KR0129561B1 - 유도 모터용 벡터 제어 장치 - Google Patents

유도 모터용 벡터 제어 장치

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KR0129561B1
KR0129561B1 KR1019930015105A KR930015105A KR0129561B1 KR 0129561 B1 KR0129561 B1 KR 0129561B1 KR 1019930015105 A KR1019930015105 A KR 1019930015105A KR 930015105 A KR930015105 A KR 930015105A KR 0129561 B1 KR0129561 B1 KR 0129561B1
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테쯔오 야마다
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고지마 게이지
가부시끼가이야 메이덴샤
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    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02PCONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P5/00Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
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Abstract

개량된 유도 모터용 벡터 제어 장치가 개시된다. 벡터 제어 장치에 있어서, 속도 검출기(43)으로부터 유도된 각 주파수 Wr에 따라 λ2d*/M*를 출력하는 2차 자속 지시 증폭기(11)로부터 여자 지시 λ2d*/M*를 수신하는 제산기(13)이 제공된다. 제산기(13)은 유도된 출력 값이 1차 진상 소자 계산 블록(12)에 공급되도록 AMn을 λ2d*/M*로 나누기 위해 여자 인덕턴스 M' 보상 회로(12, 12')로부터 여자 인덕턴스 변이 AMn를 수신하여 유도 모터의 1차 전류의 d축 성분의 목표값 i1d*가 유도된다.

Description

유도 모터용 벡터 제어 장치
제1도는 1992년 8월 4일자로 허여된 미합중국 특허 제5,135,228호에 개시된 종래에 제안된 유도 모터 벡터 제어 장치의 회로 블럭도.
제2도 및 제3도는 제1도에 도시된 유도 모터 벡터 제어계의 동작을 설명하기 위한 데카르트 좌표형의 d-q 좌표계에서의 벡터의 특성 그래프.
제4도는 유도 모터의 등가 회로 블럭도.
제5도는 1차 각 주파수 W0와 여자 인덕턴스 M'의 관계 및 W0와 여자 지시와의 관계를 도시한 특성 그래프.
제6도는 본 발명에 따른 유도 모터 벡터 제어 장치의 양호한 제1 및 제3 실시예의 회로 블럭도.
제7도는 본 발명에 따른 유도 모터의 양호한 제2 실시예의 주요 부분의 회로 블럭도.
제8도는 여자 인덕턴스의 변이점 데이타를 표시하는 특성 그래프.
제9도는 본 발명에 따른 유도 모터 벡터 제어 장치의 양호한 제4 실시예의 회로 블럭도.
제10도는 여자 지시에 관한 여자 인덕턴스상의 변이 데이타를 표시하는 특성 그래프.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
11 : 2차 자속 지시 증폭기 12 : 1차 진상 회로
34 : 슬립 각 주파수 계산 블럭 43 : 속도 검출기
51 : 제1좌표 변환 회로 5 : 이상적인 전압 계산 블럭
6: 제2좌표 변환 회로 7,8 : PI증폭기
10 : R2보상 증폭기 12 : M' 보상 회로
15 : PWM 부동 시간 보상 회로
본 발명은 슬립 주파수 제어 방법을 사용하는 속도 조정 가능한 유도 모터용 벡터 제어 장치에 관한 것이다. 벡터 제어 장치는 여자 인덕턴스(excting inductance)의 변화를 보상하도록 배열된다. 2차 자속 및 2차 전류가 상호 간섭없이 제어되는 여러 가지 형태의 유도 모터용 벡터 제어 장치가 제안되었다. 상술한 바와 같은 벡터 제어는 3상 유도 모터 전류 및 자속이 전원 각 주파수에 의해 회전 자계와 동일한 속도로 회전하는 2개의 수직 d-q 좌표계(데카르트 좌표계)내의 벡터로서 취급되고, 벡터 계산의 결과가 3상 전원의 각 위상의 전류 지시값으로 변환되는 경우의 방법이다. 상술한 바와 같은 벡터 제어는 1992년 8월 4일자로 허여된 미합중국 특허제5,136,228호에 예시되었다. 그러나, 상술한 제어 방법을 달성하는 종래에 제안된 유도 모터 벡터 제어 장치에서, 자계 제어에 대해 고려되지 않기 때문에, 슬립에 대한 보정의 계산은 여기 전류 iid상수, 즉iid= λ2d/M으로 실행된다. 그러므로, 자계 제어의 영역에서, 슬립 각 주파수의 설정값의 정밀한 계산은 이루어질 수 없다. 유도 모터의 여자 인덕턴스 M'는 주파수 및 여기 전류에 따라 변화된다. 그러므로, 여자 인덕턴스가 M'대 I0(여기 전류)의 비의 상수로 제어된다면, 토크의 정밀한 제어는 불가능하게 된다. 특히, 일정한 출력 범위 내의 M' 변화가 크기 때문에, 일정한 출력에서의 토크의 정밀도가 감소될 수 있다.
여자 지시(exciting instruction) λ2d*/M*가 일정한 토크 범위에서 일정하도록 제어될 수 있지만 일정한 출력 범위내의 모터 각 주파수 Wr에 반비례 되도록 제어된다. 결과적으로, 여자 인덕턴스 M은 유도 모터의 철심의 자기 포화 특성으로 자계 제어가 이루어지는 일정한 출력 범위에서 크게 변화되고 토크의 정밀도가 저하된다.
