JP2708332B2 - 誘導電動機の制御方法 - Google Patents
誘導電動機の制御方法Info
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
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- H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、電流制御形インバー
タに用いて誘導電動機をベクトル制御する場合、誘導電
動機の電圧、電流及び速度に基づきスリップ角度の演算
後、これを補うようにする誘導電動機の制御方法に関す
る。
タに用いて誘導電動機をベクトル制御する場合、誘導電
動機の電圧、電流及び速度に基づきスリップ角度の演算
後、これを補うようにする誘導電動機の制御方法に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】一般に、誘導電動機は整流子を具えてい
ない交流電動機にして、回転子と固定子中いずれか一つ
のみが電源に接続されており、他側は誘導により動作さ
れるものをいう。
ない交流電動機にして、回転子と固定子中いずれか一つ
のみが電源に接続されており、他側は誘導により動作さ
れるものをいう。
【０００３】このような誘導電動機の速度制御装置は、
図１に示すごとき構成をもつ。図１の速度制御装置は、
日特開昭５７−１８０３８７号に記載されているが、こ
の誘導電動機１Ｍの電流側に設けた可変電圧可変周波数
制御ＶＶＶＦと、誘導電動機１Ｍの回転速度を速度発振
器ＴＧで検出された速度信号ＮＦと速度指令信号ＮＲの
差を求める速度演算部ＳＯＰと、速度演算ＳＯＰから出
力される有効電流信号１２と励起電流１０設定信号に基
づき誘導電動機１Ｍの電流差を求めて、可変電圧可変周
波数制御部ＶＶＶＦ出力電圧を制御する電流演算部１０
Ｐと、速度信号ＮＦと速度演算部ＳＯＰから出力される
有効電流を加算し、周波数制御部ＦＣＴにその出力を供
給する電圧周波数変換器ＶＦＣの出力周波数を制御する
加算器ＡＤＤと、可変電圧可変周波数制御ＶＶＶＦの出
力端に設けた電流変成器ＣＴで検出され、整流器ＲＥＣ
を介して一次電流１Ａが設定値以上になったとき、極性
検出回路ＰＤの出力信号に応じて一次電流ＩＦ信号を速
度演算部ＳＯＰへ負帰還として与える比較回路ＣＰと、
加算回路ＡＤＤの出力を微分して速度演算部ＳＯＰへ負
帰還として与える微分回路ＰＦと、整流器ＲＥＣを介す
る一次電流信号と電流演算部ＩＯＰの出力信号を演算
し、その結果値を可変電圧可変周波数制御部ＶＶＶＦへ
電圧制御信号を出力する電圧制御部ＶＣＴへ供給する演
算部ＯＰとから構成されている。
図１に示すごとき構成をもつ。図１の速度制御装置は、
日特開昭５７−１８０３８７号に記載されているが、こ
の誘導電動機１Ｍの電流側に設けた可変電圧可変周波数
制御ＶＶＶＦと、誘導電動機１Ｍの回転速度を速度発振
器ＴＧで検出された速度信号ＮＦと速度指令信号ＮＲの
差を求める速度演算部ＳＯＰと、速度演算ＳＯＰから出
力される有効電流信号１２と励起電流１０設定信号に基
づき誘導電動機１Ｍの電流差を求めて、可変電圧可変周
波数制御部ＶＶＶＦ出力電圧を制御する電流演算部１０
Ｐと、速度信号ＮＦと速度演算部ＳＯＰから出力される
有効電流を加算し、周波数制御部ＦＣＴにその出力を供
給する電圧周波数変換器ＶＦＣの出力周波数を制御する
加算器ＡＤＤと、可変電圧可変周波数制御ＶＶＶＦの出
力端に設けた電流変成器ＣＴで検出され、整流器ＲＥＣ
を介して一次電流１Ａが設定値以上になったとき、極性
検出回路ＰＤの出力信号に応じて一次電流ＩＦ信号を速
度演算部ＳＯＰへ負帰還として与える比較回路ＣＰと、
加算回路ＡＤＤの出力を微分して速度演算部ＳＯＰへ負
帰還として与える微分回路ＰＦと、整流器ＲＥＣを介す
る一次電流信号と電流演算部ＩＯＰの出力信号を演算
し、その結果値を可変電圧可変周波数制御部ＶＶＶＦへ
電圧制御信号を出力する電圧制御部ＶＣＴへ供給する演
算部ＯＰとから構成されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記構成の誘導電動機
の速度制御装置は、電源周波数に応じて所定スリップを
生じながら、回転するものとなっている。特に、加速又
は減速の速度変化時には、スリップの一定保持がしがた
かったし、速度を変化させるときにスリップが不一定
し、回転速度が不安定なゆえ、これらの対策としてベク
トル制御方式が提案されたが、これは、同期加速度入力
時スリップ角速度演算が必須であるが、回転抵抗のよう
周辺温度に応じて変化の大きいパラメータを利用する
と、スリップ量が不正確に演算され誘導電動機の正常効
率が得られないという問題点があった。
の速度制御装置は、電源周波数に応じて所定スリップを
生じながら、回転するものとなっている。特に、加速又
は減速の速度変化時には、スリップの一定保持がしがた
かったし、速度を変化させるときにスリップが不一定
し、回転速度が不安定なゆえ、これらの対策としてベク
トル制御方式が提案されたが、これは、同期加速度入力
時スリップ角速度演算が必須であるが、回転抵抗のよう
周辺温度に応じて変化の大きいパラメータを利用する
と、スリップ量が不正確に演算され誘導電動機の正常効
率が得られないという問題点があった。
【０００５】
【発明の目的】したがって、この発明は上記従来の種々
の問題点に鑑みて、なされたものであって、この発明の
目的は、誘導電動機の電圧、電流及び速度に基づきスリ
ップ量を演算して誘導電動機の回転速度が制御できる誘
導電動機の制御方法を提供することにある。この発明の
他の目的は、誘導電動機のスリップ角速度演算をアナロ
グ、ディジタル、マイクロプロセッサを用いて行うこと
により、演算動作が簡単に行われる誘導電動機の制御方
