JP2010132150A

JP2010132150A - 電動パワーステアリング制御装置

Info

Publication number: JP2010132150A
Application number: JP2008310282A
Authority: JP
Inventors: Isao Kezobo; 勲家造坊; Masahiko Kurishige; 正彦栗重; Masaya Endo; 雅也遠藤
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2008-12-04
Filing date: 2008-12-04
Publication date: 2010-06-17
Anticipated expiration: 2028-12-04
Also published as: JP5188376B2

Abstract

【課題】モータ回転角センサを持たないブラシレスモータを、２種類以上の方式で推定されるモータ回転角度の推定値を用いて制御する電動パワーステアリング制御装置を得る。
【解決手段】電流指令生成手段１１、各相の電圧指令とモータ回転角度信号及びモータ回転角速度信号を算出する電流制御手段１２を備えた電動パワーステアリング制御装置であって、電流指令生成手段１１は、ダンピング、慣性、摩擦の各補償器を有し、補償器のいずれか１つ以上の補償電流指令とアシスト電流指令とに応じて電流指令を算出し、電流制御手段１２は、２つの異なるモータ回転角推定手段を有し、モータ回転角速度に基づきいずれかのモータ回転角度推定手段の出力を選択してモータ回転角度信号を算出し、算出されたモータ回転角度信号とそれを微分して得られるモータ回転角速度信号とを、いずれかの補償器へのモータ回転角度信号またはモータ回転角速度信号として与える。
【選択図】図２

Description

この発明は、自動車等に搭載される電動パワーステアリング装置に関し、特に、運転者が感じる操舵感（操舵フィーリングとも言う）の改善に関するものである。

従来、モータの制御装置として、モータ回転角度を推定し、その推定値に基づきモータを制御するものがある（例えば、特許文献１参照）。この特許文献１に記載の装置は、電動パワーステアリング装置に限らず、ブラシレスモータの制御方法に関するものであり、モータの回転角度を検出するモータ回転角センサ（ロータ位置センサとも言う）を備えることなく、モータ回転角度を推定し、その推定値に基づきモータを制御するセンサレス制御と言われるものである。

この特許文献１では、モータ回転角度の推定手段は、異なる方式で２つの手段を備えており、モータの回転速度に応じて切換えている。モータの停止時と低速回転時は、高周波の電圧を印加し、その応答電流によりモータ回転角度を推定するものを用いている。これは、モータの突極性を利用した方式である。ただし、一般に、この方式は、推定のための電圧を印加する必要があるため、電圧利用効率が低下し、本来のモータトルクの出力に用いる電圧に割り当てられる電源電圧が高周波の印加電圧の分だけ小さくなるので、低速回転時より高電圧を要する高速回転時の駆動には適していないことが知られている。

一方、中高速回転時は、モータの誘起電圧に基づいてモータ回転角度を推定する方式を用いている。この方式は、誘起電圧がロータの磁極位置に基づいて変化することに着目した方式であり、一般に、推定のための電圧を印加する必要がなく、誘起電圧が比較的大きく発生する中高速回転時に適しているが、停止時と低速時は推定精度が悪化することが知られている。

他の従来装置の例として、モータ回転角度を推定し制御する電動パワーステアリング装置がある（例えば、特許文献２参照）。この特許文献２献も、モータ回転角センサを持たないブラシレスモータにおいて、モータ回転角度を推定し制御するものであり、近年、電動パワーステアリング装置においても、このような構成についての研究開発がなされている。この特許文献２の発明が解決しようとする課題の段落０００７にもあるように、モータ回転角速度に応じて、モータ回転角度の推定方式を切換えるのが望ましいことが示されている。

さらに、他の従来装置の例として、トルクリップルを抑制するトルクリップル補償をする電動パワーステアリング装置がある（例えば、特許文献３参照）。ブラシレスモータにおいては、出力トルクにリップル（脈動）が生じることが知られており、電動パワーステアリング装置では、このトルクリップルによる操舵フィーリングの悪化がしばしば指摘され、その改善が課題となっている。この課題に対して、制御によりトルクリップルを抑制する一つの方法が提案されている。この特許文献３では、電流指令、モータ回転角度と、その微分であるモータ回転角速度に基づいて、トルクリップルを抑制するトルクリップル補償が記載されている。

このように、トルクリップル補償において、モータ回転角度と、モータ回転角速度を用いることが有効なのは一般に知られており、この文献以外にも、さまざまな手法が提案されている。また、この文献にも示されている通り、モータ回転角速度は、トルクリップル補償だけではなく、ダンピング補償（収斂性補償、または、粘性補償ともいう）などトルクリップル以外の操舵フィーリングを改善する様々な補償制御においても利用されている。

特許第３６９５３４２号公報特開２００７−３０７９４０号公報特許第４０３３０３０号公報

しかしながら、特許文献３のような装置にあっては、モータ回転角センサ付きのブラシレスモータを対象として、トルクリップルを抑制するトルクリップル補償や、収斂性を補償する収斂性補償（ダンピング補償、または、粘性補償ともいう）が記載されているが、ブラシレスモータでかつモータ回転角センサが無い構成において、これらの補償を最適に実施する方法は示されていない。

トルクリップル補償、ダンピング補償、慣性補償、摩擦補償などの各種補償制御は、特許文献３以外にも様々な方法が提案されているが、いずれも、モータ回転角センサを必要としないブラシ付きモータか、あるいは、モータ回転角センサ付きのブラシレスモータを対象としている。

これらの各種補償制御を実現するには、モータ回転角度、モータ回転角速度、モータ回転角加速度といった状態量を検出あるいは推定により制御装置に信号として取り入れる必要があり、これらの信号の精度は、各種補償制御の効果に影響を与える。

