JP4601900B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【技術分野】
この発明は、誘導電動機の発生トルクを高精度に制御することができる誘導電動機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【背景技術】
従来から、誘導電動機を高性能に駆動する手法として、二次磁束に同期して回転する回転座標軸（ｄ−ｑ軸）のｄ軸電流及びｑ軸電流をそれぞれ所望の値に制御するベクトル制御法が知られている。なお、二次磁束を直接観測することはハードウェアの制約上、不可能な場合が多い。そこで、誘導電動機の一次電流に基づいて推定二次磁束を演算する、すべり周波数形ベクトル制御法が提案されている。
【０００３】
しかしながら、このすべり周波数形ベクトル制御法では、推定二次磁束の演算に二次抵抗を必要とするので、発熱等が起因して二次抵抗が変化すると、制御性能が劣化してしまうという問題点があった。
【０００４】
第１２図は、すべり周波数形ベクトル制御方式を適用した従来の誘導電動機の制御装置におけるトルク指令とトルク誤差の関係をプロットした図である。第１２図において、横軸はトルク指令であり、縦軸はトルク誤差（＝発生トルク−トルク指令）である。第１２図の上段の図は、回転速度が３[rad/s]のときのトルク指令とトルク誤差との関係を示し、下段の図は、回転速度が１８８[rad/s]のときのトルク指令とトルク誤差との関係を示している。また、実線は、誘導電動機の二次抵抗が１.３倍に変化したときの特性を示し、破線は、誘導電動機の二次抵抗が１／１.３倍に変化したときの特性を示している。
【０００５】
第１２図に示すように、すべり周波数形ベクトル制御方式を適用した従来の誘導電動機の制御装置では、回転速度によらず、二次抵抗の値が変化すると、トルク誤差が発生するという問題点があった。
【０００６】
また、誘導電動機の運転中に、二次抵抗値を同定する手法が提案されているが、運転条件によっては、二次抵抗の推定値が発散するなど、安定性の面で問題があった。
【０００７】
この問題を解決するために、誘導電動機の一次電流と一次電圧と電動機定数とに基づいて推定二次磁束を演算する磁束観測器を適用した誘導電動機の制御装置が提案されている。
【０００８】
たとえば、第１３図は、文献「誘導電動機の磁束フィードバック制御と等価なすべり周波数制御」（平成４年電気学会産業応用部門全国大会講演論文集１１０（４６６〜４７１頁））に示された従来の誘導電動機の制御装置を示す構成図である。
【０００９】
まず、この従来の誘導電動機の制御装置による制御原理について説明すると、静止二軸（α−β軸）上で構成される磁束観測器は、（１），（２）式で構成される。
【００１０】
【数１１】
【００１１】
但し、
【数１２】
【００１２】
なお、正方行列Ｋ１，Ｋ２は、磁束観測器の極を共役複素極または重極に配置するために、（３）式、（４）式で定め、回転速度に応じて ｋ１,ｋ２，ｋ３，ｋ４を決定する。
【００１３】
【数１３】
【００１４】
そこで、（１）式を回転二軸（ｄ−ｑ軸）上に、（２）式を固定子極座標にそれぞれ座標変換すると、（５）〜（７）式になる。
【００１５】
【数１４】
【００１６】
但し、
【数１５】
【００１７】
すなわち、（５）〜（７）式に基づけば、α−β軸上の磁束観測器と等価な磁束演算がｄ−ｑ軸上で可能となる。
【００１８】
ここで、２つの正方行列Ｋ１、Ｋ２は、静止二軸で設計したものを適用する。すなわち、正方行列Ｋ１，Ｋ２を、（３）式、（４）式で定め、回転速度に応じてｋ１，ｋ２，ｋ３，ｋ４を決定する。このとき、Ｋ１とＫ２との間には、（８）式の関係が必ず成り立つ。
【００１９】
【数１６】
【００２０】
このように互いに可換である行列Ｋ１、Ｋ２の関係のことを可換法則が成り立つという。なお、（５）〜（７）式は、（９）〜（１３）式のように書き改めることができる。
【００２１】
【数１７】
【００２２】
