KR100222358B1 - 벡터 제어형 인버터를 통해 유도 모터의 토크를 제어하는 장치 및 방법 - Google Patents

벡터 제어형 인버터를 통해 유도 모터의 토크를 제어하는 장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR100222358B1
KR100222358B1 KR1019970004617A KR19970004617A KR100222358B1 KR 100222358 B1 KR100222358 B1 KR 100222358B1 KR 1019970004617 A KR1019970004617 A KR 1019970004617A KR 19970004617 A KR19970004617 A KR 19970004617A KR 100222358 B1 KR100222358 B1 KR 100222358B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
induction motor
torque
output
circuit
skin effect
Prior art date
Application number
KR1019970004617A
Other languages
English (en)
Other versions
KR970063897A (ko
Inventor
야스히로 야마모또
Original Assignee
고지마 게이지
가부시키가이샤 메이덴샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 고지마 게이지, 가부시키가이샤 메이덴샤 filed Critical 고지마 게이지
Publication of KR970063897A publication Critical patent/KR970063897A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100222358B1 publication Critical patent/KR100222358B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H02P21/10—Direct field-oriented control; Rotor flux feed-back control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
    • H02P21/09—Field phase angle calculation based on rotor voltage equation by adding slip frequency and speed proportional frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/16—Estimation of constants, e.g. the rotor time constant
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/01—Asynchronous machines

Abstract

상기 유도 모터에 대한 벡터 제어를 이행하기 위해 사용된 슬립 주파수를 계산하도록 배치된 슬립 주파수 계산기 및 상기 유도 모터의 2차 저항 내의 온도 변화에 의해 상기 슬립 주파수를 교정하도록 배치된 2차 저항 보상 회로를 갖는 벡터 제어형 인버터를 통해서 유도 모터의 토크를 제어하는 장치 및 방법에 있어서, 기본적으로 누설 인덕턴스(Lσ)가 표피 효과 현상으로인해 비선형적으로 변화하는 경우 2차 저항 보상 회로의 출력에서 나타난 에러 성본을 유도하기 위해 표피 효과 교정회로가 첨가된다.