例えば、トルクリップル補償制御においては、モータ回転角度あるいはモータ回転角速度に基づいて、トルクリップルの周波数あるいは位相に適した補償電流指令を演算する必要があり、モータ回転角度やモータ回転角速度を検出あるいは推定した信号の誤差が増大すれば、補償電流指令としても、本来のトルクリップルの周波数あるいは位相に適した補償電流指令からの誤差が増大し、トルクリップルを抑制する効果が低下し、操舵フィーリングが悪化する。

他の補償制御においても、同様なことが言え、ダンピング補償、摩擦補償においては、モータ回転角速度、慣性補償においては、モータ回転角速度の微分であるモータ回転角加速度を用いるため、それらの信号の精度が低下すれば、その補償制御が適切な位相、周波数、大きさで実行できないため補償制御の効果が低下する。

したがって、モータ回転角センサが無いブラシレスモータのように、２種類以上のモータ回転角推定手段を用いてモータ制御を行う必要がある場合には、これらの推定手段が出力する推定信号を各種の補償制御において適切に利用しなければならない。仮に、２種のモータ回転角推定手段で推定された信号を切換えることなく、あるいは、適切な切換えを行わずに各種補償制御に利用したとすると、精度の低い領域が生じるため、この領域では、上述したように各種の補償制御の効果が低下し操舵フィーリングが悪化する。

なお、モータの誘起電圧に基づいてモータ回転角度を推定する方式と、印加した高周波電圧の応答電流によりモータ回転角度を推定する方式では、動作領域に応じて精度の優劣があるので、本来、モータの誘起電圧に基づいてモータ回転角度を推定する方式の方が精度が高い領域で、印加した高周波電圧の応答電流によりモータ回転角度を推定する方式を用いると、その領域におけるそれぞれの方式の精度の差分だけ、精度が低下することになる。逆も同様である。

ところが、これまでに２種以上のモータ回転角推定手段を各種補償制御に利用する方法が提示された例はない。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、モータ回転角センサを持たないブラシレスモータを用いた電動パワーステアリング装置において、２種類以上の方式で推定されるモータ回転角度の推定値を適切に利用して、トルクリップル補償やダンピング補償など各種の補償制御を実施するようにして、運転者の感じる操舵フィーリングを良好なものにすることが可能な電動パワーステアリング制御装置を得ることを目的としている。

この発明に係る電動パワーステアリング制御装置は、アシストトルクの目標値に相当する電流指令を算出する電流指令生成手段と、モータ回転角センサを備えないブラシレスモータの各相に流れる電流を検出して電流信号を出力する電流検出部と、前記電流指令及び前記電流信号に応じて各相の電圧指令とモータ回転角度信号及びモータ回転角速度信号を算出する電流制御手段とを備え、前記電流指令に基づいて前記ブラシレスモータを制御し、運転者の操舵を補助するモータトルクを発生させる電動パワーステアリング制御装置であって、前記電流指令生成手段は、前記モータ回転角速度信号に基づいてダンピング補償電流指令を算出するダンピング補償器と、前記モータ回転角速度信号を微分することで得られるモータ回転角加速度に基づいて慣性補償電流指令を算出する慣性補償器と、前記モータ回転角速度信号に基づいて摩擦補償電流指令を算出する摩擦補償器とを有し、前記補償器のいずれか１つ以上の補償電流指令と、操舵トルクに基づいて算出されるアシスト電流指令とに応じて電流指令を算出し、前記電流制御手段は、異なる２つの方法でそれぞれモータ回転角度推定値を算出する２種類のモータ回転角推定手段を有し、モータ回転角速度に基づいて２つのモータ回転角度推定手段が出力するモータ回転角度推定値のうちの一方を選択してモータ回転角度信号を算出し、算出されたモータ回転角度信号とそれを微分して得られるモータ回転角速度信号とを、前記電流指令生成手段のいずれかの補償器へのモータ回転角度信号またはモータ回転角速度信号として与えることを特徴とする。

この発明によれば、２種類以上の方式で推定されるモータ回転角度またはモータ回転角速度の推定値が適切な方法で切換えられることで、精度良く得られたモータ回転角度信号やモータ回転角速度信号を、トルクリップル補償やダンピング補償、慣性補償、摩擦補償などの補償制御に利用できるため、トルクリップルや収斂性、摩擦感、慣性感などを改善する効果を十分に得ることができ、運転者の感じる操舵フィーリングが良好になる、といった従来にない顕著な効果を奏することができる。

実施の形態１．
この発明の実施の形態１に係る電動パワーステアリング制御装置について図１から図６までを参照しながら説明する。図１は、この発明の実施の形態１に係る電動パワーステアリング装置の構成を示す図である。なお、以降では、各図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。

図１において、ステアリングホイール１に連結したステアリングシャフト２の回転に応じてラック・ピニオンギヤ３を介して左右の車輪４ａ、４ｂが転舵される。ブラシレスモータ（以下、単にモータという）５は、モータ減速ギヤ６を介してステアリングシャフト２に連結しており、モータ５が発生するトルクをステアリングシャフト２に付与することができる。ステアリングシャフト２には、トルクセンサ８が配置され、ステアリングシャフト２に作用する操舵トルクを検出する。また、車両の車速は車速センサ９で検出される。電動パワーステアリング制御装置１０は、トルクセンサ８及び車速センサ９の検出信号に応じて所定のアシストトルクをモータ５に発生させるべく、電源（バッテリ）７からモータ５に流す電流を制御する。

図２は、この発明の実施の形態１に係る電動パワーステアリング装置の電動パワーステアリング制御装置１０（コントローラユニットとも言う）の構成を示すブロック図である。図２において、電動パワーステアリング制御装置１０は、アシストトルクの目標値に相当する電流指令を算出する電流指令生成手段１１と、インバータを介して、モータ５の各相に流れる電流を検出して電流信号を出力する電流検出回路１５と、電流指令及び電流信号に応じて各相の電圧指令と、モータ回転角度信号及びモータ回転角速度信号を算出する電流制御手段１２と、電圧指令をＰＷＭ変調してインバータへスイッチング操作信号を出力するスイッチング素子駆動回路１３と、スイッチング操作信号に基づいてスイッチング素子６１ａ〜６３ａ、６１ｂ〜６３ｂをチョッパ制御し、電源７から供給される電力により、モータ５に電流を供給するインバータ１４とを備えている。なお、コントローラユニット１０の構成要素のうち、電流検出回路１５、スイッチング素子駆動回路１３及びインバータ１４を除くほかの構成要素は、通常、マイコンのソフトウェアとして実装されるものである。