그러므로, 본 발명의 주 목적은 일정한 출력 범위를 포함하는 전체 모터 동작 범위에 걸쳐 여자 인덕턴스의 변화를 보상함으로써 토크의 제어 정밀도를 향상 시킬 수 있는 개량된 유도 모터 벡터 제어 장치를 제공함에 있다.
상술한 목적은 a) d 및 q축이 기준축으로서 설정된 2차 자속을 갖는 데카르트 좌표계의 (d-q) 좌표계의 축이고, 상기 (d-q) 좌표계가 유도 모터의 전원 각 주파수와 동기하여 회전하는 회전 좌표인 d축 성분의 목표값 i1d* 및 유도 모터의 1차 전류의 q축 성분의 목표값 i1q*을 유도하기 위한 제1 수단 ; b) γ축과 δ축이 tan-1(i1q* /i1d*)만틈 d-q축으로부터 위상 차를 가지며, 1차 전류 I1이 기준축인 γ-δ좌표계의 축이고, 1차 전류의 γ축 성분의 목표값 i1γ*(=I1), 유도된 목표값 i1d* 및 i1q*에 기초한 위상를 계산하도록 구성된 제1좌표 변환 블럭 ; c) 유도 모터의 2차 자속의 d축 성분의 목표값 λ2d* 대 여자 인덕턴스의 목표값 M*의 비(λ2d*/M*)와 제1 좌표 변환 블럭의 I1의 목표값 및 위상의 계산 결과 및 전원 각 주파수의 지시값 wo에 기초하여 유도 모터의 1차 전압의 γ축 성분 및 δ축 성분의 목표값 V1γ* 및 V1δ*를 계산하기 위한 제2의 수단 ; d) 유도 모터의 1차 전류의 검출 값을 γ-δ좌표계의 각각의 γ축및δ축 성분 i1γ 및 i1δ으로 변환하도록 구성된 제2좌표 변환 블럭 ; 및 e) 2차 시정수의 설정값을 포함하는 계산식으로 슬립각 주파수를 계산하도록 구성된 슬립각 주파수 계산 블럭을 포함하며, 상기 제1수단이 목표값 i1d*이 유도되도록 유도 모터의 회전자 각 주파수에 따른 2차 자속의 d축 성분의 목표값 λ2d *을 여자 인덕턴스 M'의 변화만큼 유도 모터의 여자 인덕턴스의 목표값 M*으로 나누어 유도된 값인 나눔값을 수신하도록 구성된 1차 진상 소자(advance element) 계산 블럭을 포함하는 유도 모터 벡터 제어 장치를 제공함으로써 달성될 수 있다.
상술한 목적은 또한 a) 유도 모터 ; b) 유도 모터의 회전자 각 주파수 wr을 검출하기 위한 검출 수단 ; c) 회전자 각 주파수 wr에 따라, 여자 인덕턴스의 목표값에 대한 2차 자속의 d축 성분의 목표값의 비 rm λ2d* / M*를 유도하기 위한 2차 자기 지시(Magnetic instruction) 증폭 수단 ; d) 다음식과 같이 계산하는 1차 진상 소자회로 ;
여기서 i1d*는 1차 전류의유도 모터의 d축 성분의 목표값을 나타내고, L2*는 2차 인덕턴스의 목표값을 나타내고, R2*는 2차 저항의 목표값을 나타내고 ; S는 미분 연산자를 나타낸다 ; e) d및 q가 전원 각 주파수와 동기하여 회전하며, 유도 모터의 2차 자속이 기준축인 d-q 좌표계의 축이며, q축 성분의 유도 모터의 1차 전류의 목표값 i1d* 및 i1q*를 수신하고, 다음의 위상차 φ,
을 계산하도록 구성된 (d-q) - (γ,δ)좌표 변환 블럭, 여기서, I1은 유도 모터의 1차 전류를 나타내고, I1은 기준축으로서 1차 전류 I1을 갖는 γ-δ좌표계의 γ-δ축의 i1γ* 성분 및 i1g*성분을 포함한다;
f) 다음 식
를 계산하도록 구성된 이상적인 전합 계산 블럭, 여기서 wo는 전원 각 주파수를 나타낸다;
g) i1q* 및 λ2d* / M*에 기초하여 슬립 각 주파수 ws*를 계산하도록 구성된 슬립 각 주파수 계산 블럭 ;
h)V1 δ에 기초하여 2차 저항 변이 K를 계산하기 위한 2차 저항(R2) 보상 증폭 수단, 여기서V1δ 은 δ축의 1차 전압 V1의 오차 전압을 나타낸다;
i) 다음 식
에 기초하여 여자 인덕턴스의 변이를 게산하도록 구성된 M' 보상기, 여기서V1δI n은 무 부하 동작중의 속도의 측정점 n에서의 δ축 오차 전압을 나타내고 wo는 슬립 각 주파수 계산 블럭으로부터 측정점 n에서의 1차 각 주파수를 나타낸다 ; 및 j) 2차 자속 지시 증폭기로부터의 λ2d* / M*와 M' 보상기로부터의 AMn을 수신하고 여자 인 덕턴스의 변이가 i1d*에 대해 보상되도록 나눗셈을 수행하는 제산기를 포함하는 벡터 제어 장치를 제공함으로써 달성될 수 있다. 이하, 본 발명의 더 명확한 이해를 위해 첨부된 도면을 참조하여 더 상세히 설명하겠다.