Description

백터 제어형 인버터를 통해 유도 모터의 토크를 제어하는 장치 및 방법
제1도는 본 발명에 따른 제1 양호한 실시예의 유도 모터의 토크를 제어하는 장치의 회로 블럭 다이어그램.
제2도는 본 발명에 따른 제2 양호한 실시예의 유도 모터 제어 장치의 회로 블럭 다이어그램.
제3도는 본 발명에 따른 제3 양호한 실시예의 유도 모터 제어 장치의 회로 블럭 다이어그램.
제4도는 본 발명에 따른 제4 양호한 실시예의 유도 모터 제어 장치의 회로 블럭 다이어그램.
제5도는 유도 모터의 토크를 제어하는 장치가 사용될 수 있는 유도 모터의 T-타입 등가 회로 다이어그램.
제6도는 유도 모터의 토크를 제어하는 장치가 사용될 수 있는 유도 모터의 T-I타입 등가 회로 다이어그램.
제7도는 유도 모터에 대한 기본 벡터 제어 장치의 회로 블럭 다이어그램.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
1 : 유도 모터 2 : 제산기
3 : 계수 프로세서 4 : 전류 제어 시스템
5, 6 : 좌표 변환 회로 7 : 슬립 계산기
10 : 속도 검출기 13 : 유도 전압 및 자속 계산 회로
14 : 모델 계산기 15 : 에러 특성 변수 추출 회로
[발명의 목적]
[발명이 속하는 기술 분야 및 그 부야의 종래 기술]
본 발명은 벡터 제어형 인버터를 통해 유도 모터의 토크를 제어하는 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 토크 제어 중인 유도 모터의 회로 상수를 보상하기 위해 설계된 장치 및 방법에 관한 것이다.
벡터 제어 시스템은 일반적으로 자속 성분 및 2차 회로(secondary circuit)(유도 모터 로터측 회로)의 전류 성분이 비간섭 모드에 관하여 제어되어서 유도 모터 내에서 발생된 토크 및 자속을 정확하게 제어하는 유도 모터용의 가변 속도 및 구동 장치에 사용된다.
벡터 제어 시스템은 정상 토크(steady torque)뿐만 아니라 전이 토크 변량을 정확하게 제어할 수 있기 때문에 알맞은 응답 특성이 요구되는 서보 시스템(servo system)같은 제어 시스템에서도 널리 사용된다.
어쨌든, 벡터 제어에 대한 제어 대상인 유도 모터의 회로 상수들은 벡터 제어를 이행하기 위해 요구된다. 그러나, 실제 회로 상수들은 회로 상수들의 설계된 값에 정확하게 일치하는 것은 아니며 설계된 값들의 회로 상수들에 에러가 존재한다. 부가적으로, 개별적인 유도 모터들에 대한 회로 상수들의 편차가 개별적인 유도 모터들에 사용된 기계적 작업 정확도 및 물질 특성들로 인해 엄밀하게 존재한다.
또한, 회로 상수들이 유도 모터의 구동 조건들에 따라 변화하게 하는 비선형특성들이 모든 유도 모터에서 발견된다.
벡터 제어 하의 유도 모터가 토크 제어 정확도가 엄밀하게 요구되지 않는 상황 하에서 사용되었기 때문에, 회로 상수들을 그 비선형 특성들을 고려하여 엄밀하게 조절하는 것이 필요하다. 유도 모터의 철(구리) 코어 내의 자기 포화 및 2차 저항 내의 온도 변량 같은 비선형 특성은 전체 유도 모터의 특성에 현저하게 영향을 미친다. 따라서, 유도 모터용의 벡터 제어 시스템은 이러한 비선형 특성들에 대한 보상을 구현한다.
미국 특허 제5,341,081호는 상술된 비선형 특성들에 대한 보상을 위한 보상 방법을 설명한다.
그 결과, 토크 제어 정확도가 3% 향상되었다. 그러나, 예를 들어 약 1% 상향의 토크 제어 정확도의 요구에 부합하기 위해 더욱 향상될 여지가 남아있다[예를 들어서, 섀시 다이나모미터 어플리케이션(chassis dynamometer application)].
일본 특개평 6-86581호(1994. 3. 25 출원)는 종래의 (3상) 유도 모터용의 벡터제어 장치를 설명한다.
상기의 일본 특허에 개시된 유도 모터용의 종래의 벡터 제어 장치에서, 온도 변량에 따른 회로 상수들 중에 하나인 2차 저항 내의 변량이 보상된다.
상세하게는, 상기 일본 특허에 개시된 종래의 벡터 제어 장치는 : 1) 2차 유도 전압(E2; E2d,E2q)을 계산하거나 또는 E2의 적분(integration)의 2차 자속(λ2; λ2d,λ2q)을 계산하기 위해 유도 모터의 출력 전압 정보로부터의 출력전류 성분 또는 전류 인스트럭션 성분으로 인한 1차 저항(primary resistance; R1)을 가로지르는 그리고 누설 인덕턴스(Lσ)를 가로지르는 전압 강하 성분(voltage drop component)들을 제하도록 배치된 유도 전압 및 자속 계산 회로; 2) 등가 수치적 모델을 가지도록 배치되고 자속 인스트럭션(λ2d ★)으로부터의 모델의 2차 유도 전압(E2d ★,E2q ★), 토크 전류 인스트럭션(IT★), 및 출력 주파수(ω1)를 계산하고 출력하도록 배치된 모델 계산 회로; 3) 각각의 출력들 간에 에러가 발생했는지의 여부를 결정하기 위해 유도전압 및 자속 계산 회로 및 모델 계산 회로의 양 출력들을 비교하고, 각각의 출력들간에 에러가 존재하는 경우에 모델 내의 2차 저항과 실제 유도 모터 내의 2차 저항간의 에러가 존재하는 경우에 2차 저항 보상 회로로 슬립 주파수(slip frequency)를 계산하기 위해 사용된 R2' 내의 에러 성분에 상응하는 성분을 추출하여 출력하도록 배치된 에러 특성 변수 추출 회로; 4) 에러 특성 변수 검출기로부터 출력된 2차 저항 R2'의 에러 성분에 상응하는 성분을 적분하고, 2차 저항 R2'의 온도 변량 계숙(KR2)를 계산하기 위해 적분된 성분에 대한 한계를 제공하도록 배치된 2차 저항 보상 계산 회로; 및 5)실제 유도 모터의 2차 저항 내의 변량에 상응하는 슬립을 계산하기 위해 슬립 계산의 R2'의 성분에 계수(KR2)를 곱하도록 배치된 슬립 계산 회로를 포함한다.
따라서, 상기 일본 특어헤 개시된 종래의 벡터 제어 장치는 실제 유도 모터내의 2차 저항이 모터의 구동이 정확한 토크 제어 성능을 실현할 수 있는 동안에 온도 변량에 따라 변화하는 경우일지라도 2차 저항 내의 변량을 산출하는 최적의 슬립을 계산할 수 있다.
에러 특성 변수 추출 회로의 입력은 일반적으로 d축 및 q축의 전압 및 전류 성분들 2개의 축들을 포함하며 그 출력은 1차원적인 데이터로서 2차 저항(R2)의 값을 감소 또는 증가시킨다.
