JP2002136197A - センサレスベクトル制御装置およびその方法 - Google Patents
センサレスベクトル制御装置およびその方法Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
-
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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- H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/28—Stator flux based control
- H02P21/30—Direct torque control [DTC] or field acceleration method [FAM]
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 誘導電動機の可変速運転および速度制御のた
めのセンサレスベクトル制御装置およびその方法を実現
する。 【解決手段】 センサレスベクトル制御装置は、使用者
が入力した速度指令値（Wr*）の入力を受けて同期速度
（We）を出力する速度制御器50と、同期速度（We）の入
力を受けてd軸電圧（Vds）およびq軸電圧（Vqs）を出力
するd軸電圧指令部およびq軸電圧指令部60と、q軸電圧
（Vqs）およびd軸電圧（Vds）の入力を受けて3相電圧
（Va、Vb、Vc）に変換する電圧変換部70と、3相電圧の
入力を受けて誘導電動機の速度を制御するインバータ80
と、を包含して構成される。
めのセンサレスベクトル制御装置およびその方法を実現
する。 【解決手段】 センサレスベクトル制御装置は、使用者
が入力した速度指令値（Wr*）の入力を受けて同期速度
（We）を出力する速度制御器50と、同期速度（We）の入
力を受けてd軸電圧（Vds）およびq軸電圧（Vqs）を出力
するd軸電圧指令部およびq軸電圧指令部60と、q軸電圧
（Vqs）およびd軸電圧（Vds）の入力を受けて3相電圧
（Va、Vb、Vc）に変換する電圧変換部70と、3相電圧の
入力を受けて誘導電動機の速度を制御するインバータ80
と、を包含して構成される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ベクトル制御装置
およびその制御方法に関し、詳しくは、誘導電動機の可
変速運転および速度制御のためのセンサレスベクトル制
御装置およびその制御方法に関する。
およびその制御方法に関し、詳しくは、誘導電動機の可
変速運転および速度制御のためのセンサレスベクトル制
御装置およびその制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、誘導電動機は、直流電動機より
も制御が困難であるため、主に定速運転用として使用さ
れていたが、ベクトル制御理論の導入および高性能演算
装置（CPU：Central Processing UnitもしくはDSP：D
igital Signal Processor）の発達により可変速運転
用としても使用することが可能になった。
も制御が困難であるため、主に定速運転用として使用さ
れていたが、ベクトル制御理論の導入および高性能演算
装置（CPU：Central Processing UnitもしくはDSP：D
igital Signal Processor）の発達により可変速運転
用としても使用することが可能になった。
【０００３】ベクトル制御理論とは、120°の間隔で入
力される3相交流電源（a相、b相、c相）を90°間隔の直
流d軸（direct axis）とq軸（quadrature axis）とに
分解（変換）し、それらの大きさを所望の値にそれぞれ
制御した後、再び3相電源に復元（逆変換）して3相交流
電源を制御する方法であり、主として、誘導電動機を制
御するために用いられる。
力される3相交流電源（a相、b相、c相）を90°間隔の直
流d軸（direct axis）とq軸（quadrature axis）とに
分解（変換）し、それらの大きさを所望の値にそれぞれ
制御した後、再び3相電源に復元（逆変換）して3相交流
電源を制御する方法であり、主として、誘導電動機を制
御するために用いられる。
【０００４】然し、誘導電動機をベクトル制御するため
には、誘導電動機の速度情報または磁束情報が必要であ
り、速度情報または磁束情報を測定するために、一般に
タコジェネレータ（Tacho Generator）、レゾルバ（Re
solver）またはパルスエンコーダ（Pulse Encoder）の
ような速度センサや磁束センサが必要になる。
には、誘導電動機の速度情報または磁束情報が必要であ
り、速度情報または磁束情報を測定するために、一般に
タコジェネレータ（Tacho Generator）、レゾルバ（Re
solver）またはパルスエンコーダ（Pulse Encoder）の
ような速度センサや磁束センサが必要になる。
【０００５】ところが、これら各センサには電子回路が
内蔵されているため、電子回路の使用可能温度範囲によ
ってセンサが設置された誘導電動機も制約を受ける。ま
た、誘導電動機とカップリングさせた部分は衝撃に弱い
ため、設備の信頼度を向上させるためにはセンサの設置
を回避するべきである。さらに、インバータおよび速度
センサの信号配線は、工事の経済的な面で無視すること
ができない。
内蔵されているため、電子回路の使用可能温度範囲によ
ってセンサが設置された誘導電動機も制約を受ける。ま
た、誘導電動機とカップリングさせた部分は衝撃に弱い
ため、設備の信頼度を向上させるためにはセンサの設置
を回避するべきである。さらに、インバータおよび速度
センサの信号配線は、工事の経済的な面で無視すること
ができない。
【０００６】従って、最近では、速度センサを必要とし
ないセンサレスベクトル制御として、多様な誘導電動機
の速度推定方式が提案されている。例えば、高速アルゴ
リズム方式には、速度またはスリップ周波数を主制御系
とは独立して推定する方式であるモデル規範形適応シス
テム（MRAS：Model Reference Adaptive System）お
よび適応形オブサーバ（Obsever）方式が使用され、ま
た、低速アルゴリズム方式には、高周波注入方式などが
使用される。
ないセンサレスベクトル制御として、多様な誘導電動機
の速度推定方式が提案されている。例えば、高速アルゴ
リズム方式には、速度またはスリップ周波数を主制御系
とは独立して推定する方式であるモデル規範形適応シス
テム（MRAS：Model Reference Adaptive System）お
よび適応形オブサーバ（Obsever）方式が使用され、ま
た、低速アルゴリズム方式には、高周波注入方式などが
使用される。
【０００７】従来、電圧／周波数（Voltage／Frequenc
y：以下、V／Fと称す）方式によって同期速度を供給す
る速度制御装置においては、図7に示すように、使用者
入力による周波数指令値Fの入力を受けて電動機に印加
される同期角速度Weに変換させて出力する角速度発生部
1と、周波数指令値Fの入力を受けてV／F比率によって電
圧Vを生成して出力する電圧生成部2と、角速度発生部1
から出力される同期角速度Weおよび電圧生成部2から出
力される電圧を利用して誘導電動機（InductionMotor：
IM）の速度を制御するインバータ3と、を備えて構成さ
れていた。
y：以下、V／Fと称す）方式によって同期速度を供給す
る速度制御装置においては、図7に示すように、使用者
入力による周波数指令値Fの入力を受けて電動機に印加
される同期角速度Weに変換させて出力する角速度発生部
1と、周波数指令値Fの入力を受けてV／F比率によって電