法の提供にある。
の問題点に鑑みて、なされたものであって、この発明の
目的は、誘導電動機の電圧、電流及び速度に基づきスリ
ップ量を演算して誘導電動機の回転速度が制御できる誘
導電動機の制御方法を提供することにある。この発明の
他の目的は、誘導電動機のスリップ角速度演算をアナロ
グ、ディジタル、マイクロプロセッサを用いて行うこと
により、演算動作が簡単に行われる誘導電動機の制御方
法の提供にある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記の目的の達成のた
め、この発明による誘導電動機の制御方法は、誘導電動
機の正常速度命令値を入力する過程１と、前記過程１で
入力された正常速度命令値と前記誘導電動機の現在速度
値とを比較する過程２と、前記過程２の比較において速
度誤差が生じた場合には、速度誤差値を比例積分する過
程３と、前記誘導電動機の３相電流に基づき演算された
ｄ−ｑ軸固定子電流と、該誘導電動機の３相電圧に基づ
き演算されたｄ−ｑ軸固定子電圧とに基づいて、ｄ軸回
転子磁束を演算する過程４と、前記誘導電動機の現在速
度値に応じたｄ軸回転子磁束と前記過程４で演算された
ｄ軸回転子磁束とを比較する過程５と、前記過程５の比
較において磁束誤差が生じた場合には、磁束誤差値を比
例積分する過程６と、前記誘導電動機の３相電流に基づ
き演算されたｑ軸固定子電流と、該誘導電動機の３相電
圧に基づき演算されたｑ軸固定子電圧とに基づいて、前
記誘導電動機のスリップ角速度を演算する過程７と、前
記誘導電動機の現在速度値と前記過程７で演算されたス
リップ角速度とを加算し、該誘導電動機の同期角速度を
求める過程８と、前記過程３および前記過程６の比例積
分結果により、ｑ軸固定子電流とｄ軸固定子電流を演算
する過程９と、前記過程８で求められた同期角速度に基
づいて、相電流命令値を算出する過程１０と、前記過程
１０で算出された相電流命令値と所定の検出器により検
出された３相電流とを比較する過程１１と、前記過程１
１の比較において誤差が生じた場合には、誤差値を比例
積分する過程１２と、前記過程１２の比例積分結果と所
定の三角波とに基づいて、基本パルス幅変調信号を生成
する過程１３と、前記過程１３で生成された基本パルス
幅変調信号を分配する過程１４と、分配された基本パル
ス幅変調信号に基づいて、前記誘導電動機を制御する過
程１５とからなることを特徴とする。
め、この発明による誘導電動機の制御方法は、誘導電動
機の正常速度命令値を入力する過程１と、前記過程１で
入力された正常速度命令値と前記誘導電動機の現在速度
値とを比較する過程２と、前記過程２の比較において速
度誤差が生じた場合には、速度誤差値を比例積分する過
程３と、前記誘導電動機の３相電流に基づき演算された
ｄ−ｑ軸固定子電流と、該誘導電動機の３相電圧に基づ
き演算されたｄ−ｑ軸固定子電圧とに基づいて、ｄ軸回
転子磁束を演算する過程４と、前記誘導電動機の現在速
度値に応じたｄ軸回転子磁束と前記過程４で演算された
ｄ軸回転子磁束とを比較する過程５と、前記過程５の比
較において磁束誤差が生じた場合には、磁束誤差値を比
例積分する過程６と、前記誘導電動機の３相電流に基づ
き演算されたｑ軸固定子電流と、該誘導電動機の３相電
圧に基づき演算されたｑ軸固定子電圧とに基づいて、前
記誘導電動機のスリップ角速度を演算する過程７と、前
記誘導電動機の現在速度値と前記過程７で演算されたス
リップ角速度とを加算し、該誘導電動機の同期角速度を
求める過程８と、前記過程３および前記過程６の比例積
分結果により、ｑ軸固定子電流とｄ軸固定子電流を演算
する過程９と、前記過程８で求められた同期角速度に基
づいて、相電流命令値を算出する過程１０と、前記過程
１０で算出された相電流命令値と所定の検出器により検
出された３相電流とを比較する過程１１と、前記過程１
１の比較において誤差が生じた場合には、誤差値を比例
積分する過程１２と、前記過程１２の比例積分結果と所
定の三角波とに基づいて、基本パルス幅変調信号を生成
する過程１３と、前記過程１３で生成された基本パルス
幅変調信号を分配する過程１４と、分配された基本パル
ス幅変調信号に基づいて、前記誘導電動機を制御する過
程１５とからなることを特徴とする。
【０００７】
【作用】上記のごとき特徴を有するこの発明による方法
は、誘導電動機可変速制御の高性能の要求される分野に
用いるために、誘導電動機のベクトル制御が要求される
場合のみならず、誘導電動機のパラメータ（例えば、回
転子抵抗）の変化される劣悪な条件の下で精密なベクト
ル制御が不可能な分野に利用されうる。
は、誘導電動機可変速制御の高性能の要求される分野に
用いるために、誘導電動機のベクトル制御が要求される
場合のみならず、誘導電動機のパラメータ（例えば、回
転子抵抗）の変化される劣悪な条件の下で精密なベクト
ル制御が不可能な分野に利用されうる。
【０００８】
【実施例】以下、この発明の一実施例を添付図面に沿っ
て詳述する。図２において、１は誘導電動機であり、２
は誘導電動機１の現在速度を検出し、検出された現在速
度に該当されるパルス波形の生じるエンコーダ、３はエ
ンコーダ２により生じたパルス波形の個数をカウントす
るパルス係数カウンター、４は回転子の正常速度命令値
Ｗｒとパルス係数カウンター３から入力された回転子現
在速度値Ｗｒとを比較し、生じた誤差値ｅ１を比例積分
する速度比例積分制御部、５は誘導電動機１の速度によ
る命令値を生ずる磁束命令値発生部であって、定格速度
以上においても誘導電動機１の運転を可能にするフィル
ドウィークニング機能を具備し、６は固定子に固定され
た３軸における３相電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃを回転するｄ
−ｑ軸における電流ｉｄｓ，ｉｑｓに変換する電流変換
