JP3687331B2

JP3687331B2 - 誘導機可変速駆動装置

Info

Publication number: JP3687331B2
Application number: JP06533798A
Authority: JP
Inventors: 康松本
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1998-03-16
Filing date: 1998-03-16
Publication date: 2005-08-24
Anticipated expiration: 2018-03-16
Also published as: JPH11266595A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ベクトル制御により誘導機を駆動するための誘導機可変速駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、インバータを使用する可変周波数電源によって誘導電動機を速度制御する方式は、可変速電動機を必要とする分野に広く用いられている。特に、直流電動機と同等の特性を持っている上に、保守が容易であって超高速回転にも向いており、１台のインバータを用いて複数台の並列接続された誘導電動機を同時運転することも行われている。そして、誘導電動機の速度を正確に制御するために、ベクトル制御による誘導機可変速駆動装置も、使用されるようになってきている。
【０００３】
このような装置においては、誘導機の速度制御のために、その回転速度を検出する必要がある。
図９は、本出願人による特願平９−２０１７０９号に示された誘導機可変速駆動装置である。図において、１台のインバータ１により並列運転される複数の誘導機２₁,２₂,……，２_Nの回転速度は、パルス発生器４₁,４₂,……，４_Nを使用して検出される。パルス発生器４₁,４₂,……，４_Nは、各誘導機２₁,２₂,……，２_Nの回転速度に比例した周波数のパルス信号Ｐ₁,Ｐ₂,……，Ｐ_Nを回転速度演算手段２２₁,２２₂,……，２２_Nに出力する。
【０００４】
回転速度演算手段２２₁,２２₂,……，２２_Nは、所定時間内に入力されるパルスのカウント値から回転速度を演算し、回転速度演算値ω_r1'，ω_r2'，……，ω_rN'を出力する。この回転速度演算値ω_r1'，ω_r2'，……，ω_rN'は、所定時間おきに更新されるようになっている。入力パルスをカウントする所定時間は、電動機の低速運転時にも十分なパルス数を得ることができるような時間に設定されている。このような構成とすることにより、広い速度範囲について、精度の高い回転速度演算値を得るようにしている。
【０００５】
なお、図９において、３_U,３_V,３_Wは電流検出器、５は検出電流ベクトル回転手段、６は基準角周波数演算手段、７は一次磁束・二次電流指令位相差演算手段、８はすべり角周波数指令演算手段、９は磁化電流指令演算手段、１０はｄ軸電流調節手段、１１はｑ軸電流調節手段、１２は二次無効電流指令演算手段、１３は積分手段、１４，１５，１６は加算手段、１７は乗算手段、１８は指令電圧ベクトル回転手段である。これらの動作については本発明の実施形態において説明する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述したようなパルス信号に基づいて回転速度演算値を得る方法においては、入力パルスをカウントする所定時間を比較的長く設定しているために、回転速度の演算頻度が少なくなっている。従って、速度演算と速度演算との合間にたとえば負荷の急激な変動により回転速度が急変した場合、これを検出することができず、速度制御を迅速に応答させることができないという問題があった。
【０００７】
そこで本発明は、回転速度の演算を高頻度で行い、回転速度の急変にも迅速に対応することが可能な誘導機可変速駆動装置を提供しようとするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上述した従来技術の課題を解決するために、請求項１に記載した発明は、インバータと、このインバータの出力により駆動される誘導機と、一次磁束指令ベクトルの向きを基準としてベクトル制御を行うベクトル制御手段と、前記誘導機の一次電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器による検出電流を前記一次磁束指令ベクトルと平行なｄ軸成分とこれに直交するｑ軸成分とに分解する検出電流ベクトル回転手段と、前記ベクトル制御に使用するために、前記検出電流のｄ軸成分及びｑ軸成分、一次角周波数指令値、磁化電流及び誘導機定数を用いて、誘導機の回転速度を演算する第１の回転速度演算手段とを備えたものである。
【０００９】
本発明は、一次磁束を基準として誘導機のベクトル制御を行う場合、誘導機の二次電流ベクトルの向きがすべりに依存することに着目してなされたものである。
本発明において使用される回転子角周波数（回転速度）ω_rの演算式は、以下に述べるようにして導かれる。
【００１０】
図５は、１台の誘導機についてのＬ形等価回路を示す。Ｒ₁は一次抵抗、Ｒ₂は二次抵抗、Ｌ₁は一次インダクタンス、Ｌσは二次漏れインダクタンス、ｓはすべり、ｉ₁は一次電流、ｉ₂は二次電流、ｉ_Mは磁化電流、ｅ₁は誘起電圧である。図５の等価回路から、二次電流ｉ₂は数式１によって表すことができる。
【００１１】
【数１】

