JPH10174499A - 永久磁石型同期電動機のセンサレス制御方法及び装置 - Google Patents
永久磁石型同期電動機のセンサレス制御方法及び装置Info
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- JPH10174499A JPH10174499A JP8325345A JP32534596A JPH10174499A JP H10174499 A JPH10174499 A JP H10174499A JP 8325345 A JP8325345 A JP 8325345A JP 32534596 A JP32534596 A JP 32534596A JP H10174499 A JPH10174499 A JP H10174499A
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 21
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
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- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 1
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
- H02P21/18—Estimation of position or speed
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- H02P21/04—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for very low speeds
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- H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/26—Rotor flux based control
-
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
- H02P6/17—Circuit arrangements for detecting position and for generating speed information
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 全速度域で磁軸を指定でき、速度指令に関わ
りなく連続的に速度制御可能な制御方法を提供する。 【解決手段】 永久磁石型同期電動機の零速から高速度
域までを連続的に制御するためのセンサレス制御方法に
おいて、電動機の磁軸をｄ、ｄ軸から９０°進んだ軸を
ｑとし、真の電動機回転速度ωRで回転する座標ｄ−ｑ
軸と電動機の指定磁軸をγ、γ軸から９０°進んだ軸を
δとするγ−δ軸を設定し、γ−δ軸の回転速度ωRγ
を決定する際に、回転速度指令ωRREFの絶対値が大きく
なるに従って小さくなるように設定される分配ゲインＫ
１と回転速度指令ωRREFの絶対値が大きくなるに従って
大きくなるように設定される分配ゲインＫ２を用意し、
回転速度指令ωRREFにＫ１を、同期電動機の誘起電圧も
しくは誘起電圧推定値より求めた速度推定値ωRPにＫ２
をそれぞれ乗じたものを加算することにより指定磁軸の
γ−δ軸の回転速度ωRγを決定する。
りなく連続的に速度制御可能な制御方法を提供する。 【解決手段】 永久磁石型同期電動機の零速から高速度
域までを連続的に制御するためのセンサレス制御方法に
おいて、電動機の磁軸をｄ、ｄ軸から９０°進んだ軸を
ｑとし、真の電動機回転速度ωRで回転する座標ｄ−ｑ
軸と電動機の指定磁軸をγ、γ軸から９０°進んだ軸を
δとするγ−δ軸を設定し、γ−δ軸の回転速度ωRγ
を決定する際に、回転速度指令ωRREFの絶対値が大きく
なるに従って小さくなるように設定される分配ゲインＫ
１と回転速度指令ωRREFの絶対値が大きくなるに従って
大きくなるように設定される分配ゲインＫ２を用意し、
回転速度指令ωRREFにＫ１を、同期電動機の誘起電圧も
しくは誘起電圧推定値より求めた速度推定値ωRPにＫ２
をそれぞれ乗じたものを加算することにより指定磁軸の
γ−δ軸の回転速度ωRγを決定する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、位置検出器、速度
検出器を持たない永久磁石形同期電動機のセンサレス速
度制御方法及び装置に関する。
検出器を持たない永久磁石形同期電動機のセンサレス速
度制御方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】永久磁石を回転子とするブラシレスＤＣ
電動機を同期電動機として運転する場合、回転子の絶対
位置を得て、正確な電流制御を行う必要がある。回転子
の絶対位置を得るためには、エンコーダやレゾルバなど
の回転子位置検出器を用いることが一般的であるが、配
線や構造の複雑さ、価格や使用環境などについて問題が
あるため、回転子位置検出器を用いないで回転子の磁極
位置を求める方法が提案されている。従来の永久磁石形
同期電動機の磁極位置推定方法としては、 ［１］ 電学論Ｄ、１１３巻、５号、平成５ ｐ５７９
