JPH0787800A - インバータの自動トルクブースト制御およびすべり補償制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 トルク制御特性の向上を図るとともにセンサ
レス速度制御を容易に行うことができ、しかも電動機の
低速域での特性改善ができるようにした。 【構成】 速度指令ω_r＊とすべり角周波数ω_sを第１加
算部１１で加算して出力に１次角周波数ωを得る。電動
機の１次電流を３φ−ｄｑ変換部１９で１次磁束軸に変
換して、１次電流軸成分算出部２０に入力する。算出部
２０の出力ｉ₁γ，ｉ₁δ，ｉ₁γ＊をγ軸およびδ軸Ａ
ＣＲアンプ２３，２４に与えてその出力に誤差電圧成分
ΔＶ₁γ，ΔＶ₁δを得る。この誤差電圧と前記ωに励磁
電流指令値Ｉ₀＊を乗算して得られる電圧指令値Ｖ₁γ
＊，Ｖ₁δ＊とを第３，第４加算部１６，１８で加算し
てその出力にＰＷＭ回路へ与える電圧指令Ｖ₁γ，Ｖ₁δ
を得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明はインバータにより誘導
電動機（ＩＭ）を磁束一定で速度制御するインバータの
自動トルクブースト制御およびすべり補償を行う制御装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、汎用インバータでは、誘導電動機
の速度制御を磁束一定制御で行うために、周波数と電圧
の比を一定制御するＶ／ｆ一定制御が採用されている。
一般に、図１１に示すＴ形等価回路における一次インピ
ーダンスＲ₁，Ｘ₁による電圧降下を無視して、端子電圧
Ｖ₁を周波数ｆに比例して制御すると、低周波数領域で
は一次インピーダンス降下分の影響が大きくなり、励磁
電圧Ｅが低下して負荷が要求するトルクを発生できなく
なる。そのため、従来、汎用のインバータでは図１２に
示すように端子電圧Ｖ₁と周波数ｆの関係を低周波域で
図示実線で示すようにパターンを設定変更して上記問題
を解決していた。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかし、図１２のよう
な固定化されたＶ／ｆパターンでは、負荷が変化したと
きの特性に合ったＶ／ｆ比を誘導電動機に与えることが
困難となり、特に低周波領域でトルク不足となったり、
逆に過励磁になって過電流が流れたりするという欠点を
有していた。

【０００４】この発明は上記の事情に鑑みてなされたも
ので、トルク制御特性の向上を図るとともにすべり補償
も併用してセンサレス速度制御を容易に行うことができ
るようにし、しかも１次，２次抵抗の変動補償を行って
電動機の低速域での特性改善および速度制御特性の改善
を図ったインバータの自動トルクブースト制御およびす
べり補償制御装置を提供することを目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】この発明は上記の目的を
達成するためになされたもので、第１発明はインバータ
に接続された誘導電動機を磁束一定で速度制御するもの
において、誘導電動機の速度指令値ω_r＊と励磁電流指
令値Ｉ₀＊および誘導電動機の１次電流を演算部に入力
し、この演算部にて前記１次電流から１次磁束を基準軸
とするｄ−ｑ軸上の電流成分ｉ_1d，ｉ_1qを３φ−ｄｑ変
換部から求め、この変換部で求められた電流成分ｉ_1d，
ｉ_1qから１次電流軸成分を１次電流軸成分算出部で算出
するとともに、すべり角周波数演算部に前記電流成分と
Ｉ₀＊とを与えてすべり角周波数指令値ω_s＊を得、この
ω_s＊とω_r＊とを加算して出力に１次角周波数ωを送出
し、このωとＩ₀＊とを乗算部で乗算し、この乗算値と
前記１次電流軸成分とを再び乗算して電圧成分Ｖ₁γ＊
＝Ｖ₁γとＶ₁δ＊＝Ｖ₁δを算出し、この電圧成分と前
記ωを演算部からＰＷＭ回路に与えてＰＷＭ信号を発生
してインバータを制御させるようにしたことを特徴とす
るものである。