部である。
て詳述する。図２において、１は誘導電動機であり、２
は誘導電動機１の現在速度を検出し、検出された現在速
度に該当されるパルス波形の生じるエンコーダ、３はエ
ンコーダ２により生じたパルス波形の個数をカウントす
るパルス係数カウンター、４は回転子の正常速度命令値
Ｗｒとパルス係数カウンター３から入力された回転子現
在速度値Ｗｒとを比較し、生じた誤差値ｅ１を比例積分
する速度比例積分制御部、５は誘導電動機１の速度によ
る命令値を生ずる磁束命令値発生部であって、定格速度
以上においても誘導電動機１の運転を可能にするフィル
ドウィークニング機能を具備し、６は固定子に固定され
た３軸における３相電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃを回転するｄ
−ｑ軸における電流ｉｄｓ，ｉｑｓに変換する電流変換
部である。
【０００９】次いで、７は固定子に固定された３軸にお
ける３相電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを回転するｄ−ｑ軸にお
ける電圧ＶｄＳ，ＶｑＳに変換する電圧変換部であり、
８は電流変換部６により変換された回転するｄ−ｑ軸に
おける電流ｉｄＳ，ｉｑＳと上記電圧ＶｄＳ，ＶｑＳを
利用して回転子磁束φｄｒを演算する磁束演算部、９は
電流変換部６と電圧変換部７とにより変換された電流値
ｉｑＳと電圧値ＶｑＳ、さらに、磁束演算部８により演
算された回転子磁束φｄｒを利用してスリップ角速度Ｗ
Ｓ１を演算するスリップ角速度演算部、１０は磁束命令
値発生部５により生じた回転子のｄ軸正常磁束命令値φ
＊ｄｒと磁束演算部８により演算された回転子の現在の
ｄ軸磁束値φｄｒとを比較して生じた誤差値ｅ３を比例
積分制御する磁束比例積分制御部、１１は誘導電動機１
の現在速度値Ｗｒと誘導電動機１のスリップ角速度ＷＳ
１とを合算し、生じた同期角速度ＷＳを積分する積分
器、１２は回転するｄ−ｑ軸における物理量を固定子に
固定された３軸に対する物理量に変換するか、これとは
反対に逆機能を行うために使用されるサイン、コサイン
値をたくわえているロムテーブルである。
ける３相電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを回転するｄ−ｑ軸にお
ける電圧ＶｄＳ，ＶｑＳに変換する電圧変換部であり、
８は電流変換部６により変換された回転するｄ−ｑ軸に
おける電流ｉｄＳ，ｉｑＳと上記電圧ＶｄＳ，ＶｑＳを
利用して回転子磁束φｄｒを演算する磁束演算部、９は
電流変換部６と電圧変換部７とにより変換された電流値
ｉｑＳと電圧値ＶｑＳ、さらに、磁束演算部８により演
算された回転子磁束φｄｒを利用してスリップ角速度Ｗ
Ｓ１を演算するスリップ角速度演算部、１０は磁束命令
値発生部５により生じた回転子のｄ軸正常磁束命令値φ
＊ｄｒと磁束演算部８により演算された回転子の現在の
ｄ軸磁束値φｄｒとを比較して生じた誤差値ｅ３を比例
積分制御する磁束比例積分制御部、１１は誘導電動機１
の現在速度値Ｗｒと誘導電動機１のスリップ角速度ＷＳ
１とを合算し、生じた同期角速度ＷＳを積分する積分
器、１２は回転するｄ−ｑ軸における物理量を固定子に
固定された３軸に対する物理量に変換するか、これとは
反対に逆機能を行うために使用されるサイン、コサイン
値をたくわえているロムテーブルである。
【００１０】１３は、速度比例積分制御部器４と磁束比
例積分制御部１０から入力されるｑ軸電流命令値ｉｑ*
Ｓ及びｄ軸電流命令値ｉｄ*Ｓを利用して誘導電動機１
の各相に対する電流命令値が生じるようにする基準電流
命令値発生部であって、誘導電動機１の各相ａ，ｂ，ｃ
相に対する電流命令値ｉａ*，ｉｄ*，ｉｃ*を生ずる部
分である。この基準電流命令値発生部１３は、回転する
ｄ−ｑ軸におけるｄ−ｑ軸電流命令値ｉｄ*Ｓ，ｉｑ*Ｓ
を固定子軸に固定された３軸ａ，ｂ，ｃに対する電流命
令値ｉａ*，ｉｂ*，ｉｃ*に変換するコディネート変換
機能を有している。
例積分制御部１０から入力されるｑ軸電流命令値ｉｑ*
Ｓ及びｄ軸電流命令値ｉｄ*Ｓを利用して誘導電動機１
の各相に対する電流命令値が生じるようにする基準電流
命令値発生部であって、誘導電動機１の各相ａ，ｂ，ｃ
相に対する電流命令値ｉａ*，ｉｄ*，ｉｃ*を生ずる部
分である。この基準電流命令値発生部１３は、回転する
ｄ−ｑ軸におけるｄ−ｑ軸電流命令値ｉｄ*Ｓ，ｉｑ*Ｓ
を固定子軸に固定された３軸ａ，ｂ，ｃに対する電流命
令値ｉａ*，ｉｂ*，ｉｃ*に変換するコディネート変換
機能を有している。
【００１１】１４は、３相電流命令値ｉａ*，ｉｂ*，ｉ
ｃ*とホールセンサ（図示なし）により検出された現在
３相電流値ｉａ，ｉｂ，ｉｃとを比較し、生じた誤差を
比例積分制御する電流比例積分制御器、１５は三角波発
生器、１６は電流比例積分制御器１４からの入力値と三
角波発生器からの入力値とを比較する比較器、１７は比
較器１６の比較出力値に基づき基本パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）信号を生ずるパルス幅変調信号発生器、１８は６つ
の信号に分配された上記パルス幅変調信号の入力を受け
て誘導電動機１を制御するインバータ、これは誘導電動
機１の駆動のための電圧を生じ、６つのパワートランジ
スタ又はＭＯＳ−ＰＥＴやＩＧＢＴとから構成される３
相半波ブリッジインバータ、１９はインバータ１８から
誘導電動機１に印加される電圧を検出する電圧検出用パ
ルス変換器である。
ｃ*とホールセンサ（図示なし）により検出された現在
３相電流値ｉａ，ｉｂ，ｉｃとを比較し、生じた誤差を
比例積分制御する電流比例積分制御器、１５は三角波発
生器、１６は電流比例積分制御器１４からの入力値と三
角波発生器からの入力値とを比較する比較器、１７は比