〜５８６、 ［２］ 電学論Ｄ、１１４巻、５号、平成６ ｐ５９１
〜５９２、 ［３］ 電学論Ｄ、１１５巻、４号、平成７ ｐ４２０
〜４２７が知られている。 ［１］は、固定子上に設定された軸α−β座標系に変換
されたステータ電流ｉα，ｉβを観測値、ステータ電圧
ｖα，ｖβを入力とし、α−β軸座標系の磁束λα，λ
β、および回転子速度を適応則を用いて推定する方法で
ある。［２］は、α−β座標系に変換されたステータ電
流ｉα，ｉβを観測値、ステータ電圧ｖα，ｖβを入力
とし、α−β軸座標系におけるα軸方向に発生する誘起
電圧εα、β軸方向に発生する誘起電圧εβを外乱とし
て推定する方法である。［３］は、回転子上に設定し
た、同期速度で回転するγ−δ座標系に変換されたステ
ータ電流ｉγ，ｉδと、モデルより算出された電流計算
値ｉγ0、ｉδ0との差より、γ−δ軸とｄ−ｑ軸とのず
れ角θeを推定する方法である。
電動機を同期電動機として運転する場合、回転子の絶対
位置を得て、正確な電流制御を行う必要がある。回転子
の絶対位置を得るためには、エンコーダやレゾルバなど
の回転子位置検出器を用いることが一般的であるが、配
線や構造の複雑さ、価格や使用環境などについて問題が
あるため、回転子位置検出器を用いないで回転子の磁極
位置を求める方法が提案されている。従来の永久磁石形
同期電動機の磁極位置推定方法としては、 ［１］ 電学論Ｄ、１１３巻、５号、平成５ ｐ５７９
〜５８６、 ［２］ 電学論Ｄ、１１４巻、５号、平成６ ｐ５９１
〜５９２、 ［３］ 電学論Ｄ、１１５巻、４号、平成７ ｐ４２０
〜４２７が知られている。 ［１］は、固定子上に設定された軸α−β座標系に変換
されたステータ電流ｉα，ｉβを観測値、ステータ電圧
ｖα，ｖβを入力とし、α−β軸座標系の磁束λα，λ
β、および回転子速度を適応則を用いて推定する方法で
ある。［２］は、α−β座標系に変換されたステータ電
流ｉα，ｉβを観測値、ステータ電圧ｖα，ｖβを入力
とし、α−β軸座標系におけるα軸方向に発生する誘起
電圧εα、β軸方向に発生する誘起電圧εβを外乱とし
て推定する方法である。［３］は、回転子上に設定し
た、同期速度で回転するγ−δ座標系に変換されたステ
ータ電流ｉγ，ｉδと、モデルより算出された電流計算
値ｉγ0、ｉδ0との差より、γ−δ軸とｄ−ｑ軸とのず
れ角θeを推定する方法である。
【０００３】しかし、上述した従来の方法では、［１］
については、極性のある永久磁石形同期電動機に採用し
た場合は、α−β座標上では、インダクタンスが電動機
回転子角θrの関数となり、状態方程式が複雑であり、
オブザーバを構成する際、計算量が増大し、実用化が困
難である。また磁束λα、λβを未知量としているた
め、状態方程式は、回転子速度０において不可観測とな
り、推定器自体が不安定となる。［２］については、α
−β軸に変換した誘起電圧は交流量となるため、オブザ
ーバの極を大きく設定しなければ実際量と推定量との位
相差が発生し、使い物にならなくなる。［３］は、
［１］，［２］に比較し、簡便な手法であり、しかも、
ｄ−ｑ軸とほぼ同期した角速度で回転するγ−δ軸を基
準として考えているため、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸のズレθ
eが小さいときは、状態方程式も複雑化せず、実用化に
関してすぐれた方法である。しかし、実際値と比較する
ものが、ｄ−ｑ軸にγ−δ軸が一致したときのモデルか
ら単純に導かれた計算値であり、ズレθeがモデル化誤
差などにより、正しく推定できるとは限らない。さら
に、［３］の文献では、高速域では誘起電圧または誘起
電圧の推定値より速度推定値及びｄ軸とγ軸との誤差を
推定し、ｄ軸にγ軸を一致させながら速度制御を実施す
る方法をとっている。しかしながらこの手法は誘起電圧
が充分高い領域でしか精度が出ず、また零速では推定不
能である。そこで突極形の同期電動機の場合は、ｄ軸方
向とｑ軸方向のインダクタンスが異なるという性質を利
用し、電動機停止中にインダクタンスを測定すればその
値の変化より、ｄ軸を知ることが可能である。一方、非
突極形の同期電動機の場合は、どの極もインダクタンス
は同じであり、上記手法は使えない。もし、無負荷であ
れば、ある方向に直流電流を流すと、同期機の磁軸はそ
の方向に一致するように動く性質がある。従って、指定
磁軸に電流を流すと充分に時間が経てば磁軸は指定磁軸
と一致し、結果として磁軸が分かることになる。
については、極性のある永久磁石形同期電動機に採用し
た場合は、α−β座標上では、インダクタンスが電動機
回転子角θrの関数となり、状態方程式が複雑であり、
オブザーバを構成する際、計算量が増大し、実用化が困
難である。また磁束λα、λβを未知量としているた
め、状態方程式は、回転子速度０において不可観測とな
り、推定器自体が不安定となる。［２］については、α
−β軸に変換した誘起電圧は交流量となるため、オブザ
ーバの極を大きく設定しなければ実際量と推定量との位
相差が発生し、使い物にならなくなる。［３］は、
［１］，［２］に比較し、簡便な手法であり、しかも、
ｄ−ｑ軸とほぼ同期した角速度で回転するγ−δ軸を基
準として考えているため、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸のズレθ
eが小さいときは、状態方程式も複雑化せず、実用化に
関してすぐれた方法である。しかし、実際値と比較する
ものが、ｄ−ｑ軸にγ−δ軸が一致したときのモデルか
ら単純に導かれた計算値であり、ズレθeがモデル化誤
差などにより、正しく推定できるとは限らない。さら
に、［３］の文献では、高速域では誘起電圧または誘起
電圧の推定値より速度推定値及びｄ軸とγ軸との誤差を
推定し、ｄ軸にγ軸を一致させながら速度制御を実施す
る方法をとっている。しかしながらこの手法は誘起電圧
が充分高い領域でしか精度が出ず、また零速では推定不
能である。そこで突極形の同期電動機の場合は、ｄ軸方
向とｑ軸方向のインダクタンスが異なるという性質を利
用し、電動機停止中にインダクタンスを測定すればその
値の変化より、ｄ軸を知ることが可能である。一方、非
突極形の同期電動機の場合は、どの極もインダクタンス
は同じであり、上記手法は使えない。もし、無負荷であ
れば、ある方向に直流電流を流すと、同期機の磁軸はそ
の方向に一致するように動く性質がある。従って、指定
磁軸に電流を流すと充分に時間が経てば磁軸は指定磁軸
と一致し、結果として磁軸が分かることになる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしこれらの手法は
低速時にしか使用できず、ある速度以上で、推定方法を
前記［３］の文献記載の手法に切り替える必要があっ
た。この切り替え速度は機種により異なるし、急な切り
替えはトルクに変動を及ぼすこと、基本的に低速時と高
速時で異なるアルゴリズムを用意する必要があるなど設
計及び制御が煩雑であるという問題があった。そこで本
発明が解決しようとする課題は、全速度域で磁軸を指定
でき、速度指令に関わりなく連続的に速度制御可能な制
御方法及び装置を提供することにある。
低速時にしか使用できず、ある速度以上で、推定方法を
前記［３］の文献記載の手法に切り替える必要があっ
た。この切り替え速度は機種により異なるし、急な切り
替えはトルクに変動を及ぼすこと、基本的に低速時と高
速時で異なるアルゴリズムを用意する必要があるなど設
計及び制御が煩雑であるという問題があった。そこで本
発明が解決しようとする課題は、全速度域で磁軸を指定
でき、速度指令に関わりなく連続的に速度制御可能な制
御方法及び装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するた
め、本発明の永久磁石型同期電動機のセンサレス制御方
法は、永久磁石を回転子とする永久磁石型同期電動機の
零速から高速度域までを連続的に制御するためのセンサ
レス制御方法において、同期電動機の固定子の一つの相
をα軸、α軸から電気角９０°正回転方向をβ軸とする
α−β空間座標系において電動機の磁軸をｄ、ｄ軸から
９０°進んだ軸をｑとし、真の電動機回転速度ωRで回
転する座標ｄ−ｑ軸と電動機の指定磁軸をγ、γ軸から
９０°進んだ軸をδとするγ−δ軸を設定し、γ−δ軸
の回転速度ωRγを決定する際に、回転速度指令ωRREF
の絶対値が大きくなるに従って小さくなるように設定さ
れる分配ゲインＫ１と回転速度指令ωRREFの絶対値が大
きくなるに従って大きくなるように設定される分配ゲイ
ンＫ２を用意し、回転速度指令ωRREFにＫ１を、同期電
動機の誘起電圧もしくは誘起電圧推定値より求めた速度
推定値ωRPにＫ２をそれぞれ乗じたものを加算すること
により指定磁軸のγ−δ軸の回転速度ωRγを決定する
ものである。さらに、γ軸電流指令値ｉγREFを決定す
る際に、低速域指令値ｉγREFLに分配ゲインＫ１を、通
常速度域指令値ｉγREFHに分配ゲインＫ２をそれぞれ乗
じたものを加算することによりγ軸電流指令値ｉγREF
を決定することができ、また。δ軸電流指令値ｉδREF
を、速度指令値ωREFとωRPからなる比例制御項と速度
指令値ωRREFとωRγからなる積分制御項より構成する
ことができる。
め、本発明の永久磁石型同期電動機のセンサレス制御方
法は、永久磁石を回転子とする永久磁石型同期電動機の
零速から高速度域までを連続的に制御するためのセンサ
レス制御方法において、同期電動機の固定子の一つの相
をα軸、α軸から電気角９０°正回転方向をβ軸とする
α−β空間座標系において電動機の磁軸をｄ、ｄ軸から
９０°進んだ軸をｑとし、真の電動機回転速度ωRで回
転する座標ｄ−ｑ軸と電動機の指定磁軸をγ、γ軸から
９０°進んだ軸をδとするγ−δ軸を設定し、γ−δ軸
の回転速度ωRγを決定する際に、回転速度指令ωRREF
の絶対値が大きくなるに従って小さくなるように設定さ
れる分配ゲインＫ１と回転速度指令ωRREFの絶対値が大
きくなるに従って大きくなるように設定される分配ゲイ
ンＫ２を用意し、回転速度指令ωRREFにＫ１を、同期電
動機の誘起電圧もしくは誘起電圧推定値より求めた速度
推定値ωRPにＫ２をそれぞれ乗じたものを加算すること
により指定磁軸のγ−δ軸の回転速度ωRγを決定する
ものである。さらに、γ軸電流指令値ｉγREFを決定す
る際に、低速域指令値ｉγREFLに分配ゲインＫ１を、通
常速度域指令値ｉγREFHに分配ゲインＫ２をそれぞれ乗
じたものを加算することによりγ軸電流指令値ｉγREF
を決定することができ、また。δ軸電流指令値ｉδREF
を、速度指令値ωREFとωRPからなる比例制御項と速度
指令値ωRREFとωRγからなる積分制御項より構成する
ことができる。