次に、この実施の形態１に係る電動パワーステアリング装置の動作について図面を参照しながら説明する。図１において、図示しない運転者からステアリングホイール１に加えられた操舵トルクは、トルクセンサ８、ステアリングシャフト２を通り、ラック・ピニオンギヤ３を介してラックに伝達され、車輪４ａ、４ｂを転舵させる。

ブラシレスモータ５（モータとも言う）は、モータ減速ギヤ６を介してステアリングシャフト２と連結している。モータ５から発生するアシストトルク（以下モータトルクとも言う）は、モータ減速ギヤ６を介してステアリングシャフト２に伝達され、操舵時に運転者が加える操舵トルクを軽減する。このモータ５は、ブラシレスモータのような同期モータを使用する。本実施の形態では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相を有するブラシレスモータとする。

トルクセンサ８は、運転者がステアリングホイール１を操舵することによりステアリングシャフトに加わった操舵トルクを検出する。コントローラユニット１０は、トルクセンサ８で検出した操舵トルク信号と、車速センサ９で検出した車速信号に応じて、モータ５が付与するアシストトルクの方向と大きさを決定し、このアシストトルクをモータ５に発生させるべく、電源７からモータ５に流す電流を制御する。

図２において、アシストトルクの目標値に相当する電流指令Ｉｒを算出する電流指令生成手段１１は、トルクセンサ８で検出した操舵トルク信号と、車速センサ９で検出した車速信号に応じたモータトルクの方向と大きさを決定することで、基本的な電流指令を算出する。さらに、詳細は後述するが、図４のように、操舵トルク信号やモータ回転角速度信号に応じて、操舵フィーリングを改善する各種の補償制御を実現する補償器２３〜２６を備え、これらの補償器の出力する補償電流指令の加算値により、電流指令を補正する。

電流検出部１５は、インバータ１４内部の電流センサ１９を介して、モータ５の各相に流れる電流を検出し、電流信号を出力する。なお、ここでは、３相全てを検出する例を示しているが、一般に、３相電流の和は零になるという三相平衡条件が成立するので、いずれか２相のみの検出としても良い。

電流制御手段１２は、電流指令及び電流信号に応じて各相の電圧指令Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒと、モータ回転角度信号θｅｓｔ、モータ回転角速度信号ωｅｓｔを算出する。その算出方法は、後述する。

スイッチング素子駆動回路１３は、この電圧指令をＰＷＭ変調してインバータ１４へスイッチング操作を指示する。インバータ１４は、スイッチング操作信号を受けてスイッチング素子６１ａ〜６３ａ、６１ｂ〜６３ｂのチョッパ制御を実現し、電源７から供給される電力により、モータ５に電流を流す。この電流によって、モータトルクすなわちアシストトルクが発生する。

次に、電流制御手段１２の演算内容について図３を用いて説明する。ただし、この内容は、特許文献１に記載の制御装置４と同様なものでもよい。電流制御手段１２は、電流指令Ｉｒ、電流信号Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、モータ回転角度信号θｅｓｔ及び推定用電圧指令Ｖｈに基づいて、電圧指令Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒを算出するｄｑ軸電流制御手段３１と、電流信号に基づいてモータ回転角度推定値θＡを算出するモータ５の回転角度を推定するモータ回転角推定手段Ａ３２、電流信号に基づいてモータ回転角度推定値θＢを算出するモータ回転角推定手段Ｂ３３及びモータ回転角速度の演算結果に応じてモータ回転角推定手段を切換える切換え手段３４とを備えている。

モータ回転角推定手段Ａ３２は、推定用の電圧を印加してその応答電流に基づいて推定する方式を用いる。この方式は、モータの突極性を利用した方式であり、比較的高周波の周期信号である推定用電圧指令Ｖｈをｄｑ軸電流制御手段３１に与え、その結果、モータ５の磁極位置に応じた応答として発生する電流を検出した電流信号から、推定用電圧指令と同じ周波数成分に基づいて、モータ回転角度を推定し、モータ回転角度推定値θＡを算出する。詳細には、例えば特許文献１に記載の搬送波同期型位置推定手段と同様でよい。

モータ回転角推定手段Ｂ３３は、モータ５の誘起電圧に基づいて推定する方式を用いる。この方式は、モータの回転角度に応じて誘起電圧が変化することを利用した方式であり、誘起電圧が中高速回転時に比較的大きくなるので、この速度帯域に限定して使うこととし、それ故に、推定向けに電圧を印加する必要はない。誘起電圧の応答として発生する電流を検出した電流信号に基づいて、モータ回転角度を推定し、モータ回転角度推定値θＢを算出する。詳細には、例えば特許文献１に記載の同電位型位置推定手段と同様でよい。なお、電流信号のみでなく、電圧指令にも基づいたオブザーバを用いた方法も一般に知られており、この方法を用いても良い。