【００１２】
数式１において、ω₁はインバータ角周波数（一次角周波数）、ω_sはすべり角周波数である。ここで、二次電流ｉ₂と誘起電圧ｅ₁との位相差βは、数式１から導かれ、数式２で表される。
【００１３】
【数２】

【００１４】
図６は、図５の等価回路に示された電流を磁化電流ｉ_Mを基準として表したベクトル図である。ここで、ｄ軸は磁化電流ｉ_Mの方向、すなわち一次磁束の方向であり、ｑ軸は磁化電流ｉ_Mと直交する方向、すなわち誘起電圧ｅ₁の方向である。角度αは、二次電流の有効成分と無効成分とがなす角度、すなわち二次電流のｄ軸成分ｉ_2dとｑ軸成分ｉ_2qとがなす角度であり、数式３によって表される。
【００１５】
【数３】

【００１６】
数式３において、ｉ_1dは一次電流のｄ軸成分、ｉ_1qは一次電流のｑ軸成分である。なお、数式３及び図６のベクトル図から明らかなように、ｉ_2q=ｉ_1q,ｉ_2d=ｉ_1d-ｉ_Mの関係がある。角度α，βの和は常に９０°となるので、すべり角周波数ω_sは数式２及び数式３から導かれ、数式４で表される。
【００１７】
【数４】

【００１８】
なお、回転子角周波数（回転速度）ω_r、すべり角周波数ω_s及び一次角周波数ω₁の間には、ω_r=ω₁-ω_sの関係がある。また、磁化電流ｉ_Mは、ｄ軸電流調節動作によって磁化電流指令値ｉ_M ^*と一致するように制御されるので、ｉ_M=ｉ_M ^*と考えて良い。従って、回転子角周波数（回転速度）ω_rは、数式５により表される。
【００１９】
【数５】