圧Vを生成して出力する電圧生成部2と、角速度発生部1
から出力される同期角速度Weおよび電圧生成部2から出
力される電圧を利用して誘導電動機（InductionMotor：
IM）の速度を制御するインバータ3と、を備えて構成さ
れていた。
【０００８】以下、このように構成された従来速度制御
装置の動作を説明する。
装置の動作を説明する。
【０００９】一般に、現場では、速度検出装置を必要と
せず制御が単純な可変電圧可変周波数（Variable Volt
age Variable Frequency：V.V.V.F）方式の汎用イン
バータが広く用いられている。この汎用インバータは、
誘導電動機の磁束を一定に維持するためにインバータの
出力電圧と出力周波数との比率を一定（V／F＝一定）に
制御し、回転子系の同期速度（rpm）は出力周波数を変
化させることで制御する。 同期速度（rpm）＝120＊F／P ...（１） 式（1）中、Pは固定子巻線の極数、Fは固定子巻線に流
れる電流の周波数指令値、をそれぞれ意味する。
せず制御が単純な可変電圧可変周波数（Variable Volt
age Variable Frequency：V.V.V.F）方式の汎用イン
バータが広く用いられている。この汎用インバータは、
誘導電動機の磁束を一定に維持するためにインバータの
出力電圧と出力周波数との比率を一定（V／F＝一定）に
制御し、回転子系の同期速度（rpm）は出力周波数を変
化させることで制御する。 同期速度（rpm）＝120＊F／P ...（１） 式（1）中、Pは固定子巻線の極数、Fは固定子巻線に流
れる電流の周波数指令値、をそれぞれ意味する。
【００１０】このとき、誘導電動機の入力電圧（Vs）は
次式により求めることができる。 Vs＝Rs＊Is＋Lls＋Lm＊dIs／dt ...（２） 式（2）中、Rsは固定子抵抗、Isは誘導電動機の入力電
流、Llsは固定子漏洩リアクタンス、Lmは磁化リアクタ
ンス、をそれぞれ意味する。
次式により求めることができる。 Vs＝Rs＊Is＋Lls＋Lm＊dIs／dt ...（２） 式（2）中、Rsは固定子抵抗、Isは誘導電動機の入力電
流、Llsは固定子漏洩リアクタンス、Lmは磁化リアクタ
ンス、をそれぞれ意味する。
【００１１】式（2）において、誘導電動機の固定子抵
抗（Rs）を無視すると、 Vs＝（Lls＋Lm）＊dIs／dt ...（３） 式（3）において、一般に、固定子漏洩リアクタンス（L
ls）は磁化リアクタンス（Lm）よりも相対的に小さく
（Lls≪Lm）、よって、式（3）は式（4）のように変換
される。 Vs＝Lm＊dIs／dt＝We＊Lm＊Is＝2πF＊φ ...（４） 式（4）において、Vs／F＝2π＊φに与えられるため、V
s／Fの比率を一定にして提供すると、磁束を一定に維持
しながら電動機を制御することができる。
抗（Rs）を無視すると、 Vs＝（Lls＋Lm）＊dIs／dt ...（３） 式（3）において、一般に、固定子漏洩リアクタンス（L
ls）は磁化リアクタンス（Lm）よりも相対的に小さく
（Lls≪Lm）、よって、式（3）は式（4）のように変換
される。 Vs＝Lm＊dIs／dt＝We＊Lm＊Is＝2πF＊φ ...（４） 式（4）において、Vs／F＝2π＊φに与えられるため、V
s／Fの比率を一定にして提供すると、磁束を一定に維持
しながら電動機を制御することができる。
【００１２】従って、周波数指令値Fが決定されると、
周波数指令値Fは誘導電動機に印加される同期速度（We
＝2πF）に変換されて誘導電動機に印加される。このと
き印加される電圧としては、誘導電動機の磁束を一定に
維持させるためにV／F比率が一定になるように周波数指
令値Fに対応する電圧であり、これを生成してインバー
タに出力する。すると、インバータは、同期速度（We）
および電圧を利用して3相電圧を生成して誘導電動機に
供給する。このように、V／Fの比率を一定に提供する
と、磁束が一定に維持されて誘導電動機を制御すること
が可能になる。
周波数指令値Fは誘導電動機に印加される同期速度（We
＝2πF）に変換されて誘導電動機に印加される。このと
き印加される電圧としては、誘導電動機の磁束を一定に
維持させるためにV／F比率が一定になるように周波数指
令値Fに対応する電圧であり、これを生成してインバー
タに出力する。すると、インバータは、同期速度（We）
および電圧を利用して3相電圧を生成して誘導電動機に
供給する。このように、V／Fの比率を一定に提供する
と、磁束が一定に維持されて誘導電動機を制御すること
が可能になる。
【００１３】ここで、誘導電動機の速度（回転子の速
度）は同期速度より遅く回転するため、スリップ（sli
p）は式（5）により求めることができる。 Slip＝（We−Wr）／We ...（５） 式（5）中、Weは同期速度、Wrは誘導電動機の速度、を
それぞれ意味する。
度）は同期速度より遅く回転するため、スリップ（sli
p）は式（5）により求めることができる。 Slip＝（We−Wr）／We ...（５） 式（5）中、Weは同期速度、Wrは誘導電動機の速度、を
それぞれ意味する。
【００１４】図8は、従来のV／F方式による速度制御装
置の負荷と誘導電動機のスリップ−トルク曲線を示した
波形図である。誘導電動機は、負荷と誘導電動機のスリ
ップ−トルク曲線との交点で運転され、それに該当する
電流が流れるようになる。
置の負荷と誘導電動機のスリップ−トルク曲線を示した
波形図である。誘導電動機は、負荷と誘導電動機のスリ
ップ−トルク曲線との交点で運転され、それに該当する
電流が流れるようになる。
【００１５】また、従来のベクトル制御装置において
は、図9に示すように、使用者から速度指令値（wr*）の
入力を受けて誘導電動機が必要とする3相電流を供給す
るインバータを有するベクトル制御装置において、使用
者の入力による速度指令値（wr*）と誘導電動機から実
際に検出された速度（wr）との間の誤差値を受け、q軸
成分の電流指令値（iqse*）を生成する第1比例積分制御
器5と、電動機の定格によるq軸成分の電流指令値（iqse
*）と電動機に流れる実際のq軸電流（iqse）との間の誤
差値を受け、電動機を速度指令値（wr*）で運転する電
圧（vqse）を生成して出力する第2比例積分制御器8と、
電動機の定格によるd軸成分の電流指令値（idse*）と電
動機に流れる実際のd軸電流（idse）との間の誤差値を
受け、電動機を速度指令値で運転する電圧（vdse）を生
成して出力する第3比例積分制御器9と、これら2相の電
圧（vqse、vdse）の入力を受け、3相の電圧（Va、Vb、V
c）を出力する静止座標変換器10と、誘導電動機に入力
される3相電流（ias、ibs、ics）を測定して電動機に流
れる実際のd軸電流（idse）および電動機に流れる実際
のq軸電流（iqse）に変換して出力する回転座標変換器1
2と、q軸成分の電流指令値（iqse*）およびd軸成分の電
流指令値（idse*）の入力を受け、スリップ周波数を発
生させるスリップ周波数発生部13と、このスリップ周波
数発生部13のスリップ周波数（Wslip）および誘導電動
機から実際に検出された速度（Wr）の入力を受けて角速
度（We）を生成する演算制御信号発生部14と、3相の電
圧（Va、Vb、Vc）の入力を受けて誘導電動機の速度を制
御するインバータ11と、誘導電動機の軸に連結されて誘
導電動機の速度を検出する速度センサ15と、により構成
される。
は、図9に示すように、使用者から速度指令値（wr*）の
入力を受けて誘導電動機が必要とする3相電流を供給す
るインバータを有するベクトル制御装置において、使用
者の入力による速度指令値（wr*）と誘導電動機から実
際に検出された速度（wr）との間の誤差値を受け、q軸
成分の電流指令値（iqse*）を生成する第1比例積分制御