종래의 벡터 제어 장치에 있어서, 유도 모터의 1차 전류를 따라 있는 축은 새로이 γ축으로 설정되며 γ축에 수직한 축은 δ축으로 새롭게 설정되어서 에러 전압의 δ축이 추출되고 2차 저항 보상 회로로 출력되게 한다.
이러한 방법으로, 추출 회로의 입력이 전압 성분인가 또는 자속 성분인가에 따라 그리고 2-축 데이터로부터 어떤 성분이 추출되고 1차원적인 데이터의 형태로 출력되었는가에 따라 다양한 2차 저항 보상 방법들의 차들이 존재한다.
그러나, 상기 일본 특허에 개시된 종래의 벡터 제어 장치는 비록 상술된 벡터 제어 장치가 오직 2차 저항 성분 만이 변화하는 경우에 그리고 2차 저항 성분이외의 누설 인덕턴스(Lσ)를 포함하는 회로 상수들에 어떠한 변화도 없는 것 같은 필수 조건 하에서 효과적으로 동작한다 할지라도 다음과 같은 해결해야할 문제점을 갖고 있다.
그러나, 실제로 실제 유도 모터의 로터 상의 슬롯 형성에 관련된 표피 효과와 같은 그러한 현상이 발생하며 표피 효과는 슬립 주파수가 2차측 내의 회로 상수들(제5도의 R2및 ℓ2또는 제6도의 R2',Lσ,및 M')을 변화시키도록 유발한다.
비록 2차 저항 성분의 변량이 상술된 종래의 벡터 제어 장치에 의해 보상될 수 있을지라도 그리고 비록 누설 유도의 회로 상수(Lσ)가 유도 전압 및 자속 계산 회로 및 모델 계산 회로에 사용된다 할지라도, 2차 저항 보상 회로는 누설 인덕턴스 (Lσ)의 변량을 보상할 수 없다.
달리 말하면, 2차 저항 보상 회로가 종래의 벡터 제어 장치에 적용되는 경우에도, 2차 저항 보상 특성 자체는 표피 효과에 크게 영향을 받는 유도 모터의 경우에 유도 모터로의 인가 로드의 변량에 따라 변화한다.
2차 저항 보상의 정확도는 표피 효과로 인한 누설 인덕턴스 (Lσ)의 변량이 어떻게 모델되고 얼마나 정확하게 그 변량이 보상되는지에 따라 결정된다. 이것이 해결해야할 첫번째 문제점이다.
다음으로, 누설 인덕턴스 (Lσ)의 비선형성이 정확하게 측정될 수 있으며 정확한 누설 인덕턴스 (Lσ)가 모델 계산 회로에 사용될 수 있다. 이때, 2차 저항 보상이 정확하게 동작될 수 있기 때문에, 로드 및 2차 저항의 온도가 변화하는 경우일지라도 종래의 벡터 제어 장치보다 더욱 정확한 토크 제어 성능이 실현될 수 있다.
그러나, 로드가 급작스럽게 변화하는 경우, 그 표피 효과로 인해 누설 인덕턴스 뿐만 아니라 2차 저항이 급작스럽게 변화된다. 이러한 상화하에서는, 2차 저항에 대한 보상 자체를 산출하고 계산하는 데에 많은 시간이 소요되어서 2차 저항의 실값(real value)이 산출될 때까지 지연 시간이 산출된다. 부가적으로, 급작스런 로드 변화 직후에 2차 저항 보상의 추종 랙(follow-up lag)으로 인한 전이 토크 제어에러가 발생한다.
2차 저항 보상의 반응이 2차 시상수보다 느린 경우, 이것은 단지 토크 에러 뿐만 아니라 2차 자속의 변량에 영향을 미쳐서 2차 저항 보상 산출이 종결되는 경우에도 자속이 원래로 복귀할 때까지 토크 에러가 지속적으로 발생된다. 로드 내의 급작스런 변화의 발생 동안의 그러한 전이 토크 에러는 억제될 필요가 있다. 이것이 해결해야할 두번째 문제점이다.
[발명이 이루고자 하는 기술적 과제]
따라서, 상술된 무제점들을 해결할 수 있으며 고려 대상인 유도 모터의 회로 상수들의 비선형 특성들을 가지고도 향상된 토크 제어 정확도를 갖는 벡터 제어형인버터를 통하여 유도 모터의 토크를 제어하는 장치 및 방법을 제공하는 것이 본 발명의 목적이다.
본 발명의 한 양상에 따라, a) 유도 모터의 로터의 속도(ωr)를 검출하도록 배치된 검출기; b) 검출된 로터 속도(ωr)로부터 유도 모터의 출력 주파수(ω1)를 계산하도록 배치된 출력 주파수 계산기; c) 유도 모터와 동등한 모델을 가지며 토크 전류 인스트럭션(IT★), 2차 자속인스트럭션(λ2d ★) 및 출력 주파수(ω1)로부터 적어도 모델의 2차 유도 전압(E2 ★)을 계산하도록 배치된 모델 계산기; d) 유도 모터의 1차 전압 및 전류로부터 적어도 2차 유도 전압(E2)을 계산하도록 배치된 유도 전압 및 자속 계산기; e) 상기 유도 전압 및 자속 계산기와 상기 모델 계산기에 의한 계산된 2차 유도 전압들 간의 편차를 유도하고 편차로부터 유도 모터의 2차 저항의 변량에 상응하는 에러 특성 변수를 1차원 성분으로서 추출하여 출력하도록 배치된 에러 특성 변수 추출 회로; f) 2차 자속 인스트럭션(λ2d ★), 토크 전류 인스트럭션(IT★), 및 유도 모터의 2차 저항(R2')으로부터 슬립 주파수(ωs)를 계산하도록 배치된 슬립 계산기; 및 g) 상기 에러 특성 변수 추출 회로의 출력 변수에 따라 유도 모터의 2차 저항의 온도 변량에 의해 유도 모터에 대한 벡터 제어를 이행하기 위해 사용된 상기 슬립 계산기의 슬립 주파수 계산을 교정하도록 배치된 보상 회로를 포함하되, 장치는 비선형 함수 테이블을 가지며 유도 모터의 로터의 검출된 속도(ωr)및 토크 전류 인스트럭션(IT★) 또는 토크 인스트럭션(Trq) 중에 적어도 어느 하나에 상응하는 비선형 함수 테이블로부터 표피 효과로 인해 유도 모터의 누설 인덕턴스가 비선형적으로 변화하는 경우 상기 보상 회로의 출력에서 나타난 에러 성분을 유도하도록 배치된 표피 효과 교정 회로, 및 상기 표피 효과 교정 회로의 출력된 에러 성분을 상기 에러 특성 변수 추출 회로의 출력 변수에 가산하다록 배치된 가산기를 더 포함하는 벡터 제어형 인버터를 통해 유도 모터의 토크를 제어하는 장치가 제공된다.