【００２０】
そこで、誘導機の一次電流ｉ₁を電流検出器により検出し、これをｄ軸成分及びｑ軸成分に分解してｉ_1d,ｉ_1qを得れば、回転子角周波数（回転速度）ω_rを数式５から演算により得ることができる。電流検出器による電流検出及びその他の演算は、ほとんど瞬時に行うことができるので、この発明によれば、誘導機の回転速度を高頻度で得ることができる。
また、パルス信号のカウントによる回転速度演算と異なり、検出誘導機電流検出の精度は、誘導機の回転速度の高低と無関係に、高頻度で行うことができる。
【００２１】
また、この発明を、並列接続された複数の誘導機を１台のインバータにより並列運転する誘導機可変速駆動装置に適用する場合にも、電流検出器を各誘導機ごとに設けてその一次電流を検出し、前記数式５の演算を誘導機ごとに行うことにより、各誘導機の回転速度を得ることができる。
【００２２】
更に、請求項２に記載した発明は、誘導機電流に基づいて回転速度を演算する手段に加えて、パルス信号に基づく回転速度演算手段を備えたものである。
誘導機電流から回転速度を演算する手段から得られる演算値は、パルス信号に基づく回転速度演算手段により得られる演算値よりも精度が低いという欠点があるが、この発明によれば、この欠点を補うことができる。すなわち、誘導機電流に基づく回転速度演算手段及びパルス信号に基づく回転速度演算手段の両者を備えることにより、それぞれが有する利点を生かすことができ、高頻度かつ高精度に回転速度演算を行うことができる。
【００２３】
請求項３に記載した発明は、パルス信号からの回転速度演算値が基準値以下の場合に、誘導機電流からの回転速度演算値をベクトル制御に使用し、基準値を超える場合に、パルス信号からの回転速度演算値をベクトル制御に使用するための選択手段を備えたものである。
この発明では、誘導機の低速域において誘導機電流に基づく回転速度演算を行うようにしたので、中・高速域でのパルス信号に基づく演算頻度を高く設定することが可能となる。パルス信号に基づく演算頻度を高く設定したとしても、パルス信号の周波数が高い回転速度領域では、演算の精度を確保するために十分なパルス数を得ることができる。したがって、この発明によれば、低速域から高速域まで高頻度の回転速度演算を行うことができ、特に中・高速域での高精度の演算が実現可能である。
【００２４】
請求項４に記載した発明は、誘導機電流に基づく回転速度演算の頻度をパルス信号に基づく回転速度演算の頻度よりも高く設定しておき、パルス信号に基づく回転速度演算値が更新される時点では、これを使用し、それ以外の時点では、誘導機電流に基づく回転速度演算値を使用するための選択手段を備えたものである。
すなわち、パルス信号に基づく回転速度演算の合間を、誘導機電流に基づく回転速度演算の演算値により補間する。このようにすることにより、定常的に、パルス信号に基づく高精度の回転速度を得ることができ、回転速度の急変は、誘導機電流に基づく回転速度演算によって瞬時に検出可能となる。
【００２５】
請求項５に記載した発明は、誘導機電流に基づく回転速度の演算結果が、パルス信号に基づく回転速度の演算結果と一致するように、誘導機電流に基づく回転速度演算に使用する誘導機定数を補正する手段を備えたものである。これにより、高頻度かつ高精度の回転速度演算を実現することができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図に沿って説明する。
まず、本発明の第１実施形態による誘導機可変速駆動装置の構成を図１を参照しながら説明する。この実施形態は、１台のインバータ１によって２台の誘導機２₁,２₂を並列運転する例を示している。なお、図９と同一の構成要素には同一符号を付してある。
【００２７】
図１において、磁化電流指令演算手段９は、入力される一次磁束指令値φ₁ ^*から、数式６に従って磁化電流指令値ｉ_M ^*を演算する。この数式６において、Ｌ₁は誘導機１台あたりの一次インダクタンス、Ｎは並列運転される誘導機の台数である。
【００２８】
【数６】

【００２９】
一次磁束・二次電流指令位相差演算手段７は、入力されるトルク電流指令値（ｑ軸電流指令値）ｉ_1q ^*、一次磁束指令値φ₁ ^*から、数式７に従って位相差αを演算する。この数式７において、Ｌσは誘導機１台あたりの二次漏れインダクタンス値である。
【００３０】
【数７】

【００３１】
すべり角周波数指令演算手段８には、一次磁束・二次電流指令位相差演算手段７から位相差αが入力されており、数式８に従ってすべり角周波数指令値ω_s ^*を演算する。この数式８において、Ｒ₂は誘導機１台あたりの二次抵抗値である。
【００３２】
【数８】

【００３３】
二次無効電流指令演算手段１２には、トルク電流指令値ｉ_1q ^*と一次磁束・二次電流指令位相差演算手段７からの位相差αが入力されており、数式９に従って二次無効電流指令値ｉ_2d ^*を演算する。
【００３４】
【数９】

【００３５】
加算手段１６は、磁化電流指令値ｉ_M ^*と二次無効電流指令値ｉ_2d ^*とを加算し、ｄ軸電流指令値ｉ_1d ^*を算出する。加算手段１４は、すべり角周波数指令演算手段８からのすべり角周波数指令値ω_s ^*と基準角周波数演算手段６からの基準角周波数ω_Rとを加算することにより、インバータ１の角周波数指令値（一次角周波数指令値）ω₁ ^*を算出する。積分手段１３は、一次角周波数指令値ω₁ ^*を積分して位相指令値θ^*を算出する。
【００３６】
誘導機２₁,２₂に対応して設けられた電流検出器３_1U,３_1V,３_1W及び３_2U,３_2V,３_2Wは、それぞれ誘導機２₁,２₂の一次電流を検出する。検出電流ベクトル回転手段５₁,５₂は、積分手段１３からの位相指令値θ^*と電流検出器３_1U,３_1V,３_1W及び３_2U,３_2V,３_2Wからの検出電流ｉ_1U,ｉ_1V,ｉ_1W及びｉ_2U,ｉ_2V,ｉ_2Wとを入力して、数式１０に従って三相二相変換を行う。
【００３７】
【数１０】

