JP2762617B2 - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 本発明は誘導電動機のベクトル制御装置に関するもの
である。

B.発明の概要 本発明は、誘導電動機における直交２軸座標系の１次
電流の各軸の成分と２次時定数とにもとづいてすべり角
周波数を演算するすべり角周波数演算部を備えたベクト
ル制御装置において、 一次電流を基準軸とする回転座標γ−δ軸における一
次電圧のδ軸成分が一次抵抗の大きさに左右されないこ
とに着目し、その変動成分に基づいてすべり角周波数の
目標値を修正することによって、 一次抵抗変化に影響されない理想的な二次抵抗変化の
補償をすることができ、これによりトルク制御精度を向
上させるようにしたものである。

C.従来の技術 ２次磁束とそれに直交する２次電流を非干渉に制御す
る誘導電動機のベクトル制御が広く適用されてきてい
る。

このベクトル制御は、３相誘導電動機の場合電流や磁
束を、電源による回転磁界と同速度で回転する直交２軸
のｄ−ｑ座標系のベクトルとして取り扱い、演算結果を
３相電源の各相の電流指令値に換算して制御する方法で
ある。

その具体的方法について述べると、ｄ−ｑ座標系での
電圧方程式は次の（１）式で表される。

ただしω_ｓ＝ω−ω_ｒ L_σ＝（L₁L₂−M²）／L₂であ
る。

ここでv_1d，v_1qは夫々１次電圧のd,q軸成分、 i_1d，i_1qは夫々１次電流のd,q軸成分、 λ_2d，λ_2qは夫々２次磁束のd,q軸成分、 R₁，R₂は夫々１次,2次抵抗、 L₁，L₂Ｍは夫々１次,2次，励磁インダクタンス、 ω，ω_ｒ，ω_ｓは夫々１次電源角周波数，回転子角周
波数，すべり角周波数、 Ｐはd/dt を表すものである。

ｄ−ｑ座標系においてｄ軸を二次磁束上にとればλ_2q
＝０となる。このときλ_2d＝Φ_２＝一定、i_2d＝０、i_2q
＝i₂となり直流機と同様なトルクと磁束の直交制御が可
能となる。

一方二次磁束は次の関係がある。

ベクトル制御条件よりi_2d＝０であり、（２）式から
λ_2d＝Mi_1dとなる。

また、λ_2q＝０より となり、i_1qはトルク電流と比例する。

次に（１）式４行目より（３）式が得られ、この
（３）式からすべり角周波数の条件を求めると、ω_ｓは
（４）式で表される。

以上がｄ軸上に二次磁束が一致するように制御したと
きのベクトル制御条件である。従ってベクトル制御を行
うためにはi_1dをΦ_２/Mに設定し、ω_ｓを（４）式が成
り立つように制御することが必要である。

ここですべり角周波数ω_ｓの演算に用いる２次抵抗R₁
は周囲温度及び回転子の自己発熱などの温度変化により
抵抗値が変化するため、電動機の出力電圧に基づいて抵
抗値の変化分を推定し、この変化分によりすべり角周波
数ω_ｓの目標値を修正して、２次抵抗変化による発生ト
ルク変動を補償する必要がある。仮に２次抵抗の変化分
を無視したとすると、トルク制御精度やトルク応答が悪
化する。このような２次抵抗の変化分の推定を例えばイ
ンバータの出力電圧そのままを用いると１次抵抗の変化
分が取り込まれてしまうため、推定に用いる信号として
は、１次抵抗に左右されない信号であることが望まし
い。