본 발명의 다른 양상에 따라, a) 유도 모터의 로터의 속도(ωr)를 검출하는 단계; b) 검출된 로터 속도(ωr)로부터 유도 모터의 출력 주파수(ω1)를 계산하는 단계; c) 유도 모터와 동등한 모델을 제공하며 토크 전류 인스트럭션(IT★), 2차 자속 인스트럭션(λ2d ★) 및 출력 주파수(ω1)로부터 모델의 적어도 2차 유도전압(E2 ★)을 계산하는 단계; d) 유도 모터의 1차 전압 및 전류로부터 적어도 2차 전압(E2)을 계산하는 단계; e) 단계 d) 및 c)에서 계산된 유도 전압들 간의 편차를 유도하고 편차로부터 유도 모터의 2차 저항의 변량에 상응하는 에러 특성 변수를 1차원 성분으로서 추출 및 출력하는 단계; f) 2차 자속 인스트럭션(λ2d ★), 토크 전류 인스트럭션(IT★), 및 유도 모터의 2차 저항(R2')으로부터 슬립 주파수(ωs)를 계산하는 단계; 및 g) 단계 e)에서의 출력 변수에 따라 유도 모터의 2차 저항의 온도 변랑에 의해 유도 모터에 대한 벡터 제어를 이행하기 위해 사용된 슬립 주파수 계산을 교정하는 단계를 포함하되,방법은 h) 비선형 함수 테이블을 제공하는 단계; i) 유도 모터의 로터의 검출된 속도(ωr) 및 토크 전류 인스트럭션(IT★) 또는 토크 인스트럭션(Trq) 중에 적어도 어느 하나에 상응하는 비선형 함수 테이블로부터 표피 효과로 인해 유도 모터의 누설 인덕턴스가 비선형적으로 변화하는 경우 상기 보상 회로의 출력에서 나타난 에러 성분을 유도하는 단계; 및 j) 출력된 에러 성분을 단계 e)에서 출력된 출력 변수들에 가산하는 단계를 더 포함하는 벡터 제어형 인버터를 통해 유도 모터의 토크를 제어하는 방법이 제공된다.
[발명의 구성 및 작용]
이하 도면을 참조하여 본 발명을 설명한다.
본 발명에 따른 벡터 제어형 인버터를 통해서 유도 모터의 토크를 제어하는 장치의 제1 양호한 실시예를 설명하기 이전에, 유도 모터(3상) 회로 상수들의 정의가 제5도 및 제6도를 참조로 하여 설명될 것이다.
종래에는, 제5도의 T-타입 등가 회로가 사용되었다. 그러나, 벡터 제어에서, 여자 전류 및 토크 전류 같은 변수들이 사용되기 때문에, 이러한 변수들에 물리적으로 상응하는 제6도의 T-I 타입 등가 회로가 최근에 사용된다.
따라서, 본 발명에 따른 토크 제어 장치는 제6도의 T-I 타입 등가 회로 내의 회로 상수들을 사용한다.
제5도에 인용된 회로 상수들은 '발명이 속하는 기술 분야 및 그 분야의 종래 기술'에 설명된 해결되어야 할 문제점들에 사용되었다.
제5도 및 제6도의 이들 2개의 등가 회로들은 텐서 변환의 기술을 사용하여 동등하게 변환된다. 이들 심벌들의 관계는 식(1)에 도시된 것과 같이 유도된다.
Figure kpo00002
상기 식 (1)에서, R2는 고정 2차 저항, M은 여자 인덕턴스(exciting indutance), ℓ1은 제5도의 1차 누설 인덕턴스,ℓ2는 제5도의 2차 누설 인덕턴스, 및 Lσ는 제6도의 누설 인덕턴스를 표시한다.
다음으로, 제7도는 본 발명에 따른 토크 제어 장치가 설치된 것에 기초한 슬립 주파수 타입의 기본 벡터 제어를 도시한다.
제7도에서, 유도 모터(1)의 속도 제어 시스템으로부터의 토크 인스트럭션(Trq)은 토크 인스트럭션(IT★)을 유도하기 위해 제산기(2)에서 2차 자기 인스트럭션(λ2d ★)으로 제산된다. 여자 전류 인스트럭션(IO★)은 계수 프로세서(3)에서 2차 자속 인스트럭션(λ2d ★)을 승산하고 제산함으로서 유도된다. 이들 인스트럭션들(IO★및 IT★)은 여자축(d) 전류 성분 및 토크축(q) 전류 성분의 검출된 값들(Id 및 Iq)과 비교되고, 양 성분들은 전류 제어(ACR) 시스템(4)의 각각의 감산기에서 각각의 편차를 유도하기 위해 전력 공급 주파수와 동기화하여 회전하는 직교 2위상 회전 좌표 시스템(orthogonal bi-phase rotational coordinate system)이 된다.
전류 제어 시스템(4)에서, 편차들은 직교 2위상 회전 좌표 시스템 상에서 전압 인스트럭션(V1d및 V1q)을 유도하기 위해 각각 비례-적분(proportional-integra; P-I)된다.
좌표 변환 회로(5)는 2위상 전압 인스트럭션(V1d및 V1q)을 유도 모터(1)에 1차 전압 인스트럭션을 유도하기 위해 2위상/3위상 및 회전 좌표 변환을 통해서 3위상 고정 좌표 상의 3위상(tri-phase) 전압(Vu,Vv, 및 Vw)으로 변환시킨다. 1차 전압 인스트럭션은 3위상/2위상 및 회전 좌표 시스템을 통한 2위상 회전 좌표 시스템 상의 전류(Id 및 Iq)로의 3위상 고정 좌표 시스템 상의 PWM(Pulse Width Modulation) 인버터(도시 생략)의 출력 인스트럭션으로서 사용된다.
슬립 계산기(7)는 2차 자속 인스트럭션(λ2d ★), 토크 전류 인스트럭션(IT★), 및 유도 모터(1)의 2차 저항(R2)으로부터 슬립 주파수 성분(ωs)을 계산한다.
기준 위상 계산기(8)는 전원 각주파수(ω1)를 유도하기 위해 모터(1)의 로터속도 검출값(ωr)을 슬립 주파수 성분(ωs)에 가산하고, 기준 위상[여자 축 위상(exciting axis phase); θ1]을 유도하고 회로 5 및 회로 6에서 좌표 변환에서 요구되는 기준 위상(θ1)을 나타내기(develop) 위해 1/s를 통해서 ω1의 값을 적분한다. 유도 모터(1)의 로터 속도는 로터의 회전 속도에 비례하는 주파수를 갖는 펄스 트레인을 유도하기 위해 유도 모터(1)에 축방향으로 결합된 위상 픽업(phase pick up)(9)에 의해 그리고 로터 속도(ωr)를 검출하기 위해 픽업(9)으로부터 펄스 트레인을 수신하는 속도 검출기(10)에 의해 검출된다. s는 라플라스 변환 내의 복소 변수들을 표시한다. 여자 인덕턴스 포화 교정 회로(exciting inductance saturation correction circuit)(12)는 로터 속도(ωr)또는 자속 인스트럭션에 따라 계수 프로세서(3)내의 계수(M')를 교정한다.
제3도에 도시된 벡터 제어에서, 자속 인스트럭션(여자 전류 성분) 및 토크 전류 성분이 DC 모터의 계자 전류 및 전기자 전류에 상응하는 유도 모터(1)의 토크를 제어하기 위해 주어지며 슬립 계산기(7)는 유도 모터(1)의 2차 저항(R2')을 사용하여 슬립을 계산하고 제어한다.
슬립이 적합하게 저어되지 않는 경우, 정확한 여자 전류 및 토크가 나타날 수 없으며 따라서 토크 제어 에러가 발생한다. 그러나, 유도 모터 내의 각각의 전류 경로는 구리(Cu) 또는 알루미늄(Al) 간은 전기 전도체로 구성되어 있기 때문에, 2차 저항 성분이 구동 동안에 변화하는 온도에 따라 변화한다. 즉, 고정 2차 시상수가 슬립 제어의 슬립 계산에 사용되는 경우, 정확한 토크 제어가 실현될 수 있다.
[실시예 1]
제1도는 본 발명에 따른 제1 양호한 실시예의 벡터 제어 타입 인버터를 통해 유도 모터의 토크를 제어하는 장치의 회로 블럭 다이어그램이다.
제1도에서, 제7도에서와 동일한 참조 번호들은 제7도와 동일한 엘리먼트들에 상응하기 때문에, 상세한 설명을 생략한다.