器5と、電動機の定格によるq軸成分の電流指令値（iqse
*）と電動機に流れる実際のq軸電流（iqse）との間の誤
差値を受け、電動機を速度指令値（wr*）で運転する電
圧（vqse）を生成して出力する第2比例積分制御器8と、
電動機の定格によるd軸成分の電流指令値（idse*）と電
動機に流れる実際のd軸電流（idse）との間の誤差値を
受け、電動機を速度指令値で運転する電圧（vdse）を生
成して出力する第3比例積分制御器9と、これら2相の電
圧（vqse、vdse）の入力を受け、3相の電圧（Va、Vb、V
c）を出力する静止座標変換器10と、誘導電動機に入力
される3相電流（ias、ibs、ics）を測定して電動機に流
れる実際のd軸電流（idse）および電動機に流れる実際
のq軸電流（iqse）に変換して出力する回転座標変換器1
2と、q軸成分の電流指令値（iqse*）およびd軸成分の電
流指令値（idse*）の入力を受け、スリップ周波数を発
生させるスリップ周波数発生部13と、このスリップ周波
数発生部13のスリップ周波数（Wslip）および誘導電動
機から実際に検出された速度（Wr）の入力を受けて角速
度（We）を生成する演算制御信号発生部14と、3相の電
圧（Va、Vb、Vc）の入力を受けて誘導電動機の速度を制
御するインバータ11と、誘導電動機の軸に連結されて誘
導電動機の速度を検出する速度センサ15と、により構成
される。
【００１６】以下、このように構成された従来のベクト
ル制御装置の動作に対して説明する。
ル制御装置の動作に対して説明する。
【００１７】まず、第1演算器4により速度指令値（Wr
*）と実際に検出された速度（Wr）との間の誤差値を求
めて第1比例積分器5に提供すると、この第1比例積分器5
はq軸成分（トルク成分）の電流指令値（iqse*）を形成
して第2演算器6の非反転端子（＋）に提供する。同時
に、電動機の定格により生成されるd軸成分（磁化成
分）の電流指令値（idse*）は、第3演算器7の非反転端
子（＋）に提供される。
*）と実際に検出された速度（Wr）との間の誤差値を求
めて第1比例積分器5に提供すると、この第1比例積分器5
はq軸成分（トルク成分）の電流指令値（iqse*）を形成
して第2演算器6の非反転端子（＋）に提供する。同時
に、電動機の定格により生成されるd軸成分（磁化成
分）の電流指令値（idse*）は、第3演算器7の非反転端
子（＋）に提供される。
【００１８】この時、回転座標変換器12は、電動機に実
際に入力される各電流（ias、ibs、ics）の入力を受け
て3相を2相に変換した後、実際のd軸電流（idse）と実
際のq軸電流（iqse）とに分離して第2演算器6および第3
演算器7の反転端子（−）にそれぞれ供給する。
際に入力される各電流（ias、ibs、ics）の入力を受け
て3相を2相に変換した後、実際のd軸電流（idse）と実
際のq軸電流（iqse）とに分離して第2演算器6および第3
演算器7の反転端子（−）にそれぞれ供給する。
【００１９】次いで、第2演算器6および第3演算器7は、
d軸およびq軸の電流指令値（idse*）および（iqse*）
と、実際のd軸およびq軸電流（idse）および（iqse）と
の間の誤差をそれぞれ求め、第2比例積分器8および第3
比例積分器9にそれぞれ提供する。それら第2比例積分器
8および第3比例積分器9は、d軸およびq軸の電圧（vds
e）および（vqse）をそれぞれ生成して静止座標変換器1
0に出力する。
d軸およびq軸の電流指令値（idse*）および（iqse*）
と、実際のd軸およびq軸電流（idse）および（iqse）と
の間の誤差をそれぞれ求め、第2比例積分器8および第3
比例積分器9にそれぞれ提供する。それら第2比例積分器
8および第3比例積分器9は、d軸およびq軸の電圧（vds
e）および（vqse）をそれぞれ生成して静止座標変換器1
0に出力する。
【００２０】この時、スリップ周波数発生部13は、d軸
およびq軸の電流指令値（idse*）および（iqse*）を利
用してスリップ周波数（Wslip）を求め、このスリップ
周波数（Wslip）を演算制御信号発生部14の非反転端子
（＋）に提供する。
およびq軸の電流指令値（idse*）および（iqse*）を利
用してスリップ周波数（Wslip）を求め、このスリップ
周波数（Wslip）を演算制御信号発生部14の非反転端子
（＋）に提供する。
【００２１】また、誘導電動機の速度を感知する速度セ
ンサ15は、感知した電動機速度（Wr）を演算制御信号発
生部14の別の非反転端子（＋）に提供する。
ンサ15は、感知した電動機速度（Wr）を演算制御信号発
生部14の別の非反転端子（＋）に提供する。
【００２２】次いで、演算制御信号発生部14は、スリッ
プ周波数（Wslip）および電動機速度（Wr）に基づいて
誘導電動機の同期角速度（We）を計算し、この同期角速
度（We）を利用して2相電圧を3相電圧に変換し、かつ、
3相電圧を2相電圧に変換するための演算制御信号を生成
し、静止座標系変換器10および回転座標系変換器12にそ
れぞれ提供する。
プ周波数（Wslip）および電動機速度（Wr）に基づいて
誘導電動機の同期角速度（We）を計算し、この同期角速
度（We）を利用して2相電圧を3相電圧に変換し、かつ、
3相電圧を2相電圧に変換するための演算制御信号を生成
し、静止座標系変換器10および回転座標系変換器12にそ
れぞれ提供する。
【００２３】そして、静止座標系変換器10が2相の電圧
（vqse）、（vdse）を3相の電圧（va、vb、vc）に変換
してインバータ11に提供すると、このインバータ11は、
3相電源の入力を受けて誘導電動機を駆動させる。
（vqse）、（vdse）を3相の電圧（va、vb、vc）に変換
してインバータ11に提供すると、このインバータ11は、
3相電源の入力を受けて誘導電動機を駆動させる。
【００２４】ここで、センサレスベクトル制御方法は、
誘導電動機の速度を検出する速度センサの代わりに速度
推定アルゴリズムを利用する方法である。
誘導電動機の速度を検出する速度センサの代わりに速度
推定アルゴリズムを利用する方法である。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】従来ベクトル制御装置
およびその方法においては、速度指令値が周波数（F）
の形で提供されるが、誘導電動機に提供される値は同期
速度（We）であるため、実際の電動機の速度はWr＝We
（1−slip）のように与えられ、従って、負荷によって
変化するスリップ周波数により、実際の電動機の速度が
変化してしまうことがあるという問題があった。
およびその方法においては、速度指令値が周波数（F）
の形で提供されるが、誘導電動機に提供される値は同期
速度（We）であるため、実際の電動機の速度はWr＝We
（1−slip）のように与えられ、従って、負荷によって
変化するスリップ周波数により、実際の電動機の速度が
変化してしまうことがあるという問題があった。
【００２６】また、V／F比を一定に維持して磁束を一定
に制御するが、式（2）に示したように、電圧方程式に
包含された固定子抵抗（Rs）を無視するため、低速域で
は小さな磁束が供給されてしまい電動機が所望の出力ト
ルクを発生することができないという問題があった。
に制御するが、式（2）に示したように、電圧方程式に
包含された固定子抵抗（Rs）を無視するため、低速域で
は小さな磁束が供給されてしまい電動機が所望の出力ト
ルクを発生することができないという問題があった。
【００２７】さらに、従来のベクトル制御方式により電
動機の速度を制御する際、基本波電圧に高周波電圧また
は電流を追加して電動機磁束の絶対位置を探索する方法
では、低速アルゴリズムの場合は、低速では有効である