【００３８】
上記変換の結果、検出電流ベクトル回転手段５₁,５₂は、一次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分を、それぞれｉ_1d1,ｉ_1q1及びｉ_1d2,ｉ_1q2として出力する。
【００３９】
加算手段１９は、検出電流ベクトル回転手段５₁,５₂からの一次電流のｄ軸成分ｉ_1d1,ｉ_1d2を加算して、一次電流のｄ軸成分の総和ｉ_1dを得る。同様にして加算手段２０は、検出電流ベクトル回転手段５₁,５₂からの一次電流のｑ軸成分ｉ_1q1,ｉ_1q2を加算して、一次電流のｑ軸成分の総和ｉ_1qを得る。
【００４０】
ｄ軸電流調節手段１０には、ｄ軸電流指令値ｉ_1d ^*とｄ軸電流総和ｉ_1dとが入力され、ｄ軸電流総和ｉ_1dをｄ軸電流指令値ｉ_1d ^*に一致させる調節動作を行い、ｄ軸電圧指令値ｖ_1d ^*を出力する。同様にしてｑ軸電流調節手段１１には、ｑ軸電流指令値ｉ_1q ^*とｑ軸電流総和ｉ_1qとが入力され、ｑ軸電流総和ｉ_1qをｑ軸電流指令値ｉ_1q ^*に一致させる調節動作を行う。
【００４１】
乗算手段１７は、加算手段１４から得られた一次角周波数指令値ω₁ ^*と一次磁束指令値φ₁ ^*とを乗算して出力する。加算手段１５は、乗算手段１７の出力とｑ軸電流調節手段１１の出力とを加算し、ｑ軸電圧指令値ｖ_1q ^*を算出する。指令電圧ベクトル回転手段１８は、ｑ軸電圧指令値ｖ_1q ^*、ｄ軸電圧指令値ｖ_1d ^*、位相指令値θ^*から、三相電圧指令値Ｖ_U ^*,Ｖ_V ^*,Ｖ_W ^*を数式１１に従って演算し、インバータ１に与える。

