令値
δ*としてそれぞれ｜Ｖ１*｜，δ１*がＰＷＭ演算器７
０９に入力されることになる。
d1 *、ｑ軸電圧指令値Ｖq *は座標変換器７０８に入力さ
れ、第１の電圧指令ベクトルＶ１が生成される。この電
圧指令ベクトルＶ１は、第１の振幅指令値｜Ｖ１*｜と
第１の角度指令値δ１*とからなる。このとき、切替ス
イッチ７１３は座標変換器７０８側になっているので、
電圧指令ベクトルの振幅指令値｜Ｖ*｜及び角度指令値
δ*としてそれぞれ｜Ｖ１*｜，δ１*がＰＷＭ演算器７
０９に入力されることになる。
【００３１】一方、第１の電圧指令ベクトルＶ１の振幅
指令値｜Ｖ１*｜が電圧指令リミッタ値Ｖlimitに達した
場合には弱め界磁制御時であると判断され、上記振幅指
令値｜Ｖ１*｜は電圧指令リミッタ値Ｖlimitに制限され
る。このとき、切替スイッチ７１３は角度演算器７１２
側に切り替わっているので、角度演算器７１２により演
算した第２の角度指令値δ２*が選択されている。
指令値｜Ｖ１*｜が電圧指令リミッタ値Ｖlimitに達した
場合には弱め界磁制御時であると判断され、上記振幅指
令値｜Ｖ１*｜は電圧指令リミッタ値Ｖlimitに制限され
る。このとき、切替スイッチ７１３は角度演算器７１２
側に切り替わっているので、角度演算器７１２により演
算した第２の角度指令値δ２*が選択されている。
【００３２】これにより、電圧指令ベクトルの振幅指令
値｜Ｖ*｜及び角度指令値δ*として、それぞれ｜Ｖ
limit *｜，δ２*がＰＷＭ演算器７０９に入力されるこ
とになる。ここで、｜Ｖlimit *｜は第２の電圧指令ベク
トルＶ２を構成する第２の振幅指令値（｜Ｖ２*｜）、
δ２*は同じく第２の角度指令値である。
値｜Ｖ*｜及び角度指令値δ*として、それぞれ｜Ｖ
limit *｜，δ２*がＰＷＭ演算器７０９に入力されるこ
とになる。ここで、｜Ｖlimit *｜は第２の電圧指令ベク
トルＶ２を構成する第２の振幅指令値（｜Ｖ２*｜）、
δ２*は同じく第２の角度指令値である。
【００３３】従来と同様に、ＰＷＭ演算器７０９は振幅
指令値｜Ｖ*｜及び角度指令値δ*からなる電圧指令ベク
トルと磁極位置検出器５からの磁極位置信号θとを用い
てＰＷＭ演算を行い、電圧形インバータ２のゲートパル
ス信号ＰU *，ＰV *，ＰW *を生成する。インバータ２で
は、これらのゲートパルス信号ＰU *，ＰV *，ＰW *に従っ
て直流電圧をスイッチングすることにより、任意の電圧
で同期電動機４を駆動する。
指令値｜Ｖ*｜及び角度指令値δ*からなる電圧指令ベク
トルと磁極位置検出器５からの磁極位置信号θとを用い
てＰＷＭ演算を行い、電圧形インバータ２のゲートパル
ス信号ＰU *，ＰV *，ＰW *を生成する。インバータ２で
は、これらのゲートパルス信号ＰU *，ＰV *，ＰW *に従っ
て直流電圧をスイッチングすることにより、任意の電圧
で同期電動機４を駆動する。
【００３４】なお、上記実施例では、第１の電圧指令ベ
クトルＶ１の振幅指令値｜Ｖ１*｜が電圧指令リミッタ
値Ｖlimitに達したことをもって弱め界磁制御時である
と判断しているが、例えば、ｄ軸電流検出値Ｉdが負の
ある値以下になったことから弱め界磁制御時であること
を検出しても良い。
クトルＶ１の振幅指令値｜Ｖ１*｜が電圧指令リミッタ
値Ｖlimitに達したことをもって弱め界磁制御時である
と判断しているが、例えば、ｄ軸電流検出値Ｉdが負の
ある値以下になったことから弱め界磁制御時であること
を検出しても良い。
【００３５】次に、角度切替部の他の例を図２を参照し
つつ説明する。なお、図２の角度切替部７１１Ａを備え
た駆動装置が請求項３記載の発明の実施例に相当する。
図２において、弱め界磁制御を行わない場合の第１の角
度指令値δ１*から、角度演算器７１２の出力である第
２の角度指令値δ２*を加算器７１５により減算する。
つつ説明する。なお、図２の角度切替部７１１Ａを備え
た駆動装置が請求項３記載の発明の実施例に相当する。
図２において、弱め界磁制御を行わない場合の第１の角
度指令値δ１*から、角度演算器７１２の出力である第
２の角度指令値δ２*を加算器７１５により減算する。
【００３６】切替スイッチ７１３により、弱め界磁制御
時には加算器７１５の出力を選択し、弱め界磁制御を行
わない場合にはゼロを選択して所定の時定数を持つロー
パスフィルタ７１６に入力する。そして、加算器７１７
により第１の角度指令値δ１*からローパスフィルタ７
１６の出力を減じた値を角度指令値δ*として、ＰＷＭ
演算器７０９に入力する。
時には加算器７１５の出力を選択し、弱め界磁制御を行
わない場合にはゼロを選択して所定の時定数を持つロー
パスフィルタ７１６に入力する。そして、加算器７１７
により第１の角度指令値δ１*からローパスフィルタ７
１６の出力を減じた値を角度指令値δ*として、ＰＷＭ