유도 모터 벡터 제어 장치의 양호한 실시예를 설명하기 전에, 종래의 유도 모터 벡터 제어 장치가 제1도 내지 제5도를 참조하여 기술 될 것이다.
3상 유도 모터가 사용되는 경우의 벡터 제어의 특별한 방법은, 전류 및 자속은 전원 각 주파수에 의해 발생된 회전 자계와 동일한 속도로 회전하는 2개의 데카르트 좌표계(데카르트 좌표계)에서 벡터로 다루어지며, 벡터에 대한 계산의 결과는 3상 전원의 각 상에 대한 전류 지시값으로 변환된다.
특히, d-g 좌표계에서의 전압 방정식은 다음과 같이 표현된다.
여기서, ws = w - wr , Lα = (L1L2-M2)/ L2이다.
V1d 및 V1q는 1차 전압의 d-축 성분 및 q-축 성분을 각각 나타낸다는 것을 주목해야 한다.
i1d및 i1q는 1창 전류의 d-축 성분 및 q-축 성분을 각각 나타낸다.
λ2d및 λ2q는 2차 자속의 d-축 성분 및 q-축 성분을 나타낸다.
R1및 R2는 1차 및 2차 저항을 나타내고, RML_1~과~L_2 및 M은 1차, 2차 및 여자 인덕턴스를 각각 나타낸다.
w, wr및 ws는 1차 전류 전원 각 주파수, 회전자 각 주파수 및 슬립 각 주파수를 나타내고, P는 d/dt을 나타낸다.
λ2dλ2q가 본래 영과 같을 때 d축은 2차 자속 벡터상에 존재한다는 것을 주목해야 한다. 이 때, 모터의 토크와 자속 사이의 직교 제어가 달성되도록 λ2d= 2= 상수, i=0, i2q= i2(2차 전류)이다.
반면, 2차 자속은 다음의 관계식을 갖는다.
상술한 바와 같은 벡터 제어 조건에 따라, i2d= 0이라면, 위 공식에 의해 λ2q= Mi1d이다.
또한, λ2q= 0, i1q= -L2/M·i2q이므로, i1q는 토크 전류 i2q에 비례한다.
다음으로, 식(1)의 행렬의 4번째 행에 의해 식(3)이 유도되고, 슬립 각 주파수를 설정하는 조건이 식(3)으로부터 유도되면 슬립 각 주파수 ωs는 다음과 같이 표현된다.
상술한 바와 같은 벡터 제어 조건에 따라,
위의 식 (3)과 (4)는 2차 자속이 d축과 일치하도록 제어될 때의 벡터 제어 조건을 나타낸다. 따라서, 벡터 제어를 수행하기 위해, i1d는 λ2d/ M 으로 설정될 필요가 있고, 슬립 각 주파수 ws는 식(4)에서 설정될 필요가 있다.
식(4)에서 슬립 각 주파수 ws를 계산하기 위해 이용될 2차 저항 (R2)는 회전자의 자기 가열과 주변 온도에 따라 변하는 저항을 갖는다. 모터의 출력 전압에 따라 R2의 저항값의 변이가 추정된다. 이 변이는 슬립 각 주파수 WS의 목표값을 보상하는데 이용되어, 이것은 2차 저항의 변이에 기인하여 발생된 토크 변이를 보상하는데 필요하다. 2차 저항의 변이 성분은 무시된다고 가정하자. 이 때, 토크 제어 정확도 및 토크 응답 특성은 감소한다. 만약, 예를 들어 반전기의 출력 전압이 2차 저항 (R2)의 추정된 변화에 직접 이용된다면, 반전기의 출력 전압은 1차 저항 (R1)의 변이 성분을 포함한다. 그러므로, 2차 저항의 변이를 추정하는데 이용되는 신호로서 1차 저항에 의존하지 않는 신호를 이용하는 것은 바람직하다.
제1도는 미합중국 특허 제5,136,228호에 개시된 유도 모터 벡터에 설치된 종래의 벡터 제어 장치를 도시한다. 여기 전류 지시 블럭(1) 은 ild에 대한 목표값 ild*를 제공하기 위한 각 주파수 wr이 소정의 값을 초과할 때까지 λ2d* / M*를 수신 및 처리하고, wr이 소정의 값을 초과할 때 작은 ild*를 제공하도록 λ2d*/ M*를 수신 및 처리하는 기능을 한다.
*는 목표값 또는 이상적인 값을 나타낸다. 속도 지시 wr* 및 wr의 편이는 속도 증폭기(2)를 통해서 ilq까지 변하고, d-q 축상의 1차 전압의 이상적인 값 V1d* 및 V1q*는 1차 및 2차 저항의 변이에 기인한 전압 변이의 보정이 i1d* = i1d및 i1q* = i1q를 유도하기 위해 수행되도록 ild*및 ilq에 기초해서 계산된다.
비례-적분 증폭기 (31)은 i1d* = i1d의 제어에 의해V1d를 유도한다. 다른 비례-적분 증폭기 (32)는 i1d* = i1d의 제어에 의해V1q를 유도한다.
V1dV1q는 1차 저항 및 2차 저항의 변이에 기인한 전압 변이를 포함한다. 그러므로, 1차 저항의 변이에 기인한 전압 변이를 포함하지 않는 성분을 유도함으로써 2차 저항의 변이에 대한 보상이 수행된다면, 1차 저항의 변이에 영향받지 않는 보상이 가능하게 될 것이다.