【０００６】第２発明はγ軸ＡＣＲアンプとδ軸ＡＣＲ
アンプを設け、γ軸ＡＣＲアンプの入力には１次電流軸
成分算出部から出力されるｉ₁γ＊とｉ₁γとの偏差を入
力し、δ軸ＡＣＲアンプの入力にはｉ₁δ＊＝０と、前
記算出部から出力されるｉ₁δとの偏差を入力し、両ア
ンプの出力から誤差電圧成分ΔＶ₁γ，ΔＶ₁δを送出
し、この誤差電圧成分と電圧成分指令値Ｖ₁γ＊，Ｖ₁δ
＊とを加算してその出力にＰＷＭ回路に与えるための電
圧成分Ｖ₁γ，Ｖ₁δを送出することを特徴とするもので
ある。

【０００７】第３発明は誤差電圧成分ΔＶ₁δが零とな
るように２次抵抗Ｒ₂補償アンプを設け、その出力にＲ₂
変化分Ｋ₂を得、このＫ₂とすべり角周波数ω_s＊との積
によりω_s＊を補正した出力を速度指令値と加算させて
２次抵抗変動補償を行うことを特徴とするものである。

【０００８】第４発明は誤差電圧成分ΔＶ₁γが零とな
るように１次抵抗Ｒ₁補償アンプを設け、その出力にＲ₁
変化分Ｋ₁を得、このＫ₁と１次抵抗指令値Ｒ₁＊との積
により１次抵抗変動補償を行うことを特徴とするもので
ある。

【０００９】第５発明はγ軸ＡＣＲアンプとδ軸ＡＣＲ
アンプを比例項と積分項に分け、Ｒ₂補償アンプとＲ₁補
償アンプの誤差電圧成分を各々前記積分項の出力を用い
たことを特徴とするものである。

【００１０】第６発明はすべり角周波数指令値ω_s＊を
（Ｒ₂＊／Ｌ₂＊）・〔（ｉ_1d−Ｉ₀＊）／σ＊ｉ₁ｑ〕を
用いて算出することを特徴とするものである。

【００１１】

【作用】速度指令値ω_r＊と励磁電流指令値Ｉ₀＊および
誘導電動機の１次電流が演算部に入力されると、演算部
内で次のような動作が行われてＰＷＭ回路に電圧成分Ｖ
_iγ，Ｖ₁δと１次角周波数ωが入力される。１次電流が
３φ−ｄｑ変換部に入力されると、１次電流が回転座標
ｄ−ｑ軸へ変換された後、１次電流軸成分算出部に入力
され、この算出部により１次電流軸成分のｉ₁γ，ｓｉ
ｎφ，ｃｏｓφが求められる。また、すべり角周波数演
算部により求められたすべり角周波数指令値ω_s＊と前
記ω_r＊を加算することにより、１次角周波数ωを算出
する。前記１次電流軸成分とωから電圧成分Ｖ₁γ，Ｖ₁
δを演算により求めて、演算部からＶ₁γ，Ｖ₁δおよび
ωをＰＷＭ回路に与える。