演算器７０９に入力する。
【００３７】この実施例によれば、弱め界磁制御時でな
い場合の第１の角度指令値δ１*と弱め界磁制御時の第
２の角度指令値δ２*とを切り替える場合に、加算器７
１５の出力をローパスフィルタ７１６に通すことによっ
てｑ軸電流指令値Ｉq *の急激な変化を抑え、電圧の急変
により過電流が生じるのを防止することができる。
い場合の第１の角度指令値δ１*と弱め界磁制御時の第
２の角度指令値δ２*とを切り替える場合に、加算器７
１５の出力をローパスフィルタ７１６に通すことによっ
てｑ軸電流指令値Ｉq *の急激な変化を抑え、電圧の急変
により過電流が生じるのを防止することができる。
【００３８】
【発明の効果】以上のように請求項１及び請求項２記載
の発明によれば、弱め界磁制御の有無に応じて電圧指令
ベクトルの角度指令値を切り替えることにより、インバ
ータの出力電圧を最大限まで利用できると共に、トルク
精度を向上させた弱め界磁制御を実現することができ
る。また、請求項３記載の発明によれば、角度指令値を
切り替える際の過電流を抑制することが可能である。
の発明によれば、弱め界磁制御の有無に応じて電圧指令
ベクトルの角度指令値を切り替えることにより、インバ
ータの出力電圧を最大限まで利用できると共に、トルク
精度を向上させた弱め界磁制御を実現することができ
る。また、請求項３記載の発明によれば、角度指令値を
切り替える際の過電流を抑制することが可能である。
【図１】本発明の実施例を示すブロック図である。
【図２】角度切替部の他の例を示すブロック図である。
【図３】本発明の作用を説明するベクトル図である。
【図４】従来の技術を示すブロック図である。
１ 直流電源
２ 電圧形インバータ
３ 電流検出器
４ 永久磁石形同期電動機
５ 磁極位置検出器
６ 速度検出器
７ 制御回路
９ 直流電圧検出器
７０１ 三相／二相変換器
７０２ ｑ軸電流指令演算器
７０３ ｄ軸電流指令演算器
７０４ｄ，７０４ｑ 加算器
７０５Ａ，７０６Ａ 比例調節器
７０７Ａ 非干渉補償系
７０８ 座標変換器
７０９ ＰＷＭ演算器
７１０ リミッタ
７１１，７１１Ａ 角度切替部
７１２ 角度演算器
７１３ 切替スイッチ
７１５，７１７ 加算器
７１６ ローパスフィルタ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 木下 繁則
神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号
富士電機株式会社内
(72)発明者 麻生 剛
神奈川県横浜市神奈川区宝町２番地 日
産自動車株式会社内
(72)発明者 北田 眞一郎
神奈川県横浜市神奈川区宝町２番地 日
産自動車株式会社内
(72)発明者 菊池 俊雄
神奈川県横浜市神奈川区宝町２番地 日
産自動車株式会社内
(56)参考文献 特開 平２−111281（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02P 5/408 - 5/412
H02P 7/628 - 7/632
H02P 21/00
H02P 6/00 - 6/24
H02M 7/42 - 7/98
Claims (3)
- 【請求項１】 回転子に永久磁石を有する永久磁石形同
期電動機を駆動する電圧形インバータと、永久磁石が作
る磁束と同期して回転し、かつ磁束と同一方向をｄ軸、
このｄ軸に直交する方向をｑ軸としたｄ−ｑ軸座標系に
おいて前記同期電動機の固定子電流検出値を座標変換す
ることによりｄ軸電流検出値及びｑ軸電流検出値を求
め、これらの電流検出値を各々ｄ軸電流指令値及びｑ軸
電流指令値に追従させるように制御を行う直流電流制御
系を備えると共に、ｄ軸電流を負方向に流して弱め界磁
制御を行う制御回路とを備えた永久磁石形同期電動機の
駆動装置であって、前記直流電流制御系におけるｄ軸及
びｑ軸電流制御系に比例調節器を備え、ｄ軸電流指令値
を零にして弱め界磁制御を行うようにした永久磁石形同
期電動機の駆動装置において、 前記制御回路は、ｄ軸及びｑ軸の比例調節器出力に対し
電機子抵抗及び同期リアクタンスによる電圧降下補償並
びに逆起電圧補償を行って得た第１のｄ軸電圧指令値と
ｑ軸電圧指令値とを座標変換して電圧指令ベクトルの第
１の振幅指令値及び第１の角度指令値を生成する座標変
換器と、切替スイッチにより前記第１の角度指令値を角
度演算器により演算した第２の角度指令値に切り替える
角度切替部とを備え、 弱め界磁制御を行わない場合には、前記第１の振幅指令
値及び第１の角度指令値からなる第１の電圧指令ベクト
ルに基づいてインバータを制御し、 弱め界磁制御を行う場合には、前記第１の振幅指令値を
電圧指令リミッタ値に制限して得た第２の振幅指令値
と、電動機定数、ｄ軸電流検出値、ｑ軸電流指令値、同
期電動機の角速度から求めた第２のｄ軸電圧指令値と電