したがって、（９）〜（１３）式に基づけば、静止二軸（α−β軸）上で構成される磁束観測器と同じ精度で、推定二次磁束の位相と振幅を得ることが可能である。したがって、この位相に基づいて、ｄ軸電流及びｑ軸電流をそれぞれ所望の値に制御すれば、二次抵抗変化による制御性能の劣化を抑制することが可能である。
【００２３】
次に、第１３図に示した従来の誘導電動機の制御装置の構成について説明する。この誘導電動機１の制御装置は、回転速度検出器２、電流検出器３、磁束観測器４、制御手段５、
【数１８】
いて回転座標軸（ｄ−ｑ軸）上に座標変換する座標変換器７を有する。また、制御手段５は、電流制御器８と座標変換器９とＰＷＭインバータ１０を有する。
【００２４】
増幅手段６は、減算器１１，１２、ゲイン演算器１３，１４を有する。回転速度検出器２は、誘導電動機１の回転速度 ωｍを検出し、電流検出器３は、誘導電動機１の一次電流 ｉｕｓ，ｉｖｓ を検出する。
【００２５】
磁束観測器４は、誘導電動機１に印加する一次電圧指令 ｖｄｓ ＊，ｖｑｓ ＊と、増幅手段６から得られた偏差信号 ｚ１，ｚ２，ｚ３，ｚ４に基づいて、誘導電動機１の推定二次
【数１９】
のｑ軸成分ｉｑｓを推定する。
【００２６】
【数２０】
上で与えられた所望の電流に一次電流が一致するように、誘導電動機１に印加する電圧を制御する。すなわち、電流制御器８は、ｄ−ｑ軸上で与えられた所望の電流(ｄ軸一次電流指令ｉｄｓ ＊、ｑ軸一次電流指令ｉｑｓ ＊)に、ｄ軸一次電流ｉｄｓ、ｑ軸一次電流ｉｑｓがそれぞれ一致するように、ｄ−ｑ軸上の一次電圧指令ｖｄｓ ＊、ｖｑｓ ＊を出力し、座標変
【数２１】
を演算する。ＰＷＭインバータ１０は、この三相電圧指令ｖｕｓ ＊、ｖｖｓ ＊、ｖｗｓ ＊に基づいて、三相電圧ｖｕｓ、ｖｖｓ、ｖｗｓを誘導電動機１に印加する。
【００２７】
増幅手段６は、電流検出器３の出力を、座標変換器７を介してｄ−ｑ軸上の一次電流として得、磁束観測器４から得られたｄ−ｑ軸上の推定一次電流と上記ｄ−ｑ軸上の一次電流との偏差を、２つの正方行列Ｋ１,Ｋ２に基づいて増幅し、偏差信号ｚ１，ｚ２，ｚ３，ｚ４として出力する。
【００２８】
【数２２】
Ｋ1に基づいて偏差信号ｚ１，ｚ２を演算し、ゲイン演算器１４は、（１０）式の第２の正方行列Ｋ２に基づいて偏差信号ｚ３，ｚ４を演算する。なお、第１の正方行列および第２の正方行列は、回転速度の関数であるので、ゲイン演算器１３，１４は、回転速度検出器２から得られた回転速度の関数としている。
【００２９】
第１４図は、磁束観測器４の内部構成を示す図である。磁束観測器４は、行列演算器１５〜１７、ゲイン演算器１８〜２１、積分器２２〜２５、加算器２６〜３０、加減算器３１、減算器３２〜３４、および除算器３５を有する。
【００３０】
【数２３】
（１１）式の右辺第２項の演算を行う。ゲイン演算器１５は、制御手段５から得た一次電圧指令ｖｄｓ ＊，ｖｑｓ ＊を入力し、（１１）式の右辺第３項の演算を行う。
【００３１】
加算器２６，２７，２８，２９と減算器３３，３４とによって、（１１）式の右辺を演
【数２４】
【００３２】
このようにして、磁束観測器４は、回転速度検出器２から得られた回転速度と誘導電動機１の一次電圧指令ｖｄｓ ＊，ｖｑｓ ＊と増幅手段６から得られた偏差信号ｚ１，ｚ２，ｚ３，
【数２５】
【００３３】
第１５図は、第１３図および第１４図に示した磁束観測器を適用した従来の誘導電動機の制御装置におけるトルク指令とトルク誤差との関係をプロットした図である。第１５図において、横軸はトルク指令であり、縦軸はトルク誤差（＝発生トルク−トルク指令）である。第１５図の上段の図は、回転速度が３[rad/s]のときを示し、下段の図は、１８８[rad/s]のときを示している。また、実線は、誘導電動機１の二次抵抗が１.３倍に変化したときの特性を示しており、破線は、誘導電動機１の二次抵抗が１／１.３倍に変化したときの特性を示している。
【００３４】