제1 양호한 실시예에서, 모델 계산기(14)의 새로운 회로, 에러 특성 변수 검출 회로(15), 유도 전압 및 자속 계산 회로(13), 2차 저항 변량 보상 계산 회로(16), 표피 효과 교정 회로(17), 및 덧셈기(가산기)(17A)가 제7도에 도시된 벡터 제어 시스템에 제공된다.
말하자면, 유도 전압 및 자속 계산 회로(13)는 2차 유도 전압(E2; E2d,E2q)을 유도하기 위해 또는 2차 유도 전압(E2)의 적분의 2차 자속(λ2; λ2d,λ2q)을 유도하기 위해 출력 전압 정보(Vu,Vv,Vw)로부터 출력 전류(Iu,Iw)또는 전류 인스트럭션(Id,Iq)에 의해 유발된 누설 인덕턴스(Lσ)및 1차 저항(R1)을 가로지르는 전압강하 성분들을 제외시킨다.
모델 계산기(14)는 그 안에 모델을 가지며 자속 인스트럭션(λ2d ★), 토크 전류 인스트럭션(IT★), 및 슬립 계산기(8) 이전의 덧셈기(8A)의 출력 주파수(ω)(1)로부터의 모델의 2차 유도 전압(E2 ★; E2d ★,E2q ★)을 계산하고 출력하도록 배치된다 [그리고 또한, 모델의 2차 자속(λ2 ★; λ2d ★,λ2q ★)을 계산한다].
에러 특성 변수 추출 회로(15)는 유도 전압 및 자속 계산 회로(13) 및 모델 계산기(14)의 양 출력들을 비교하고 출력하며 슬립 계산을 위해 사용된 2차 저항(R2')을 교정할 수 있도록 하기 위해 2차 저항 보상 회로(16)로 2차 저항(R2')의 에러 성분에 상응하는 성분을 출력한다. 2차 저항 회로(16)는 실제 유도 모터(1) 내의 2차 저항 내의 변량에 상응하는 슬립을 계산하기 위해 슬립 계산기(7) 내에서 R2'성분을 승산한다. 회로 13, 회로 14, 회로 15, 및 회로 16의 설명은 '발명이 속하는 기술 분야 및 그 분야의 종래 기술'에 상술되어 있다.
'발명이 속하는 기술 분야 및 그 분야의 종래 기술'의 해결되어야 할 문제점에 설명된 바와 같이, 누설 인덕턴스(Lσ)의 비선형성은 2차 저항의 온도 변량에 대한 보상의 에러의 원인을 제공하기 때문에, 누설 인덕턴스(Lσ)의 비선형성을 정확하게 모델하는 것이 필수적이다. 말하자면, 제1 실시예의 개념은 모델 계산기측에서의 누설 인덕턴스(Lσ)가 정확하게 교정되어서 모델 계산기측에서의 계산된 전압(또는 자속) 2차 유도 전압 및 자속 계산 회로측에서 계산된 것과 등가가 된다는 것이다. 이러한 개념을 실현하기 위해, 로드 설비를 사용하여 모터(1)에 인가된 로드토크로써 실제 테스트를 실시하고 실제 누설 인덕턴스 성분을 유도하기 위해 모터(1)의 전압 및 전류를 측정하는 것이필수적이다.
제1 양호한 실시예에서, 상기 비선형성은 모델 전압이 2차 저항 변량에 대한 보상 없이 모델 전압이 사용되지 않는 경우 Lσ의 형태로 처리될 필요가 없기 때문에, 인덕턴스로서 자연스럽게 처리될 비선형 성분이 에러 특성 변수 추출 회로(15)로부터 출력된 모델 계산기(14) 및 2차 유도 전압 및 자속 계산 회로(13) 사이의 에러 성분으로서 (에러 전압 또는 에러 자속의 단위로) 교정된다.
누설 인덕턴스(Lσ)가 실제로 측정된 경우, 누설 인덕턴스(Lσ) 내의 변량을 유도하기 위해 모델 계산기(14)로부터의 출력 변수(전압)와 유도 전압 및 자속 계산회로(13)(즉, 유도 모터(1))의 실제 출력 변수 (전압) 사이의 에러로부터 각주파수 및/또는 전류값을 제산하는 것이 필수적이다. 그러나, 에러 특성 변수 추출 회로(15)의 출력에 에러 성분의 교정을 가산하는 방법이 제1 양호한 실시예에서 사용되는 경우, 전압 에러 성분(또는 자속 에러 성분)의 형태의 데이터가 저장될 수 있어서 후술된 제2 양호한 실시예에서의 실제 로드 테스트 동안의 튜닝(tuning)이 간략화될 수 있다. 부가적으로, 2차 저항 내의 변량으로 인한 에러에 대한 보상 동안에 Lσ의 값에 전류 및 각속도를 승산하는 것이 필수적인 것은 아니다. 따라서, 누설 인덕턴스(Lσ)내의 변량의 계산이 간략화될 수 있다.
제1 양호한 실시예에서, 표피 효과 교정 회로(17)가 가산되어서 2차원 비선형 함수를 저장하고 가산기(17A)가 에러 특성 변수 추출 회로(15), 표피 효과 교정 회로(17), 및 R2' 변수 보상 회로(16) 사이에 삽입된다.
표피 효과 교정 회로(17)는 속도 검출 회로(10)로부터의 로터 속도(ωr)의 검출된 값 및 코트 전류 인스트럭션(IT★)을 수신하고 에러 특성 변수 추출 회로(15)의 출력(변수)으로서 동일한 단위(전압 또는 자속)를 갖는 성분을 출력한다. 표피 효과 교정 회로 내의 비선형 함수(테이블)의 실제 계산에서, 2개의 측방향 축들 성분들에 사용된 입력 변수들(IT★및 ωr)로써, 테이블의 보간 또는 함수의 근사가 이행된다. 이어서, 가산기(17A)는 표피 효과 교정 회로(17)의 교정 성분을 에러 특성변수 추출 회로(15)의 출력 변수들에 가산한다.
따라서, 모델 내의 파라미터들이 실제 유도 모터(1) 내의 상응하는 파라미터3들에 일치하지 않는다는 사실로 인해 2차 저항 보상 회로에 에러가 발생하는 경우, 표피 효과 교정 회로(17)로부터 유도된 교정 성분은 파라미터들 중에 상응하는 파라미터의 에러 또는 파라미터들 내의 에러들을 소거시킬 수 있다.
자속 인스트럭션(λ2d★)이 로터 속도 검출 회로의 검출된 값(ωr)을 대신하여 표피 효과 교정 회로(17)에 입력될 수 있으며/또는 토크 전류(IT)가 토크 전류 인스트럭션(IT★)을 대신하여 표피 효과 교정 회로(17)에 입력될 수 있다.
비록 표피 효과 교정 회로(17)의 출력 변수가 되는 ω r 및 z좌표로써 사용될 수 있다.
[실시예 2]
제2도는 본 발명에 따른 유도 모터 제어 장치의 제2 양호한 실시예를 도시한다.
제2도에서, 실제 로드는 로드 설비(18)로부터 제어될 유도 모터(1)에 직접 인가된다.
토크 검출기(19)는 로드 설비(18)로부터 로드 토크를 검출한다.
토크 제어 정확도를 더욱 향상시키기 위해, 토크 제어 회로(20)가 제1도에서 도시된 토크 인스트럭션(Trq)이 유도 모터(IM1)의 로터의 각 검출 속도에서 토크 검출기(19)의 검출된 토크와 비교되는 제1 양호한 실시예의 구조에 첨가되고 표피 효과 접속 회로(17)의 출력 변수는 값들이 서로 일치하도록 더 접속된다.