【００１２】第２発明では電圧成分をγ，δ軸ＡＣＲア
ンプを設けることにより誤差電圧成分ΔＶ₁γ，ΔＶ₁δ
から求めるようにしたものである。

【００１３】第３発明は２次抵抗Ｒ₂補償アンプを設け
てω_s＊を補正することによりＲ₂の変動を補償するよう
にしたものである。

【００１４】第４発明は１次抵抗Ｒ₁補償アンプを設け
てＲ₁の変動補償を行う。

【００１５】第５発明は比例項と積分項に分けたγ，δ
軸ＡＣＲアンプを設けて、積分項をＲ₂，Ｒ₁補償アンプ
に入力したものである。

【００１６】

【実施例】以下この発明の実施例を図面に基づいて説明
するに当り、まず、汎用インバータのＶ／ｆ一定制御に
適した等価回路として非対称Ｔ−２形等価回路を用い、
この等価回路を変形し、オートトルクブーストとすべり
補償の制御方法を導出する制御原理を述べる。図１は非
対称Ｔ−２形等価回路図を示すもので、図１において、
ＩＭ定数は対称Ｔ形等価回路の定数で、Ｒ₁は１次抵
抗、Ｍは励磁インダクタンス、ｌ₁は１次漏れインダク
タンス、ｌ₂は２次漏れインダクタンス、Ｒ₂は２次抵
抗、Ｓはすべりを用いると次式のような関係となる。

【００１７】 ｘｍ’＝ω・Ｌ₁ ｘσ₂＝ω・Ｌσ₂＝ω・｛（Ｌ₁／Ｍ）²・Ｌ₂−Ｌ₁｝ Ｒ₂’＝（Ｌ₁／Ｍ）²・Ｒ₂ 但し、Ｌ₁＝Ｍ＋ｌ₁，Ｌ₂＝Ｍ＋ｌ₂，ω：１次角周波数 ここで、図１の２次回路を図２に示すように直列から並
列回路に変形してみる。まず、直列→並列変換の一般式
を導出する。並列回路のインピーダンスＺ（ベクトル）
は（１）式で表わされる。

【００１８】

【数１】

【００１９】（１）式より直列回路と並列回路の関係
は、（２），（３）式で表わすことができる。

【００２０】

【数２】

【００２１】

【数３】

【００２２】（２）式と（３）式を割算すると次の関係
が得られる。

【００２３】

【数４】

【００２４】（４）式よりＲ、Ｘは次の（５），（６）
式となる。

【００２５】

【数５】

【００２６】（６）式を（２）式に代入してＲを求める
と次のようになる。

【００２７】

【数６】

【００２８】（５）式を（３）式に代入してＸを求める
と次のようになる。

【００２９】

【数７】

【００３０】（７）式よりＲは次のようになる。

【００３１】

【数８】

【００３２】（８）式よりＸは次のようになる。

【００３３】

【数９】

【００３４】次にすべり角周波数ω_sの第１条件につい
て述べる。上述のように直列→並列変換の結果、図３の
等価回路が得られる。図３は非対称Ｔ−２形等価回路を
変形したもので、図３よりＥ₁は次の関係がある。

【００３５】Ｅ₁＝ＸＩ₀₁＝ＲＩ₂ 上式に（１０），（１１）式を代入すると、次のように
変形できる。

【００３６】

【数１０】

【００３７】次にω_sの第２条件について述べる。図３
より次の関係がある。

【００３８】ωＬ₁Ｉ₀＝ＸＩ₀₁ Ｘに（１１）式を代入して変形し、整理すると（１３）
式のようになる。

【００３９】

【数１１】

【００４０】（１２），（１３）式より次の関係が得ら
れる。

【００４１】

【数１２】

【００４２】（１４）式において（Ｉ₀＋Ｉ₀₁）をｉ_1d
とおき、（１２）式のＩ₀₁に（１４）式を代入すると
（１５）式が得られる。

【００４３】

【数１３】

【００４４】ここで、１次電流基準軸（γ−δ軸）での
制御法について述べる。図３より１次電流を基準とした
ベクトル図を描くと、図４となる。図４より１次磁束を
基準とするｄ−ｑ軸上での１次電圧，電流を求めると、
（１６），（１７）式のようになる。

【００４５】

【数１４】

【００４６】次に、ｄ−ｑ軸と、１次電流基準軸のγ−
δ軸とのなす角をφとする。このときのｄ−ｑ軸とγ−
δ軸との変換行列を求めると、（１８）式のようにな
る。また、γ，δ軸の１次電圧Ｖ₁γ，Ｖ₁δを求める
と、（２０），（２１）式のようになる。