【０００６】また、本発明の永久磁石型同期電動機のセ
ンサレス制御装置は、回転速度指令ωRREFの絶対値が大
きくなるに従って小さくなる分配ゲインＫ１と回転速度
指令ωRREFの絶対値が大きくなるに従って大きくなる分
配ゲインＫ２とを設定する分配ゲイン発生器と、低速時
γ軸電流指令ｉγREFLと高速時γ軸電流指令ｉγREFHと
前記分配ゲインＫ１，Ｋ２に基づいてγ軸電流指令ｉγ
REFを発生するγ軸電流指令発生器と、回転速度指令ω
RREFに基づいてδ軸電流ｉδREFを出力する速度コント
ローラと、前記δ軸電流ｉδREFに基づいてδ軸電圧指
令ｖδREFを出力するδ軸電流コントローラと、前記γ
軸電流指令ｉγREFに基づいてγ軸電圧指令ｖγREFを出
力するγ軸電流コントローラと、前記δ軸電圧指令ｖδ
REFとγ軸電圧指令ｖγREFに基づいて同期電動機のイン
バータ回路に電圧の大きさ、位置角を出力するベクトル
制御回路と、前記同期電動機の２相の電流ｉu，ｉwに基
づいてδ軸電流ｉδ及びγ軸電流ｉγを生成する３相２
相変換器と、前記電圧指令ｖδREF、ｖγREF、δ軸電流
ｉδ及びγ軸電流ｉγに基づいて誘起電圧推定値εδ
est（ｋ＋１）及びεγest（ｋ＋１）を出力するととも
に、γ軸電流推定値ｉγest（ｋ＋１）を前記γ軸電流
コントローラに、δ軸電流推定値ｉδest（ｋ＋１）を
前記δ相電流コントローラにそれぞれ出力するγ−δ
軸，電流，誘起電圧推定器と、前記誘起電圧推定値εδ
est（ｋ＋１），εγest（ｋ＋１）に基づいて指令制御
用速度ωRPestを演算する比例制御用速度演算器と、前
記分配ゲインＫ１，Ｋ２及び指令制御用速度ωRPestに
基づいて磁軸の回転速度ωRγestを出力する積分，磁軸
回転用速度演算器と、前記磁軸の回転速度ωRγestに基
づいて電圧の大きさ、位置角を前記インバータ回路に入
力する磁軸演算器とを備えたものである。
ンサレス制御装置は、回転速度指令ωRREFの絶対値が大
きくなるに従って小さくなる分配ゲインＫ１と回転速度
指令ωRREFの絶対値が大きくなるに従って大きくなる分
配ゲインＫ２とを設定する分配ゲイン発生器と、低速時
γ軸電流指令ｉγREFLと高速時γ軸電流指令ｉγREFHと
前記分配ゲインＫ１，Ｋ２に基づいてγ軸電流指令ｉγ
REFを発生するγ軸電流指令発生器と、回転速度指令ω
RREFに基づいてδ軸電流ｉδREFを出力する速度コント
ローラと、前記δ軸電流ｉδREFに基づいてδ軸電圧指
令ｖδREFを出力するδ軸電流コントローラと、前記γ
軸電流指令ｉγREFに基づいてγ軸電圧指令ｖγREFを出
力するγ軸電流コントローラと、前記δ軸電圧指令ｖδ
REFとγ軸電圧指令ｖγREFに基づいて同期電動機のイン
バータ回路に電圧の大きさ、位置角を出力するベクトル
制御回路と、前記同期電動機の２相の電流ｉu，ｉwに基
づいてδ軸電流ｉδ及びγ軸電流ｉγを生成する３相２
相変換器と、前記電圧指令ｖδREF、ｖγREF、δ軸電流
ｉδ及びγ軸電流ｉγに基づいて誘起電圧推定値εδ
est（ｋ＋１）及びεγest（ｋ＋１）を出力するととも
に、γ軸電流推定値ｉγest（ｋ＋１）を前記γ軸電流
コントローラに、δ軸電流推定値ｉδest（ｋ＋１）を
前記δ相電流コントローラにそれぞれ出力するγ−δ
軸，電流，誘起電圧推定器と、前記誘起電圧推定値εδ
est（ｋ＋１），εγest（ｋ＋１）に基づいて指令制御
用速度ωRPestを演算する比例制御用速度演算器と、前
記分配ゲインＫ１，Ｋ２及び指令制御用速度ωRPestに
基づいて磁軸の回転速度ωRγestを出力する積分，磁軸
回転用速度演算器と、前記磁軸の回転速度ωRγestに基
づいて電圧の大きさ、位置角を前記インバータ回路に入
力する磁軸演算器とを備えたものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図１
のフローチャートに従って説明する。分配ゲインＫ１，
Ｋ２（Ｋ１＋Ｋ２＝１）は速度指令ωRREFの関数とし、
図３のように、Ｋ１が低速でゲイン１となり、高速で０
となり、その中間では直線的に変化するように設定して
おく。電流センサより、Ｕ相とＷ相の電流ｉu、ｉwを入
力する（ステップ１）。前回の演算ループて指定したγ
軸の磁軸位置θest（ｋ）を使用し、３相２相変換を実
施し、γ−δ座標系における実電流値ｉγ（ｋ）、ｉδ
（ｋ）を導く（ステップ２）。γ−δ座標系に変換され
た時刻（ｋ＋１）秒時に出力される電圧指令ｖγ
REF（ｋ）、ｖδREF（ｋ）を入力する（ステップ３）。
数１式に従って時刻（ｋ＋１）Ｔｓ秒時のγ−δ軸電流
推定値とｉγest（ｋ＋１）、ｉδest（ｋ＋１）と誘起
電圧推定値εγest（ｋ＋１）、εδest（ｋ＋１）を推
定する（ステップ４）。
のフローチャートに従って説明する。分配ゲインＫ１，
Ｋ２（Ｋ１＋Ｋ２＝１）は速度指令ωRREFの関数とし、
図３のように、Ｋ１が低速でゲイン１となり、高速で０
となり、その中間では直線的に変化するように設定して
おく。電流センサより、Ｕ相とＷ相の電流ｉu、ｉwを入
力する（ステップ１）。前回の演算ループて指定したγ
軸の磁軸位置θest（ｋ）を使用し、３相２相変換を実
施し、γ−δ座標系における実電流値ｉγ（ｋ）、ｉδ
（ｋ）を導く（ステップ２）。γ−δ座標系に変換され
た時刻（ｋ＋１）秒時に出力される電圧指令ｖγ
REF（ｋ）、ｖδREF（ｋ）を入力する（ステップ３）。