較器１６の比較出力値に基づき基本パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）信号を生ずるパルス幅変調信号発生器、１８は６つ
の信号に分配された上記パルス幅変調信号の入力を受け
て誘導電動機１を制御するインバータ、これは誘導電動
機１の駆動のための電圧を生じ、６つのパワートランジ
スタ又はＭＯＳ−ＰＥＴやＩＧＢＴとから構成される３
相半波ブリッジインバータ、１９はインバータ１８から
誘導電動機１に印加される電圧を検出する電圧検出用パ
ルス変換器である。
【００１２】上記構成の誘導電動機のスリップ角速度演
算装置を利用してスリップを演算する方法をさらに具体
的に述べる。
算装置を利用してスリップを演算する方法をさらに具体
的に述べる。
【００１３】任意の同期角速度ＷＳで回転するｄ−ｑ軸
に対する誘導電動機１の同方程式は次のごとく表わされ
る。 Ｖｑｓ＝Ｒｓｉｑｓ＋Ｗｓφｄｓ＋（ｄ／ｄｔ）φｑｓ Ｖｄｓ＝Ｒｓｉｄｓ−Ｗｓφｑｓ＋（ｄ／ｄｔ）φｄｓ ０＝Ｒｒｉｑｒ＋（Ｗｓ−Ｗｒ）φｄｒ＋（ｄ／ｄｔ）φｑｒ ０＝Ｒｒｉｄｒ−（Ｗｓ−Ｗｒ）φｑｒ＋（ｄ／ｄｔ）φｄｒ ……（１） ここで、 Ｖｑｓ：ｑ軸固定子電圧 Ｖｄｓ：ｄ軸固定子電圧 ｉｑｓ：ｑ軸固定子電流 ｉｄｓ：ｄ軸固定子電流 φｑｓ：ｑ軸固定子磁束 φｄｓ：ｄ軸固定子磁束 φｑｒ：ｑ軸回転子磁束 φｄｒ：ｄ軸回転子磁束 Ｗｓ：同期角速度 Ｗｒ：回転子速度 Ｒｓ：固定子抵抗 Ｒｒ：回転子抵抗
に対する誘導電動機１の同方程式は次のごとく表わされ
る。 Ｖｑｓ＝Ｒｓｉｑｓ＋Ｗｓφｄｓ＋（ｄ／ｄｔ）φｑｓ Ｖｄｓ＝Ｒｓｉｄｓ−Ｗｓφｑｓ＋（ｄ／ｄｔ）φｄｓ ０＝Ｒｒｉｑｒ＋（Ｗｓ−Ｗｒ）φｄｒ＋（ｄ／ｄｔ）φｑｒ ０＝Ｒｒｉｄｒ−（Ｗｓ−Ｗｒ）φｑｒ＋（ｄ／ｄｔ）φｄｒ ……（１） ここで、 Ｖｑｓ：ｑ軸固定子電圧 Ｖｄｓ：ｄ軸固定子電圧 ｉｑｓ：ｑ軸固定子電流 ｉｄｓ：ｄ軸固定子電流 φｑｓ：ｑ軸固定子磁束 φｄｓ：ｄ軸固定子磁束 φｑｒ：ｑ軸回転子磁束 φｄｒ：ｄ軸回転子磁束 Ｗｓ：同期角速度 Ｗｒ：回転子速度 Ｒｓ：固定子抵抗 Ｒｒ：回転子抵抗
【００１４】一般に、ベクトル制御では同期角速度ＷＳ
を次のごとく制御する。 Ｗｓ＝Ｗｒ＋（ＬｍＲｒ／Ｌｒ）×（ｉｑｓ／φｄｒ） ……（２） ここで、 Ｌｍ：回転子及び固定子の相互インダクタンス Ｌｒ：回転子インダクタンス
を次のごとく制御する。 Ｗｓ＝Ｗｒ＋（ＬｍＲｒ／Ｌｒ）×（ｉｑｓ／φｄｒ） ……（２） ここで、 Ｌｍ：回転子及び固定子の相互インダクタンス Ｌｒ：回転子インダクタンス
【００１５】つまり、上記式（２）の右辺項二番目項が
スリップ角速度ＷＳ１を表わすものであって（ＷＳ＝Ｗ
ｒ＋ＷＳ１）、上記式（１）の一番目式からスリップ角
速度ＷＳ１を演算すると次のとおり与えられる。 Ｗｓ１＝｛Ｖｑｓ−ｉｑｓＲｓ−（ｄ／ｄｔ）φｑｓ｝／φｄｓ−Ｗｒ ……（３） ここで、ｑ軸固定子電圧Ｖｑｓは、電圧検出用パルス変
換器１９により検出された電圧に基づき演算され、回転
磁束度Ｗｒは誘導電動機１の速度を検出するエンコーダ
２の出力パルスに基づき演算され、ｑ軸固定子電流ｉｑ
ｓはホールセンサにより検出される。また、ｄ軸固定子
磁束φｄｓは、φｄｓ＝ＬＳｉｄｓ＋Ｌｍｉｄｒから演
算する（ここで、ＬＳは固定子インダクタンスであ
る）。一方、ベクトル制御時ｄ軸回転子電流ｉｄｒは、
ゼロになるため実際のｄ軸固定子磁束φｄｓはφｄｓ＝
ＬＳｉｄｓとなる。
スリップ角速度ＷＳ１を表わすものであって（ＷＳ＝Ｗ
ｒ＋ＷＳ１）、上記式（１）の一番目式からスリップ角
速度ＷＳ１を演算すると次のとおり与えられる。 Ｗｓ１＝｛Ｖｑｓ−ｉｑｓＲｓ−（ｄ／ｄｔ）φｑｓ｝／φｄｓ−Ｗｒ ……（３） ここで、ｑ軸固定子電圧Ｖｑｓは、電圧検出用パルス変
換器１９により検出された電圧に基づき演算され、回転
磁束度Ｗｒは誘導電動機１の速度を検出するエンコーダ
２の出力パルスに基づき演算され、ｑ軸固定子電流ｉｑ
ｓはホールセンサにより検出される。また、ｄ軸固定子
磁束φｄｓは、φｄｓ＝ＬＳｉｄｓ＋Ｌｍｉｄｒから演
算する（ここで、ＬＳは固定子インダクタンスであ
る）。一方、ベクトル制御時ｄ軸回転子電流ｉｄｒは、
ゼロになるため実際のｄ軸固定子磁束φｄｓはφｄｓ＝
ＬＳｉｄｓとなる。
【００１６】上記式（３）でｄφｑｓ／ｄｔ項は、磁束
が瞬時大きく変わる場合にのみ表われるため、もし、マ
イクロプロセッサの演算時サンプリングタイムｄｔが小
さい場合には、ゼロとみなしうるため、次式によりほと
んど正確なスリップ角速度ＷＳ１を演算することができ
る。 Ｗｓ１＝（Ｖｑｓ−ｉｑｓＲｓ）／φｄｓ−Ｗｒ ……（４）
が瞬時大きく変わる場合にのみ表われるため、もし、マ
イクロプロセッサの演算時サンプリングタイムｄｔが小
さい場合には、ゼロとみなしうるため、次式によりほと
んど正確なスリップ角速度ＷＳ１を演算することができ
る。 Ｗｓ１＝（Ｖｑｓ−ｉｑｓＲｓ）／φｄｓ−Ｗｒ ……（４）
【００１７】上述のごとく、誘導電動機１のスリップ角
速度の演算には、抵抗Ｒｒを利用しない代わりに相対的
に変化量の少ない固定子抵抗Ｒｓを利用するため、温度
変化及び磁束変化に対し割りに正確なスリップ角速度Ｗ
Ｓ１を演算することができる。
速度の演算には、抵抗Ｒｒを利用しない代わりに相対的
に変化量の少ない固定子抵抗Ｒｓを利用するため、温度
変化及び磁束変化に対し割りに正確なスリップ角速度Ｗ
Ｓ１を演算することができる。
【００１８】次に、図３を図２に関連づけて述べる。ま
ず、ステップＳ１では誘導電動機１回転子の正常速度命
令値Ｗｒ＊が外部より入力され、エンコーダ２により検
出された誘導電動機１の現在速度値がパルス波になる
と、パルス係数がカウンタ３によりパルス個数（現在速
度値）がカウントされて現在速度値Ｗｒに入力される。