こうしたことから第７図に示す制御回路が既に提案さ
れている。図中１は励磁分電流指令部であり、角周波数
ω_ｒがある値を越えるまで二次磁束指令値Φ_２をi_1dの
目標値i_1d＊とし、ω_ｒがある値を越えるとi_1d＊を小さ
くする。以下目標値あるいは理想値を＊を付して示す
と、速度指令ω_ｒ＊及びω_ｒの偏差分を速度アンプ２を
通じてi_1q＊とし、i_1d＊，i_1q＊に基づいてｄ−ｑ軸上
の一次電圧の理想値v_1d＊，v_1q＊を演算で求め、一次抵
抗と二次抵抗変化による電圧変動分の補正をi_1d＊＝
i_1d、i_1q＊＝i_1qとなるように制御すると、i_1d＊＝i_1d
を制御するPIアンプ3₁にはΔv_1dが得られ、i_1q＊＝i_1q
を制御するPIアンプ3₂にはΔv_1qが得られる。Δv_1d，Δ
v_1qには一次抵抗と二次抵抗の変化による電圧変動分を
共に含んでいるため、一次抵抗変化による電圧変動を含
まない成分を求めることにより二次抵抗変化の補償を行
えば、一次抵抗変化に影響されない補償が可能となる。
そこで一次電流I₁のベクトル上に基準軸γを置いた回転
座標γ−δ軸をとり、このδ軸の一次電圧変動分Δｖ
_１δをすべり補正演算部3₃で求めている。このΔｖ_１δ
は一次抵抗R₁を含まない式で表され、従って一次抵抗R₁
の影響を受けない。Δｖ_１δについては本発明でも用い
るので、本発明の内容説明の項にて詳述する。

第５図はｄ−ｑ軸及びγ−δ軸と電圧、電流との関係
を示すベクトル図、第６図は一次電圧変動分を示すベク
トル図であり、図中V₁、Ｅは夫々一次電圧、二次電圧、
Δv₁は一次電圧変動分、Δｖ_１γ，Δｖ_１δは夫々その
変動分のγ軸成分、δ軸成分、ψはγ軸とｄ軸との位相
差、I₀は励磁分電流、I₂はトルク分電流である。Δｖ
_１δは次の（５）式により表される。

Δｖ_１δ＝−Δv_1d・sinψ＋Δv_1qcosψ…（５） ただしcosψ＝I₀／I₁＝i_1d／i_1q、sinψ＝I₂／I₁＝i
_1q/i_１γ そしてすべり補正演算部3₃ではΔｖ_１δに基づいて２
次抵抗変化分に対応するすべり角周波数の修正分Δω_ｓ
を演算で求め、すべり角周波数演算部3₄で求めたω_ｓ＊
とΔω_ｓとの加算値をすべり角周波数の目標値とし、こ
れに回転子角周波数ω_ｒを加算して一次電圧の角周波数
ω＝θ/tの目標値としている。第７図中3₅は極座標変換
部、3₆は座標変換部、4₁はPWM回路、4₂はインバータ、I
Mは誘導電動機、PPはパルスピックアップ部、4₃は速度
検出部である。

D.発明が解決しようとする課題 一次電圧変動分Δv_1d，Δv_1qは一次抵抗の変動分及び
二次抵抗の変動分を共に含んでいるため、第７図の回路
では、すべり補正演算部3₃にてΔv_1d，Δv_1qから更に一
次抵抗変化の影響を受けないΔ_１δを算出し、更にこの
Δｖ_１δからΔω_ｒを算出している。

本発明の目的は、すべり角周波数の演算式中のに二次
抵抗の変化を補償するにあたって、一次抵抗変化に影響
されない理想的な補償を行うことができ、更にすべり角
周波数の目標値の演算が既に提案されている方式よりも
簡単になるベクトル制御装置を提案することにある。

E.課題を解決するための手段及び作用 既述したように二次抵抗のみならず一次抵抗も温度に
より変化するため一次抵抗変化の影響を受けずに二次抵
抗補償を行うことが理想的である。ここに本発明では第
７図の回路と同様に一次電圧のδ軸成分の変動量Δｖ
_１δを用いると共に、更に一歩進めた制御方式を採用し
た。

即ち第７図に示すベクトル制御では回転座標ｄ−ｑ軸
のｄ軸を二次磁束と同一軸とすることにより、励磁電流
i_1d、トルク電流i_1qの直交性を保つように制御してい
た。