【００４２】
【数１１】

【００４３】
回転速度演算手段２１₁，２１₂は、前述の数式５に従い、誘導機２₁，２₂の一次電流から、それぞれの回転角周波数（回転速度）ω_r1 ^#，ω_r2 ^#を演算し、基準角周波数演算手段６に出力する。基準角周波数演算手段６は回転角周波数ω_r1 ^#,ω_r2 ^#に基づき、力行時は速度が最も遅い誘導機の回転子角周波数を、回生時は、得度が最も速い誘導機の回転子角周波数を、基準角周波数ω_Rとして出力する。
回転速度演算手段２１₁には、検出電流ベクトル回転手段５₁からの一次電流のｄ軸成分ｉ_1d1及びｑ軸成分ｉ_1q1、加算手段１４からの一次角周波数指令値ω₁ ^*、磁化電流指令値ｉ_M ^*が入力される。
一方、回転速度演算手段２１₂には、検出電流ベクトル回転手段５₂からの一次電流のｄ軸成分ｉ_1d2及びｑ軸成分ｉ_1q2、加算手段１４からの一次角周波数指令値ω₁ ^*、磁化電流指令値ｉ_M ^*が入力される。また、回転速度演算手段２１₁,２１₂には、数式５における誘導機定数Ｒ₂/Ｌσが設定されている。
【００４４】
このように構成された誘導機可変速駆動装置において、回転速度は、前記数式５に従って誘導機電流に基づいて演算される。そして、その演算のために必要な電流検出器３₁,３₂による電流検出、及び検出電流ベクトル回転手段５₁,５₂によるベクトル演算などは、誘導機の回転速度と無関係に、高頻度で行うことができる。したがって、パルス発生器が出力するパルス信号から回転速度を演算する従来の方式に比べて演算頻度を高くすることができるので、回転速度の急変を瞬時に検出し、誘導機を応答性良く駆動することが可能となる。
【００４５】
この第１実施形態では、１台のインバータ１で２台の誘導機２₁,２₂を駆動する場合を説明したが、より多くの誘導機（並列接続したＮ台の誘導機）を駆動する場合にも、本発明が適用できることは言うまでもない。
並列接続されたＮ台の誘導機をＬ形等価回路で示すと、図７のようになる。この図７において、Ｒ₁₁,Ｒ₁₂,Ｒ_1Nは一次抵抗、Ｒ₂₁,Ｒ₂₂,Ｒ_2Nは二次抵抗、Ｌ_11,Ｌ₁₂,Ｌ_1Nは一次インダクタンス、Ｌσ₁,Ｌσ₂,Ｌσ_Nは二次漏れインダクタンス、ｓ₁,ｓ₂,ｓ_Nはすべり、ｉ₁₁,ｉ₁₂,ｉ_1Nは一次電流、ｉ₂₁,ｉ₂₂,ｉ_2Nは二次電流、ｉ_M1,ｉ_M2,ｉ_MNは磁化電流である。
【００４６】
各誘導機間で、一次抵抗Ｒ₁₁,Ｒ₁₂,Ｒ_1N、一次インダクタンスＬ₁₁,Ｌ₁₂,Ｌ_1Nにほとんど差がないと仮定すると、全誘導機の磁化電流を常に指令値と一致させることができる。すなわち、各誘導機ごとの電流を電流検出器で検出し、数式５の演算を各誘導機ごとに行うことで、各誘導機の回転速度を得ることができる。
【００４７】
次に、本発明の第２実施形態について、図２を参照しつつ説明する。図２において、図１と共通する構成要素については、重複を避けるために説明を省略する。
図２において、パルス発生器４₁,４₂は、それぞれ誘導機２₁,２₂の回転子に結合されており、その回転速度に比例する周波数のパルス信号Ｐ₁,Ｐ₂を出力する。回転速度演算手段２２₁,２２₂は、入力されたパルス信号Ｐ₁,Ｐ₂に基づき、回転速度演算値ω_r1'，ω_r2'を出力する。
【００４８】
選択手段２３₁には、回転速度演算値ω_r1'及び回転速度演算手段２１₁からの回転速度演算値ω_r1 ^#が入力される。また、選択手段２３₂には、回転速度演算値ω_r2'及び回転速度演算手段２１₂からの回転速度演算値ω_r2 ^#が入力される。そして、これらの選択手段２３₁,２３₂は、回転速度演算手段２２₁,２２₂による回転速度演算値ω_r1'，ω_r2'のいずれかが基準値以下の場合には、回転速度演算手段２１₁,２１₂の出力を選択し、その他の場合には回転速度演算手段２２₁,２２₂の出力を選択する。
【００４９】
図２に示す装置では、回転速度演算手段２１₁,２１₂での誘導機電流に基づく回転速度演算と、回転速度演算手段２２₁,２２₂でのパルス信号に基づく回転速度演算とが行われるようになっているが、これら２種類の回転速度演算には、それぞれ一長一短がある。すなわち、演算頻度の点では、誘導機電流に基づく回転速度演算は、パルス信号に基づく回転速度演算の場合のような制約を受けることなく演算頻度を高くでき、回転速度の急変に対する応答性に優れている。一方、演算値の精度の点では、パルス信号に基づく回転速度演算の方が高精度と言える。
【００５０】
回転速度演算手段２２₁,２２₂における速度演算は、パルス発生器４₁,４₂の出力を所定期間カウントして回転速度を得ているので、誘導機２₁,２₂の回転速度をほぼ直接的に検出していることになり、その演算値の誤差は非常に小さい。一方、回転速度演算手段２１₁,２１₂からの回転速度演算値は、数式５の演算によるものであり、式中の誘導機定数Ｒ₂/Ｌσの設定に起因する誤差を含むことになる。
【００５１】
このような構成においては、パルス発生器４₁,４₂が出力するパルス信号Ｐ₁,Ｐ₂の周波数が比較的高い領域でのみ、回転速度演算手段２２₁,２２₂での回転速度演算値ω_r1'，ω_r2'を制御に使用することになる。したがって、回転速度演算手段２２₁,２２₂の演算頻度を上げることが可能となり、中・高速域において、高精度かつ高頻度の回転速度演算が可能となる。また、低速域においては、誘導機電流に基づく回転速度演算により、高頻度の演算が可能である。
【００５２】