ず、ステップＳ１では誘導電動機１回転子の正常速度命
令値Ｗｒ＊が外部より入力され、エンコーダ２により検
出された誘導電動機１の現在速度値がパルス波になる
と、パルス係数がカウンタ３によりパルス個数（現在速
度値）がカウントされて現在速度値Ｗｒに入力される。
【００１９】すると、ステップＳ２では、加合部Ｇ１で
誘導電動機の正常速度命令値Ｗｒ*と現在速度値Ｗｒと
を比較した結果、速度誤差が生じた場合（ｙｅｓのと
き、Ｗｒ*≠Ｗ）には、ステップＳ３に進んで速度誤差
値ｅ１を速度比例積分制御部４に入力し比例積分制御を
行う。
誘導電動機の正常速度命令値Ｗｒ*と現在速度値Ｗｒと
を比較した結果、速度誤差が生じた場合（ｙｅｓのと
き、Ｗｒ*≠Ｗ）には、ステップＳ３に進んで速度誤差
値ｅ１を速度比例積分制御部４に入力し比例積分制御を
行う。
【００２０】むろん、ステップＳ２での比較結果、速度
誤差が生じなかった場合（ＮＯのときＷｒ*＝Ｗ）には
速度誤差判別動作を続ける。次いで、ステップＳ４では
ホールセンサにより検出された誘導電動機の３相電流
（ｉａ，ｉｂ，ｉｃ：ｉｃに検出された相電流ｉａ，ｉ
ｂに基づき演算される）に基づき演算されたｄ−ｑ軸固
定子電流ｉｄｓ，ｉｑｓと、パルス変換器１９により検
出された誘導電動機の３相電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに基づ
き演算されたｄ−ｑ軸固定子電圧ＶｄＳ，ＶｑＳを利用
して、磁束演算部８でｄ軸回転子磁束φｄｒを演算す
る。
誤差が生じなかった場合（ＮＯのときＷｒ*＝Ｗ）には
速度誤差判別動作を続ける。次いで、ステップＳ４では
ホールセンサにより検出された誘導電動機の３相電流
（ｉａ，ｉｂ，ｉｃ：ｉｃに検出された相電流ｉａ，ｉ
ｂに基づき演算される）に基づき演算されたｄ−ｑ軸固
定子電流ｉｄｓ，ｉｑｓと、パルス変換器１９により検
出された誘導電動機の３相電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに基づ
き演算されたｄ−ｑ軸固定子電圧ＶｄＳ，ＶｑＳを利用
して、磁束演算部８でｄ軸回転子磁束φｄｒを演算す
る。
【００２１】これにより、ステップＳ５では、誘導電動
機１の速度に応じて磁束命令値発生部５により生じたｄ
軸回転子磁束φ*ｄｒと磁束演算部８により演算された
ｄ 軸回転子磁束φｄｒを加合部Ｇ３で比較した結果、
磁束誤差が生じた場合（ｙｅｓのとき、φ*ｄｒ≠ｄ
ｒ）には、ステップＳ６に進んで磁束誤差値ｅ３を磁束
比例積分制御部１０に入力して比較積分制御する。次
いで、ステップＳ７ではスリップ角速度演算部９が電流
変換部６により変換されたｑ軸固定子電流ｉｑＳと電圧
変換部７により変換されたｑ軸固定子電圧ＶｑＳの入力
を受けて、上記式（４）を利用して誘導電動機１のスリ
ップ角速度ＷＳ１を演算し、ステップＳ８では加合部Ｇ
２で誘導電動機１の現在速度値Ｗｒとスリップ角速度Ｗ
Ｓ１を合算し、同期角速度ＷＳを積分器１１を利用して
積分しロムテーブル１２に入力する。
機１の速度に応じて磁束命令値発生部５により生じたｄ
軸回転子磁束φ*ｄｒと磁束演算部８により演算された
ｄ 軸回転子磁束φｄｒを加合部Ｇ３で比較した結果、
磁束誤差が生じた場合（ｙｅｓのとき、φ*ｄｒ≠ｄ
ｒ）には、ステップＳ６に進んで磁束誤差値ｅ３を磁束
比例積分制御部１０に入力して比較積分制御する。次
いで、ステップＳ７ではスリップ角速度演算部９が電流
変換部６により変換されたｑ軸固定子電流ｉｑＳと電圧
変換部７により変換されたｑ軸固定子電圧ＶｑＳの入力
を受けて、上記式（４）を利用して誘導電動機１のスリ
ップ角速度ＷＳ１を演算し、ステップＳ８では加合部Ｇ
２で誘導電動機１の現在速度値Ｗｒとスリップ角速度Ｗ
Ｓ１を合算し、同期角速度ＷＳを積分器１１を利用して
積分しロムテーブル１２に入力する。
【００２２】以後、ステップＳ９ではステップＳ３とス
テップＳ６で速度及び磁束を比例積分することにより、
ｑ固定子電流ｉｑ*Ｓとｄ軸固定子電流ｉｄ*Ｓを演算
し、基準電流命令値発生部１３に入力し、ステップＳ１
０ではロムテーブル１２に入力された同期角速度ＷＳか
ら出力されたサイン、コサイン値を入力されて基準電流
命令値発生部１３が相電流命令値ｉａ*，ｉｂ*，ｉｃ*
を発生し、ステップＳ１１ではこの相電流命令値ｉ
ａ*，ｉｂ*，ｉｃ*とホールセンサにより検出された３
相電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃとを比較した結果、誤差が生じ
た場合（ｙｅｓのとき、ｉａ*，ｉｂ*，ｉｃ*＝ｉａ，
ｉｂ，ｉｃ）にはステップＳに進んで誤差値を電 流比
例積分制御器１４に入力し比例積分制御した後、ステッ
プＳ１３に進んで比較器１６反転入力端子（−）に入力
された電流比例積分制御器１４の制御出力値と三角波発
生器１５より比較器１６の比反転入力端子（＋）に入力
された三角波とを比べる。
テップＳ６で速度及び磁束を比例積分することにより、
ｑ固定子電流ｉｑ*Ｓとｄ軸固定子電流ｉｄ*Ｓを演算
し、基準電流命令値発生部１３に入力し、ステップＳ１
０ではロムテーブル１２に入力された同期角速度ＷＳか
ら出力されたサイン、コサイン値を入力されて基準電流
命令値発生部１３が相電流命令値ｉａ*，ｉｂ*，ｉｃ*
を発生し、ステップＳ１１ではこの相電流命令値ｉ
ａ*，ｉｂ*，ｉｃ*とホールセンサにより検出された３
相電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃとを比較した結果、誤差が生じ
た場合（ｙｅｓのとき、ｉａ*，ｉｂ*，ｉｃ*＝ｉａ，
ｉｂ，ｉｃ）にはステップＳに進んで誤差値を電 流比
例積分制御器１４に入力し比例積分制御した後、ステッ
プＳ１３に進んで比較器１６反転入力端子（−）に入力