회전축의 회전 좌표 γ-δ축이 1차 전류 (Il)을 표시하는 벡터에 위치된 기준축γ과 정렬된다고 가정하면, 슬립 보정 계산 블록 (33)은 δ축상의 1차 전류 변이V1δ를 유도한다.
V1δ항은 1차 저항 (R1)을 포함하지 않는 방정식이 표현되며, 따라서, 1차 저항(R1)으로부터 영향을 받지 않는다.
제2도는 1차 전압 변이의 벡터 공간을 도시한다.
제3도는 d-q축과 γ-δ축 상의 전류와 전압과의 관게를 도시한 벡터 공간도이다.
제2도 및 제3도에서 V1및 E는 1차 전압 및 2차 전압을 나타내고,V1은 1차 전압 변이를 나타내며,V1γ및V1δ는 1차 전압의 변이의 γ-축 성분 및 변이의δ-축 성분을 나타내고,는γ축과 d축 사이의 위상차, I0는 여기 전류를 나타내고 I2는 토크 성분 전류를 나타낸다.
v 은 아래와 같이 표현된다.
슬립 보정 계산 블럭은(33) 1δ0에 기초하여 2차 저항의 변이에 대응하는 슬립 각 주파수의 보정ws를 계산한다. 슬립 각 주파수의 목표값으로서 슬립 각 주파수 계산 블록 (34)에 유도된 ws*와ws사이의 가산된 값으로, 회전자 각 주파수 wr은1차 전압 각 주파수 w = dθ/dt0 목표값을 제공하기 위해 가산된다.
제1도를 다시 참조하면,
35는 극좌표 변환 블럭을 나타내고, 41은 PWM(Pulse Width Modulation : 펄스 폭 변조 회로)를 나타내며, 45는 반전기, IM은 유도 모터, PP는 펄스 픽업 회로 및 43은 속도 검출기를 나타낸다.
a) 상술한 바와 같이, 1차 전압 변이V1dV1q와 은 1차 저항 및 2차 저항에서의 변이를 각각 포함한다. 그러므로, 제1도의 회로에서 슬립 보정 계산 블럭(33)은V1d V1q및 로부터 1차 저항의 변이의 영향을 받지 않는 1δ을 계산하고 1으로부터wr을 계산한다.
b) 자계 제어가 수행되는 경우에, λ2d및 i1d의 값은 식(1)의 세번째 행으로부터 다음의 관계식(6)을 갖는다. 또한, λ2q= 0이므로 식(7)이 성립된다.
식(7)로부터 1차 진상 회로는 자계 제어 동안 2차 자속 λ2d의 변이에 관하여 ild를 제어하는데 이용되는 것을 알 수 있다. 상세하게, 자계 지시 rmλ_2d*가 변하면, λ2d≠ Mi1d이다.
그러나, 제1도에 도시된 종래의 벡터 제어 장치에서, 자계 제어에 아무런 고려도 하지 않았기 때문에 슬립 보정 계산을 실행하도록 여기 전류 ild상수, 즉, i1d2d/ M 으로 이론적인 전개가 수행된다.
그러므로, 자계 제어 범위에서 슬립 각 주파수의 설정값은 정확하게 수행될 수 없다.
제4도는 벡터 제어가 적용되는 유도 모터의 등가 회로를 도시한다.
여자 인덕턴스 M'는 주파수와 여기 전류에 따라 변하며, 제5도에 도시된 특성을 나타낸다.
따라서, M' : I0상수로서 토크의 정밀한 제어가 불가능하다. 특히, 제5도에 도시된 바와 같이 일정 출력 범위내의 M'의 변이는 커지며 일정 출력 범위에서의 토크 정밀도는 감소될 수도 있다.
여자 지시 λ2d* /M*가 제5도에 도시된 일정 토크 범위에서 일정하게 되도록 제어되어도, λ2d* / M*는 제5도에 도시된 모터의 회전자 각 주파수 wr에 반비레하여 일정 출력 범위에서 제어된다.
따라서, 여자 인덕턴스 M'는 토크 제어 정밀도가 감소될 수 있도록 자계 제어가 수행되는 일정 출력 범위에서 자기 포화 특성에 기인하여 크게 변한다.
[실시예1]
제6도는 본 발명에 따른 유도 모터 벡터 제어 장치의 양호한 제1 실시예를 도시한다,
제6도는 제1도에 인용된 소자와 동일한 소자에 동일 참조 번호가 표시된다.
제6도에서, 2차 자속 지시 증폭기 (11)은 속도 검출기 (43)으로부터 유도된 회전자 각 주파수 wr에 따라 λ2d* /M*를 출력하도록 기능한다.
2차 자속 지시 증폭기 (11)의 출력 λd*M*는 wr의 각 주파수가 소정의 문턱값을 초과하여 자계 제어 범위에 들어올 때, 회전자 각 주파수 wr에 따라 작아진다.
제6도를 다시 참조하면, 1차 진상 회로 (12)는 식(7), 즉, i1d* =λ2d* /M*( 1 +L2/ R2*·S)의 계산을 수행하기 위해 제공된다.
S는 S 평면을 나타내며 S = σ + jw이다.