切換え手段３４は、モータ回転角速度を演算し、この演算結果に応じてモータ回転角推定手段を切換えるものであり、図５に示すように、角度切換部４１と速度演算部４２を備えている。角度切換部４１は、入力されたモータ回転角速度信号ωｅｓｔに基づいて、２つのモータ回転角度推定手段Ａ３２、モータ回転角度推定手段Ｂ３３がそれぞれ出力するモータ回転角度推定値θＡ、θＢのうちの一方を選択し、それをモータ回転角度信号θｅｓｔとして出力する。速度演算部４２は、角度切換部４１から出力されたモータ回転角度信号θｅｓｔに基づいて、微分することで、モータ回転角速度信号ωｅｓｔを演算する。詳細には、例えば特許文献１の実施例１〜５に記載のいずれかの磁極位置切換手段と同様でよい。特に、この文献の実施例４に示された方法は、２つの推定手段のモータ回転角度信号に反映する割合を速度に応じて徐々に切換えるので、切換時におけるトルク変動を抑制しスムーズに切換えることができる。

ｄｑ軸電流制御手段３１は、電流指令Ｉｒと、電流信号Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、モータ回転角度信号θｅｓｔ及び推定用電圧指令Ｖｈとに基づいて、電圧指令Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒを算出するものであり、基本的には、一般的な制御方式であるｄｑ制御と言われる制御を実施するよう図示しないｄｑ変換や３相変換、ＰＩ制御器などで構成されている。推定用電圧指令Ｖｈは、ｄｑ制御内部の変数である図示しないｑ軸電圧指令に加算したり、あるいは、それを３相変換して、電圧指令Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒに加算して補正したりする方法で用いられる。ｄｑ制御の中身については一般的なので説明は省略する。なお、電流指令Ｉｒは、ｑ軸電流指令として使用され、ｄ軸電流指令は、この実施の形態では零であるとするが、他の値を用いても良い。

次に、電流指令生成手段１１について図４を用いて説明する。電流指令生成手段１１には、操舵トルク信号、車速信号、モータ回転角度信号θｅｓｔ、モータ回転角速度信号ωｅｓｔが入力される。ここで、モータ回転角度信号θｅｓｔとモータ回転角速度信号ωｅｓｔは、前述の切換え手段３４が出力したものであり、適切に推定手段を切換えたことで得られた信号である。

ただし、本実施の形態１では、モータ回転角度信号θｅｓｔは電流指令生成手段１１で用いないので、入力する必要は無い。モータ回転角度信号θｅｓｔの利用例は実施の形態２で示す。実施の形態１において、モータ回転角速度信号ωｅｓｔに代えてモータ回転角度信号θｅｓｔを入力して用いる場合は、電流指令生成手段１１内部で、モータ回転角度信号θｅｓｔを微分してモータ回転角速度信号ωｅｓｔを得ればよい。

位相補償器２２では、操舵トルク信号に対して、位相補償を行う。アシスト電流演算器２１では、位相補償器２２が出力する位相補償後の操舵トルク信号と車速センサ９で検出した車速信号に応じたアシスト電流指令の値をマップ値として予め記憶しており、位相補償後の操舵トルク信号と車速に応じたアシスト電流指令を演算する。

ダンピング補償器２３（粘性補償器または収斂性補償器ともいう）では、モータ回転角速度ωｅｓｔからダンピング補償電流指令を演算する。ダンピング補償電流指令はステアリングホイールの収斂性を向上し操舵を安定化させる効果がある。

摩擦補償器２４では、モータ回転角速度の符号から摩擦補償電流指令を演算する。摩擦補償電流指令はステアリング機構に存在する摩擦をキャンセルするトルクをモータ４が発生させるための電流であり、手放し時のハンドル戻り向上といった操舵フィーリングを向上させる効果がある。

角加速度演算器２７では、モータ回転角速度を微分しモータ角加速度を演算する。慣性補償器２５では、モータ角加速度から慣性補償電流指令を演算する。慣性補償電流指令はモータの慣性力をキャンセルするため、慣性力による遅れが改善され速応性が向上し操舵フィーリングが向上する。なお、アシスト電流演算器２１、ダンピング補償器２３、摩擦補償器２４、慣性補償器２５の詳細に関しては、三菱電機技報Vol. 70 No. 9 P43〜P48に記載された従来の電動パワーステアリング制御装置と同様なものでよい。

トルクリップル補償器２６は、例えば、操舵トルク信号から、モータ回転角速度に応じて、トルクリップル成分を抽出し、その抽出結果に応じてトルクリップル補償電流指令を演算するものであり、例えば、図６のように、トルクリップル抽出器５０、トルクリップル抑制制御器５３で構成される。詳細は後述する。トルクリップル補償電流指令は、コギングトルクやトルクリップルによる操舵トルク等の脈動を低減することができる。

アシスト電流演算器２１からのアシスト電流指令、ダンピング補償器２３からのダンピング補償電流指令、摩擦補償器２４からの摩擦補償電流指令、慣性補償器２５からの慣性補償電流指令、およびトルクリップル補償器２６からのトルクリップル補償電流指令を足し合わせて電流指令Ｉｒとする。

次に、トルクリップル補償器２６について図６を用いて説明する。トルクリップル抽出器５０は、トルクセンサ８で検出した操舵トルク信号から、運転者の操舵成分や、脈動成分よりも高周波域のノイズ成分等を除去し、コギングトルクやトルクリプルによる操舵トルクの脈動成分を抽出する。

モータ５では、モータの極数やスロット数、または、製造誤差などのモータの構造に起因するコギングトルクや、誘起電圧波形の歪みや鉄心の磁気飽和等に起因するトルクリプルが電動モータの回転にともない発生する。ここで、モータの極対数Ｐｎ、モータの電気角θｅ（モータ回転角度信号θｅｓｔに相当）とすると、モータの機械角θｍは、式（１）となる。
θｍ＝θｅｓｔ／Ｐｎ（１）

モータ一回転あたりに発生するトルク脈動の数を極対数Ｐｎで割った値をトルクリプル発生調波次数ｎとする。一般に、電動モータのトルクリプル発生調波次数ｎは複数存在するが、ｎは整数であり、ｎ＝１、２、６、１２等の成分が発生する。発生調波次数ｎ次成分のトルクリプルの周波数ｆｎ［Ｈｚ］は、式（２−１）となる。
ｆｎ＝（ｄθｍ／ｄｔ）×Ｐｎ×ｎ／（３６０）（２−１）