【００４７】

【数１５】

【００４８】上記（２０），（２１）式より１次電流を
基準軸とするγ−δ軸上での制御法について検討して見
る。まず、指令値に符号＊を付して、γ−δ軸上の理想
電圧を求める。この各軸の理想電圧成分をＶ₁γ＊，Ｖ₁
δ＊とすると、次のような（２２），（２３）式にな
る。

【００４９】 Ｖ₁γ＊＝Ｒ₁＊・ｉ₁γ＋ωＬ₁＊・Ｉ₀＊・ｓｉｎφ・・・（２２） Ｖ₁δ＊＝ωＬ₁＊・Ｉ₀＊ｃｏｓφ・・・（２３） また、１次電流の変換式は（２４）式となる。

【００５０】 ｉ₁γ＝ｉ_1dｃｏｓφ＋ｉ_1qｓｉｎφ ｉ₁δ＝−ｉ_1dｓｉｎφ＋ｉ_1qｃｏｓφ・・・（２４） 上記Ｖ₁γ＊，Ｖ₁δ＊を理想電圧としてフィードフォワ
ード項として出力し、すべり角周波数ω_s＊を（１５）
式を用いて、次の（２５）式のように表わす。

【００５１】

【数１６】

【００５２】また、（１２）式を用いてω_s＊を次の
（２６）式のように表わす。

【００５３】

【数１７】

【００５４】次に、１次抵抗Ｒ₁と２次抵抗Ｒ₂が温度に
より変化するときの補償法を検討して見る。なお、
Ｌ₁，Ｌ₂，Ｍは変化しないと仮定する。図４または（２
０）式より、１次電流基準軸では１次抵抗Ｒ₁の変化は
γ軸上にのみ現われ、δ軸上へは影響を与えないことが
判る。そこで、Ｒ₂変動に起因するＥ₁変動の影響は、
γ，δ軸の両方に現われるが、δ軸成分にはＲ₁の影響
が現われない。そのため、１次電流のδ軸成分ｉ₁δ＝
０となるようにδ軸電流アンプを設ける。δ軸電流アン
プ出力ΔＶ₁δをＶ₁δ＊に加算すると、ΔＶ₁δにはＲ₂
変化による誤差電圧が現われる。

【００５５】そこで、前記誤差電圧ΔＶ₁δが零になる
ようにすべり角周波数ω_sを補償すれば、２次抵抗変動
補償が可能となる。次に１次抵抗変動補償について述べ
る。γ軸の１次電流指令値ｉ₁γ＊を（２４）式を用い
て、次の（２７）式で求める。

【００５６】 ｉ₁γ＊＝（Ｉ₀＊＋Ｉ₀₁＊）ｃｏｓφ＋ｉ_1qｓｉｎφ・・・（２７） ここで、Ｉ₀₁＊＝σ＊・ｉ_1q ²／（Ｉ₀＊−σ＊・ｉ_1d）・・・（２８） ｉ₁γ＊とｉ₁γが一致するようにγ軸電流アンプを設
け、この電流アンプ出力ΔＶ₁γをＶ₁γ＊に加算する。
このときΔＶ₁γにはＲ₁変化による誤差電圧が現われ
る。このΔＶ₁γ＝０となるように（２２）式のＲ₁＊を
補償することにより、１次抵抗変動補償が可能となる。

【００５７】上述した制御法に電動機速度指令ω_r＊と
励磁電流指令値Ｉ₀＊を導入した制御演算部のブロック
図を示すと図５のような第１実施例になる。図５におい
て、１１はω_r＊とω_sを加算する第１加算部で、この第
１加算部１１でω_r＊とω_sを加算すると出力に１次角周
波数ωが得られる。このωにＬ₁＊を乗算した後、第１
乗算部１２でＩ₀＊を乗算する。第１乗算部１２の出力
は第２乗算部１３に入力して、ここで後述の１次電流軸
算出部２０からｓｉｎφが乗算される。この第２乗算部
１３の出力は第２加算部１４の一方の入力端に与えら
れ、他方の入力端には第３乗算部１５で乗算された電流
成分ｉ₁γと１次抵抗Ｒ₁との積が与えられる。第２加算
部１４は両入力値を加算して出力に電圧指令値Ｖ₁γ＊
を送出する。このＶ₁γ＊は第３加算部１６の一方の入
力端に供給され、他方の入力端には誤差電圧成分ΔＶ₁
γが供給される。第３加算部１６は両入力値を加算して
出力に電圧成分Ｖ₁γを送出する。