1차 진상 회로 (12)의 후속 단에서, 제1 좌표 변환 회로 (51)는 1차 전류가 1차 진상 소자 회로 (12)로부터의 i1d* 및 인접한 가산기로부터 i1q*에 기초한 기준축으로서 1차 전류 I1을 갖는 γ-δ 좌표내의 i1γ* 와 d축 사이 및 i1γ* 및 γ축 사이의 위상 차를 계산하는 기능을 한다.
특히, 제1 좌표 변환 회로는 다음의 계산을 실행한다.
파선으로 표시된 이상적인 전압 계산 블럭(52)는 제1차 전압 목표값 즉, V1γ*과 V1δ*을 계산하고, rmλ2d* / M*과 전원 각 주파수 ω0및 제1 좌표 변환 회로(51)로부터 출력된 sin, I 및 cos를 이용하여 다음 의 식(8)을 실행하는 기능을 한다.
제6도를 다시 참조하면, 3상 1차 전류의 검출된 값 iu, iw를 γ-δ 좌표계의 각각의 축 성분 i1γ, i1δ으로 변환하는 기능을 하도록 제2 좌표 변환 회로(6)이 제공된다.
각각의 축 성분 i및 i은 각 감산기에서 각각의 목표값 i1γ* 및 i1δ*(=0) 과 대응하여 비교된다.
이 비교된 차이의 결과는 PI(비례-적분) 증폭기[γ축 ACR(7), δ축 ACR(8)]에 각각 입력된다.
V1γ'및V1δ'의 P-I 증폭된 값은 PI 증폭기(7, 8)로부터 출력되고,V1γ은V1γ' *에 가산되고V1δ'는V1δ*에 가산되어 V1γ,V1δ로써 PWM 부동 시간 보상기(dead time compensator ; 15)에 공급된다.
제6도를 다시 참조하면, 슬립 각 주파수 계산 블록 (34)은 여기 전류 지시 증폭기(11)로부터 λ2d* / M*를 수신하고 속도 증폭기(11)로부터 i1q*를 수신하여 슬립 각 주파수 ws*를 유도하는 기능을 한다.
제6도에 도시된 회로는 슬립 각 주파수 ws*가 다음과 같이 유도되도록 컴퓨터 시스템에 의해 수행될 수 있다는 것을 주목해야 한다.
2차 저항 변이(K) 및 슬립 각 주파수 ws*를 포함하는 일련의 계산 동작은 클럭 신호에 기초하여 실시간으로 실행되며 슬립 각 주파수 계산 블록 (34)내에 (n-1)차로 유도된 2차 저항값은 n차수 계산에서 설정값이 된다.
n차 계산에서 유도된 K 및 R2가 각각 및 R2n으로 표현된다고 가정하자.
이전 설정값 R2*가 R2n의 초기값 R20으로 할당될 때, 1차에서 n차까지의 계산은 다음과 같다.
따라서, n차 계산에서 유도된 ws를 wsn으로 나타낸다면 wsn은 다음과 같이 표현된다.
따라서 wsn은 메모리 영역에 저장된 (n-1)차 계산으로 유도된 ws(n-1)
과 함께 식(9)로부터 유도된 Kn을 이용하여 유도된다.
이 경우, 초기값 ws1은 다음의 식으로부터 유도된다.
이렇게 유도된 ws는 유도 모터 IM의 회전자 각 주파수 검출값 wr에 가산되고, 가산값 w0는 전원 각 주파수의 목표값이 된다. 가산값 w0는 가산기를 통해서 1/S 미분기와 PWM 부동 시간 보상 회로(13) 및 3-γδ 좌표 변환기에 공급된다.
제6도를 다시 참조하면, 2차 저항 변이 증폭기[변이 보상 회로(10)]은 슬립 각 주파수 계산 블록 (34)의 출력 ws*에 가산되는 2차 저항 변이(K)를 출력하도록 제공된다. 승산기(11)은 ws*및 K를 수신한다.
상술한 바와 같이, ws*가 변하더라도, 2차 저항 변이(K)가 2차 저항 변이 보상 회로(10)으로부터 유도되기 때문에 2차 저항 변이 증폭기(10)의 출력인 2차 저항 변이(K)는 일정할 수도 있다.
결과적으로, ws*가 토크 전류 지시 (ilq* )와 여기 전류 지시 (λ2d*/ M* )가 변하는 것과 함께 급격히 변하는 경우에도, 2차 저항의 보상에 대한 응답이 양호하게 된다.
M' 보상 회로(12)는 여자 인덕턴스 M'를 보상하기 위해 제공된다.
이 회로(12)는 무부하 동작 중 (예를 들면, IM의 동작이 1/20 Nmax 내지 Nmax로부터 20개 점에서 수행되며, Nmax는 최대 회전 주파수를 나타냄) 모터(IM) 속도가 전체동작 범위 내의 여러 점으로 설정되도록 적용한다.
각 측정 점에서,V1δn또는V1δIn(n은 각 측정점에 대응하는 데이터수를 나타낸다)이 측정되고, 여자 인덕턴스 변이 AMn은 식(10)으로부터 유도된다.
상기 식(10)에서,V1δn은 측정점(n)에서의 δ축의 오차 전압을 나타내고, won은 측정점(n)에서의 1차 각 주파수를 나타낸다. 여자 인덕턴스 변이 AMn는 식(11)로부터 여자 인덕턴스 M'n*을 유도하기 위해 이용된다.