が高速では不利であり、反対に、高速アルゴリズムの場
合は、高速では有効であるが低速ではアルゴリズム自体
を実現することが非常に困難であるといったように、全
ての速度領域にわたって適用することは困難であるとい
う問題があった。
動機の速度を制御する際、基本波電圧に高周波電圧また
は電流を追加して電動機磁束の絶対位置を探索する方法
では、低速アルゴリズムの場合は、低速では有効である
が高速では不利であり、反対に、高速アルゴリズムの場
合は、高速では有効であるが低速ではアルゴリズム自体
を実現することが非常に困難であるといったように、全
ての速度領域にわたって適用することは困難であるとい
う問題があった。
【００２８】また、従来の高速および低速アルゴリズム
は、電動機のパラメータ（Parameter）を正確に認知す
るべきであり、パラメータが不正確であるとシステムが
不完全になるため、アルゴリズムを実現するためには複
数回の演算が要求され、例えば、高性能の演算装置（CP
UもしくはDSP）などをベクトル制御装置に具備するべき
であるため、一般的に適用するのは困難な場合もあっ
た。
は、電動機のパラメータ（Parameter）を正確に認知す
るべきであり、パラメータが不正確であるとシステムが
不完全になるため、アルゴリズムを実現するためには複
数回の演算が要求され、例えば、高性能の演算装置（CP
UもしくはDSP）などをベクトル制御装置に具備するべき
であるため、一般的に適用するのは困難な場合もあっ
た。
【００２９】従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、
負荷による速度変動を防止し、低速の場合、磁束減少に
よりトルクが減少する現象を防止して起動トルクを低減
することができる、ベクトル制御装置および制御方法を
提供することにある。
負荷による速度変動を防止し、低速の場合、磁束減少に
よりトルクが減少する現象を防止して起動トルクを低減
することができる、ベクトル制御装置および制御方法を
提供することにある。
【００３０】また、本発明の他の目的は、既存のセンサ
レスベクトル制御アルゴリズムの適用が速度領域によっ
て制限される問題を解決して、全ての速度領域でセンサ
レスベクトル制御を行える、ベクトル制御装置および制
御方法を提供することにある。
レスベクトル制御アルゴリズムの適用が速度領域によっ
て制限される問題を解決して、全ての速度領域でセンサ
レスベクトル制御を行える、ベクトル制御装置および制
御方法を提供することにある。
【００３１】さらに、本発明のその他の目的は、誘導電
動機のパラメータ依存性を低減させると共に演算量を減
らして、高性能の主演算装置を利用せずに容易に実現で
きるアルゴリズムを提供することにある。
動機のパラメータ依存性を低減させると共に演算量を減
らして、高性能の主演算装置を利用せずに容易に実現で
きるアルゴリズムを提供することにある。
【００３２】また、本発明のその他の目的は、速度−ト
ルク曲線上の不安定領域で動作する従来方式の問題を解
決して、いかなる状況下でもシステムを安定に運転でき
る、ベクトル制御装置および制御方法を提供することに
ある。
ルク曲線上の不安定領域で動作する従来方式の問題を解
決して、いかなる状況下でもシステムを安定に運転でき
る、ベクトル制御装置および制御方法を提供することに
ある。
【００３３】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るため、本発明に係るセンサレスベクトル制御装置にお
いては、使用者が入力した速度指令値（Wr*）の入力を
受けて同期速度（We）を出力する速度制御器と、同期速
度（We）の入力を受けてd軸電圧（Vds）およびq軸電圧
（Vqs）を出力するd軸およびq軸電圧指令部と、q軸電圧
（Vqs）およびd軸電圧（Vds）の入力を受けて3相電圧
（Va、Vb、Vc）に変換する電圧変換部と、3相電圧の入
力を受けて誘導電動機の速度を制御するインバータと、
を包含して構成される。
るため、本発明に係るセンサレスベクトル制御装置にお
いては、使用者が入力した速度指令値（Wr*）の入力を
受けて同期速度（We）を出力する速度制御器と、同期速
度（We）の入力を受けてd軸電圧（Vds）およびq軸電圧
（Vqs）を出力するd軸およびq軸電圧指令部と、q軸電圧
（Vqs）およびd軸電圧（Vds）の入力を受けて3相電圧
（Va、Vb、Vc）に変換する電圧変換部と、3相電圧の入
力を受けて誘導電動機の速度を制御するインバータと、
を包含して構成される。
【００３４】このような目的を達成するため、本発明に
係るセンサレスベクトル制御方法においては、使用者の
入力による速度指令値（Wr*）が速度制御器に入力され
るステップと、速度制御器が負荷変動による速度変動を
補償するステップと、同期速度（We）、d軸成分の電流
指令値（ids*）、実際のd軸電流（ids）および実際のq
軸電流（iqs）の入力を受けて、q軸電圧指令部はq軸電
圧（Vqs）を生成し、d軸電圧指令部はd軸電圧（Vds）を
生成するステップと、q軸電圧（Vqs）およびd軸電圧（V
ds）を3相電圧に変換するステップと、3相電圧をインバ
ータに供給するステップと、を順次行う。
係るセンサレスベクトル制御方法においては、使用者の
入力による速度指令値（Wr*）が速度制御器に入力され
るステップと、速度制御器が負荷変動による速度変動を
補償するステップと、同期速度（We）、d軸成分の電流
指令値（ids*）、実際のd軸電流（ids）および実際のq
軸電流（iqs）の入力を受けて、q軸電圧指令部はq軸電
圧（Vqs）を生成し、d軸電圧指令部はd軸電圧（Vds）を
生成するステップと、q軸電圧（Vqs）およびd軸電圧（V
ds）を3相電圧に変換するステップと、3相電圧をインバ
ータに供給するステップと、を順次行う。
【００３５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態に対
し、図面を用いて説明する。
し、図面を用いて説明する。
【００３６】本発明に係るセンサレスベクトル制御装置
においては、図１に示すように、使用者の入力によって
誘導電動機を駆動する装置において、使用者が入力した
速度指令値（Wr*）の入力を受けて同期速度（We）を出
力する速度制御器50と、速度制御器50の同期速度（We）
の入力を受けてd軸電圧（Vds）およびq軸電圧（Vqs）を
出力するd軸電圧指令部およびq軸電圧指令部60と、q軸
電圧指令部のq軸電圧（Vqs）およびd軸電圧指令部のd軸
電圧（Vds）の入力を受けて3相（Va、Vb、Vc）に変換す
る電圧変換部70と、電圧変換部70から3相電圧の入力を
受けて誘導電動機の速度を制御するインバータ80と、に
より構成される。
においては、図１に示すように、使用者の入力によって
誘導電動機を駆動する装置において、使用者が入力した
速度指令値（Wr*）の入力を受けて同期速度（We）を出
力する速度制御器50と、速度制御器50の同期速度（We）
の入力を受けてd軸電圧（Vds）およびq軸電圧（Vqs）を
出力するd軸電圧指令部およびq軸電圧指令部60と、q軸
電圧指令部のq軸電圧（Vqs）およびd軸電圧指令部のd軸
電圧（Vds）の入力を受けて3相（Va、Vb、Vc）に変換す
る電圧変換部70と、電圧変換部70から3相電圧の入力を
受けて誘導電動機の速度を制御するインバータ80と、に
より構成される。
【００３７】使用者による速度指令値（Wr*）の入力を
受けて誘導電動機の速度を制御するセンサレスベクトル
制御装置において、このように構成された本発明に係る
センサレスベクトル制御装置の動作を説明する。使用者
の入力による速度指令値（Wr*）が速度制御器50に入力
されると、速度制御器50は速度制御を行って負荷変動に
よる速度変動を補償するため同期速度（We）を出力す