数１式に従って時刻（ｋ＋１）Ｔｓ秒時のγ−δ軸電流
推定値とｉγest（ｋ＋１）、ｉδest（ｋ＋１）と誘起
電圧推定値εγest（ｋ＋１）、εδest（ｋ＋１）を推
定する（ステップ４）。
【数１】 公知の通り、εγest（ｋ＋１）＝Ｋε・ωR・ｓｉｎθ
ｅ，εδest（ｋ＋１）＝Ｋε・ωR・ｃｏｓθｅの関係
があるので数２式に従って仮速度推定値ωRφest（ｋ＋
１）を推定する（ステップ５）。
ｅ，εδest（ｋ＋１）＝Ｋε・ωR・ｃｏｓθｅの関係
があるので数２式に従って仮速度推定値ωRφest（ｋ＋
１）を推定する（ステップ５）。
【数２】 γ軸の誘起電圧と、δ軸の誘起電圧の符号より数３式に
従って比例制御に用いるωRP（ｋ＋１）を導出する（ス
テップ６）。
従って比例制御に用いるωRP（ｋ＋１）を導出する（ス
テップ６）。
【数３】 速度指令値に従って図３のように指定された分配ゲイン
を用い、数４式に従って、γ軸の回転速度を指定し、か
つ積分制御に使用される速度推定値ωRγest（ｋ＋１）
を導出する（ステップ７）。
を用い、数４式に従って、γ軸の回転速度を指定し、か
つ積分制御に使用される速度推定値ωRγest（ｋ＋１）
を導出する（ステップ７）。
【数４】 これらの速度推定値より数５式に基づいて（ｋ＋１）Ｔ
ｓ秒時のγ軸の位置θest（ｋ＋１）を指定する（ステ
ップ８）。
ｓ秒時のγ軸の位置θest（ｋ＋１）を指定する（ステ
ップ８）。
【数５】 ステップ７で推定した速度と速度指令を用い数６式にし
たがってγ−δ軸の電流指令ｉδREF（ｋ＋１）を導出
する。数７式に従ってＴ軸電流指令ｉγREFを導出する
（ステップ９）。
たがってγ−δ軸の電流指令ｉδREF（ｋ＋１）を導出
する。数７式に従ってＴ軸電流指令ｉγREFを導出する
（ステップ９）。
【数６】
【数７】 電流指令と電流より（ｋ＋１）Ｔｓ秒時に出力する電圧
指令ｖγREF（ｋ＋１）、ｖδREF（ｋ＋１）を求める
（ステップ１０）。
指令ｖγREF（ｋ＋１）、ｖδREF（ｋ＋１）を求める
（ステップ１０）。
【０００８】本発明において、任意の指定軸γ軸に正方
向の直流電流ｉγREFLを発生させると、真磁軸ｄ軸がγ
軸より負荷角θｅだけ遅れた位相に存在する場合、磁軸
にｉγREFLｓｉｎθｅに比例したγ軸方向へ向かうトル
クが発生する。このため真の磁軸は負荷トルクが０であ
れば、常に指定磁軸γ軸に向かうようなトルクを受け
る。通常制動巻き線を持たない同期機は、ダンピングフ
ァクターがほぼ０のため、ｄ軸はγ軸周りで単振動を起
こすが、本発明では、ωRPからなる比例制御項に速度推
定値をフィードバックすることによってｄ軸の過渡振動
は抑制される。積分に用いられる速度は、γ軸の指定速
度と一致しており、Ｋ１の比率がＫ２より大きく設計さ
れている低速度域では、γ軸の回転速度ωRγは速度指
令値ωRREFに近くなっているため、真の磁軸ｄ軸はγ軸
と平均値的には同速度でしかも速度指令値とほぼ等しい
速度で回転することになる。一方高速域においては、誘
起電圧が十分な値を持つようになるため、γ軸の回転速
度ωRγは平均値的にはｄ軸の回転速度と一致し、γ軸
とｄ軸との角度誤差を補正する様に設定することが可能
である。高速域ではＫ２の比率がＫ１より十分大きく設
計されており、ωRPとωRγも一致するため比例制御と
積分制御項を構成する速度推定値も一致する。このため
結果としてγ軸とｄ軸が一致し、しかも速度指令と速度
が一致することになる。センサレスベクトル制御はγ軸
を磁軸と見なすがｄ軸と一致しているため良好にベクト
ル制御が実施される。しかも本発明では分配ゲインが連
続的に設定されているため低速域と高速域の中間速度域
では、γ軸とｄ軸との誤差が徐々に補正され、低速域か
ら高速域までが同一アルゴリズムで連続的に実行され
る。
向の直流電流ｉγREFLを発生させると、真磁軸ｄ軸がγ
軸より負荷角θｅだけ遅れた位相に存在する場合、磁軸
にｉγREFLｓｉｎθｅに比例したγ軸方向へ向かうトル
クが発生する。このため真の磁軸は負荷トルクが０であ
れば、常に指定磁軸γ軸に向かうようなトルクを受け
る。通常制動巻き線を持たない同期機は、ダンピングフ
ァクターがほぼ０のため、ｄ軸はγ軸周りで単振動を起
こすが、本発明では、ωRPからなる比例制御項に速度推
定値をフィードバックすることによってｄ軸の過渡振動
は抑制される。積分に用いられる速度は、γ軸の指定速
度と一致しており、Ｋ１の比率がＫ２より大きく設計さ
れている低速度域では、γ軸の回転速度ωRγは速度指
令値ωRREFに近くなっているため、真の磁軸ｄ軸はγ軸
と平均値的には同速度でしかも速度指令値とほぼ等しい
速度で回転することになる。一方高速域においては、誘
起電圧が十分な値を持つようになるため、γ軸の回転速
度ωRγは平均値的にはｄ軸の回転速度と一致し、γ軸
とｄ軸との角度誤差を補正する様に設定することが可能
である。高速域ではＫ２の比率がＫ１より十分大きく設
計されており、ωRPとωRγも一致するため比例制御と
積分制御項を構成する速度推定値も一致する。このため
結果としてγ軸とｄ軸が一致し、しかも速度指令と速度
が一致することになる。センサレスベクトル制御はγ軸
を磁軸と見なすがｄ軸と一致しているため良好にベクト
ル制御が実施される。しかも本発明では分配ゲインが連
続的に設定されているため低速域と高速域の中間速度域
では、γ軸とｄ軸との誤差が徐々に補正され、低速域か