今回、この回転座標をγ−δ軸としてγ軸を一次電流
I₁上に設定して制御する方法を検討した。ただし、ベク
トル制御を行うためには当然ｄ−ｑ軸上での制御が必要
であるため、電源角周波数ω_０と同一速度で回転し、位
相の異なるｄ−ｑ軸とγ−δ軸を併用する新制御方式と
した。

一次電流I₁を基準としたγ−δ軸上で考えた場合、二
次抵抗変化による一次電圧変動をδ軸の変動分Δｖ_１δ
で検出すると、一次抵抗による電圧変動分を含まない電
圧成分となるためロバスト性のある二次抵抗補償が可能
となる。

そのため、γ−δ軸上での理想一次電圧ｖ_１γ＊,v
_１δ＊を演算で求め、一次抵抗と二次抵抗変化による電
圧変動分の補正をｉ_１γ＝I₁、ｉ_１δ＝０となるように
制御することにより実行する。このように制御すること
により、ｉ_１γ＝I₁を制御すPIアンプ出力にはΔｖ_１γ
が得られ、ｉ_１δ＝０に制御するPIアンプ出力にはΔｖ
_１δが得られる。Δ_１δには一次抵抗変化による電圧成
分が含まれていないので、二次抵抗変化の補償に使用す
ることが可能である。つまり、Δｖ_１δを用いて二次抵
抗変化の補償を行えば、一次抵抗変化に左右されない理
想的な補償を行うことができる。

このように、一次電流I₁を基準値としたγ−δ軸を用
いれば、二次抵抗変化の補償に用いる一次電圧変動デー
タがδ軸に直接得られるという利点を有する。

以下に本発明を具体的に詳述する。

（１）γ−δ軸を用いた場合のベクトル制御条件 第３図は誘導電動機の非対称Ｔ−Ｉ形等価回路、第４
図はこの等価回路に対応するベクトル図である。

今γ軸を一次電流I₁上にとればｉ_１γ＝I₁、ｉ_１δ＝
０となる。γ−δ軸においても「従来技術」の項で示し
た（１）式と同様の式が成り立つので（１）式のd,qを
夫々γ，δに変更すると、（１）式の3,4行目から
（６），（７）式が成り立つ。

Ｐを含んだ項を除去すれば常に成立するω_ｓの条件が
求められる。（７）式より次式が求められる。

（８）式を（６）式に代入すると次式が得られ、従っ
て（９）式が成り立つ。

ここで、λ_2dとλ_２γ，λ_２δの関係は次のようにな
る。

（10），（11）式を（９）式に代入すると次式が得ら
れる。

以上のようにγ軸を一次電流I₁上にとってｉ_１γ＝
I₁、ｉ_１δ＝０となるように制御し、かつｄ−ｑ軸上で
のベクトル制御条件を満足するようにすればω_ｓは「従
来技術」の項の（４）式と同一の式で表され、同一の条
件が得られることが分かった。

（２）γ−δ座標における理想電圧 ｉ_１γ＝I₁、ｉ_１δ＝０としたときのγ−δ軸の電圧
ｖ_１γ,v_１δを（１）式１、２行目より求めると次のよ
うになる。

定常状態を考えてＰ＝０とし、λ_2d＝Mi_1dを考慮する
と次のように変形できる。

（３）ｄ−ｑ座標における理想電圧 λ_2d＝Mi_1d、λ_2q＝０としたときのｄ−ｑ軸の電圧v
_1d，v_1qを（１）式1,2行目より求めると次のようにな
る。

定常状態を考えてＰ＝０とすると次のように変形でき
る。

（４）二次抵抗変化時の二次磁束変動 二次抵抗が変化したときの二次磁束変動について検討
する。（１）式3,4行目の定常状態を考えると次式が得
られる。

（22）式より次式が得られる。

（21）式に（24）を代入してλ_２γを求めると次のよ
うになる。

（21）式に（23）式を代入してλ_２δを求めると次の
ようになる。

ここで電流は指令値通りに制御されているとしてi_1d
＊＝i_1d、i_1q＊＝i_1q、ｉ_１γ＊＝ｉ_１γとする。また
２次抵抗変化分をＫとすると、R₂は（27）式で表される
から、ω_ｓは（４）式より（28）式で表される。