第１２図と第１５図とを比較するとわかるように、すべり周波数形ベクトル制御方式を適用した誘導電動機の制御装置に比して、第１３図および第１４図に示した磁束観測器を適用した従来の誘導電動機の制御装置は、誘導電動機１の運転中に二次抵抗を推定することなく、回転周波数が１８８[rad/s]では、トルク誤差を小さくすることが可能である。
【００３５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、回転周波数が３[rad/s]のような低速域では、その効果が小さいという問題点があった。これは、従来の誘導電動機の制御装置は、増幅手段６の２つの正方行列Ｋ１、Ｋ２を設計する場合、Ｋ１，Ｋ２は互いに可換であるという制約を受けているので、抵抗等の電動機定数誤差の影響を最適に抑制することが出来ないためである。
【００３６】
特に、電車などの電気車は一般的に、トルク制御で駆動するとともに、電気車の駆動時に最もトルクを必要とする場合は、起動時と停止時とである。したがって、速度が零に近い領域で力行、回生時の双方において精度の高いトルク制御が要求される。
【００３７】
また、印刷機では、多くのギアを介して電動機に接続される。したがって、起動時は、最初、極低速で回転させながら、徐々に加速していくことになる。この場合、トルク制御の精度が変化することは、速度制御上、速度応答が変化することになる。低速時のトルク制御の精度が悪いと、運転開始時、運転終了時、夏、冬、などにおいて再現性がなくなり、調整することが困難になるという問題点が生じる。
【００３８】
【課題を解決するための手段】
この発明は、上述した問題点を解決するためになされたものであり、抵抗等の電動機定数誤差の影響を最適に抑制する２つの正方行列を増幅手段６に適用することによって、抵抗等の電動機定数誤差が起因するトルク誤差を抑制することができる誘導電動機の制御装置およびその制御方法を得ることを目的とするものである。
【００３９】
この問題点を解決するため、この発明にかかる誘導電動機の制御装置は、誘導電動機の回転速度を検出する回転速度検出器と、前記誘導電動機の一次電流を検出する電流検出器と、磁束観測器から得られた推定一次電流と前記電流検出器から得られた一次電流との偏差を増幅する増幅手段と、前記回転速度検出器から得られた回転速度と前記誘導電動機の一次電圧と前記増幅手段から得られた偏差信号とに基づいて前記誘導電動機の推定二次磁束及び推定一次電流を推定する磁束観測器と、前記磁束観測器から得られた推定二次磁束に基づいて前記誘導電動機に印加する電圧を制御する制御手段とを備え、前記増幅手段は、可換法則が成立しない２つの正方行列Ｈ１，Ｈ２すなわち、それぞれ独立した８要素からなるフィードバックゲインをもとに前記一次電流の偏差を増幅するようにしているので、磁束観測器の極を共役複素極または重極に配置するという制約を受けることなく、電動機定数誤差が起因するトルク制御精度の劣化を抑制することができる。
【００４０】
つぎの発明にかかる誘導電動機の制御装置は、上記の発明において、前記増幅手段は、回転角速度に基づいて前記フィードバックゲインを決定するようにしているので、可変速運転をする場合でも、電動機定数誤差が起因するトルク制御精度の劣化を抑制することができる。
【００４１】
つぎの発明にかかる誘導電動機の制御装置は、上記の発明において、前記増幅手段は、すべり角周波数に基づいて前記フィードバックゲインを決定するようにしているので、負荷トルクが変化する場合でも、電動機定数誤差が起因するトルク制御精度の劣化を抑制することができる。
【００４２】
つぎの発明にかかる誘導電動機の制御装置は、上記の発明において、前記増幅手段は、回転角速度とすべり角周波数との両方に基づいて、前記フィードバックゲインを決定するようにしているので、可変速運転をする場合や負荷トルクが変化する場合でも、電動機定数誤差が起因するトルク制御精度の劣化を抑制することができる。
つぎの発明にかかる誘導電動機の制御装置は、上記の発明において、前記増幅手段は、次式
【数２６】
但し、
【数２７】
【数２８】
【数２９】
偏差を増幅するようにしているので、あらゆる電動機定数誤差が起因するトルク制御精度の劣化を抑制することができる。
【００４３】