ら高速域までが同一アルゴリズムで連続的に実行され
る。
【０００９】
【実施例】図２は本発明のブロック図である。図中１は
分配ゲイン発生器、２は速度コントローラ、３はγ軸電
流指令発生器、４はδ軸電流コントローラ、５はγ軸電
流コントローラ、６はベクトル制御回路、７はインバー
タ回路、８は同期電動機、９は３相２相変換器、１０は
γ−δ軸，電流，誘起電圧推定器、１１は比例制御用速
度演算器、１２は磁軸演算器、１３は積分，磁軸回転用
速度演算器である。図２において、速度指令ωRREFによ
り分配ゲイン発生器１が図３の分配ゲインＫ１，Ｋ２を
作成する。γ軸指令ｉγREFは、ｉγREFL：低速時指
令、ｉγREFH：高速時指令とＫ１，Ｋ２をγ軸電流指令
発生器３に入力して作成する。速度コントローラ２はδ
軸電流ｉδREF（ｋ＋１）を出力し、δ軸電流コントロ
ーラ４及びγ軸電流コントローラ５よりδ、γ軸電圧指
令ｖδREF、ｖγREFを出力し、ベクトル制御回路６に入
力される。ベクトル制御回路６には、磁軸演算器１２よ
りθest（ｋ＋１）を入力し、電圧の大きさ、位置角を
インバータ回路７に入力する。インバータ回路７は同期
電動機８に電流を供給する。３相２相変換器９にｉu，
ｉwを入力し、回転子座標系γ−δ軸電流を作成する。
これをγ−δ軸，電流，誘起電圧推定器１０に入力し、
あわせて電圧指令ｖδREF、ｖγREFを入力する。γ−δ
軸，電流，誘起電圧推定器１０により誘起電圧推定値ε
δest（ｋ＋１），εγest（ｋ＋１）を比例制御用速度
演算器１１に入力し、指令制御用速度ωRPestを出力す
る。一方、ｉγest（ｋ＋１）、ｉδest（ｋ＋１）はδ
軸電流コントローラ４及びγ軸電流コントローラ５に入
力され、電圧指令を作成する。ωRPestとωRREF、分配
ゲインＫ１，Ｋ２が積分，磁軸回転用速度演算器１３に
入力され、磁軸の回転速度ωRγestを出力する。
分配ゲイン発生器、２は速度コントローラ、３はγ軸電
流指令発生器、４はδ軸電流コントローラ、５はγ軸電
流コントローラ、６はベクトル制御回路、７はインバー
タ回路、８は同期電動機、９は３相２相変換器、１０は
γ−δ軸，電流，誘起電圧推定器、１１は比例制御用速
度演算器、１２は磁軸演算器、１３は積分，磁軸回転用
速度演算器である。図２において、速度指令ωRREFによ
り分配ゲイン発生器１が図３の分配ゲインＫ１，Ｋ２を
作成する。γ軸指令ｉγREFは、ｉγREFL：低速時指
令、ｉγREFH：高速時指令とＫ１，Ｋ２をγ軸電流指令
発生器３に入力して作成する。速度コントローラ２はδ
軸電流ｉδREF（ｋ＋１）を出力し、δ軸電流コントロ
ーラ４及びγ軸電流コントローラ５よりδ、γ軸電圧指
令ｖδREF、ｖγREFを出力し、ベクトル制御回路６に入
力される。ベクトル制御回路６には、磁軸演算器１２よ
りθest（ｋ＋１）を入力し、電圧の大きさ、位置角を
インバータ回路７に入力する。インバータ回路７は同期
電動機８に電流を供給する。３相２相変換器９にｉu，
ｉwを入力し、回転子座標系γ−δ軸電流を作成する。
これをγ−δ軸，電流，誘起電圧推定器１０に入力し、
あわせて電圧指令ｖδREF、ｖγREFを入力する。γ−δ
軸，電流，誘起電圧推定器１０により誘起電圧推定値ε
δest（ｋ＋１），εγest（ｋ＋１）を比例制御用速度
演算器１１に入力し、指令制御用速度ωRPestを出力す
る。一方、ｉγest（ｋ＋１）、ｉδest（ｋ＋１）はδ
軸電流コントローラ４及びγ軸電流コントローラ５に入
力され、電圧指令を作成する。ωRPestとωRREF、分配
ゲインＫ１，Ｋ２が積分，磁軸回転用速度演算器１３に
入力され、磁軸の回転速度ωRγestを出力する。
【００１０】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、下
記の効果を奏する。 （１） Ｋ１の比率がＫ２より大きく設計されている低
速度域では、γ軸の回転速度ωRγは速度指令値ωRREF
に近くなっているため、真の磁軸ｄ軸はγ軸と平均値的
には同速度でしかも速度指令値とほぼ等しい速度で回転
することになる。一方高速域ではＫ２の比率がＫ１より
十分大きく設計されており、ωRPとωRγも一致するた
め比例制御と積分制御項を構成する速度推定値も一致す
る。このため結果として良好にベクトル制御が実施され
る。 （２） 分配ゲインが連続的に設定されているため低速
域と高速域の中間速度域では、γ軸とｄ軸との誤差が徐
々に補正され、低速域から高速域までが同一アルゴリズ
ムで連続的に実行される。 （３） δ軸電流指令値ｉδREFを、速度指令値ωREFと
ωRPからなる比例制御項と速度指令値ωRREFとωRγか
らなる積分制御項より構成することにより、ωRPからな
る比例制御項に速度推定値がフィードバックされ、ｄ軸
の過渡振動が抑制される。
記の効果を奏する。 （１） Ｋ１の比率がＫ２より大きく設計されている低
速度域では、γ軸の回転速度ωRγは速度指令値ωRREF
に近くなっているため、真の磁軸ｄ軸はγ軸と平均値的
には同速度でしかも速度指令値とほぼ等しい速度で回転
することになる。一方高速域ではＫ２の比率がＫ１より
十分大きく設計されており、ωRPとωRγも一致するた
め比例制御と積分制御項を構成する速度推定値も一致す
る。このため結果として良好にベクトル制御が実施され
る。 （２） 分配ゲインが連続的に設定されているため低速