る。同期速度（We）、磁束成分の電流指令値（ids*）、
実際のd軸電流（ids）および実際のq軸電流（iqs）を演
算してq軸電圧（Vqs）およびd軸電圧（Vds）が生成さ
れ、このq軸電圧およびd軸電圧は電圧変換部70により3
相電圧に変換されてインバータに供給される。これによ
り、磁束電流が常に一定に維持されて誘導電動機が一定
に制御される。
受けて誘導電動機の速度を制御するセンサレスベクトル
制御装置において、このように構成された本発明に係る
センサレスベクトル制御装置の動作を説明する。使用者
の入力による速度指令値（Wr*）が速度制御器50に入力
されると、速度制御器50は速度制御を行って負荷変動に
よる速度変動を補償するため同期速度（We）を出力す
る。同期速度（We）、磁束成分の電流指令値（ids*）、
実際のd軸電流（ids）および実際のq軸電流（iqs）を演
算してq軸電圧（Vqs）およびd軸電圧（Vds）が生成さ
れ、このq軸電圧およびd軸電圧は電圧変換部70により3
相電圧に変換されてインバータに供給される。これによ
り、磁束電流が常に一定に維持されて誘導電動機が一定
に制御される。
【００３８】速度制御器50においては、図2に示すよう
に、使用者の入力による速度指令値（Wr*）と誘導電動
機の実際の電動機速度（Wr）との誤差値を求める演算器
21と、演算器21から出力された誤差値の入力を受け、比
例積分動作を行って電動機のスリップ周波数（Wslip）
を求める比例積分制御器22と、速度指令値（Wr*）およ
びスリップ周波数（Wslip）の入力を受けて同期速度を
出力する演算器23と、により構成される。
に、使用者の入力による速度指令値（Wr*）と誘導電動
機の実際の電動機速度（Wr）との誤差値を求める演算器
21と、演算器21から出力された誤差値の入力を受け、比
例積分動作を行って電動機のスリップ周波数（Wslip）
を求める比例積分制御器22と、速度指令値（Wr*）およ
びスリップ周波数（Wslip）の入力を受けて同期速度を
出力する演算器23と、により構成される。
【００３９】このように構成された速度制御器50の動作
を説明すると次のとおりである。
を説明すると次のとおりである。
【００４０】まず、使用者の入力による速度指令値（Wr
*）が演算器21に入力されると、演算器21は速度指令値
（Wr*）と実際の電動機速度（Wr）との誤差値を求めて
比例積分制御器22に供給する。
*）が演算器21に入力されると、演算器21は速度指令値
（Wr*）と実際の電動機速度（Wr）との誤差値を求めて
比例積分制御器22に供給する。
【００４１】次いで、比例積分制御器22は、比例積分動
作を行って電動機のスリップ周波数（Wslip）を求めて
演算器23に提供する。演算器23は、スリップ周波数（Ws
lip）と速度指令値（Wr*）とを加算して同期速度（We）
を生成し、生成された同期速度Weをq軸電圧指令部に供
給する。
作を行って電動機のスリップ周波数（Wslip）を求めて
演算器23に提供する。演算器23は、スリップ周波数（Ws
lip）と速度指令値（Wr*）とを加算して同期速度（We）
を生成し、生成された同期速度Weをq軸電圧指令部に供
給する。
【００４２】ここで、速度制御器50が、スリップ周波数
（Wslip）を利用して同期速度（We）を求める式は、次
のとおりである。 Wslip＝（Rr／Lr）＊iqs／ids ...（６） ここで、Rrは誘導電動機の２次抵抗、Lrは回転子のリア
クタンス、idsは電動機に流れる実際のd軸電流（励磁電
流）、iqsは電動機に流れる実際のq軸電流（トルク電
流）、をそれぞれ意味する。
（Wslip）を利用して同期速度（We）を求める式は、次
のとおりである。 Wslip＝（Rr／Lr）＊iqs／ids ...（６） ここで、Rrは誘導電動機の２次抵抗、Lrは回転子のリア
クタンス、idsは電動機に流れる実際のd軸電流（励磁電
流）、iqsは電動機に流れる実際のq軸電流（トルク電
流）、をそれぞれ意味する。
【００４３】また、電動機速度（Wr）は、式（6）およ
び同期速度（We）を利用して次のように推定することが
できる。 Wr＝We−Wslip ...（７） 以上説明したように、速度制御器50を利用してスリップ
周波数を制御することによって、従来V／F方式の問題点
であった負荷による速度変動を防止し、負荷変動による
速度変動を補償することができる。
び同期速度（We）を利用して次のように推定することが
できる。 Wr＝We−Wslip ...（７） 以上説明したように、速度制御器50を利用してスリップ
周波数を制御することによって、従来V／F方式の問題点
であった負荷による速度変動を防止し、負荷変動による
速度変動を補償することができる。
【００４４】さらに詳しく説明する。
【００４５】本発明に係るセンサレスベクトル制御装置
の第1実施形態においては、図3に示すように、電動機に
流れる実際のq軸電流（iqs）の入力を受けて低域通過さ
せてろ波した後、ろ波された電流（iqs）を出力するロ
ーパスフィルタ（LPT）203と、ろ波された電流（iqs）
の入力を受けて固定子抵抗（Rs）を乗算して電圧を出力
する第1乗算器204と、ろ波された電流（iqs）の入力を
受け、同期速度（We）およびインダクタンス値（δL）
を乗算して電圧を生成する電圧演算部205と、電動機に
流れる実際のd軸電流（ids）の入力を受けて低域通過さ
せてろ波した後、ろ波された電流を出力するローパスフ
ィルタ201と、ろ波された電流に固定子抵抗（Rs）を乗
算して電圧を出力する第2乗算器202と、第2乗算器202か
ら出力された電圧と電圧演算部205から出力された電圧
とを演算してd軸電圧（Vds）を生成する第3演算器206
と、からなるd軸電圧指令部200と、速度制御部から同期
速度（We）を入力され、V／F比率が一定になるように同
期速度に対応する電圧を生成する電圧生成部111と、磁
束を一定に制御するためにd軸電流を制御するd軸電流制
御器101と、電圧生成部111の出力電圧とd軸電流制御器1
01から出力される電圧とを演算してq軸電圧（Vqs）を生
成する第2演算器112と、からなるq軸電圧指令部100と、
q軸電圧指令部100のq軸電圧（Vqs）およびd軸電圧指令
部200のd軸電圧（Vds）を3相の電圧（Va、Vb、Vc）に変
換して出力する電圧変換部300と、電圧変換部300から3
相の電圧（Va、Vb、Vc）の入力を受けて誘導電動機の速
度を制御するインバータ400と、を備えて構成される。
の第1実施形態においては、図3に示すように、電動機に
流れる実際のq軸電流（iqs）の入力を受けて低域通過さ
せてろ波した後、ろ波された電流（iqs）を出力するロ
ーパスフィルタ（LPT）203と、ろ波された電流（iqs）
の入力を受けて固定子抵抗（Rs）を乗算して電圧を出力
する第1乗算器204と、ろ波された電流（iqs）の入力を
受け、同期速度（We）およびインダクタンス値（δL）
を乗算して電圧を生成する電圧演算部205と、電動機に
流れる実際のd軸電流（ids）の入力を受けて低域通過さ
せてろ波した後、ろ波された電流を出力するローパスフ
ィルタ201と、ろ波された電流に固定子抵抗（Rs）を乗
算して電圧を出力する第2乗算器202と、第2乗算器202か
ら出力された電圧と電圧演算部205から出力された電圧
とを演算してd軸電圧（Vds）を生成する第3演算器206
と、からなるd軸電圧指令部200と、速度制御部から同期
速度（We）を入力され、V／F比率が一定になるように同
期速度に対応する電圧を生成する電圧生成部111と、磁
束を一定に制御するためにd軸電流を制御するd軸電流制
御器101と、電圧生成部111の出力電圧とd軸電流制御器1
01から出力される電圧とを演算してq軸電圧（Vqs）を生