つぎの発明にかかる誘導電動機の制御装置は、上記の発明において、前記増幅手段は、次式
【数３０】
但し、
【数３１】
【数３２】
偏差を増幅するようにしているので、一次抵抗誤差と二次抵抗誤差とに起因するトルク制御精度の劣化を抑制することができる。
【００４４】
つぎの発明にかかる誘導電動機の制御装置は、上記の発明において、前記増幅手段は、次式
【数３３】
但し、
【数３４】
【数３５】
偏差を増幅するようにしているので、二次抵抗誤差が起因するトルク制御精度の劣化を抑制することができる。
【００４５】
【発明を実施するための最良の形態】
以下、添付図面を参照して、この発明にかかる誘導電動機の制御装置の好適な実施の形態について詳細に説明する。
実施の形態１．
【００４６】
まず、この発明の実施の形態１について説明する。ここで、この発明の実施の形態１の具体的構成を説明するまえに、この誘導電動機の制御装置の動作原理について説明する。まず、d-q軸上における誘導電動機の状態方程式は（１４）〜（１６）式で表現できる。
【００４７】
【数３６】
【００４８】
但し、
【数３７】
【００４９】
そこで、（１７）〜（１９）式により、d-q軸上で磁束観測器を構成することが可能となる。
【００５０】
【数３８】
【００５１】
上述したように、誘導電動機は運転中に発熱等に起因して一次抵抗および二次抵抗が変化する。たとえば、Ｒｓ，Ｒｒが（１＋ｋ）倍に変化したとき、（１４），（１５）式は、（２０），（２１）式のように変化する。
【００５２】
【数３９】
【００５３】
但し、
【数４０】
【００５４】
ところで、（２０），（２１）式は、（２２）式のように書き改めることが可能である。
【００５５】
【数４１】
【００５６】
また、誘導電動機のベクトル制御が正しく動作している場合、定常状態では（２３）〜（２５）式が成り立つ。
【００５７】
【数４２】
【００５８】
そこで、（２３）〜（２５）式を（２２）式に代入すると（２６）式を得る。
【００５９】
【数４３】
【００６０】
そして、Ａ，Ｂ１，Ｂ２，Ｃ，Ｄ２，ｗ２を（２７）〜（３２）式で定義するとき、（１９），（２６）式から成る誘導電動機は、図１に示すブロック線図のように表現しても良い。
【００６１】
【数４４】
【００６２】
ここでεは、十分小さな任意の正数、w1は任意の変数である。制御対象を図１に示すように書き表す場合、一般にＢ２・ｗ２は状態雑音、Ｄ２・ｗ１は観測雑音と呼ぶ。
【００６３】
【数４５】
の正方行列Ｈ１，Ｈ２は、（３３）式で与えればよい。但し、Ｐは、リッカチ方程式と呼ばれる（３４）式を満足する正定の唯一解である。
【００６４】
【数４６】
【００６５】
この（３４）式のA，Ｂ２は、回転角速度ωmおよび一次角周波数ωの関数なので、（３３）式で与えられるＨ１，Ｈ２も回転角速度ωmおよび一次角周波数ωの関数となる。
【００６６】
ωとPmωmの差をすべり角周波数ωｓとするとき、（３３）式と（３４）式から得られたＨ１，Ｈ２の要素、h11，h12，h21，h22，h31，h32，h41，h42は、図２に示すような関数となる。
【００６７】
従来の誘導電動機の制御装置では、磁束観測器の極を共役複素極または重極に配置するために、正方行列Ｋ１，Ｋ２は、互いに可換にしていたが、図２に示すように、Ｈ１Ｈ２≠Ｈ２Ｈ１となるので、この実施の形態１の二つの正方行列Ｈ１，Ｈ２の間には、可換法則が成り立たない。
【００６８】
なお、（１８）式を固定子極座標に座標変換することにより、（１７）〜（１９）式は（３５）〜（３９）式と書き改めることができる。
【００６９】
【数４７】
【００７０】
ここで、この発明の実施の形態１である誘導電動機の制御装置について説明する。第３図は、この発明の実施の形態１である誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【００７１】
第３図において、誘導電動機１，回転速度検出器２，電流検出器３，制御手段５，座標変換器７，電流制御器８，座標変換器９，ＰＷＭインバータ１０は、第１３図に示した従来の誘導電動機の制御装置と同一である。