すなわち、トルクリプルの周波数ｆｎ［Ｈｚ］はモータ回転角速度ｄθｍ／ｄｔに応じて変化する。よって、バンドパスフィルタの中心周波数ｆｃを式（２−２）のようにｆｎと等しくなるように設定する。
ｆｃ＝ｆｎ（２−２）

さらに、バンドパスフィルタの時定数Ｔｃは、式（２−３）で設定する。
Ｔｃ＝１／（２πｆｃ）（２−３）

バンドパスフィルタの時定数を式（２−３）で設定する時定数可変フィルタを操舵トルク信号に適用すれば、操舵トルク信号から運転者の操舵成分や、比較的高周波域のノイズ成分等を除去し、コギングトルクやトルクリプルによる操舵トルクの脈動成分を抽出することができる。

式（２−１）から式（２−３）までの演算が、図６に示す時定数演算器５１で実施される。ただし、式（２−１）の（ｄθｍ／ｄｔ）×Ｐｎは、モータ回転角速度信号ωｅｓｔを利用する。

バンドパスフィルタ５２としては、例えば式（３）に示す重根を含む４次のバンドパスフィルタを用いる。式（３）において、Ｇｂｐｆはフィルタの伝達関数、ｓはラプラス演算子である。またＫ１は中心周波数ｆｃ［Ｈｚ］でゲインが−１２ｄＢになることに対する補正ゲインであり、中心周波数ｆｃ［Ｈｚ］でゲインが０ｄＢになるようにＫ１を設定する。

バンドパスフィルタを、重根を含む４次で構成するとき、中心周波数ｆｃではゲイン０ｄＢ、位相遅れ０（ゼロ）で脈動成分を抽出でき、その他の成分を低周波域、高周波域ともに−４０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅの傾きで除去することができるため、脈動成分を精度良く抽出することができる。

図６に示すトルクリップル抑制制御器５３では、トルクリップル抽出器５０で抽出した脈動成分に応じて、脈動成分を低減するためのトルクリップル補償電流指令が演算される。例えば、トルクリップル抽出器５０で抽出した脈動成分に比例ゲインを掛けたものをトルクリップル補償電流指令とする。

上述のように、トルクリップル補償器２６を構成したが、これに限ったものではなく、他の構成で実施しても良い。

このように、本実施の形態１で示した方法であれば、２種類以上の方式で推定されるモータ回転角度またはモータ回転角速度の推定値が適切な方法で切換えられることで、精度良く得られたモータ回転角度信号やモータ回転角速度信号を、トルクリップル補償やダンピング補償、慣性補償、摩擦補償などいずれかの補償制御に利用できるため、トルクリップルや収斂性、摩擦感、慣性感などを改善する効果を十分に得ることができ、運転者の感じる操舵フィーリングが良好になる、といった従来にない顕著な効果を奏することができる。

実施の形態２．
本実施の形態２では、実施の形態１の電流指令生成手段１１を、図７に示すもので置き換えた電動パワーステアリング制御装置について述べる。説明は、実施の形態１との相違点、すなわち、トルクリップル補償器２６に入力される信号と、トルクリップル補償器２６の内容についてのみ行う。トルクリップル補償器２６に入力される信号は、操舵トルク信号、モータ回転角速度信号、およびモータ回転角度信号となっている。トルクリップル補償器２６については、図８および図９を用いて説明する。

トルクリップル補償器２６は、モータ機械角回転角度信号θ_ｍ、対象とするトルクリップルの発生調波次数ｎ、および、モータの極対数Ｐ_ｍに基づく正弦波成分ｓｉｎ（ｎＰ_ｍθ_ｍ）および余弦波成分ｃｏｓ（ｎＰ_ｍθ_ｍ）からなる基準波ベクトルν［ｓｉｎ（ｎＰ_ｍθ_ｍ）ｃｏｓ（ｎＰ_ｍθ_ｍ）］を演算し、トルクセンサ８で検出した操舵トルク信号、および、基準波ベクトルからトルクリップルを相殺するトルクリップル補償電流指令の位相と振幅を調整する係数ベクトルφ＝［φ_１ φ_２］を演算する。

ここで、トルクリップル発生調波次数はモータ一回転あたりに発生するトルク脈動の数を極対数Ｐ_ｍで割った値である。一般に、電動モータのトルクリプル発生調波次数は複数存在する。また、モータ機械角回転角度信号θ_ｍは、モータ回転角度信号θｅｓｔを極対数Ｐ_ｍで除算することで得られる。基準波ベクトルはトルクリップルと同じ周波数を有する正弦波および余弦波から構成される。また、ｓｉｎ（ｎＰ_ｍθ_ｍ）をトルクリップル発生調波次数ｎのトルクリップルの基準波とする。

次に、基準波ベクトルνおよび係数ベクトルφからトルクリップルを相殺するためのトルクリップル補償電流指令を演算する。ここで、モータ軸に作用するトルクリップルをＴ_ｇとすると，トルクリップルは、モータ回転角に依存した脈動となるため、式（４−１）で表現できる。また、トルクリップル補償器で推定するモータ軸に作用するトルクリップルの推定値

を式（４−２）で表現する。

すなわち、係数ベクトルφを逐次調整することで、トルクリップルの振幅および基準波に対するトルクリップルの位相差を推定することができる。その結果、トルクリップルを相殺するためのトルクリップル補償電流指令Ｉ_ｃｏｍｐは次式（５）となる。Ｋ_ｔはモータのトルク定数である。