成する第2演算器112と、からなるq軸電圧指令部100と、
q軸電圧指令部100のq軸電圧（Vqs）およびd軸電圧指令
部200のd軸電圧（Vds）を3相の電圧（Va、Vb、Vc）に変
換して出力する電圧変換部300と、電圧変換部300から3
相の電圧（Va、Vb、Vc）の入力を受けて誘導電動機の速
度を制御するインバータ400と、を備えて構成される。
【００４６】d軸電流制御器101は、電動機の定格による
d軸成分の電流指令値（ids*）と電動機に流れる実際のd
軸電流（ids）との入力を受けてそれらの誤差値を求め
る第1演算器113と、第1演算器113から誤差値の入力を受
けて、電動機に電流指令値に相当する電流を流すことが
できる電流誤差値に比例する電圧を生成する第1比例積
分器114と、により構成される。
d軸成分の電流指令値（ids*）と電動機に流れる実際のd
軸電流（ids）との入力を受けてそれらの誤差値を求め
る第1演算器113と、第1演算器113から誤差値の入力を受
けて、電動機に電流指令値に相当する電流を流すことが
できる電流誤差値に比例する電圧を生成する第1比例積
分器114と、により構成される。
【００４７】以下、このように構成された本発明に係る
センサレスベクトル制御装置の第1実施形態の動作に対
して説明する。
センサレスベクトル制御装置の第1実施形態の動作に対
して説明する。
【００４８】まず、速度制御部から使用者の入力による
速度指令値（Wr*）の入力を受け、速度指令値（Wr*）に
速度変動を補償した同期速度（We）を、q軸電圧指令部1
00に提供すると、q軸電圧指令部100の電圧生成部111
は、V／Fの比率が一定になるように同期速度（We）に対
応する電圧を生成して第2演算器112に出力する。
速度指令値（Wr*）の入力を受け、速度指令値（Wr*）に
速度変動を補償した同期速度（We）を、q軸電圧指令部1
00に提供すると、q軸電圧指令部100の電圧生成部111
は、V／Fの比率が一定になるように同期速度（We）に対
応する電圧を生成して第2演算器112に出力する。
【００４９】この時、第1演算器113は、電動機の定格に
よるd軸成分（トルク成分）の電流指令値（ids*）と電
動機に流れる実際のd軸電流（ids）との間の誤差値を求
めて第1比例積分制御器114に提供する。第1比例積分制
御器114は、電流指令値に対応する電流を流すことがで
きる電流誤差値に比例する電圧を生成して第2演算器112
に出力する。
よるd軸成分（トルク成分）の電流指令値（ids*）と電
動機に流れる実際のd軸電流（ids）との間の誤差値を求
めて第1比例積分制御器114に提供する。第1比例積分制
御器114は、電流指令値に対応する電流を流すことがで
きる電流誤差値に比例する電圧を生成して第2演算器112
に出力する。
【００５０】q軸電圧指令部100が動作すると、d軸電圧
指令部200のローパスフィルタ203は、電動機に流れる実
際のq軸電流（iqs）の入力を受けて、低域通過させてろ
波された電流（iqs）を第1乗算器204に出力する。
指令部200のローパスフィルタ203は、電動機に流れる実
際のq軸電流（iqs）の入力を受けて、低域通過させてろ
波された電流（iqs）を第1乗算器204に出力する。
【００５１】次いで、第1乗算器204は、ローパスフィル
タ203を通過したろ波された電流（iqs）に固定子抵抗
（Rs）を乗算して電圧を生成し、この電圧をq軸電圧指
令部100の第2演算器112に提供する。
タ203を通過したろ波された電流（iqs）に固定子抵抗
（Rs）を乗算して電圧を生成し、この電圧をq軸電圧指
令部100の第2演算器112に提供する。
【００５２】第2演算器112は、電圧生成部111の出力電
圧、第1比例積分器114の出力電圧および第1乗算器204の
出力電圧を加算してq軸電圧（Vqs）を生成し、電圧変換
部300に供給する。
圧、第1比例積分器114の出力電圧および第1乗算器204の
出力電圧を加算してq軸電圧（Vqs）を生成し、電圧変換
部300に供給する。
【００５３】すなわち、q軸電圧指令部100によりq軸電
圧（Vqs）が生成されて電圧変換部300に入力されると、
誘導電動機に流れる実際のq軸電流（iqs）が提供され
て、ローパスフィルタ203はろ波を行い、電圧演算部205
はろ波された電流（iqs）に同期速度（We）およびイン
ダクタンス値（δL）を乗算して第3演算器206に出力
し、これと同時に、誘導電動機に流れる実際のd軸電流
（ids）が提供されて、ローパスフィルタ201はろ波を行
い、第2乗算器202はろ波された電流（ids）に固定子抵
抗（Rs）を乗算して第3演算器206に出力する。
圧（Vqs）が生成されて電圧変換部300に入力されると、
誘導電動機に流れる実際のq軸電流（iqs）が提供され
て、ローパスフィルタ203はろ波を行い、電圧演算部205
はろ波された電流（iqs）に同期速度（We）およびイン
ダクタンス値（δL）を乗算して第3演算器206に出力
し、これと同時に、誘導電動機に流れる実際のd軸電流
（ids）が提供されて、ローパスフィルタ201はろ波を行
い、第2乗算器202はろ波された電流（ids）に固定子抵
抗（Rs）を乗算して第3演算器206に出力する。
【００５４】次いで、第3演算器206は、第2乗算器202か
ら出力される電圧から電圧演算部205から出力される電
圧を除算してd軸電圧（Vds）を生成して電圧変換部300
に供給する。
ら出力される電圧から電圧演算部205から出力される電
圧を除算してd軸電圧（Vds）を生成して電圧変換部300
に供給する。
【００５５】次いで、電圧変換部300は、q軸電圧指令部
100およびd軸電圧指令部100の2相の電圧（Vqs）、（Vd
s）を3相の電圧（Va、Vb、Vc）に変換して誘導電動機の
速度を制御するインバータ400に供給する。
100およびd軸電圧指令部100の2相の電圧（Vqs）、（Vd
s）を3相の電圧（Va、Vb、Vc）に変換して誘導電動機の
速度を制御するインバータ400に供給する。
【００５６】以上説明したように、d軸電流とq軸電流と
を独立的に制御することが可能であり、d軸電流制御器1
01は電流を制御するため、磁束を制御する場合よりもト
ルク応答速度が速い。
を独立的に制御することが可能であり、d軸電流制御器1
01は電流を制御するため、磁束を制御する場合よりもト
ルク応答速度が速い。
【００５７】また、第2演算器112により生成されるq軸
電圧（Vqs）および第3演算器206により生成されるd軸電
圧（Vds）は次式により求めることができる。
電圧（Vqs）および第3演算器206により生成されるd軸電
圧（Vds）は次式により求めることができる。
【００５８】 Vqs＝Rs＊iqs＋We＊Ls＊ids＝Rs＊iqs＋E ...（８） Vds＝Rs＊ids−We＊δLs＊iqs ...（９） δLs＝Ls−Lm2／Lr≒Lls＋Llr ...（１０） ここで、Rsは固定子抵抗、Lsは固定子リアクタンス、Lm
は磁化リアクタンス、Lrは回転子リアクタンス、Llsは
固定子漏洩リアクタンス、Llrは回転子漏洩リアクタン
ス、idsは電動機に流れる実際のd軸電流（磁束電流）、
iqsは電動機に流れる実際のq軸電流（トルク電流）、を
それぞれ意味する。
は磁化リアクタンス、Lrは回転子リアクタンス、Llsは
固定子漏洩リアクタンス、Llrは回転子漏洩リアクタン
ス、idsは電動機に流れる実際のd軸電流（磁束電流）、
iqsは電動機に流れる実際のq軸電流（トルク電流）、を
それぞれ意味する。
【００５９】また、上式（8）は次のように表現するこ
とができる。
とができる。
【００６０】Vqs＝Rs＊iqs＋E ...（１１） E＝We＊Ls＊ids ...（１２） ここで、Eは電動機の逆起電力成分を意味する。