식(11)에서, M2* / L2*은 여자 인덕턴스 M'*의 초기 설정값을 나타낸다.
M'*의 초기 설정값을 사용하여, M*상의 표시된 데이터 변이가 준비되고, 표시된 데이타 사이에서 직선 보간이 실행된다.
다음으로, 식(12)의 이상적인 전압 계산은 유도된 M'*을 사용하여 이상적인 전압 계산 블록 (52)에 의해 수행된다.
여자 지시 λ2do* /M*
의 M*이 M'*으로 대체되어 계산되면, 여자 지시도 또한 여자 인덕턴스의 변이에 대응하여 변하게 된다. 이러한 방법으로, 전체 동작 범위에 걸쳐 토크 제어 정밀도가 향상될 수 있도록 2차 자속(λ2d)의 정밀한 제어가 수행된다.
무부하 동작 동안 측정된 여자 인덕턴스 변이 (AMn)의 데이타를 사용해서 여자 인덕턴스가 보상될 때, 여자 인덕턴스 설정값 M'* (=M2*/L2*)및 여자 지시 λ2d* / M*(M'*과 동일 )의 M*을 보상하는 것이 필요하다. V1r* 및 V1δ * 이 식(8)에서 계산될 때, rmM* x λ_2d * / M*을 계산하는 것도 필요하다.
그러나, M* x λ2d* / M* = M'*x λ2d* / M*이므로 M 의 변이의 영향은 M'*/M*의 존재로 인해 등가적으로 보상된다.
또한, 슬립 각 주파수 ws*는 다음과 같이 계산된다.
R'2= ( M/L2)2·R2이고 M' = M2/ L2이다.
M'*/M* 항은 식(13)에서와 같이 ws*의 계산에서 나타난다.
그러므로, M'의 변이의 영향은 상술한 것과 같은 방법으로 등가적으로 보상된다.
M'의 변이의 보상은 여기 전류 지시 ild*가 계산되는 부분의 실행에 의해서만 수행될 수 있다.
따라서, 제6도를 다시 참조하면, M' 보상 회로(12)로부터의 여자 인덕턴스 변이 AMn및 속도 증폭기 (11)로 부터의 λ2d*/ M*은 제산기(13)에 의해 나누어져 1차 진상 회로 (12)에 입력되면, M' 변이의 효과가 보상될 수 있다. (제2 실시예)
제8도는 유도 모터 벡터 제어 장치의 양호한 제2 실시예를 도시한다.
ild*는 1차 진상 소자 계산 블록 (12)이 M' 보상을 계산하지 않을 때 아래의 식(14)를 이용하여 계산된다.
식(14)에서 알 수 있는 바와 같이, λ2d*/AM* x M'*은 식(14)의 S에 부가된 미분항으로 나타난다. 따라서, 1차 진상 소자의 미분 시정수항은 식(13)에서 w2*의 경우처럼 M' 변이의 영향으로부터 상쇄된다.
제7도에 도시된 회로는 상술한 M' 변이의 상쇄를 수행할 수 있다. 즉, 1차 진상 미분은 M' 보상에 대한 보상이 필요없다.
식(15)는 제7도에 도시된 ild를 표현한다.
[실시예3]
제6도는 제1실시예에서와 같은 방식에서의 유도모터 벡터 제어 장치의 양호한 제3실시예를 도시한다.
제6도에 도시된 제3 실시예는 제6도의 철손(iron loss) 보상이 수행되는 경우의 M' 변이 보상을 보상하기 위해 이용된다. 즉, 철손 보상 전류 IRM는 IRM=Rm * / M * x λ2d* / M* x 1/ w0와 같이 주어지기 때문에, M' 변이의 영향을 받는다. M' 변이의 영향을 피하기 위해, 여자 인덕턴스 AMn는 철손 보상 회로(14)의 Rn* / M * 항으로 주어진다.
상술한 보상 계산은 다음과 같다.
제6도를 다시 참조하면, PWM 부동 시간 보상 회로(15)는 PWM 반전기에 인접하게 제공된다.
(15)로 표시된 회로는 1992년 8월 4일자로 허여된 미합중국 특허 제5,136,228호에 참조 번호(41)로 표기되어 예시되어 있다(그것의 개시는 본 명세서에 참조됨). (제4 실시예)
제9도는 본 발명에 따른 유도 모터 벡터 제어 장치의 양호한 제4 실시예를 도시한다.
제1, 제2 및 제3 실시예어서 일정 토크 범위가 고려되는 경우에도 여자 인덕턴스 M'의 미소한 변이가 슬립 각 주파수에 발생하여, 1차 각 주파수(출력 주파수) wo에 관한 M'의 변이 데이타가 M'의 변이를 보상하도록 측정되었다.
그러나, 강철 조립선에 응용할 수 있는 감는 장치는 장력 일정 제어를 실행하기 위해 DC 모터의 경우에서와 동일한 제어를 받을 필요가 있다. 즉, 1차 전류(토크 전류)의 목표값 i1q*는 장력 지시로 설정되고, 감긴 횟수 증가의 보상이 여자 지시 λ2d* / M*에 의해 수행된다.
이 때, 여자 지시는 감긴 코일의 직경에 비례하여 변한다. 이 경우, 여자 지시가 주파수에 의해 결정되는 것이 아니라 감긴 코일의 직경에 의해 결정되므로, M' 변이 데이타(또는 선택적으로, AMn변이 데이타)가 여자 지시에 관해 변이 데이타로서의 데이타 테이블 내에 포맷될 때 그 처리가 용이하게 된다.