一方（25），（26）式にあるL₂／R₂ω_ｓは次のよう表
される。

（25）式に（29）式を代入すると次のようになる。

ここで、二次磁束の理想値は（10），（11）式より次
のように表すことができる。

ここで（30）式と（32）式を組み合わせ、また（31）
式と（33）式とを組み合わせると二次磁束変動分Δλ
_２γ，Δλ_２δは次のように表すことができる。

（５）二次抵抗変化時の一次電圧変動 （15），（16）式の各一段目よりγ−δ座標系におけ
る一次電圧の理想値は次のように表すことができる。

ここで、二次抵抗が変化したときの一次電圧変動につ
いて検討する。

λ_２δ＝λ_２δ＊＋Δλ_２δ、λ_２γ＝λ_２γ＊＋Δ
λ_２γを考慮して（15），（16）式の各一段目よりγ−
δ座標系における一次電圧を二次磁束変動を用いて表す
と次の（38），（39）式のようになる。ただし（38）式
の２段目1,2項は（16）式１段目よりｖ_１δ＊となり、
（39）式の２段目1,2項は（15）式１段よりｖ_１γ＊と
なる。またΔλ_２δ，Δλ_２γの値は夫々（35），（3
4）式を用いている。

（38），（39）式より一次電圧変動分Δｖ_１γ，Δｖ
_１δは次のようになる。

いま、（38）式よりｖ_１γにはR₁i_１γ＊の成分を含
んでいるため、一次抵抗R₁の変化による電圧変動もｖ
_１γは含むことになる。そのため、一次抵抗R₁の変化も
考慮すると（40）式は次のようになる。ただしK₁は一次
抵抗変化分である。

以上より、Δｖ_１γには一次抵抗R₁の変動分を含むた
め、二次抵抗R₂変化の補償に使用するには不適当であ
る。一方Δｖ_１δにはR₁の成分を含んでいないため、二
次抵抗変化による電圧変動成分と考えられる。従って、
δ軸の一次電圧ｖ_１δの変動分Δｖ_１δを検出して二次
抵抗補償を行えば、一次抵抗R₁の影響を含んでいないの
で次のような利点がある。

（ｉ）一次抵抗R₁の温度変化の影響を受けることなく二
次抵抗補償を行うことができる。

（ii）低速域ではR₁の電圧降下分の影響が大きくなる
が、δ軸の一次電圧ｖ_１δにはR₁の電圧降下分を含んで
いないので、低速域でも二次抵抗補償を正確に行うこと
が可能となる。

（iii）Δｖ_１δより二次抵抗補償を行えば、Δｖ_１γ
にはR₁変化分による電圧成分のみが発生する。これによ
り、R₁の推定が可能となる。R₁は一次抵抗ケーブルの抵
抗分デッドタイムの電圧降下分主回路素子のV_CE分など
を含んだものと考えられる。

（６）二次抵抗変化分Ｋの算出 （41）式より二次抵抗変化分Ｋを求めると、次のよう
になる。ただし、i_1q＊/i_１γ＊＝sinψ、ⁱ _1q＊/i_１γ
＊＝cosψを用いている。

また（41）式の展開の仕方を変えると１＋Ｋは次の
（44）式のように表される。

従ってδ軸成分の一次電圧変動分Δ_１δが検出できれ
ば、（43）または（44）式より二次抵抗変化分Ｋを求め
ることができる。

（７）本発明の手段 二次抵抗の目標値R₂＊と実際の二次抵抗とが一致して
いれば（28）式に基づいてω_ｓを求め、これをω_ｓ＊と
すればよいが、二次抵抗は温度により変化する。そこで
本発明ではΔｖ_１δを用いてＫを演算し、このＫにより
R₂＊を修正してω_ｓ＊を求める。一方一次抵抗も温度に
より変化するが、Δｖ_１δは（41）式からわかるように
一次抵抗の値を含んでいないので二次抵抗を補償するに
あたって一次抵抗変化に左右されない。この点において
は第７図に示した回路と共通しているが、第７図の回路
ではｄ−ｑ座標系における電流制御を行っているのに対
し、本発明ではγ−δ座標系における電流制御を基本と
して一次電圧を制御し、これにより電流制御アンプ出力
にΔｖ_１γ，Δｖ_１δを得、このΔｖ_１δを用いて二次
抵抗を補償するようにしている。