また、係数ベクトルφはマイコンの演算周期毎に逐次調整するため、トルクリップルの振幅や位相の変化にも対応して、適切にトルクリップルを抑制することができる。

次に、トルクリップル補償器２６について図８に示すブロック図および図９に示すフローチャートに基づいて説明する。図９のフローチャートは、例えばイグニッションスイッチが閉じた時に、係数ベクトルφ＝［φ_１ φ_２］の初期値の設定した後に、マイコンの演算周期で繰り返し実行する。係数ベクトルφの初期値としては、予め測定しておいたトルクリップルの振幅と電気角に対する位相差の平均的な値から設定する。その結果、推定するトルクリップルの振幅と位相差の真値への収束が早くなる。ただし、初期値としてφ＝［００］としてもよい。

図９のＳ１では、操舵トルク信号Ｔ_ｓ、モータ機械角回転角度信号θ_ｍをメモリに記憶する。また、モータ一回転あたりに発生するトルク脈動の数を極対数Ｐ_ｍで割った値をトルクリップル発生調波次数と定義する。一般に、電動モータのトルクリプル発生調波次数は複数存在する。図９のＳ２（図８の基準波ベクトル演算器８１）では、抑制したいトルクリップルのトルクリップル発生調波次数をｎとし、トルクリップルと同じ周波数を有する正弦波および余弦波からなる基準波ベクトルを式（６）に従って演算する。三角関数の演算にはマイコンのＲＯＭに記憶している正弦波テーブルを用いる。また、ｓｉｎ（ｎＰ_ｍθ_ｍ）を発生調波次数ｎのトルクリップルに対する基準波とする。
ν［ｓｉｎ（ｎＰ_ｍθ_ｍ）ｃｏｓ（ｎＰ_ｍθ_ｍ）］（６）

Ｓ３では、モータ回転角速度信号ωｅｓｔを読み込む。Ｓ４では、演算したモータ回転角速度信号が所定のモータ回転角速度閾値ω_１より小さいか判定する。モータ回転角速度信号がモータ回転角速度閾値ω_１より小さい場合は、Ｓ５に進む。モータ回転角速度信号がモータ回転角速度閾値ω_１以上の場合は、Ｓ８に進む。

モータ回転角速度が高くなると、実施の形態１でも述べた通り、トルクリップルの周波数が高くなる。トルクリップルの周波数が十分に高い場合、ステアリング機構の減衰特性などにより、操舵トルクの脈動が十分に減衰する帯域が存在する。よって、トルクリップルによる操舵トルクの脈動が十分に減衰するモータ回転角速度をモータ回転角速度閾値ω_１と設定する。

Ｓ５では、検出した操舵トルク信号Ｔ_ｓをハイパスフィルタ処理し、操舵トルクから低周波成分を除去し、新たな操舵トルク信号Ｔ_ｓ２とする。操舵トルク信号Ｔ_ｓは、トルクリップルによる脈動成分の他に、運転者による操舵成分が含まれる。運転者の操舵は通常約５Ｈｚ以下であるため、ハイパスフィルタのカットオフ周波数を５Ｈｚ付近に設定することで、操舵トルク信号Ｔ_ｓから運転者の操舵成分を除去することができ、トルクリップルの推定精度を向上することができる。

Ｓ６では、Ｓ５でハイパスフィルタ処理した操舵トルクＴ_ｓ２に、さらに位相補償、例えば位相進み補償を実施し、新たな操舵トルクＴ_ｓ３とする。位相補償を１次で構成すると、位相を最大９０ｄｅｇ進ませることができる（２次ならば１８０ｄｅｇ）。これにより、モータの目標電流から操舵トルクにゲイン−１を掛けた−Ｔ_ｓまでの伝達特性における位相遅れを最大で９０ｄｅｇ小さくすることができ、トルクリップルの推定精度を向上することができる。なお、本実施の形態では、ステアリングホイールを固定し、モータ電流を負の方向に流した時に出力されるトルクセンサ出力を正としている。なお、Ｓ５およびＳ６の処理が、図８に示すフィルタ処理器８２の動作に対応する。

Ｓ７では、基準波ベクトルν［ｓｉｎ（ｎＰ_ｍθ_ｍ）ｃｏｓ（ｎＰ_ｍθ_ｍ）］と操舵トルクＴ_ｓ３から係数ベクトルφを式（７）より演算する。すなわち、図８に示すゲイン掛算器８３において、基準波ベクトルνにフィードバックゲインＫを掛け、さらに、掛算器８４でフィルタ処理後の操舵トルクＴ_ｓ３を掛けたものを積分器８５で時間積分し、積分器８５の演算結果を係数ベクトルφとする。

本実施の形態では、フィードバックゲインＫは負の値としている。負の値の場合、係数ベクトルφはトルクリップルの振幅と、基準波に対するトルクリップルの位相差を推定することになる。したがって、式（５）に示す補償電流指令によって、トルクリップルを相殺するトルクをモータが出力し、操舵トルクの脈動を抑制することができる。

Ｓ８では、モータ回転角速度信号が閾値ω_１以上のため、Ｓ５〜Ｓ７に示す係数ベクトルφの演算は行わず、１未満の正数、または０であるゲインＬを係数ベクトルφ（前回値）に掛けて係数ベクトルφとする。これにより、補償電流の基準波に対するトルクリップルの位相差は変更せずに、補償電流の振幅だけＬ倍小さくなり、前述したようにモータ回転角速度が高くトルクリップルによる操舵トルク脈動が小さい領域では、トルクリップル補償電流指令を徐々に小さくすることができる。

Ｓ９は補償電流演算器８６およびゲイン８７の動作に相当し、式（５）に示す演算を実施し、トルクリップル補償電流指令Ｉ_ｃｏｍｐを演算する。

このように構成されたトルクリップル補償器２６によって、トルクリップルを相殺するトルクを出力するため、トルクリップルを抑制し、操舵トルクの脈動を抑制することができる。