された電流比例積分制御器１４の制御出力値と三角波発
生器１５より比較器１６の比反転入力端子（＋）に入力
された三角波とを比べる。
【００２３】これにより、ステップＳ１３では比較器１
６の比較出力値をパルス幅変調信号発生器１７に入力
し、基本パルス幅変調信号を生ぜしめた後、ステップ１
４でこれを６つの信号に分配し、ステップＳ１５では上
記分配された６つのパルス幅変調信号をインバータ１８
に印加する。
６の比較出力値をパルス幅変調信号発生器１７に入力
し、基本パルス幅変調信号を生ぜしめた後、ステップ１
４でこれを６つの信号に分配し、ステップＳ１５では上
記分配された６つのパルス幅変調信号をインバータ１８
に印加する。
【００２４】すると、インバータ１８は誘導電動機１に
入力される３相電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを発生させ、３相
電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃを誘起せしめた後、誘導電動機に
入力することよって、その駆動を制御する。
入力される３相電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを発生させ、３相
電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃを誘起せしめた後、誘導電動機に
入力することよって、その駆動を制御する。
【００２５】一方、上記基本パルス幅変調信号を６つの
信号に分配する理由は、インバータ１８を構成する６つ
のスイッチパワー素子を駆動するためであり、上記スイ
ッチパワー素子はパワートランジスタ又はＭＯＳ−ＦＥ
ＴやＩＧＢＴにて構成される３相反波ブリッジである。
信号に分配する理由は、インバータ１８を構成する６つ
のスイッチパワー素子を駆動するためであり、上記スイ
ッチパワー素子はパワートランジスタ又はＭＯＳ−ＦＥ
ＴやＩＧＢＴにて構成される３相反波ブリッジである。
【００２６】なお、この発明は上記実施例に限定され
ず、この発明の概念を離脱することなく、種々の変形実
施が可能である。
ず、この発明の概念を離脱することなく、種々の変形実
施が可能である。
【００２７】
【発明の効果】上述のように、この発明の誘導電動機の
制御方法によれば、マイクロプロセッサを利用し誘導電
動機の電圧、電流及び速度により簡単な演算方法で誘導
電動機のスリップ量を演算し、これを補った後、誘導電
動機の駆動制御によって回転速度が制御でき、かつ演算
動作を簡便に行いうる極めて優れる効果を有する。
制御方法によれば、マイクロプロセッサを利用し誘導電
動機の電圧、電流及び速度により簡単な演算方法で誘導
電動機のスリップ量を演算し、これを補った後、誘導電
動機の駆動制御によって回転速度が制御でき、かつ演算
動作を簡便に行いうる極めて優れる効果を有する。
【図１】従来例による誘導電動機速度制御装置の概要図
である。
である。
【図２】この発明に適用される演算装置の制御ブロック
図である。
図である。
【図３】この発明に適用される演算方法のフローチャー
トの前半部である。
トの前半部である。
【図４】この発明に適用される演算方法のフローチャー
トの後半部である。
トの後半部である。
１ 誘導電動機 ２ エンコーダ ３ パルス系数カウンタ ４ 速度比例積分制御部 ５ 磁束命令値発生部 ６ 電流変換部 ７ 電圧変換部 ８ 磁束演算部 ９ スリップ角速度演算部 １０ 磁束比例積分制御部 １１ 積分器 １２ ロムテーブル １３ 基準電流命令値発生部 １４ 電流比例積分制御部 １５ 三角波発生部 １６ 比較器 １７ パルス幅変調信号発生器 １８ インバータ １９ パルス変換器
Claims (6)
- 【請求項１】 誘導電動機の正常速度命令値を入力する
過程１と、 前記過程１で入力された正常速度命令値と前記誘導電動
機の現在速度値とを比較する過程２と、 前記過程２の比較において速度誤差が生じた場合には、
速度誤差値を比例積分する過程３と、 前記誘導電動機の３相電流に基づき演算されたｄ−ｑ軸
固定子電流と、該誘導電動機の３相電圧に基づき演算さ
れたｄ−ｑ軸固定子電圧とに基づいて、ｄ軸回転子磁束
を演算する過程４と、 前記誘導電動機の現在速度値に応じたｄ軸回転子磁束と
前記過程４で演算されたｄ軸回転子磁束とを比較する過
程５と、 前記過程５の比較において磁束誤差が生じた場合には、
磁束誤差値を比例積分する過程６と、 前記誘導電動機の３相電流に基づき演算されたｑ軸固定
子電流と、該誘導電動機の３相電圧に基づき演算された
ｑ軸固定子電圧とに基づいて、前記誘導電動機のスリッ
プ角速度を演算する過程７と、 前記誘導電動機の現在速度値と前記過程７で演算された
スリップ角速度とを加算し、該誘導電動機の同期角速度
を求める過程８と、 前記過程３および前記過程６の比例積分結果により、ｑ
軸固定子電流とｄ軸固定子電流を演算する過程９と、 前記過程８で求められた同期角速度に基づいて、相電流
命令値を算出する過程１０と、 前記過程１０で算出された相電流命令値と所定の検出器
により検出された３相電流とを比較する過程１１と、 前記過程１１の比較において誤差が生じた場合には、誤
差値を比例積分する過程１２と、 前記過程１２の比例積分結果と所定の三角波とに基づい
て、基本パルス幅変調信号を生成する過程１３と、 前記過程１３で生成された基本パルス幅変調信号を分配
する過程１４と、 分配された基本パルス幅変調信号に基づいて、前記誘導
電動機を制御する過程１５と からなることを特徴とする
誘導電動機の制御方法。 - 【請求項２】 請求項１記載の誘導電動機の制御方注に
おいて、 前記所定の検出器はホールセンサである ことを特徴とす
る誘導電動機の制御方法。 - 【請求項３】 請求項１または請求項２のいずれかに記