域と高速域の中間速度域では、γ軸とｄ軸との誤差が徐
々に補正され、低速域から高速域までが同一アルゴリズ
ムで連続的に実行される。 （３） δ軸電流指令値ｉδREFを、速度指令値ωREFと
ωRPからなる比例制御項と速度指令値ωRREFとωRγか
らなる積分制御項より構成することにより、ωRPからな
る比例制御項に速度推定値がフィードバックされ、ｄ軸
の過渡振動が抑制される。
【図１】 本発明のステップを示すフローチャートであ
る。
る。
【図２】 本発明を実施するための制御系のブロック図
である。
である。
【図３】 本発明に係る分配ゲインＫ１，Ｋ２の関係を
示す説明図である。
示す説明図である。
１ 分配ゲイン発生器、２ 速度コントローラ、３ γ
軸電流指令発生器、４δ軸電流コントローラ、５ γ軸
電流コントローラ、６ ベクトル制御回路、７インバー
タ回路、８ 同期電動機、９ ３相２相変換器、１０
γ−δ軸，電流，誘起電圧推定器、１１ 比例制御用速
度演算器、１２ 磁軸演算器、１３積分，磁軸回転用速
度演算器
軸電流指令発生器、４δ軸電流コントローラ、５ γ軸
電流コントローラ、６ ベクトル制御回路、７インバー
タ回路、８ 同期電動機、９ ３相２相変換器、１０
γ−δ軸，電流，誘起電圧推定器、１１ 比例制御用速
度演算器、１２ 磁軸演算器、１３積分，磁軸回転用速
度演算器
Claims (4)
- 【請求項１】 永久磁石を回転子とする永久磁石型同期
電動機の零速から高速度域までを連続的に制御するため
のセンサレス制御方法において、 同期電動機の固定子の一つの相をα軸、α軸から電気角
９０°正回転方向をβ軸とするα−β空間座標系におい
て電動機の磁軸をｄ、ｄ軸から９０°進んだ軸をｑと
し、真の電動機回転速度ωRで回転する座標ｄ−ｑ軸と
電動機の指定磁軸をγ、γ軸から９０°進んだ軸をδと
するγ−δ軸を設定し、γ−δ軸の回転速度ωRγを決
定する際に、回転速度指令ωRREFの絶対値が大きくなる
に従って小さくなるように設定される分配ゲインＫ１と
回転速度指令ωRREFの絶対値が大きくなるに従って大き
くなるように設定される分配ゲインＫ２を用意し、回転
速度指令ωRREFにＫ１を、同期電動機の誘起電圧もしく
は誘起電圧推定値より求めた速度推定値ωRPにＫ２をそ
れぞれ乗じたものを加算することにより指定磁軸のγ−
δ軸の回転速度ωRγを決定することを特徴とする永久
磁石型同期電動機のセンサレス制御方法。 - 【請求項２】 γ軸電流指令値ｉγREFを決定する際
に、低速域指令値ｉγR EFLに分配ゲインＫ１を、通常速
度域指令値ｉγREFHに分配ゲインＫ２をそれぞれ乗じた
ものを加算することによりγ軸電流指令値ｉγREFを決
定することを特徴とする請求項１記載の永久磁石型同期
電動機のセンサレス制御方法。 - 【請求項３】 δ軸電流指令値ｉδREFを、速度指令値
ωREFとωRPからなる比例制御項と速度指令値ωRREFと
ωRγからなる積分制御項より構成することを特徴とす
る請求項１記載の永久磁石型同期電動機のセンサレス制
御方法。 - 【請求項４】 回転速度指令ωRREFの絶対値が大きくな
るに従って小さくなる分配ゲインＫ１と回転速度指令ω
RREFの絶対値が大きくなるに従って大きくなる分配ゲイ
ンＫ２とを設定する分配ゲイン発生器と、低速時γ軸電
流指令ｉγRE FLと高速時γ軸電流指令ｉγREFHと前記分
配ゲインＫ１，Ｋ２に基づいてγ軸電流指令ｉγREFを
発生するγ軸電流指令発生器と、回転速度指令ωRREFに
基づいてδ軸電流ｉδREFを出力する速度コントローラ
と、前記δ軸電流ｉδREFに基づいてδ軸電圧指令ｖδ
REFを出力するδ軸電流コントローラと、前記γ軸電流
指令ｉγREFに基づいてγ軸電圧指令ｖγREFを出力する
γ軸電流コントローラと、前記δ軸電圧指令ｖδREFと
γ軸電圧指令ｖγREFに基づいて同期電動機のインバー
タ回路に電圧の大きさ、位置角を出力するベクトル制御
回路と、前記同期電動機の２相の電流ｉu，ｉwに基づい
てδ軸電流ｉδ及びγ軸電流ｉγを生成する３相２相変
換器と、前記電圧指令ｖδREF、ｖγREF、δ軸電流ｉδ
及びγ軸電流ｉγに基づいて誘起電圧推定値εδ
est（ｋ＋１）及びεγest（ｋ＋１）を出力するととも
に、γ軸電流推定値ｉγest（ｋ＋１）を前記γ軸電流
コントローラに、δ軸電流推定値ｉδest（ｋ＋１）を
前記δ相電流コントローラにそれぞれ出力するγ−δ
軸，電流，誘起電圧推定器と、前記誘起電圧推定値εδ
est（ｋ＋１），εγest（ｋ＋１）に基づいて指令制御
用速度ωRPestを演算する比例制御用速度演算器と、前
記分配ゲインＫ１，Ｋ２及び指令制御用速度ωRPestに
基づいて磁軸の回転速度ωRγestを出力する積分，磁軸
回転用速度演算器と、前記磁軸の回転速度ωRγestに基
づいて電圧の大きさ、位置角を前記インバータ回路に入
力する磁軸演算器とを備えたことを特徴とする永久磁石
型同期電動機のセンサレス制御装置。
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8325345A JP2858692B2 (ja) | 1996-12-05 | 1996-12-05 | 永久磁石型同期電動機のセンサレス制御方法及び装置 |