【００５８】１７は第４乗算部で、この第４乗算部１７
は第１乗算部１２の出力と、後述の１次電流軸算出部２
０からのｃｏｓφとが供給され、両入力値を乗算して出
力に電圧指令値Ｖ₁δ＊を送出する。このＶ₁δ＊は第４
加算部１８の一方の入力端に供給され、他方の入力端の
入力端に誤差電圧成分ΔＶ₁δが供給される。第４加算
部１８は両入力値を加算して出力に電圧成分Ｖ₁δを送
出する。１９は１次電流を３相−回転座標ｄｑ軸（３φ
−ｄｑ）に変換する３φ−ｄｑ変換部で、この３φ−ｄ
ｑ変換部１９は誘導電動機ＩＭの電流成分ｉ_u，ｉ_wを１
次磁束軸に変換して出力に電流成分ｉ_1d，ｉ_1qを送出す
るもので、この電流成分ｉ_1d，ｉ_1qは１次電流軸成分算
出部２０とω_s＊演算部２１Ａに供給される。１次電流
軸成分算出部２０は前述した（２４）式に従って算出さ
れる。この算出部２０から送出される１次電流軸成分ｉ
₁γ，ｉ₁δは第１，第２偏差部２１，２２のマイナス入
力端に供給される。第１偏差部２１のプラス入力端には
電流指令値ｉ₁γ＊が供給され、第２偏差部２２のプラ
ス入力端にはｉ₁δ＊＝０が供給される。第１偏差部２
１の偏差出力はγ軸ＡＣＲアンプ２３に供給され、その
アンプ２３の出力には誤差電圧成分ΔＶ₁γが送出され
る。また、第２偏差部２２の偏差出力はδ軸ＡＣＲアン
プ２４に供給され、そのアンプ２３の出力には誤差電圧
成分ΔＶ₁δが送出される。

【００５９】前記ω_s＊演算部２１Ａには電流成分
ｉ_1d，ｉ_1qの他にＩ₀＊が与えられ、前述した（２５）
式、（２６）式の演算を行って出力にω_s＊を送出す
る。このω_s＊は第５加算部２５の一方の入力端に与え
られ、他方の入力端に後述のΔω_sが与えられる。２６
は第３偏差部で、この第３偏差部２６でΔＶ₁δ＊＝０
とΔＶ₁δの偏差がとられてＲ₂補償アンプ２７に入力さ
れる。このアンプ２７は出力にＲ₂の変化分Ｋ₂を送出
し、このＫ₂とω_s＊が第５乗算部２８で乗算され出力に
Δω_sを送出する。前記第５加算部２５はω_s＊とΔω_s
とを加算して出力にω_sを送出し、このω_sを第１加算部
１１に供給する。

【００６０】２９は第４偏差部で、この第４偏差部２９
のプラス入力端にはΔＶ₁γ＊＝０が供給され、マイナ
ス入力端にはΔＶ₁γが供給される。第４偏差部２９は
両入力端の偏差出力をＲ₁補償アンプ３０に与える。Ｒ₁
補償アンプ３０は出力にＲ₁変化分Ｋ₁を送出する。この
Ｋ₁は第６乗算部３１で、Ｒ₁＊設定部３２からのＲ₁＊
と乗算されてその乗算出力が第６加算部３３の一方の入
力端に供給される。第６加算部３３の他方の入力端には
Ｒ₁＊が供給され、第６加算部３３は両入力値を加算し
て出力に１次抵抗Ｒ₁を送出する。このＲ₁は第３乗算部
１５に供給される。