この第２実施形態では、第１実施形態における高頻度の回転速度演算が可能になるという効果に加えて、中・高速域における高精度の回転速度演算が可能になる。また、パルス発生器４₁,４₂のいずれか一方が故障して、対応する回転速度演算手段２１₁,または２１₂からの回転速度演算値が常時ゼロとなった場合でも、回転速度演算手段２２₁,２２₂の出力が選択されて回転速度演算値ω_r1 ^#,ω_r2 ^#による制御が行われ、運転継続が可能となる。
【００５３】
次に、本発明の第３実施形態を、図３を参照して説明する。図３において、図２の実施形態と異なる点は、図２における選択手段２３₁,２３₂の代わりに、別の機能を有する選択手段２４₁,２４₂を設けたことである。
選択手段２４₁には、回転速度演算値ω_r1'及び回転速度演算手段２１₁からの回転速度演算値ω_r1 ^#が入力される。また、選択手段２４₂には、回転速度演算値ω_r2'及び回転速度演算手段２１₂からの回転速度演算値ω_r2 ^#が入力される。これらの選択手段２４₁,２４₂は、パルス信号に基づく回転速度演算値ω_r1'，ω_r2'が更新される瞬間は、回転速度演算手段２２₁,２２₂の出力を選択し、それ以外の時は、回転速度演算手段２１₁,２１₂からの出力を選択するようになっている。
【００５４】
このように構成したことにより、所定時間ごとに、パルス信号に基づく回転速度演算値が選択手段２４₁,２４₂により選択される。これは、精度の高い演算値である。一方、回転速度演算手段２１₁,２１₂による誘導機電流に基づく回転速度演算は高頻度で行うようにしており、パルス信号に基づく回転速度演算値を得ることができない演算の合間においても、その演算結果が出力されている。この演算の合間においては、誘導機電流に基づく回転速度演算値が選択手段２４₁,２４₂により選択されることになる。
【００５５】
本実施形態では、定常的には、高頻度ではないが高精度のパルス信号に基づく回転速度演算による演算値を制御に利用でき、その合間を誘導機電流に基づく回転速度演算によって補間することにより、回転速度の急変を瞬時に検知することができる。
【００５６】
次に、本発明の第４実施形態を、図４を参照して説明する。この実施形態は、図３に示した装置に対して誘導機定数補正手段２５₁,２５₂が追加されている。
誘導機定数補正手段２５₁には、回転速度演算手段２２₁の出力ω_r1'及び回転速度演算手段２１₁の出力ω_r1 ^#が入力されており、補正された誘導機定数を回転速度演算手段２１₁に与えるように構成されている。同様に、誘導機定数補正手段２５₂には、回転速度演算手段２２₂の出力ω_r2'及び回転速度演算手段２１₂の出力ω_r2 ^#が入力されており、補正された誘導機定数を回転速度演算手段２１₂に与えるように構成されている。
【００５７】
誘導機定数補正手段２５₁,２５₂は、例えば図８に示すように構成されている。
すなわち、図８において、絶対値演算手段２６は、入力されるω_r'の絶対値を出力し、絶対値演算手段２７は、入力されるω_r ^#の絶対値を出力する。減算手段２８は、これら２つの絶対値の差を出力し、積分調節手段２９は、この差を積分し、ゲイン倍（Ｋ倍）した値を積分調節演算結果として出力する。ゲイン手段３０は、前記の積分調節演算結果を二次抵抗設定値と漏れインダクタンス設定値との比（Ｒ_2N/Ｌσ_N)に乗じることで、誘導機定数、すなわち二次抵抗値と漏れインダクタンス値との比（Ｒ₂/Ｌσ)の補正値を得る。図中、Ｋは制御ゲイン、ｓはラプラス演算子である。
【００５８】
このような構成とすることにより、回転速度演算手段２２₂の出力ω_r2'及び回転速度演算手段２１₂の出力ω_r2 ^#を一致させることができる。すなわち、誤差を含む可能性のある誘導機電流に基づく演算結果ω_r1 ^#,ω_r2 ^#を、精度の高い演算結果ω_r1'，ω_r2'に一致させることができる。したがって、誘導機電流に基づく回転速度演算の精度を向上させることができるので、高頻度かつ高精度の回転速度演算を行うことができる。
【００５９】
【発明の効果】
以上述べたように本発明によれば、回転速度の演算値を高頻度で得ることができる誘導機可変速駆動装置を提供することができる。このような誘導機可変速駆動装置を使用することにより、誘導機の回転速度の急変にも迅速に応答する制御を行うことが可能である。
また、パルス信号に基づく回転速度演算と組み合わせることにより、回転速度の演算値を高頻度かつ高精度に得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
【図３】本発明の第３実施形態を示すブロック図である。
【図４】本発明の第４実施形態を示すブロック図である。
【図５】誘導機１台についての等価回路を示す図である。
【図６】図５に示した電流に関するベクトル図である。
【図７】複数台の誘導機についての等価回路を示す図である。
【図８】図４における誘導機定数補正手段の構成を示す図である。
【図９】従来技術の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１インバータ
２誘導機
３電流検出器
４パルス発生器
５検出電流ベクトル回転手段
６基準角周波数演算手段
７一次磁束・二次電流指令位相差演算手段
８すべり角周波数指令演算手段
９磁化電流指令演算手段
１０ｄ軸電流調節手段
１１ｑ軸電流調節手段
１２二次無効電流指令演算手段
１３積分手段
１４〜１６，１９，２０加算手段
１７乗算手段
１８指令電圧ベクトル回転手段
２１，２２回転速度演算手段
２３，２４選択手段
２５誘導機定数補正手段
２６，２７絶対値演算手段
２８減算手段
２９積分調節手段
３０ゲイン手段