| TW086118120A TW352486B (en) | 1996-12-05 | 1997-12-02 | Control method and apparatus for permanent magnetic synchronous motor without sensor |
| PCT/JP1997/004434 WO1998025335A1 (fr) | 1996-12-05 | 1997-12-04 | Procede de commande sans detecteur et appareil pour moteur synchrone a aimant permanent |
| EP97946095A EP0944164B1 (en) | 1996-12-05 | 1997-12-04 | Sensorless control method and apparatus of permanent magnet synchronous motor |
| CN97180338A CN1080950C (zh) | 1996-12-05 | 1997-12-04 | 用于永磁同步电动机的无检测器控制方法和装置 |
| US09/308,919 US6081093A (en) | 1996-12-05 | 1997-12-04 | Sensorless control method and apparatus of permanent magnet synchronous motor |
| DE69736603T DE69736603T2 (de) | 1996-12-05 | 1997-12-04 | Sensorloses steurungsverfahren und permanenterregte synchronmotorvorrichtung |
| KR10-1999-7004929A KR100455630B1 (ko) | 1996-12-05 | 1997-12-04 | 영구자석형 동기전동기의 센서리스 제어방법 및 장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8325345A JP2858692B2 (ja) | 1996-12-05 | 1996-12-05 | 永久磁石型同期電動機のセンサレス制御方法及び装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10174499A true JPH10174499A (ja) | 1998-06-26 |
| JP2858692B2 JP2858692B2 (ja) | 1999-02-17 |
Family
ID=18175779
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8325345A Expired - Fee Related JP2858692B2 (ja) | 1996-12-05 | 1996-12-05 | 永久磁石型同期電動機のセンサレス制御方法及び装置 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6081093A (ja) |
| EP (1) | EP0944164B1 (ja) |
| JP (1) | JP2858692B2 (ja) |
| KR (1) | KR100455630B1 (ja) |
| CN (1) | CN1080950C (ja) |
| DE (1) | DE69736603T2 (ja) |
| TW (1) | TW352486B (ja) |
| WO (1) | WO1998025335A1 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| CN103501148A (zh) * | 2013-09-24 | 2014-01-08 | 江苏大学 | 一种无轴承永磁同步电机无径向位移传感器运行控制方法 |
| JP2014217191A (ja) * | 2013-04-26 | 2014-11-17 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 同期電動機の駆動装置 |
| CN104901600A (zh) * | 2015-05-19 | 2015-09-09 | 南京航空航天大学 | 宽转速范围内永磁同步电机的无位置传感器控制方法 |
| CN104953904A (zh) * | 2015-07-07 | 2015-09-30 | 上海中科深江电动车辆有限公司 | 永磁同步电机弱磁控制方法及装置 |
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|---|---|---|---|---|
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| US6538403B2 (en) | 2000-01-07 | 2003-03-25 | Black & Decker Inc. | Brushless DC motor sensor control system and method |
| US6975050B2 (en) * | 2000-01-07 | 2005-12-13 | Black & Decker Inc. | Brushless DC motor |
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