제4 실시예에서, 모터의 속도는 무부하 동작 동안 일정 출력 범위 내의 여러점에 설정되고, 속도V1δn의 각 측정점에서 측정되어 식(10)으로부터 여자 인덕턴스 변이 AMn를 유도한다.
이 변이는 여자 지시(일정 출력 범위에서, 여자 지시는로 주어진다)의 데이타 테이블 내에 포맷된다.
제1 실시예 내지 제3 실시예의 회로 구조의 차이는 여자 지시값에 따른 보상 회로(12 )이다.
제10도에 도시된 바와 같이, 유도된 데이타 AMn는 M' 보상 회로(12 )를 이용하여 데이타 테이블 내에 포맷되고, AMn은 데이타(측정된 점) 사이의 직선 보간을 통해 여자 지시값에 따라 유도된다.
상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 유도 모터 벡터 제어 장치에서 전체 동작 범위에 걸친 여자 인덕턴스의 변이의 보상은 토크 제어 정밀도가 향상될 수 있도록 수행된다.
장력 일정 제어를 실행하기 위해, 여자 지시가 감긴 코일의 직경에 비례하여 변하여 토크 제어 정밀도가 보다 향상될 수 있다.
본 발명에 따라 다양한 효과를 얻을 수 있다.
상술한 설명은 양호한 실시예에 대한 것이며, 첨부된 청구항에 의해 정의된 본 발명의 범위를 벗어나지 않고서 실시예의 변형 및 수정이 본 기술 분야에 숙련된 기술자들에게는 완전히 이해될 수 있을 것이다.

Claims (14)

  1. a) d및 q축이 기준 축으로서 2차 자속이 설정된 데카르트 좌표계인 (d-q) 좌표계의 축이고, 상기 (d-q) 좌표계가 유도 모터의 전원 각 주파수와 동기하여 회전하는 회전 좌표이며, 유도 모터 내의 1차 전류의 d축 성분의 목표값 ild*및 q축 성분의목표값 ilq*를 유도하기 위한 제1수단. b) γ축 및 δ축이 1차 전류 Il가 기준축이며 tan|-1( i1q* / i1d* )만큼 d-q 축으로부터 위상차를 갖는 γ-δ 좌표계의 축이며, 유도된 목표값 ild*및 ilq*에 기초하여 상기 1차 전류의 γ축 성분의 목표값 i1γ* (=I1) 및 위상φ를 계산하도록 구성된 제1 좌표 변환 블럭. c) 여자 인덕턴스(exciting inductance)의 목표값 M*에 대한 상기 유도 모터의 제2 자속의 d축 성분의 목표값 λ2d* 의 비 ( λ2d*/ M* ), 상기 제1 좌표 변환 블록의 I1의 목표값 및 위상의 계산 결과, 및 상기 전원 각 주파수의 지시값 wo에 기초하여 상기 유도 모터의 1차 전압의 γ축 성분 및 δ축 성분의 목표값 V1γ*및 V1δ*를 계산하기 위한 제 2수단. d) 상기 유도 모터에서 검출된 1차 전류값을 γ-δ 좌표계의 각 γ축 및 δ축 성분 i1γ및 i1δ로 변환하도록 구성된 제2 좌표 변환 블럭, 및 e) 2차 시정수의 설정값을 포함하는 계산식에 따라 슬립 각 주파수를 계산하도록 구성된 슬립 각 주파수 계산 블럭을 포함하되, 상기 제1 수단은 목표값 ild*가 유도되도록 유도 모터의 회전자 각 주파수에 따른 2차 자속의 d축 성분의 목표값 rmλ_2d*를 여자 인덕턴스의 변이 M'만큼 유도 모터의 여자 인덕턴스의 목표값 M*으로 나누어 유도된 나눔값 을 수신하도록 구성되는 1차 진상 소자(advance eleme nt) 계산 블럭을 포함하는 것을 특징으로 하는 유도 모터 벡터 제어 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1 수단이 다음식과 같이
    (여기서, AMn=V1δI n/ M2* / L2* ·won· λ2d* / M* ,V1δn은 측정점 n에서의 δ축의 오차 전압을 나타내고, won은 측정점 n에서의 1차 각 주파수를 나타냄)목표값 ild*를 유도하는 것을 특징으로 하는 유도 모터 벡터 제어 장치.
  3. 제1항에 있어서, 철손(iron loss) 보상 회로의 계산된 출력과 유도된 ilq*가 토크 지시값 Ilq'*로서 상기 제1 좌표 변환 블럭에 부가되도록 상기 여자 인덕턴스 목표값 M* 및 여자 인덕턴스의 변이에 의해 나누어지는 상기 유도 모터의 회전자의 각 주파수에 따라 상기 2차 자속의 d축 성분의 목표값 λ2d*로부터 유도되는 값을 계산하도록 구성된 철손 보상 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 유도 모터 벡터 제어 장치.
  4. 제2항에 있어서, 상기 여자 인덕턴스 M'가 상기 1차 각 주파수 wo에 관한 데이타 테이블로 포맷되는 것을 특징으로 하는 유도 모터 벡터 제어 장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 여자 인덕턴스 변이 AMn은 여자 지시 λ2d*/ M*에 관한 데이타 테이블로 포맷되는 것을 특징으로 하는 유도 모터 벡터 제어 장치.