【００６１】上記のように構成された制御演算部は図６
に示すインバータを含めた全体構成図の符号６０で示す
部分に用いられる。図６において、６１は制御演算部６
０から出力されるＶ_1d，Ｖ_1qおよびωが供給されるＰＷ
Ｍ回路で、このＰＷＭ回路６１は入力された各値により
出力にＰＷＭ信号を発生し、このＰＷＭ信号によりイン
バータ６２が制御される。これによりＩＭ６３のＲ₁，
Ｒ₂の変動補償を行ってオートトルクブースト制御、お
よびすべり補償制御が行われる。図６中、６４はコンバ
ータ、６５は電解コンデンサ、６６は変流器である。

【００６２】図７はこの発明の第２実施例を示すブロッ
ク図で、図６の第１実施例と同一部分には同一符号を付
して示す。図７に示す第２実施例は１次抵抗Ｒ₁，２次
抵抗Ｒ₂の補償無しの場合におけるもので、図７におい
て、第１加算部１１には電動機速度指令値ωｒ＊と励磁
電流指令値Ｉ₀＊が設定入力として供給される。また、
ＩＭの１次電流が検出入力として３φ−ｄｑ変換部１９
に供給され、ここで１次電流を回転座標ｄ−ｑ軸（１次
磁束軸）へ変換し、（１９）式、（２４）式より１次電
流軸成分のｉ₁γ，ｓｉｎφ，ｃｏｓφを１次電流軸成
分算出部２０で求める。次に、（２２）式，（２３）式
を用いてＶ₁γ＊＝Ｖ₁γ、Ｖ₁δ＊＝Ｖ₁δを算出する。
なお、第３乗算部１５にはＲ₁に代えてＲ₁＊を与えてい
る。すべり角周波数ω_s＊は（２５）式を用いてω_s＊演
算部２１Ａにより求め、第１加算部１１でω_r＊を加算
してその出力に１次角周波数ωを算出する。この周波数
指令ωと前記電圧指令Ｖ₁γ，Ｖ₁δは図６に示すＰＷＭ
回路６１に供給されてＰＷＭ信号が発生される。このＰ
ＷＭ信号によりインバータ６２を制御することによりＩ
Ｍのオートトルクブースト制御とすべり補償制御を行う
ことができる。なお、前述したω_s＊は（２６）式を用
いて算出してもよい。

【００６３】図８は第３実施例を示すブロック部で、こ
の第３実施例は第２実施例にγ，δ軸ＡＣＲアンプを追
加したものである。図８において、（１９）式、（２
４）式、（２７）式および（２８）式を用いて１次電流
軸成分のｉ₁γ，ｉ₁δ，ｉ₁γ＊，ｓｉｎφ，ｃｏｓφ
を１次電流軸成分算出部２０で算出する。そのうちｉ₁
γ，ｉ₁δ，ｉ₁γ＊を第１，第２偏差部２１，２２を介
してγ，δ軸ＡＣＲアンプ２３，２４（ＰＩアンプ）に
与えると、アンプ２３，２４の出力には誤差電圧ΔＶ₁
γ，ΔＶ₁δが得られ、この誤差電圧を第３，第４加算
部１６，１８に供給して、その出力に電圧指令Ｖ₁γ，
Ｖ₁δを算出する。以下第２実施例と同様に電圧指令，
１次角周波数ωをＰＷＭ回路６１に与える。

【００６４】図９は第４実施例を示すブロック図で、こ
の第４実施例は第３実施例にＲ₂補償アンプ２７を設け
たものである。この第４実施例においては、Ｒ₂補償ア
ンプ２７の出力にＲ₂変化分Ｋ₂を得て、ω_s＝ω_s＊＋Ｋ
₂ω_s＊によりすべり角周波数を補正するものである。な
お、Ｋ₂ω_s＊は誤差分Δω_sである。この第４実施例を
用いることにより、Ｒ₂変動補償を実行することができ
る。