【００６１】従って、式（11）の逆起電力成分（E）を
制御すると、磁束を一定に維持することができる。
制御すると、磁束を一定に維持することができる。
【００６２】また、本発明に係るセンサレスベクトル制
御装置の第2実施形態においては、図4に示すように、q
軸電圧指令部100に同期速度（We）によって所定電圧を
供給する電圧発生部115と、第1比例積分制御器114から
出力される電圧と電圧発生部115から出力される電圧と
を乗算する乗算器116と、を第1実施形態にさらに包含し
て構成される。
御装置の第2実施形態においては、図4に示すように、q
軸電圧指令部100に同期速度（We）によって所定電圧を
供給する電圧発生部115と、第1比例積分制御器114から
出力される電圧と電圧発生部115から出力される電圧と
を乗算する乗算器116と、を第1実施形態にさらに包含し
て構成される。
【００６３】このように構成された本発明に係るセンサ
レスベクトル制御装置の第2実施形態の動作としては、
第1比例積分制御器114から出力された電流指令値に対応
する電流を流すことができる電流誤差値に比例する電圧
と電圧発生部115から出力される電圧とを乗算器116が乗
算して第2演算器112に出力することによってq軸電圧（V
qs）を求めることが可能であり、また、d軸電圧（Vds）
を求めるための動作は上述した第1実施形態の動作と同
様である。
レスベクトル制御装置の第2実施形態の動作としては、
第1比例積分制御器114から出力された電流指令値に対応
する電流を流すことができる電流誤差値に比例する電圧
と電圧発生部115から出力される電圧とを乗算器116が乗
算して第2演算器112に出力することによってq軸電圧（V
qs）を求めることが可能であり、また、d軸電圧（Vds）
を求めるための動作は上述した第1実施形態の動作と同
様である。
【００６４】また、図5は、本発明に係るセンサレスベ
クトル制御装置の実験結果を示した波形図であり、図5
（A）は、100%の負荷を印加した場合、従来の方式で
は、速度0の区間を通過する時に誘導電動機の制御がで
きない場合があったが、本発明に係る装置を適用する
と、磁束電流が常に一定に維持されるので、誘導電動機
の制御を一定に行うことができる。
クトル制御装置の実験結果を示した波形図であり、図5
（A）は、100%の負荷を印加した場合、従来の方式で
は、速度0の区間を通過する時に誘導電動機の制御がで
きない場合があったが、本発明に係る装置を適用する
と、磁束電流が常に一定に維持されるので、誘導電動機
の制御を一定に行うことができる。
【００６５】さらに、図5（B）は、100%の負荷ステップ
（トルク電流）を印加してから0%の負荷ステップに低下
した場合を示したもので、本発明の装置は安定した駆動
を行って、磁束電流が一定であることが分かる。
（トルク電流）を印加してから0%の負荷ステップに低下
した場合を示したもので、本発明の装置は安定した駆動
を行って、磁束電流が一定であることが分かる。
【００６６】そして、図6の（A)〜(D）は、本発明に係
るセンサレスベクトル制御装置の速度、磁束電流および
負荷に対する波形を示したもので、高速または低速に誘
導電動機を駆動しても、負荷による速度変動がなく、磁
束が一定であることが分かる。
るセンサレスベクトル制御装置の速度、磁束電流および
負荷に対する波形を示したもので、高速または低速に誘
導電動機を駆動しても、負荷による速度変動がなく、磁
束が一定であることが分かる。
【００６７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明に係るセン
サレスベクトル制御装置およびその方法においては、速
度センサを使用しなくても全ての速度領域でベクトル制
御が可能であるため、センサレスベクトル制御装置の製
品化が容易である。また、アルゴリズムを実現するため
の演算量が少ないため、一般のCPUもしくはDSPを使用し
て容易に実現することが可能である。また、パラメータ
依存性が少なく、システムが常に安定した領域で運転さ
れるため、現場に容易に適用できるという効果がある。
サレスベクトル制御装置およびその方法においては、速
度センサを使用しなくても全ての速度領域でベクトル制
御が可能であるため、センサレスベクトル制御装置の製
品化が容易である。また、アルゴリズムを実現するため
の演算量が少ないため、一般のCPUもしくはDSPを使用し
て容易に実現することが可能である。また、パラメータ
依存性が少なく、システムが常に安定した領域で運転さ
れるため、現場に容易に適用できるという効果がある。
【００６８】そして、速度制御分野および起動トルクが
大きく要求される分野に適用することが可能であり、イ
ンバータの大容量化により発生する加速または減速時の
磁束減少によってトルクハンティングが発生する問題点
を解決して、あらゆる現場に使用できるという効果があ
る。
大きく要求される分野に適用することが可能であり、イ
ンバータの大容量化により発生する加速または減速時の
磁束減少によってトルクハンティングが発生する問題点
を解決して、あらゆる現場に使用できるという効果があ
る。
【図１】本発明に係るセンサレスベクトル制御装置を示
した概略構成図である。
した概略構成図である。
【図２】図1の速度制御器を示した構成図である。
【図３】本発明に係るセンサレスベクトル制御装置の第
1実施形態を示したブロック図である。
1実施形態を示したブロック図である。
【図４】本発明に係るセンサレスベクトル制御装置の第
2実施形態を示したブロック図である。
2実施形態を示したブロック図である。
【図５】本発明に係るセンサレスベクトル制御装置にお
いて、（A）は、負荷を印加したときを示す波形図であ
り、（B）は、負荷ステップ（トルク電流）を印加した
ときを示す波形図である。
いて、（A）は、負荷を印加したときを示す波形図であ
り、（B）は、負荷ステップ（トルク電流）を印加した
ときを示す波形図である。
【図６】本発明に係るセンサレスベクトル制御装置の速
度、磁束電流および負荷に対する波形図である。
度、磁束電流および負荷に対する波形図である。
【図７】従来のV／F方式による同期速度を供給する速度
制御装置を示したブロック図である。
制御装置を示したブロック図である。
【図８】従来のV／F方式による速度制御装置の負荷およ
び電動機のスリップ−トルク曲線を示した波形図であ
る。
び電動機のスリップ−トルク曲線を示した波形図であ
る。
【図９】従来のベクトル制御装置を示したブロック図で
ある。
ある。
50…速度制御部 60…d、q軸電圧指令部 70…電圧変換部 80…インバータ 100…q軸電圧指令部 101…d軸電流制御器 111…電圧生成部 112…第2演算器 113…第1演算器 114…第1比例積分器 115…電圧発生部 116…乗算器 200…d軸電圧指令部 201、203…ローパスフィルタ（LPT） 202…第2乗算器 204…第1乗算器 205…電圧演算部 206…第3演算器 300…電圧変換部 400…インバータ
Claims (16)
- 【請求項１】 入力した速度指令値（Wr*）の入力を受
けて同期速度（We）を出力する速度制御器と、 前記同期速度（We）の入力を受けてd軸電圧（Vds）およ
びq軸電圧（Vqs）を出力するd軸電圧指令部およびq軸電
圧指令部と、 前記q軸電圧（Vqs）および前記d軸電圧（Vds）の入力を
受けて3相電圧（Va、Vb、Vc）に変換する電圧変換部
と、 前記3相電圧の入力を受けて誘導電動機の速度を制御す
るインバータと、 を包含して構成されることを特徴とするセンサレスベク
トル制御装置。 - 【請求項２】 前記速度制御器は、 速度指令値と前記誘導電動機の実際の電圧との間の誤差
値を求める第1演算器と、 前記速度指令値と前記実際の電圧との間の前記誤差値の
入力を受けて誘導電動機のスリップ周波数を求める比例