具体的には、i_1d＊，i_1q＊に基づいて一次電流のγ軸
成分の目標値ｉ_１γ＊（＝I₁）及び前記位相ψを算出す
る第１の座標変換部と、ｉ_１γ＊、ψに基づいて一次電
圧のγ、δ軸成分の目標値ｖ_１γ＊、ｖ_１δ＊を夫々算
出する手段と、誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ
座標の各軸成分ｉ_１γ,i_１δに変換する第２の座標変換
部と、ｉ_１γ＊及び一次電流のδ軸成分の目標値ｉ_１δ
＊（＝０）と前記第２の座標変換部よりのｉ_１γ,i_１δ
とに基づいて、現在の一次電圧のγ軸成分におけるｖ
_１γ＊からの変動分Δｖ_１γと、現在の一次電圧のδ軸
成分におけるｖ_１δ＊からの変動分Δｖ_１δとを算出す
る手段と、 i_1d＊，i_1q＊,i_１γ＊及びΔｖ_１δに基づいて二次抵
抗の設定値に対する変化分を演算する二次抵抗変化分演
算部とを設け、 ｖ_１γ＊とΔｖ_１γとの加算値を一次電圧のγ軸成分
の目標値ｖ_１γとし、またｖ_１δ＊とΔｖ_１δとの加算
値を一次電圧のδ軸成分の目標値ｖ_１δとし、これら目
標値ｖ_１γ,v_１δに基づいて電源電圧を制御すると共
に、 前記すべり角周波数演算部により二次時定数の設定値
と前記二次抵抗変化分演算部で得られた演算結果とに基
づいてそのときの二次時定数を求め、この二次時定数を
用いて演算を行うようにしている。

また本発明では二次抵抗変化分演算部を用いる代わり
に、現在の一次電圧のδ軸成分におけるｖ_１δ＊からの
変動分Δｖ_１δとこのΔｖ_１δの目標値零との偏差を入
力すると共に、すべり角周波数の目標値ω_ｓ＊からの変
動分Δω_ｓを出力するすべり角周波数制御アンプを設
け、 このすべり角周波数制御アンプよりのΔω_ｓとすべり
角周波数演算部で求めたω_ｓ＊との加算値をすべり角周
波数の目標値としても同様の作用、効果が得られる。

F.実施例 第１図は本発明の実施例を示す回路図であり、第７図
と同符号のものは同一部分を示している。５は第１の座
標変換部であって、i_1d＊、i_1q＊に基づいて一次電流I₁
を基準軸としたγ−δ座標におけるｉ_１γ＊とｄ軸とγ
軸との位相差ψとを演算する機能を有し、具体的には の演算を実行する。そして第１の座標変換部５より出力
されたsinψ、I₁、cosψ及び励磁分電流指令部１よりの
i_1d＊を用いて（15），（16）式の演算を実行し、ｖ
_１γ＊,v_１δ＊が求められる。

６は第２の座標変換部であり、一次電流の検出値i_u，
i_wをγ−δ座標の各軸成分ｉ_１γ,i_１δに変換する。こ
れらｉ_１γ,i_１δは夫々目標値ｉ_１γ＊、ｉ_１δ＊（＝
０）と比較され、その偏差分が夫々電圧制御アンプであ
るPIアンプ7,8に入力される。PIアンプ7,8からは夫々Δ
ｖ_１γ，ΔＶ_１δが出力され、既述したようにΔｖ_１γ
はｖ_１γ＊と、またはΔｖ_１δはｖ_１δ＊と夫々加算さ
れる。９は極座標変換部であり、一次電圧のベクトルV₁
の大きさ｜V₁｜とγ軸との位相角φとを出力する（第３
図参照）。この位相角φは、ψと後述するθ（＝ω_0t）
と加算され、これら加算値と｜V₁｜とがPWM回路4₁に入
力されてＵ、Ｖ、Ｗ相に対応する一次電圧指令値に変換
され、これによりインバータ4₂の電圧が制御される。