표피 효과 교정 회로(17)는 토크 제어 회로(20)의 출력 값을 표피 효과 교정회로(17)의 교정 함수 값으로서 경신하고 저장한다. 토크 제어 회로(20)는 토크 인스트럭션값(Trq) 및 제산기(20A)의 제산 결과에 관한 표피 효과 교정 회로(17)의 출력 변수의 함수 테이블(20B)로부터 토크 검출기(19)의 검출된 토크를 제산하도록 배치된 제산기(20A)를 포함한다.
실제 로드 토크가 토크 인스트럭션(Trq)과 일치하는 경우, 2차 저항 보상은 정확한 토크값으로 수렴된다고 할 수 있다. 동시에, 검출 토크값고 토크 인스트럭션값 양쪽의 일치에 요구되는 교정 데이터가 유도될 수 있다.
제2 실시예의 이러한 튜님 동작에서, 토크 제어 회로(20)는 튜님 동작 동안에 토크를 측정하고 2차원 토크의 토크 또는 속도 변량을 저장하는 함수를 갖는다.
유도 모터(1)가 섀시 다이나모미터 같은 실제 상황에 사용되는 경우, 로드 설비(18)는 실제 로드 설비로 교체된다.
[실시예 3]
정상 상태 토크에 대한 제1 또는 제2 실시예에서 매우 정확한 토크 제어가 실현될 수 있다. 그러나, 토크가 전이적으로(transiently) 및 급작스럽게 변화하는 경우, 2차 저항 성분의 변량에 관하여 2차 저항 보상에 응답 지연(response delay)이 발생하여서, 토크 왜곡의 원인을 제공한다. '발명이 속하는 기술 분야 및 그 분야의 종래 기술'에 설명된 이러한 제2 문제점을 해결하기 위해 제3의 양호한 실시예가 제안되어 실제 상황에 한정되었다.
제3도는 본 발명에 따른 토크 제어 장치의 제3 양호한 실시예를 도시한다.
제3도에서, 표피 효과 전이 성분 교정 회로(21) 및 승산기(22)는 도1에서 도시된 제1 실시예의 회로 구조에 첨가된다.
표피 효과 전이 성분 교정 회로(21)는 표피 효과 교정 회로(17)에서와 동일한 방법으로 모터(1)를 통해서 흐르는 전류의 변화에 의해 유발된 표피 효과로 인한 2차 저항의 변화에 상응하는 성분에 대해 보상하기 위해 첨가된다.
표피 효과 전이 성분 교정 회로(21)는 입력 데이터로서 로터 속도(ωr) 및 전류 인스트럭션(IT★)이 있는 2차원(또는 대체적으로 3차원) 비선형 함수 테이블을 갖는다. 승산기(22)에 대한 승산기로서의 교정 회로(22) 내에 이전에 저장된 각각의 다양한 구동 조건들(속도(ωr)와 전류 인스트럭션(IT★)의 조합)하에서 2차 저항에 대한 교정값을 가지고, 승산기(22)는 상술된 승산기(교정값)에 의해 2차 저항 변량 성분 계산 회로(16)의 출력을 승산한다.
비록 표피 효과의 영향이 크고 모터(1)를 통해 흐르는 전류가 실제 유도 모터(1)의 2차 저항에 현저한 변화를 유발하게 되는 경우일지라도, 표피 효과 전이 성분 교정 회로(21)의 비선형 함수가 토크 인스트럭션(Trq)(또는 토크 전류 인스트럭션(IT★) )에 응답하여 신속하게 변화하여서 슬립 주파수를 계산하기 위해 사용된 2차 저항(R2')이 항상 실제 유도 모터(1)의 것에 일치하게 한다. 즉, 토크 인스트럭션(Trq)이 전이적으로 및 급작스럽게 변화하는 경우일지라도, 정확도가 높은 토크 제어가 실현될 수 있다.
제3도에 도시된 제3 실시예에서, (21) 및 (22)로 표시된 회로들은 2차 저항 보상 회로(16)가 존재하는 경우가 사용되며, 유도 모터(1)의 온도 변화가 발생되기가 쉽지 않기 때문에(모터(1)의 주변 온도가 정상 온도를 유지하기 위해 공냉되어서 온도가 거의 상승하지 않는 경우) 2차 저항 보상이 요구되지 않는 경우에 표피 효과전이 성분 보상 회로(21)의 출력 변수가 교정될 슬립 계산기(7)의 (7A)의 2차 저항 성분(R2')에 직접 승산된다.
[실시예 4]
제4도는 본 발명에 따른 유도 모터 (3상) 토크 제어 장치의 제4 양호한 실시예를 도시한다.
제4도에서, 스위치(23)는 표피 효과 전이 성분 교정 회로(21)의 출력 단부 및 제3 실시예에서 설명된 승산기(22) 사이에 삽입된다.
스위치(23), 이득(=1) 회로, 승산기(22) 및 표피 효과 전이 성분 교정 회로(21) 이외의 다른 구조는 제2도에 도시된 제2 실시예와 동일하다.
로드 설비(18) 밑 토크 검출기(19)를 사용한 튜님 동작이 이행되는 경우, 스위치(23)가 이득(=1) 승산기로 튜님되어서 표피 효과 전이 성분 교정 회로(21)에 의한 교정의 함수를 정지시키고 전이 성분 교정 회로(21)를 사용한 2차 저항의 교정이 분리되고 제2 실시예와 동일한 동작이 이행된다. 이때, 다수의 지점에서의 교정함수의 튜닝이 로터 속도의 검출된 값 및 제2 실시예와 동일한 경우의 토크 인스트럭션에 응답하여 이행된다. 이어서, 토크 인스트럭션 및 로드 토크가 서로일치하는 경우, 2차 저항 변량 보상 회로(16)의 2차 저항 보상 출력인 KR2의 값이 교정 데이터로서 교정 회로에 저장된다.
실제 구동 동안에, 스위치(23)는 승산기(22)에 접속될 표피 효과 전이 성분 교정 회로의 출력 측으로 튜닝된다. 따라서, 교정 회로(21)는 튜닝 동작 후에 실제 유도 모터(1)의 표피 효과 성분에 상응하는 2차 저항 변량 성분을 출력한다. 결론적으로, 모터(1) 내의 온도가 일정한 경우, 토크 인스트럭션이 변화하는 경우에도 보상 회로(16)의 2차 저항 성분 출력이 변화하지 않아서 보상 회로(16)가 온도 내의 변량으로 인한 2차 저항 회로 성분만을 보상한다.
달리 말하면, 2차 저항 내의 변량 요소들은 온도에 따른 그리고 모터(1)를 통해 흐르는 전류로 인한 표피 효과에 따른 성분을 포함한다. 제4 실시예의 경우의 튜닝 동작이 제3 실시예에 적용되는 경우, 보상 회로(16) 측은 온도 변량에 대해서만 보상하며 교정 회로(21) 측은 토크 전류 변량(여자 전류 변량)으로 인한 표피 효과의 성분만을 교정한다. 즉, 각 종류의 변량 요소들과 다른 교정 회로들이 준비되고 설치된다. 따라서, 토크 인스트럭션 내의 급작스런 변량이 발생하는 동안에, 정확한 토크 제어가 실현될 수 있다.
제6도에서, PWM 인버터, 속도 검출 회로가 미국 특허 제5,341,081호에 예시된다(상기 문헌을 참고 자료로서 고려됨).
비록 제1도 내지 제4도의 회로 블럭 다이어그램이 하드웨어의 형태로 도시되었으나, 모터(1) 및 그 주변 회로들(9,10,18,19)을 제외한 회로들은 인버터의 제어 유닛에 저장되는 소프트웨어에 의해 구성될 수 있다.