積分制御器と、 前記スリップ周波数と速度指令値とを加算して同期速度
を求める第2演算器と、 を備えて構成されることを特徴とする請求項1に記載の
センサレスベクトル制御装置。 - 【請求項３】 前記d軸電圧指令部は、 前記誘導電動機に流れる実際のq軸電流（iqs）の入力を
受けて、低域通過させてろ波した後、ろ波された電流
（iqs）を出力するローパスフィルタ（LPT）と、 前記ろ波された電流（iqs）の入力を受けて固定子抵抗
値（Rs）を乗算して電圧を出力する第1乗算器と、 前記ろ波された電流（iqs）の入力を受けて同期速度（W
e）およびインダクタンス値（δL）を乗算して電圧を生
成する電圧演算部と、 前記誘導電動機に流れる実際のd軸電流（ids）の入力を
受け、低域通過させてろ波した後、このろ波された電流
を出力するローパスフィルタと、 前記ろ波された電流値に固定子抵抗値（Rs）を乗算して
電圧値を出力する第2乗算器と、 前記第2乗算器から出力された電圧値と前記電圧演算部
から出力された電圧値とを演算してd軸電圧（Vds）を生
成する第3演算器と、 を備えて構成されることを特徴とする請求項1に記載の
センサレスベクトル制御装置。 - 【請求項４】 前記q軸電圧指令部は、 前記速度制御器から同期速度（We）の入力を受けて電圧
／周波数の比率が一定になるように同期速度（We）に対
応する電圧を生成する電圧生成部と、 磁束を一定に制御するd軸電流制御器と、 前記電圧生成部の出力電圧、前記d軸電流制御器の出力
電圧および前記d軸電圧指令部から出力される誘導電動
機のq軸成分の出力電圧を演算してq軸電圧（Vqs）を生
成する第2演算器と、 を備えて構成されることを特徴とする請求項1に記載の
センサレスベクトル制御装置。 - 【請求項５】 前記d軸電流制御器は、 前記誘導電動機の定格によるd軸成分の電流指令値（ids
*）および前記誘導電動機に流れる実際のd軸電流（id
s）の入力を受け、それらの誤差値を求める第1演算器
と、 前記第1演算器から誤差値の入力を受けて電流誤差値に
比例する電圧を生成する第1比例積分器と、 により構成されることを特徴とする請求項4に記載のセ
ンサレスベクトル制御装置。 - 【請求項６】 前記d軸電流制御器は、電流を制御して
応答速度を得ることを特徴とする請求項4に記載のセン
サレスベクトル制御装置。 - 【請求項７】 前記q軸電圧指令部は、 同期速度（We）の入力を受けて所定電圧を供給する電圧
発生部と、 前記d軸電流制御器から出力される電圧と前記電圧発生
部から出力される電圧とを乗算する乗算器と、 を包含して構成されることを特徴とする請求項4に記載
のセンサレスベクトル制御装置。 - 【請求項８】 速度指令値（Wr*）の入力を受けて誘導
電動機の速度を制御するセンサレスベクトル制御方法に
おいて、 入力による速度指令値（Wr*）が速度制御器に入力され
るステップと、 前記速度制御器が負荷変動による速度変動を補償するス
テップと、 同期速度（We）、d軸成分の電流指令値（ids*）、実際
のd軸電流（ids）および実際のq軸電流（iqs）の入力を
受けて、q軸電圧指令部はq軸電圧（Vqs）を生成し、d軸
電圧指令部はd軸電圧（Vds）を生成するステップと、 前記q軸電圧（Vqs）および前記d軸電圧（Vds）を3相電
圧に変換する段階と、 前記3相電圧をインバータに供給するステップと、 を順次行うことを特徴とするセンサレスベクトル制御方
法。 - 【請求項９】 前記d軸電圧指令部は、前記d軸電流と前
記q軸電流とを独立的に制御することを特徴とする請求
項8に記載のセンサレスベクトル制御方法。 - 【請求項１０】 前記q軸電圧指令部は、Rsを固定子抵
抗、Lsを固定子リアクタンス、idsを電動機に流れる実
際のd軸電流（磁束電流）、iqsを電動機に流れる実際の
q軸電流（トルク電流）、Eを電動機の逆起電力成分とす
るとき、 Vqs＝Rs＊iqs＋We＊Ls＊ids ＝Rs＊iqs＋E、（ここでE＝We＊Ls＊ids） を利用してq軸電圧（Vqs）を求めることを特徴とする請
求項8に記載のセンサレスベクトル制御方法。 - 【請求項１１】 前記逆起電力成分（E）を制御する
と、前記磁束を一定に維持することができることを特徴
とする請求項10に記載のセンサレスベクトル制御方法。 - 【請求項１２】 前記d軸電圧指令部は、Rsを固定子抵
抗、Lsを固定子リアクタンス、Lmを磁化リアクタンス、
Lrを回転子リアクタンス、Llsを固定子漏洩リアクタン
ス、Llrを回転子漏洩リアクタンス、idsを電動機に流れ
る実際のd軸電流（磁束電流）、iqsを電動機に流れる実
際のq軸電流（トルク電流）とするとき、 Vds＝Rs＊ids−We＊δLs＊iqs、 δLs＝Ls−Lm2／Lr≒Lls＋Llr を利用してd軸電圧（Vds）を求めることを特徴とする請
求項8に記載のセンサレスベクトル制御方法。 - 【請求項１３】 前記d軸電圧（Vds）およびq軸電圧（V
qs）を生成するアルゴリズムは、CPUもしくはDSPを利用
して実現することを特徴とする請求項8に記載のセンサ
レスベクトル制御方法。 - 【請求項１４】 前記速度制御器は、スリップ周波数を
制御して負荷変動による速度変動の補償を行うことを特
徴とする請求項8に記載のセンサレスベクトル制御方
法。 - 【請求項１５】 前記速度制御器が負荷変動による速度
変動を補償するステップは、 入力による速度指令値の入力を受けて、前記速度制御器
の第1演算器により前記速度指令値と実際の電圧との間
の誤差値を求めて比例積分制御器に供給するステップ
と、 前記比例積分制御器が比例積分動作を行って電動機のス
リップ周波数を求めて第2演算器に提供するステップ
と、 前記スリップ周波数と前記速度指令値とを加算して同期
速度を求めるステップと、 を順次行うことを特徴とする請求項8に記載のセンサレ
スベクトル制御方法。 - 【請求項１６】 前記同期速度を求めるステップは、Rr
を誘導電動機の2次抵抗、Lrを回転子リアクタンス、ids
を電動機に流れる実際のd軸電流（磁束電流）、iqsを電
動機に流れる実際のq軸電流（トルク電流）、Wrを電動
機速度、Weを同期速度とするとき、 Wslip＝（Rr／Lr）＊iqs／ids ...（１）を利用して、 Wr＝We−Wslip ...（２） により推定することを特徴とする請求項15に記載のセン
サレスベクトル制御方法。
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|---|---|---|---|
| KR47837/2000 | 2000-08-18 | ||
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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ID=19683795
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|---|---|---|---|
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| KR100442494B1 (ko) * | 2002-02-26 | 2004-07-30 | 엘지산전 주식회사 | 인버터의 토오크 제어장치 및 방법 |
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| KR102819791B1 (ko) * | 2020-05-11 | 2025-06-16 | 현대모비스 주식회사 | 단일 전류 센서를 이용한 위치 센서리스 모터 제어 시스템 |
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