10は二次抵抗変化分演算部であり、i_1d＊，i_1q＊,i
_１γ＊及びΔｖ_１γを取り込んで（44）式の演算を実行
して二次抵抗変化分Ｋを求める部分である。また11はす
べり角周波数演算部であり、K,i_1d＊及びi_1q＊を取り込
み（28）式を実行してω_ｓを求める機能を有する。とこ
ろでコンピュータにより第１図の回路の各部の演算を実
行する場合には次のようにしてω_ｓを算出する。即ちＫ
の演算やすべり角周波数演算を含む一連の演算はクロッ
ク信号により瞬時に行われ、すべり角周波数演算部11に
おける（ｎ−１）回目の演算で求めた２次抵抗値をｎ回
目の演算における設定値とする。ｎ回目の演算で求めた
Ｋ及びR₂を夫々K_n，R_2nとして表し、R_2nの初期値R₂₀に
予め設定した値R₂＊を割り当てると、１回目からｎ回目
までの演算は次のようになる。

従ってｎ回目の演算で求めるω_ｓをω_snとして表す
と、ω_snは次の（45）式となり、 ω_sn＝（１＋K_n）・ω_s(n-1) ……（45） （ｎ−１）回目の演算で求めたω_s(n-1)を記憶しておい
て、（45）式により得られたK_nを用いることによりω_sn
が求められる。

この場合初期値ω_s1は ω_s1＝（１＋K₁）・R₂*・1/L₂*・ｉ_１δ＊/i_１γ＊で
ある。

こうして得られたω_ｓと電動機IMの回転子角周波数検
出値ω_ｒとを加算し、その加算値ω_０を電源角周波数の
目標値とする。

第２図は本発明の他の実施例を示す回路図であり、二
次抵抗変化分演算部12を用いる代りに電圧変動分制御ア
ンプであるPIアンプ13を用い、このPIアンプ13にΔｖ
_１δとΔｖ_１δの目標値零との偏差を入力して現在のす
べり角周波数における目標値ω_ｓ＊からの変動分Δω_ｓ
を出力信号として得ている。そしてすべり角周波数演算
部12ではR₂が理想値から変動しないと仮定した式 に基づいてω_ｓ＊を演算し、このω_ｓ＊とΔω_ｓとの加
算値をすべり角周波数の目標値としている。このような
実施例によればすべり角周波数の目標値は二次抵抗変化
に応じて自動的に修正される。

G.発明の効果 本発明によれば一次電流I₁を基準軸とする回転座標γ
−δ軸上での一次電圧のδ軸成分ｖ_１δは一次抵抗R₁の
電圧降下分を含まず、そのため二次抵抗変化による一次
電圧変動に関しても、その変動成分Δｖ_１δには一次抵
抗の影響が現れないことに着目し、例えば電流制御アン
プによりΔｖ_１δを求め、これを用いてすべり角周波数
の目標値を求めるときの二次抵抗変化を補償しているた
め、一次抵抗変化に影響されない理想的な補償を行うこ
とができる。更にΔｖ_１γ，Δｖ_１δを求めて電圧制御
を行っているので一次抵抗、二次抵抗変化に対する電圧
補正を行うことができ、この効果高いトルク制御精度を
得ることができると共にトルク応答が良好になる。

そして第７図の回路と比較した場合、第７図の回路で
はｄ−ｑ座標上のみで電圧制御を行っており、Δv_1d，
Δv_1qには一次抵抗、二次抵抗の双方の変化に対する変
動分を含んでいることから、Δv_1d，Δv_1qより二次抵抗
変化のみの影響を受けるデータと双方の変化の影響を受
けるデータとに分離する必要があるが、本発明ではその
ような分離を行うことなくΔｖ_１γ，Δｖ_１δにより直
接制御することができる。