Claims (13)

  1. 벡터 제어형 인버터를 통해 유도 모터의 토크를 제어하는 장치에 있어서 : a) 상기 유도 모터의 로터의 속도(ωr)를 검출하도록 배치된 검출기 : b) 상기 검출된 로터 속도(ωr)로부터 상기 유도 모터의 출력 주파수(ω1)를 계산하도록 배치된 출력 주파수 계산기; c)상기 유도 모터와 동등한 모델을 가지며 토크 전류 인스트럭션(IT★), 2차 자속 인스트럭션(λ2d ★)및 출력 주파수(ω1)로부터 적어도 상기 모델의 2차 유도 전압(E2 ★)을 계산하도록 배치된 모델 계산기; e)상기 유도전압 및 자속 계산기와 상기 모델 계산기에 의한 상기 계산된 2차 유도 전압들 간의 편차를 유도하고 상기 편차로부터 상기 유도 모터의 2차 저항의 변량에 상응하는 에러 특성 변수를 1차원 성분으로서 추출하여 출력하도록 배치된 에러 특성 변수 추출 회로; f) 상기 2차 자속 인스트럭션(λ2d ★), 상기 토크 전류 인스트럭션(IT★), 및 상기 유도 ㅁ터의 2차 저항(R2')으로부터 슬립 주파수(ωs)를 계산하도록 배치된 슬립 계산기; 및 g) 상기 에러 특성 변수 추출 회로의 출력 변수에 따라 상기 유도 모터의 2차 저항의 온도 변량에 의해 상기 유도 모터에 대한 벡터 제어를 이행하기 위해 사용된 상기 슬립 계산기의 슬립 주파수 계산을 교정하도록 배치된 보상 회로를 포함하되, 상기 장치는 비선형 함수 테이블을 가지며 상기 유도 모터의 로터의 상기 검출된 속도(ωr) 및 상기 토크 전류 인스트럭션(IT★)또는 인스트럭션(Trq) 중에 적어도 어느 하나에 상응하는 상기 비선형 함수 테이블로부터 표피 효과로 인해 상기 유도 모터의 누설 인덕턴스가 비선형적으로 변화하는 경우 상기 보상 회로의 출력에서 나타난 에러 성분을 유도하도록 배치된 표피 효과 교정 회로, 및 상기 표피 효과 교정 회로의 상기 출력된 에러 성분을 상기 에러 특성 변수 추출 회로의 상기 출력 변수에 가산하도록 배치된 가산기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 유도 모터의 토크 제어 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 유도 모터의 상기 로터에 접속된 로드 설비; 상기 유도 모터의 로드 토크를 검출하도록 배치된 토크 검출기; 및 상기 유도 모터의 상기 검출된 로드 토크와 상기 토크 인스트럭션(Trq)을 비교하고 상기 표피 효과 교정 회로 내의 상기 비선형 함수 테이블을 교정하도록 튜닝시켜서, 상기 로드 토크가 상기 로드 설비로부터 상기 유도 모터로 인가되는 경우에 상기 유도 모터의 상기 검출된 로드 토크가 상기 토크 인스트럭션(Trq)과 일치하도록 배치된 토크 제어 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 유도 모터의 토크 제어 장치.
  3. 제1항에 있어서, 다른 비선형 함수 테이블을 가지며 상기 로터의 검출된 속도(ωr) 및 상기 토크 전류 인스트럭션(IT★)또는 상기 토크 인스트럭션(Trq)중에 적어도 어느 하나에 따른 상기 다른 비선형 함수 테이블로부터 상기 표피 효과로 인해 상기 유도 모터의 상기 2차 저항이 비선형적으로 변화하는 경우 상기 2차 저항의 변량 성분을 유도하도록 배치된 표피 효과 전이 성분 교정 회로; 및 상기 표피 효과 전이 성분 교정 회로의 출력의 승수로 상기 보상 회로의 출력을 승산하도록 배치된 승산기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 유도 모터의 토크 제어 장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 표피 효과 전이 성분 교정 회로의 출력을 1의 이득으로 스위칭하도록 배치된 스위치; 상기 유도 모터의 상기 로터에 접속된 로드 설비; 상기 유도 모터의 로드 토크를 검출하도록 배치된 토크 검출기; 및 상기 유도 모터의 상기 검출된 로드 토크와 상기 토크 인스트럭션(Trq)을 비교하고 상기 표피 효과 교정 회로 내의 상기 비선형 함수 테이블을 교정하도록 튜님하여서, 상기 로드 토크가 상기 로드 설비로부터 상기 유도 모터로 인가될 때 상기 유도 모터의 상기 검출된 로드 토크가 상기 토크 인스트럭션(Trq)과 일치하고, 상기 표피 효과 교정회로 내의 상기 비선형 함수 테이블이 상기 토크 제어 회로의 출력에 따라 튜닝될 때 상기 표피 효과 전이 성분 교정 회로 내의 다른 비선형 함수가 상기 승산기의 출력에 따라 튜닝되도록 배치된 토크 제어 회로를 더 포함하는 것을 특징으로하는 유도 모터의 토크 제어 장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 표피 효과 교정 회로 내의 상기 비선형 함수 테이블은 상기 유도 모터의 상기 로터의 상기 입력된 검출 속도(ωr) 및 상기 입력된 토크 전류 인스트럭션(IT★)에 상응하는 2개의 측방향 축들과 상기 에러 특성 변수 추출 회로의 상기 출력 변수와 동일한 단위(unit)를 갖는 상기 에러 성분에 상응하는 세로 축을 갖는 2차원 테이블인 것을 특징으로 하는 유도 모터의 토크 제어 장치.
  6. 제5항에 있어서, 상기 표피 효과 교정 회로의 상기 출력 에러 성분은 보간을 사용하여 상기 비선형 함수 테이블로부터 유도되는 것을 특징으로 하는 유도 모터의 토크 제어 장치.
  7. 제5항에 있어서, 상기 표피 효과 교정 회로의 상기 출력 에러 성분은 상기 함수의 근사를 사용하여 상기 비선형 함수 테이블로부터 유도되는 것을 특징으로 하는 유도 모터의 토크 제어 장치.
  8. 제5항에 있어서, 상기 표피 효과 교정 회로 내의 상기 비선형 함수 테이블은 상기 유도 모터 로터의 검출된 속도(ωr) 및 상기 토크 전류 인스트럭션(IT★)에 상응하는 x-y 좌표와 상기 에러 특성 변수 추출 회로의 상기 출력 변수들과 동일한 단위를 갖는 상기 표피 효과 교정 회로의 상기 출력 에러 성분에 상응하는 z축을 갖는 3차원 테일블인 것을 특징으로 하는 유도 모터의 토크 제어 장치.
  9. 제8항에 있어서, 상기 에러 특성 변수 추출 회로의 상기 출력 변수는 상기 2차 유도 전압 편차인 것을 특징으로하는 유도 모터의 토크 제어 장치.
  10. 제1항에 있어서, 상기 유도 전압 및 자속 계산 회로는 상기 2차 유도전압(E2)의 적분으로서 2차 자속(λ2; λ2d,λ2q)을 더 계산하고, 상기 모델 계산기는 상기 검출된 로터 속도(ωr), 상기 토크 전류 인스트럭션(IT★) 및 여자 전류 인스트럭션(IO★)으로부터 2차 자속(λ2 ★; λ2d ★,λ2q ★)을 더 계산하며, 상기 에러 특성 변수 추출 회로의 상기 출력 변수는 2차 자속 편차인 것을 특징으로 하는 유도 모터의 토크 제어 장치.
  11. 제4항에 있어서, 상기 표피 효과 전이 성분 교정 회로 내의 상기 다른 비선형 함수 테이블을 튜닝하는 튜닝 동작 후에, 상기 스위치는 상기 표피 효과 전이 성분 교정 회로의 출력 단부를 상기 승산기에 접속시키기 위해 전환되는 것을 특징으로 하는 유도 모터의 토크 제어 장치.
  12. 제11항에 있어서, 상기 토크 제어 회로는 상기 토크 검출기에 의해 검출된 상기 로드 토크로부터 상기 토크 인스트럭션(Trq)을 감산하도록 배치된 감산기, 및 상기 감산기에 의한 감산 결과에 따라 상기 표피 효과 교정 회로의 상기 출력 변수를 상기 테이블을 통해서 유도하도록 배치된 2차원 테이블을 포함하는 것을 특징으로 하는 유도 모터의 토크 제어 장치.
  13. 벡터 제어형 인버터를 통해 유도 모터의 토크를 제어하는 방법에 있어서 : a)상기 유도 모터의 로터의 속도(ωr)를 검출하는 단계; b)상기 검출된 로터 속도(ωr)로부터 상기 유도 모터의 출력 주파수(ω1)를 계산하는 단계; c) 상기 유도 모터와 동등한 모델을 제공하며 토크 전류 인스트럭션(IT★), 2차 자속 인스트럭션(λ2d ★)및 상기 출력 주파수(ω1)로부터 상기 모델의 적어도 2차 유도 전압(E2★)을 계산하는 단계; d) 상기 유도 모터의 1차 전압 및 전류로부터 적어도 2차 유도 전압(E2)을 계산하는 단계; e)상기 단계 d)및 c)에서 계산된 상기 2차 유도 전압들 간의 편차를 유도하고 상기 편차로부터 상기 유도 모터의 2저항(R2')으로부터 슬립 주파수(ωs)를 계산하는 단계; 및 g)상기 단계 e)에서의 출력 변수에 따라 상기 유도 모터의 상기 2차 저항의 온도 변량에 의해 상기 유도 모터에 대한 벡터 제어를 이행하기 위해 사용된 슬립 주파수 계산을 교정하는 단계를 호함하되, 상기 방법은 h) 비선형 함수 테이블을 제공하는 단계; i) 상기 유도 모터의 로터의 상기 검출된 속도(ωr) 및 상기 토크 전류 인스트럭션(IT★)또는 상기 토크 인스트럭션(Trq) 중에 적어도 어느 하나에 상응하는 상기 비선형 함수 테이블로부터 표피 효과로 인해 상기 유도 모터의 누설 인덕턴스가 비선형적으로 변화하는 경우 상기 보상 회로의 출력에서 나타난 에러 성분을 유도하는 단계; 및 j) 상기 출력된 에러 성분을 상기 단계 e)에서 출력된 상기 출력 변수들에 가산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 유도 모터의 토크 제어 방법.
KR1019970004617A 1996-02-15 1997-02-15 벡터 제어형 인버터를 통해 유도 모터의 토크를 제어하는 장치 및 방법 KR100222358B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP96-027477 1996-02-15
JP8027477A JPH09219999A (ja) 1996-02-15 1996-02-15 可変速駆動装置
JP96-277477 1996-02-15