載の誘導電動機の制御方法において、 前記過程７における前記スリップ角速度の演算式は、 Ｗｓ１＝｛（Ｖｑｓ−ｉｑｓＲｓ）／φｄｓ｝−Ｗｒ Ｗｓ１：スリップ角速度 Ｖｑｓ：ｑ軸固定子電圧 ｉｑｓ：ｑ軸固定子電流 Ｗｒ ：現在速度値 φｄｓ：ｄ軸固定子磁束 Ｒｓ ：固定子抵抗 である ことを特徴とする誘導電動機の制御方法。 - 【請求項４】 請求項１ないし請求項３のいずれかに記
載の誘導電動機の制御方法において、 前記過程１０は、 前記過程８で求められた同期角速度を所定のロムテーブ
ルに入力することによりサイン、コサイン値を出力し、 該サイン、コサイン値に基づいて、相電流命令値を算出
する ことを特徴とする誘導電動機の制御方法。 - 【請求項５】 請求項１ないし請求項４のいずれかに記
載の誘導電動機の制御方法において、 前記過程１３は 、前記過程１２の比例積分結果を比較器の非反転入力端子
に入力し、 前記所定の三角波を該比較器の反転入力端子に入力し、 該比較器の比較出力値に基づいて、前記基本パルス幅変
調信号を生成する ことを特徴とする誘導電動機の制御方
法。 - 【請求項６】 請求項１ないし請求項５のいずれかに記
載の誘導電動機の制御方法において、 前記過程１５は、 分配された基本パルス幅変調信号を３相半波ズリッジイ
ンバータに印加することにより、３相電圧を発生させ
て、３相電流を誘起させた後、 該３相電流を前記誘導電動機に入力する ことを特徴とす
る誘導電動機の制御方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019910014206A KR940004959B1 (ko) | 1991-08-17 | 1991-08-17 | 유도전동기의 슬립각속도 연산방법 |
| KR199114206 | 1991-08-17 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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| JP2708332B2 true JP2708332B2 (ja) | 1998-02-04 |
Family
ID=19318711
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4218030A Expired - Fee Related JP2708332B2 (ja) | 1991-08-17 | 1992-08-17 | 誘導電動機の制御方法 |
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| KR (1) | KR940004959B1 (ja) |
| DE (1) | DE4227176C2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| US5509504A (en) * | 1994-04-06 | 1996-04-23 | Otis Elevator Company | Velocity regulated, open current loop, variable voltage, variable frequency, linear induction motor drive for an elevator car door |
| JPH08182398A (ja) * | 1994-12-27 | 1996-07-12 | Fuji Electric Co Ltd | 永久磁石形同期電動機の駆動装置 |
| US5502360A (en) * | 1995-03-10 | 1996-03-26 | Allen-Bradley Company, Inc. | Stator resistance detector for use in electric motor controllers |
| US5767653A (en) * | 1995-10-24 | 1998-06-16 | Micro Linear Corporation | Variable speed AC induction motor controller |
| US5689167A (en) * | 1995-10-24 | 1997-11-18 | Micro Linear Corporation | Two-phase electronic control of a three-phase induction motor |
| KR100408050B1 (ko) * | 1996-05-15 | 2004-03-19 | 엘지전자 주식회사 | 유도전동기의벡터제어형인버터 |
| US5714897A (en) * | 1996-06-19 | 1998-02-03 | Micro Linear Corporation | Phase-shifted triangle wave generator |
| US5793168A (en) * | 1996-08-23 | 1998-08-11 | Micro Linear Corporation | Active deceleration circuit for a brushless DC motor |
| US5721479A (en) * | 1996-08-28 | 1998-02-24 | General Electric Company | Induction motor breakdown slip prediction for propulsion traction applications |