圧指令リミッタ値とを用いて前記角度演算器により演算
した第２の角度指令値とからなる第２の電圧指令ベクト
ルに基づいて、インバータを制御することを特徴とする
永久磁石形同期電動機の駆動装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の永久磁石形同期電動機の
駆動装置において、 第１の振幅指令値が電圧指令リミッタ値に達した場合を
もって弱め界磁制御時であると判断することを特徴とす
る永久磁石形同期電動機の駆動装置。 - 【請求項３】 請求項１または２記載の永久磁石形同期
電動機の駆動装置において、 角度切替部は、第１の角度指令値から第２の角度指令値
を減じる減算手段と、弱め界磁制御時に前記減算手段の
出力を選択し、弱め界磁制御時でない場合にゼロを選択
するべく動作する切替スイッチと、この切替スイッチの
出力を入力とするローパスフィルタと、このローパスフ
ィルタの出力を第１の角度指令値から減じる減算手段と
を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の駆動
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16465495A JP3395814B2 (ja) | 1995-06-07 | 1995-06-07 | 永久磁石形同期電動機の駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16465495A JP3395814B2 (ja) | 1995-06-07 | 1995-06-07 | 永久磁石形同期電動機の駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08336300A JPH08336300A (ja) | 1996-12-17 |
| JP3395814B2 true JP3395814B2 (ja) | 2003-04-14 |
Family
ID=15797290
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16465495A Expired - Lifetime JP3395814B2 (ja) | 1995-06-07 | 1995-06-07 | 永久磁石形同期電動機の駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3395814B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI112891B (fi) * | 1998-09-04 | 2004-01-30 | Kone Corp | Menetelmä virtasäädetyn moottorin ohjaamiseksi |
| JP3634270B2 (ja) | 2001-02-02 | 2005-03-30 | 株式会社豊田中央研究所 | モータ駆動回路 |
| DE10162380A1 (de) * | 2001-12-19 | 2003-07-03 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zum Starten eines bürstenlosen Gleichstrommotors |
| JP4641179B2 (ja) * | 2004-11-25 | 2011-03-02 | 川崎重工業株式会社 | 同期モータの制御方法および制御装置 |
| JP4879657B2 (ja) * | 2006-05-31 | 2012-02-22 | 本田技研工業株式会社 | 電動機の制御装置 |
| JP5181570B2 (ja) * | 2007-08-09 | 2013-04-10 | パナソニック株式会社 | モータ駆動装置、集積回路装置およびモータ装置 |
| CN114123925A (zh) * | 2020-08-26 | 2022-03-01 | 美的威灵电机技术（上海）有限公司 | 电机的电流控制方法、控制装置、电机系统和存储介质 |
| CN114024382B (zh) * | 2021-11-05 | 2023-01-13 | 中国航发西安动力控制科技有限公司 | 一种基于负载转矩反馈的永磁同步电机单转速环调速装置 |
-
1995
- 1995-06-07 JP JP16465495A patent/JP3395814B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08336300A (ja) | 1996-12-17 |
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