【００６５】図１０は第５実施例を示すブロック図で、
この第５実施例は第１実施例のγ軸ＡＣＲアンプ２３
と、δ軸ＡＣＲアンプ２４を比例（Ｐ）項と積分（Ｉ）
項に分け、第３，第４加算部１６，１８に与える誤差電
圧成分ΔＶ₁γ，ΔＶ₁δをＰ項＋Ｉ項出力とし、第３，
第４偏差部２６，２９に与える誤差電圧成分ΔＶ
₁γ’，ΔＶ₁δ’をＩ項出力としたものである。

【００６６】上記各実施例ともＩＭのオートトルクブー
スト制御およびすべり補償制御ができ、トルク制御特性
の向上を図るとともにセンサレス速度制御が容易にでき
るようになる。また、第１，第４および第５実施例では
１次電流基準軸（γ−δ軸）を導入するので、Ｒ₁の影
響は１次電流軸（γ軸）のみに現われることにより、Ｒ
₁変動補償を可能にした。また、１次電流軸に直交する
δ軸の誤差電圧を利用して、すべり角周波数を補償する
ようにしたので、Ｒ₂変動補償も可能になった。上記
Ｒ₁，Ｒ₂変動補償により、オートトルクブーストとすべ
り補償の制御特性を改善することができる。

【００６７】なお、第１実施例はＲ₂補償アンプ２７の
他に、Ｒ₁補償アンプ３０を設けて、その出力にＲ₁変化
分Ｋ₁を得てＲ₁＝Ｒ₁＊＋Ｋ₁Ｒ₁＊によりＲ₁変動補償を
行うことができるようにしたものである。

【００６８】

【発明の効果】以上述べたように、この発明によれば、
１次電流を検出することにより、自動的にトルクブース
ト制御を行うことができるようになるので、トルク制御
特性の向上を図ることができるようになるとともにすべ
り角周波数を算出するようにしたので、すべり補償が可
能となり、センサレス速度制御を容易に行うことができ
るようになる。また、１次電流基準軸（γ−δ軸）を導
入することにより、１次抵抗Ｒ₁の変動補償を可能に
し、かつ１次電流軸に直交するδ軸の誤差電圧を利用し
て、すべり角周波数を補償することにより、２次抵抗Ｒ
₂の変動補償も可能にして電動機の低速域での特性改善
および速度制御特性の改善を図ることができるようにし
た。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の原理を述べるための誘導電動機の非
対称Ｔ−２形等価回路図である。

【図２】直列並列変換回路を説明する図である。

【図３】非対称Ｔ−２形等価回路の変形回路図である。

【図４】１次電流を基準したγ−δ軸のベクトル図であ
る。

【図５】この発明の第１実施例を示す制御演算部のブロ
ック図である。

【図６】第１実施例を適用したこの発明の全体構成図で
ある。

【図７】第２実施例の制御演算部のブロック図である。

【図８】第３実施例の制御演算部のブロック図である。

【図９】第４実施例の制御演算部のブロック図である。

【図１０】第５実施例の制御演算部のブロック図であ
る。

【図１１】誘導電動機の対称Ｔ形等価回路図である。

【図１２】誘導電動機を磁束一定制御を行うためのＶ／
ｆパターン図である。

【符号の説明】

１１，１４，１６，１８，２５，３３…第１〜第６加算
部 １２，１３，１５，１７，２８，３１…第１〜第６乗算
部 １９…３φ−ｄｑ変換部 ２０…１次電流軸成分算出部 ２１Ａ…ω_s＊演算部 ２１，２２，２６，２９…第１〜第４偏差部 ２７…Ｒ₂補償アンプ ３０…Ｒ₁補償アンプ ６０…制御演算部 ６１…ＰＷＭ回路 ６２…インバータ ６３…ＩＭ