  6. 제5항에 있어서, 상기 1차 진상 소자 계산 블럭이 여자 인덕턴스 변이 AMn가 포맷된 데이타 테이블을 사용하여 여자 지시 λ2d* / M* 의 나눔값과 수신하여 1차 전류 목표값 ild*의 나눔값을 출력하는 것을 특징으로 하는 유도 모터 벡터 제어 장치.
  7. 제5항에 있어서 상기 제1 수단이 상기 여자 인덕턴스 변이 AMn가 포맷된 데이타 테이블을 사용하여 상기 여자 지시 λ2d*/ M*을 나누어 유도된 나눔값을 상기 1차 진상 소자 계산 블럭의 미분항에 가산함으로써 상기 1차 전류의 목표값 i1d를 유도하는 것을 특징으로 하는 유도 모터 벡터 제어 장치.
  8. 제5항에 있어서, 상기 철손 보상 회로가 상기 여자 지시 λ2d* / M* 및 여자 인덕턴스 변이 AMn가 포맷된 데이타 테이블을 수신하여 유도된 그 출력을 1차 전류의 목표값 ilq*에 가산함으로써 토크 지시값 ilq*를 계산하는 것을 특징으로 하는 유도 모터 벡터 제어 장치.
  9. a) 유도 모터. b) 상기 유도 모터의 회전자 각 주파수 wr을 검출하기 위한 검출 수단 . c) 상기 회전자 각 주파수 wr에 따라 여자 인덕턴스의 목표값에 대한 2차 자속의 d축 성분의목표값 비 λ2d* / M* 를 유도하기 위한 2차 자기 지시(magnetic instructio n) 증폭 수단. d) i1d*= λ2d* /M* (1 +L2* / R2* ·S)(여기서 ild*는 유도 모터의 1차 전류의 d축 성분의 목표값을 나타내고 L2*는 2차 인덕턴스의 목표값을 나타내며, R2*는 2차 저항의 목표값을 나타내고, S는 미분 연산자를 나타냄)를 계산하는 1차 진상 소자 회로. e) d 및 q가 전원 각 주파수와 동기하여 회전되고 유도 모터의 기준축으로서 2차 자속을 갖는 d-q 좌표계의 축이며, 상기 유도 모터의 상기 1차 전류의 q축 성분의 목표값 ild*및 ilq'*를 수신하여, 다음의 위상차, i1γ*,sin, 및 cos:
    (여기서 11은 유도 모터의 1차 전류를 나타내고, 기준축으로서 1차 전류 I1를 갖는 γ-δ 좌표계의 γ-δ축의 i1γ성분 및 i1δ*성분을 포함함) 을 계산하도록 구성되는 (d, q)-(γ, δ) 좌표 변환 블럭.
    f)
    (여기서 wo는 전원 각 주파수를 나타냄)을 계산하도록 구성된 이상적인 전압 계산 블럭. g) ilq*및 λ2d*/ M*에 기초하여 슬립 각 주파수를 계산하도록 구성되는 슬립 각 주파수 계산 블럭. h)V1δ에 기초하여 2차 저항 변이 K를 계산하기 위한 2차 저항 (R2)보상 증폭 수단. (여기서,V1δ는 δ축에서의 1차 전압 V1의 오차 전압을 나타냄) i) 식(여기서,V1δIn이 무부하 동작중의 속도의 측정점 n에서의 δ축 오차 전압을 나타내고, wo가 슬립 각 주파수 계산 블럭으로부터 측정점 n에서의 1차 각 주파수를 나타냄)에 기초하여 여자 인덕턴스의 변이를 계산하도록 구성된 M' 보상기, 및 j) 2차 자속 지시 증폭기로부터의 λ2d*/ M*및 M' 보상기로부터의 AMn을 수신하여 여자 인덕턴스의 변이가 ild*에 대해 보상되도록 나눗셈을 수행하는 제산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 벡터 제어 장치.
  10. 제9항에 있어서, 슬립 각 주파수 회로가 다음 식과 같이
    (여기서, R'2= (M/L2)2·R2이고, M' = M2/ L|2임) ws* 를 계산하는 것을 특징으로 하는 벡터 제어 장치.
  11. 제9항에 있어서, 상기 1차 진상 소자 회로가 i1d* = λ2d* / M* x ( 1 + S ·M'* / R'2* )를 계산하는 것을 특징으로 하는 벡터 제어 장치.
  12. 제11항에 있어서, 상기 1차 진상 소자 회로가 i1d* = ( λ2d* / M* ) ·l/AMn+ S ·M'* / R'2* ·λ2d*/M*를 계산하는 것을 특징으로 하는 벡터 제어 장치.
  13. 제12항에 있어서, TRM= Rm*/ M* x 1/AMnx λ2d* /M* x 1 / AMnx 1 / wo의 철손 보상식을 계산하도록 구성된 철손 보상기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 벡터 제어 장치.
  14. 제13항에 있어서, 상기 슬립 각 주파수 계산 블럭이, wsn= ( 1+ Kn)· ws(|n-1)을 계산하며 여기서 전원 각 주파수의 목표값인 wo를 유도하기 위해 검출된 회전자 각 주파수 wr에 ws가 가산될 때 wsn이 유도되어 M' 보상기 및 철손 보상기에 공급되는 것을 특징으로 하는 벡터 제어 장치.
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