上述のように、トルクリップル補償器を構成したが、これに限ったものではなく、他の構成で実施しても良い。

このように、本実施の形態２で示した方法であれば、実施の形態１と同様に、２種類以上の方式で推定されるモータ回転角度またはモータ回転角速度の推定値が適切な方法で切換えられることで、精度良く得られたモータ回転角度信号やモータ回転角速度信号を、トルクリップル補償やダンピング補償、慣性補償、摩擦補償などの補償制御に利用できるため、トルクリップルや収斂性、摩擦感、慣性感などを改善する効果を十分に得ることができ、運転者の感じる操舵フィーリングが良好になる、といった従来にない顕著な効果を奏することができる。

実施の形態３．
本実施の形態３では、実施の形態１および２の電流制御手段１２と電流指令生成手段１１の間に、図１０で示すように、平滑化手段４３および４４を挟んだ構成とした電動パワーステアリング制御装置について述べる。説明は、実施の形態１および２との相違点についてのみ述べる。

角度平滑化処理手段４３は、切換え手段３４が出力したモータ回転角度信号θｅｓｔに対して、平滑化処理を実行し、第二のモータ回転角度信号θｅｓｔ２を演算する。これを、電流指令生成手段１１に、モータ回転角度信号として入力する。

また、速度平滑化処理手段４４は、切換え手段３４が出力したモータ回転角速度信号ωｅｓｔに対して、平滑化処理を実行し、第二のモータ回転角速度信号ωｅｓｔ２を演算する。これを、電流指令生成手段１１に、モータ回転角速度信号として入力する。

角度平滑化処理手段４３および速度平滑化処理手段４４における平滑化処理の具体的方法は公知のものでよく、例えば、ローパスフィルタや移動平均などが挙げられるが、これに限らず、他の手段でもよい。

モータ回転角推定手段Ａ３２およびＢ３３による推定信号は、モータ回転角センサにより検出した信号に比べて、含まれるノイズあるいは脈動誤差が大きいことがある。特に、モータ回転角推定手段Ａ３２は、高周波周期信号の電圧指令を加算した応答で推定するので、推定結果にのるノイズあるいは脈動誤差が推定手段Ｂ３３よりも大きくなりやすい。

また、電流指令生成手段１１に用いるモータ回転角度信号やモータ回転角速度信号は、電流制御に用いるものと比較して、遅れが比較的大きくても、各種補償制御の効果が十分得られて、許容されることが多い。一般に、平滑化処理を行うと、信号が遅れる周波数帯域が低下して、遅れが大きくなる傾向があるが、電流指令生成手段に用いる信号には、平滑化処理が可能である。

したがって、図１０のように、平滑化手段４３および４４により、電流指令生成手段１１に利用するモータ回転角度信号やモータ回転角速度信号に対してのみ、平滑化処理を実施する構成をこの実施の形態で提案した。

この実施の形態による電動パワーステアリング制御装置ならば、電流指令生成手段１１に利用するモータ回転角度とモータ回転角速度の推定信号にのみ、平滑化処理を行うので、電流制御は遅れなく実施でき、電流指令と実際の電流を精度良く追従させ、なおかつ、電流指令生成手段１１に用いる信号は、ノイズや脈動を低減し滑らかになるので、トルクリップル補償やダンピング補償、慣性補償、摩擦補償などの補償制御の効果を良好に得ることが可能である。その結果、良好な操舵フィーリングを得ることができる。

実施の形態４．
本実施の形態４では、実施の形態１および２の電流制御手段１２と電流指令生成手段１１の間に、図１１で示すように、電流指令向け切換え手段２８を挟んだ構成とした電動パワーステアリング制御装置について述べる。説明は、実施の形態１および２との相違点についてのみ述べる。

電流指令向け切換え手段２８は、モータ回転角速度を演算し、この演算結果に応じてモータ回転角推定手段を切換えるものであり、図１１に示すように、角度切換部４１Ｂと速度演算部４２Ｂ、角度平滑化処理手段４３および速度平滑化処理手段４４を備えている。角度切換部４１Ｂは、入力された第二のモータ回転角速度信号ωｅｓｔ２に基づいて、２つのモータ回転角度推定手段Ａ３２、Ｂ３３がそれぞれ出力するモータ回転角度推定値θＡ、θＢのうちの一方を選択し、それをモータ回転角度信号θｅｓｔ２として出力する。速度演算部４２Ｂは、角度切換部４１Ｂから出力されたモータ回転角度信号θｅｓｔ２を微分し、さらに、速度平滑化処理手段４４により平滑化処理を行うことで、第二のモータ回転角速度信号ωｅｓｔ２を演算する。角度平滑化処理手段４３は、切換え手段３４が出力したモータ回転角度信号θｅｓｔに対して、平滑化処理を実行し、第二のモータ回転角度信号θｅｓｔ２を演算する。

電流指令向け切換え手段２８は、角度平滑化処理手段４３と速度平滑化処理手段４４を除く部分の詳細については、例えば特許文献１の実施例１〜５に記載のいずれかの磁極位置切換手段と同様でよい。特に、この文献の実施例４に示された方法は、２つの推定手段のモータ回転角度信号に反映する割合を速度に応じて徐々に切換えるので、切換時におけるトルク変動を抑制しスムーズに切換えることができる。なお、この反映する割合を、電流指令向け切換え手段２８においては、切換え手段３４と異なる割合に設定してもよい。

次に、第二のモータ回転角度信号θｅｓｔ２、第二のモータ回転角速度信号ωｅｓｔ２を、電流指令生成手段１１に、それぞれモータ回転角度信号、モータ回転角速度信号として入力する。

実施の形態３で述べたように、電流指令生成手段１１に用いるモータ回転角度信号やモータ回転角速度信号は、電流制御に用いるものと比較して、遅れが比較的大きくても許容されることが多いので、この実施の形態４では、電流制御手段１２内部の切換え手段３４とは別に備えられた電流指令向け切換え手段２８によって、２種の推定信号を切換えるようにしている。