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 インバータに接続された誘導電動機を磁
   束一定で速度制御するものにおいて、 誘導電動機の速度指令値ω_r＊と励磁電流指令値Ｉ₀＊お
   よび誘導電動機の１次電流を演算部に入力し、この演算
   部にて前記１次電流から１次磁束を基準軸とするｄ−ｑ
   軸上の電流成分ｉ_1d，ｉ_1qを３φ−ｄｑ変換部から求
   め、この変換部で求められた電流成分ｉ_1d，ｉ_1qから１
   次電流軸成分を１次電流軸成分算出部で算出するととも
   に、すべり角周波数演算部に前記電流成分とＩ₀＊とを
   与えてすべり角周波数指令値ω_s＊を得、このω_s＊とω
   _r＊とを加算して出力に１次角周波数ωを送出し、この
   ωとＩ₀＊とを乗算部で乗算し、この乗算値と前記１次
   電流軸成分とを再び乗算して電圧成分Ｖ₁γ＊＝Ｖ₁γと
   Ｖ₁δ＊＝Ｖ₁δを算出し、この電圧成分と前記ωを演算
   部からＰＷＭ回路に与えてＰＷＭ信号を発生してインバ
   ータを制御させるようにしたことを特徴とするインバー
   タの自動トルクブースト制御およびすべり補償制御装
   置。
2. 【請求項２】 γ軸ＡＣＲアンプとδ軸ＡＣＲアンプを
   設け、γ軸ＡＣＲアンプの入力には１次電流軸成分算出
   部から出力されるｉ₁γ＊とｉ₁γとの偏差を入力し、δ
   軸ＡＣＲアンプの入力にはｉ₁δ＊＝０と、前記算出部
   から出力されるｉ₁δとの偏差を入力し、両アンプの出
   力から誤差電圧成分ΔＶ₁γ，ΔＶ₁δを送出し、この誤
   差電圧成分と電圧成分指令値Ｖ₁γ＊，Ｖ₁δ＊とを加算
   してその出力にＰＷＭ回路に与えるための電圧成分Ｖ₁
   γ，Ｖ₁δを送出することを特徴とする請求項１記載の
   インバータの自動トルクブースト制御およびすべり補償
   制御装置。
3. 【請求項３】 誤差電圧成分ΔＶ₁δが零となるように
   ２次抵抗Ｒ₂補償アンプを設け、その出力にＲ₂変化分Ｋ
   ₂を得、このＫ₂とすべり角周波数ω_s＊との積によりω_s
   ＊を補正した出力を速度指令値と加算させて２次抵抗変
   動補償を行うことを特徴とする請求項２記載のインバー
   タの自動トルクブースト制御およびすべり補償制御装
   置。
4. 【請求項４】 誤差電圧成分ΔＶ₁γが零となるように
   １次抵抗Ｒ₁補償アンプを設け、その出力にＲ₁変化分Ｋ
   ₁を得、このＫ₁と１次抵抗指令値Ｒ₁＊との積により１
   次抵抗変動補償を行うことを特徴とする請求項３記載の
   インバータの自動トルクブースト制御およびすべり補償
   制御装置。
5. 【請求項５】 γ軸ＡＣＲアンプとδ軸ＡＣＲアンプを
   比例項と積分項に分け、Ｒ₂補償アンプとＲ₁補償アンプ
   の誤差電圧成分を各々前記積分項の出力に適用したこと
   を特徴とする請求項３，４記載のインバータの自動トル
   クブースト制御およびすべり補償制御装置。
6. 【請求項６】 すべり角周波数指令値ω_s＊を次式を用
   いて算出することを特徴とする請求項１〜５記載のイン
   バータの自動トルクブースト制御およびすべり補償制御
   装置。 ω_s＊＝（Ｒ₂＊／Ｌ₂＊）・〔（ｉ_1d−Ｉ₀＊）／σ＊ｉ₁ｑ〕 但し、Ｒ₂＊：２次抵抗指令値、 Ｌ₂＊：励磁インダクタンスと２次漏れインダクタンス
   の加算値指令値