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| US5965995A (en) * | 1997-09-18 | 1999-10-12 | Allen-Bradley Company, Llc | Transient inductance tuner for motor control |
| US5859518A (en) * | 1997-12-22 | 1999-01-12 | Micro Linear Corporation | Switched reluctance motor controller with sensorless rotor position detection |
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| KR20040000161A (ko) * | 2002-06-24 | 2004-01-03 | 학교법인 포항공과대학교 | 유도모터의 고정자 자속 추정 장치 및 그 방법 |
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| US7230403B2 (en) * | 2003-04-29 | 2007-06-12 | International Rectifier Corporation | System and method for elimination of DC offset feedback in AC drives |
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| JP4825600B2 (ja) * | 2006-06-28 | 2011-11-30 | 株式会社東芝 | モータ制御装置 |
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| US4215305A (en) * | 1978-10-02 | 1980-07-29 | General Electric Company | Excitation commanding for current fed motor drives |
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| JPS57180387A (en) * | 1981-04-30 | 1982-11-06 | Kyosan Electric Mfg Co Ltd | Speed controller for induction motor |
| US4469997A (en) * | 1981-05-11 | 1984-09-04 | Imec Corporation | Self generative PWM voltage source inverter induction motor drive |
| US4445080A (en) * | 1981-11-25 | 1984-04-24 | The Charles Stark Draper Laboratory, Inc. | System for indirectly sensing flux in an induction motor |
| EP0157202B1 (en) * | 1984-03-08 | 1989-10-04 | Kabushiki Kaisha Meidensha | Digital pwmed pulse generator |
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| JPS6416283A (en) * | 1987-07-07 | 1989-01-19 | Fuji Electric Co Ltd | Variable speed driving device for induction motor |
| JPH07108119B2 (ja) * | 1987-08-08 | 1995-11-15 | 三菱電機株式会社 | 誘導電動機制御装置 |
| EP0310050B1 (en) * | 1987-09-29 | 1994-06-15 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Control apparatus for induction machine |
| JPS6489988A (en) * | 1987-09-29 | 1989-04-05 | Toshiba Corp | Induction machine controller |
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- 1991-08-17 KR KR1019910014206A patent/KR940004959B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1992
- 1992-08-14 US US07/929,389 patent/US5278486A/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-08-17 FR FR9210086A patent/FR2681194B1/fr not_active Expired - Fee Related
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- 1992-08-17 JP JP4218030A patent/JP2708332B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| DE4227176C2 (de) | 1997-04-30 |
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