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR970063897A KR970063897A (ko) 1997-09-12
KR100222358B1 true KR100222358B1 (ko) 1999-10-01

Family

ID=12222207

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019970004617A KR100222358B1 (ko) 1996-02-15 1997-02-15 벡터 제어형 인버터를 통해 유도 모터의 토크를 제어하는 장치 및 방법

Country Status (6)

Country Link
US (1) US5811956A (ko)
EP (1) EP0790701B1 (ko)
JP (1) JPH09219999A (ko)
KR (1) KR100222358B1 (ko)
AT (1) ATE201293T1 (ko)
DE (1) DE69704799T2 (ko)

Families Citing this family (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3266175B2 (ja) * 1996-07-12 2002-03-18 株式会社安川電機 誘導電動機の制御方法及び装置
US5969498A (en) * 1997-11-19 1999-10-19 Unitrode Corporation Induction motor controller
FI112735B (fi) * 1997-12-03 2003-12-31 Kone Corp Menetelmä synkronisen kestomagneettimoottorin ohjaamiseksi
JPH11235099A (ja) * 1997-12-08 1999-08-27 Meidensha Corp 誘導機のベクトル制御方式
US6321606B1 (en) * 1998-07-22 2001-11-27 Fuji Electric Co., Ltd. Apparatus for calculating torque generated by induction motor
US6215260B1 (en) 1998-08-28 2001-04-10 Northern Magnetics, Inc. Controlling movement of linear induction motor
US6014007A (en) * 1998-09-29 2000-01-11 Allen-Bradley Company Llc Method and apparatus for starting an AC drive into a rotating motor
JP4601900B2 (ja) 2000-11-20 2010-12-22 三菱電機株式会社 誘導電動機の制御装置
US6459230B1 (en) 2001-02-13 2002-10-01 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and system for measuring a parameter of motor operation
KR100442494B1 (ko) * 2002-02-26 2004-07-30 엘지산전 주식회사 인버터의 토오크 제어장치 및 방법
US7187155B2 (en) * 2004-05-14 2007-03-06 Rockwell Automation Technologies, Inc. Leakage inductance saturation compensation for a slip control technique of a motor drive
WO2006004037A1 (ja) * 2004-07-06 2006-01-12 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki インバータ装置および交流電動機の減速方法
KR100551106B1 (ko) * 2004-07-16 2006-02-09 엘에스산전 주식회사 온라인상의 부하 상태변동 식별 및 벡터형 인버터 제어기재조절을 위한 장치 및 방법
JP4215025B2 (ja) * 2005-04-25 2009-01-28 株式会社デンソー 車両用発電制御装置
US20070024224A1 (en) * 2005-07-26 2007-02-01 Mcdonald Raymond G kW-based torque control for AC motors
JP2008086129A (ja) * 2006-09-28 2008-04-10 Hitachi Ltd 交流電動機の制御装置および定数測定装置
US7511449B2 (en) * 2006-10-31 2009-03-31 Caterpillar Inc. Electric motor system implementing vector and slip control
JP4284355B2 (ja) * 2006-12-28 2009-06-24 株式会社日立産機システム 永久磁石モータの高応答制御装置
JP5107581B2 (ja) * 2007-01-12 2012-12-26 三菱電機株式会社 電気車の制御装置
JP5130031B2 (ja) * 2007-12-10 2013-01-30 株式会社日立製作所 永久磁石モータの位置センサレス制御装置
US7791328B2 (en) * 2008-07-03 2010-09-07 Emerson Electric Co. Method and system for calibrating a motor control circuit to improve temperature measurement in an electrical motor
RU2447573C1 (ru) * 2010-11-02 2012-04-10 Государственное образовательное учреждение Высшего профессионального образования Липецкий государственный технический университет (ГОУ ВПО ЛГТУ) Электропривод переменного тока
EP2626998B1 (de) * 2012-02-10 2014-06-18 Siemens Aktiengesellschaft Stromregelung für eine elektrische Maschine und zugehöriges Regelverfahren
RU2512873C1 (ru) * 2013-01-09 2014-04-10 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования Липецкий государственный технический университет (ЛГТУ) Электропривод переменного тока
JP5510577B2 (ja) * 2013-03-11 2014-06-04 株式会社安川電機 誘導電動機のベクトル制御装置
EP2892148B1 (en) 2014-01-02 2021-09-22 ABB Schweiz AG Control system and method for an electric three-phase variable speed motor
RU180979U1 (ru) * 2017-12-19 2018-07-03 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Липецкий государственный технический университет" Электропривод переменного тока
CN109031953B (zh) * 2018-07-26 2021-10-15 上海高适软件有限公司 基于自学习的电动升降桌遇阻回退方法和系统及升降设备

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07108119B2 (ja) * 1987-08-08 1995-11-15 三菱電機株式会社 誘導電動機制御装置
US4885518A (en) * 1987-08-21 1989-12-05 Westinghouse Electric Corp. Induction motor torque/flux control system
US4962339A (en) * 1987-08-21 1990-10-09 Westinghouse Electric Corp. Pole-tying current control apparatus
US5155797A (en) * 1987-09-08 1992-10-13 Kabushiki Kaisha Meidensha Control system for controlling revolution speed of electric motor
JPH01209980A (ja) * 1988-02-18 1989-08-23 Toshiba Corp 二次回路定数演算装置
US4862054A (en) * 1988-10-31 1989-08-29 Westinghouse Electric Corp. Tacho-less vector control adaptive system for motor drive
EP0490024B1 (en) * 1990-12-11 1995-05-17 Kabushiki Kaisha Meidensha Induction motor vector control
CA2101796C (en) * 1992-07-21 1996-10-01 Tetsuo Yamada Vector control apparatus for induction motor
JPH0686581A (ja) * 1992-07-14 1994-03-25 Meidensha Corp パラメータの変動補償方法
JPH06153568A (ja) * 1992-11-13 1994-05-31 Meidensha Corp 誘導電動機の定数計測方法
DE69317642T2 (de) * 1993-01-11 1998-07-09 Meidensha Electric Mfg Co Ltd Vektorkontrollsystem für Induktionsmotor

Also Published As

Publication number Publication date
EP0790701B1 (en) 2001-05-16
DE69704799T2 (de) 2001-08-30
US5811956A (en) 1998-09-22
ATE201293T1 (de) 2001-06-15
EP0790701A2 (en) 1997-08-20
DE69704799D1 (de) 2001-06-21
EP0790701A3 (en) 1997-11-12
KR970063897A (ko) 1997-09-12
JPH09219999A (ja) 1997-08-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100222358B1 (ko) 벡터 제어형 인버터를 통해 유도 모터의 토크를 제어하는 장치 및 방법
US6281659B1 (en) Induction motor drive and a parameter estimation method thereof
US6037742A (en) Method for the field-oriented control of an induction motor
EP0310050B1 (en) Control apparatus for induction machine
EP0535281B1 (en) Apparatus for a universal field oriented controller for an induction machine
US6670786B2 (en) Apparatus for controlling an induction motor
EP0637870B1 (en) Vector control apparatus for induction motor
EP0535280B1 (en) Flux feedback system
EP2173027A2 (en) Control device for induction motor
IT201900015617A1 (it) Metodo per stimare in modo sensorless la posizione del rotore e la velocita' angolare del rotore di una macchina sincrona a riluttanza
JPH07110160B2 (ja) 誘導電動機の制御装置
JP2582990B2 (ja) 非同期機器の固定子磁束の決定法
DE4413809C2 (de) Verfahren zum Bestimmen der Magnetflußposition in einem feldorientiert gesteuerten Induktionsmotor
JP6784061B2 (ja) 誘導電動機のベクトル制御補償方法とベクトル制御装置
JP7324630B2 (ja) モータの磁石温度の推定方法、及び、磁石温度の推定装置
JP2943377B2 (ja) 誘導電動機のベクトル制御装置
DE60205743T2 (de) Der steuerung einer synchronen maschine zugeordnetes verfahren
JP3337039B2 (ja) 誘導電動機のベクトル制御インバータのチューニング方法
KR0129561B1 (ko) 유도 모터용 벡터 제어 장치
Buchholz et al. Gopinath-observer for flux estimation of an induction machine drive system
KR0148832B1 (ko) 유도 전동기의 벡터 제어 장치
JPH07298697A (ja) 電動機の電気的定数のオートチューニング方法
Khoshhava et al. A universal robust algorithm for parameters estimation of induction machines at standstill operation in variable frequency drives
JP3123235B2 (ja) 誘導電動機のベクトル制御装置
JPH08168300A (ja) 誘導電動機のベクトル制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20060613

Year of fee payment: 8

LAPS Lapse due to unpaid annual fee