この実施の形態４による電動パワーステアリング制御装置ならば、電流制御には遅れの無い推定信号を用いるので、電流指令と実際の電流を精度良く追従させることができ、なおかつ、各種補償制御に対しては電流制御とは別に電流指令向け切換え手段２８を用いて、補償制御に適した切換えを実施できるので、電流指令生成手段１１に用いるモータ回転角度信号およびモータ回転角速度信号は、ノイズや脈動を低減し滑らかになり、トルクリップル補償やダンピング補償、慣性補償、摩擦補償などの補償制御の効果を良好に得ることが可能である。その結果、良好な操舵フィーリングを得ることができる。

さらに、具体的に言うと、電流指令向け切換え手段２８を用いれば、角度切換部４１Ｂに用いるモータ回転角速度信号ωｅｓｔ２が平滑化され、ノイズや脈動が低減されているので、電流制御手段１２内部の切換え手段３４よりもさらに切換えを滑らかに行うことができる。したがって、電流指令生成手段１１に用いるモータ回転角度信号およびモータ回転角速度信号は、ノイズや脈動を低減し滑らかになるので、トルクリップル補償やダンピング補償、慣性補償、摩擦補償などの補償制御の効果を良好に得ることが可能である。その結果、良好な操舵フィーリングを得ることができる。

この発明の実施の形態１〜４による電動パワーステアリング装置の概略構成図である。この発明の実施の形態１および２による電動パワーステアリング制御装置を示すブロック線図である。この発明の実施の形態１および２による電流制御手段１２を示すブロック線図である。この発明の実施の形態１による電流指令生成手段１１を示すブロック線図である。この発明の実施の形態１〜４による切換え手段３４を示すブロック線図である。この発明の実施の形態１によるトルクリップル補償器を示すブロック線図である。この発明の実施の形態２による電流指令生成手段１１を示すブロック線図である。この発明の実施の形態２によるトルクリップル補償器を示すブロック線図である。この発明の実施の形態２によるトルクリップル補償器を示すフローチャートである。この発明の実施の形態３による電動パワーステアリング制御装置の要部を示すブロック線図である。この発明の実施の形態４による電動パワーステアリング制御装置の要部を示すブロック線図である。

符号の説明

５ブラシレスモータ、１０電動パワーステアリング制御装置、１１電流指令生成手段、１２電流制御手段、２３ダンピング補償器、２４摩擦補償器、２５慣性補償器、２６トルクリップル補償器、２８電流指令向け切換え手段、３２モータ回転角推定手段Ａ、３３モータ回転角推定手段Ｂ、３４切換え手段、４３角度平滑化処理手段、４４速度平滑化処理手段。

Claims

アシストトルクの目標値に相当する電流指令を算出する電流指令生成手段と、
モータ回転角センサを備えないブラシレスモータの各相に流れる電流を検出して電流信号を出力する電流検出部と、
前記電流指令及び前記電流信号に応じて各相の電圧指令とモータ回転角度信号及びモータ回転角速度信号を算出する電流制御手段と
を備え、
前記電流指令に基づいて前記ブラシレスモータを制御し、運転者の操舵を補助するモータトルクを発生させる電動パワーステアリング制御装置であって、
前記電流指令生成手段は、
前記モータ回転角速度信号に基づいてダンピング補償電流指令を算出するダンピング補償器と、
前記モータ回転角速度信号を微分することで得られるモータ回転角加速度に基づいて慣性補償電流指令を算出する慣性補償器と、
前記モータ回転角速度信号に基づいて摩擦補償電流指令を算出する摩擦補償器と
を有し、
前記補償器のいずれか１つ以上の補償電流指令と、操舵トルクに基づいて算出されるアシスト電流指令とに応じて電流指令を算出し、
前記電流制御手段は、
異なる２つの方法でそれぞれモータ回転角度推定値を算出する２種類のモータ回転角推定手段を有し、
モータ回転角速度に基づいて２つのモータ回転角度推定手段が出力するモータ回転角度推定値のうちの一方を選択してモータ回転角度信号を算出し、算出されたモータ回転角度信号とそれを微分して得られるモータ回転角速度信号とを、前記電流指令生成手段のいずれかの補償器へのモータ回転角度信号またはモータ回転角速度信号として与える
ことを特徴とする電動パワーステアリング制御装置。
請求項１に記載の電動パワーステアリング制御装置において、
前記電流指令生成手段は、前記モータ回転角速度信号または前記モータ回転角度信号に基づいてトルクリップル補償電流指令を算出するトルクリップル補償器をさらに有し、トルクリップル補償器を含めたいずれか１つ以上の補償電流指令と、操舵トルクに基づいて算出されるアシスト電流指令とに応じて電流指令を算出する
ことを特徴とする電動パワーステアリング制御装置。
請求項１または２に記載の電動パワーステアリング制御装置において、
前記電流制御手段から前記電流指令生成手段に与えられるモータ回転角度信号またはモータ回転角速度信号を平滑化する平滑化処理手段をさらに備えた
ことを特徴とする電動パワーステアリング制御装置。
請求項１または２に記載の電動パワーステアリング制御装置において、
前記２つのモータ回転角推定手段をモータ回転角速度に応じて切換え、前記ブラシレスモータの回転角度を推定しモータ回転角度信号を算出する電流指令向け切換え手段を備え、
前記電流指令向け切換え手段は、算出したモータ回転角度信号またはそれを微分して得られるモータ回転角速度信号を、前記補償器のいずれかに対してモータ回転角度あるいはモータ回転角速度として与える
ことを特徴とする電動パワーステアリング制御装置。
請求項４に記載の電動パワーステアリング制御装置において、
前記電流指令向け切換え手段は、モータ回転角速度を平滑化する平滑化処理手段を備え、前記２つのモータ回転角推定手段を前記平滑化されたモータ回転角速度に応じて切換え、前記ブラシレスモータの回転角度を推定しモータ回転角度信号を算出する
ことを特徴とする電動パワーステアリング制御装置。