またΔｖ_１δにより二次抵抗補償を行えばΔｖ_１γに
は一次抵抗変化による影響のみが残るため、このΔｖ
_１γに基づいて一次抵抗R₁の推定を行うこともできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示すブロック回路図、第２図
は本発明の他の実施例を示すブロック回路図、第３図は
誘導電動機の等価回路図、第４図〜第６図は各々電流、
電圧等のベクトル図、第７図はベクトル制御装置の比較
例を示すブロック回路図である。 １……励磁分電流指令部、２……速度アンプ、５……第
１の座標変換部、６……第２の座標変換部、7,8……電
流制御アンプであるPIアンプ、10……二次抵抗変化分演
算部、11……すべり角周波数演算部、13……電圧変動分
制御アンプ。

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】誘導電動機の電源角周波数と同期して回転
   する回転座標であって、二次磁束を基準軸とする座標を
   ｄ−ｑ座標とすると、誘導電動機の一次電流のｄ軸成分
   及びｑ軸成分の目標値i_1d*，i_1q*を算出し、これら目標
   値と二次時定数の設定値とに基づいてすべり角周波数を
   演算するすべり角周波数演算部を備えた誘導電動機のベ
   クトル制御装置において、 ｄ−ｑ軸に対し位相ψがtan^-1（i_1q＊／i_1d＊）異なり
   かつ一次電流I₁を基準軸とする座標をγ−δ座標とする
   と、i_1d＊，i_1q＊に基づいて一次電流のγ軸成分の目標
   値ｉ_１γ＊（＝I₁）及び前記位相ψを算出する第１の座
   標変換部と、 ｉ_１γ＊，ψに基づいて一次電圧のγ，δ軸成分の目標
   値ｖ_１γ＊,v_１δ＊を夫々算出する手段と、 誘導電動機の一次電流の検出値をγ−δ座標の各軸成分
   ｉ_１γ,i_１δに変換する第２の座標変換部と、 ｉ_１γ＊及び一次電流のδ軸成分の目標値ｉ_１δ＊（＝
   ０）と前記第２の座標変換部よりのｉ_１γ,i_１δとに基
   づいて、現在の一次電圧のγ軸成分におけるｖ_１γ＊か
   らの変動分Δｖ_１γと、現在の一次電圧のδ軸成分にお
   けるｖ_１γ＊からの変動分Δｖ_１δとを算出する手段
   と、 i_1d＊，i_1q＊,i_１γ＊及びΔｖ_１δに基づいて二次抵抗
   の設定値に対する変化分を演算する二次抵抗変化分演算
   部とを設け、 ｖ_１γ＊とΔｖ_１γとの加算値を一次電圧のγ軸成分の
   目標値ｖ_１γとし、またｖ_１δ＊とΔ_１δとの加算値を
   一次電圧のδ軸成分の目標値ｖ_１δとし、これら目標値
   ｖ_１γ,v_１δに基づいて電源電圧を制御すると共に、 前記すべり角周波数演算部は二次時定数の設定値と前記
   二次抵抗変化分演算部で得られた演算結果とに基づいて
   そのときの二次時定数を求め、この二次時定数を用いて
   演算を行うことを特徴とする誘導電動機のベクトル制御
   装置。
2. 【請求項２】請求項（１）記載の誘導電動機のベクトル
   制御装置において、 二次抵抗変化分演算部を用いる代りに、現在の一次電圧
   のδ軸成分におけるｖ_１δ＊からの変動分Δｖ_１δとこ
   のΔｖ_１δの目標値零との偏差を入力すると共に、すべ
   り角周波数の目標値ω_ｓ＊からの変動分Δω_ｓを出力す
   る電圧変動分制御アンプを設け、 この電圧変動分制御アンプよりのΔω_ｓとすべり角周波
   数演算部で求めたω_ｓ＊との加算値をすべり角周波数の
   目標値とすることを特徴とする誘導電動機のベクトル制
   御装置。