Claims

インバータと、
このインバータにより駆動される誘導機と、
一次磁束指令ベクトルの向きを基準としてベクトル制御を行うベクトル制御手段と、
前記誘導機の一次電流を検出する電流検出器と、
前記電流検出器による検出電流を前記一次磁束指令ベクトルと平行なｄ軸成分とこれに直交するｑ軸成分とに分解する検出電流ベクトル回転手段と、
前記ベクトル制御に使用するために、前記検出電流のｄ軸成分及びｑ軸成分、一次角周波数指令値、磁化電流及び誘導機定数を用いて、誘導機の回転速度を演算する第１の回転速度演算手段と、
を備えたことを特徴とする誘導機可変速駆動装置。
請求項１記載の誘導機可変速駆動装置において、
前記誘導機の回転速度に比例する周波数のパルスを出力するパルス発生器と、
前記ベクトル制御に使用するために、このパルス発生器からのパルスを所定時間カウントすることにより誘導機の回転速度を演算する第２の回転速度演算手段と、
を備えたことを特徴とする誘導機可変速駆動装置。
請求項２記載の誘導機可変速駆動装置において、
前記第２の回転速度演算手段による演算値が基準値以下である場合に、前記第１の回転速度演算手段による演算値を前記ベクトル制御手段に与える選択手段を備えたことを特徴とする誘導機可変速駆動装置。
請求項２記載の誘導機可変速駆動装置において、
前記第１の回転速度演算手段による演算頻度を前記第２の回転速度演算手段による演算頻度よりも高くし、前記第２の回転速度演算手段による演算と演算との合間を前記第１の回転速度演算手段による演算結果で補間することを特徴とする誘導機可変速駆動装置。
請求項２記載の誘導機可変速駆動装置において、
前記第１の回転速度演算手段による演算結果が前記第２の回転速度演算手段による演算結果と一致するように、前記第１の回転速度演算手段において演算に使用される誘導機定数を補正することを特徴とする誘導機可変速駆動装置。