【００７２】
増幅手段６ａは、減算器１１ａ，１２ａおよびゲイン演算器１３ａ，１４ａを有する。また、磁束観測器４ａは、誘導電動機１の一次電圧指令ｖｄｓ ＊，ｖｑｓ ＊と増幅手段６ａから得られた偏差信号ｅ１，ｅ２，ｅ３，ｅ４に基づいて、誘導電動機の推定二次磁束の振
【数４８】
ｉｑｓを推定する。
【００７３】
増幅手段６ａは、電流検出器３の出力を座標変換器７を介してｄ−ｑ軸上の一次電流として得、磁束観測器４ａから得られたｄ−ｑ軸上の推定一次電流と上記ｄ−ｑ軸上の一次電流との偏差を２つの正方行列Ｈ１，Ｈ２に基づいて増幅し、偏差信号ｅ１，ｅ２，ｅ３，ｅ４として出力する。
【００７４】
【数４９】
Ｈ１に基づいて、偏差信号ｅ１，ｅ２を演算し、ゲイン演算器１４ａは（３３）式の第２の正方行列Ｈ２に基づいて、偏差信号ｅ３，ｅ４を演算する。
【００７５】
なお、第１の正方行列および第２の正方行列は、第２図に示したように、回転速度ωｍとすべり角周波数ωsの関数であるので、ゲイン演算器１３ａ，１４ａは、回転速度検出器２から得られた回転速度ωｍと磁束観測器４ａから得られたすべり角周波数ωsの関数にする。
【００７６】
第４図は、磁束観測器４ａの構成を示すブロック図である。磁束観測器４ａは、減算器３６〜３９、加算器４０〜４２、積分器４３〜４６、除算器４７、ゲイン演算器４８，４９、および行列演算器５０，５１を有する。
【００７７】
行列演算器５０は、後述する角周波数ωに基づいて、（３７）式の右辺第１項の行列演算を行う。減算器３６〜３８および加算器４０，４１は、行列演算器５０の出力とｖｄｓ
【数５０】
【００７８】
減算器３９とゲイン演算器４９と除算器４７とは、（３８）式の右辺第２項の演算を行い、加算器４２は、除算器４７の出力とゲイン４８の出力を加算することにより、（３８）式右辺、すなわち一次角周波数ωを得る。なお、除算器４７の出力は、一次角周波数ωと回転角周波数Ｐｍωｍの差分に相当することから、すべり角周波数ωsと等しい。積分器
【数５１】
【００７９】
これによって、この実施の形態１では、温度変化に関わらず、誘導電動機の出力トルクを正確に制御することができる。
【００８０】
第５図は、この発明の実施の形態１である誘導電動機の制御装置におけるトルク指令とトルク誤差との関係をプロットした図である。第５図において、横軸はトルク指令を示し、縦軸はトルク誤差（＝発生トルク−トルク指令）を示している。第５図の上段の図は、回転速度が３[rad/s]のときを示し、下段の図は、１８８[rad/s]のときを示している。また、実線は、この誘導電動機１の一次抵抗および二次抵抗が１.３倍に変化したときの特性を示しており、破線は、誘導電動機１の一次抵抗および二次抵抗が１／１.３倍に変化したときの特性を示している。
【００８１】
この第５図と、第１２図および第１５図とを比較してわかるように、この実施の形態１に示した誘導電動機の制御装置では、従来の誘導電動機の制御装置よりも回転角速度を問わず、抵抗誤差があっても、トルク誤差を抑制することができる。
実施の形態２．
【００８２】
つぎに、この発明の実施の形態２について説明する。上述した実施の形態１では、Ｈ１，Ｈ２が回転角速度ωｍとすべり角周波数ωｓと関数とした場合について説明したが、回転角速度ωｍとすべり角周波数ωｓとの関係が、おおよそ一意に定まるような負荷を想定すれば、Ｈ１，Ｈ２を回転角速度ωｍだけの関数としても良い。
【００８３】
たとえば、一次角周波数ωが微小な値Δωとなる負荷を想定すると、すべり角周波数は、（４０）式のように回転角速度ωｍから一意に定まる。
【数５２】
【００８４】
第６図は、（４０）式が成り立つ場合の回転周波数とＨ１，Ｈ２の要素h11，h12,h21，h22,h31,h32,h41,h42との関係を示した図である。第６図に示すように、この実施の形態２の二つの正方行列Ｈ１，Ｈ２の間には、可換法則が成り立たない。
【００８５】
このように、回転角速度ωｍとすべり角周波数ωｓとの関係が、おおよそ一意に定まるような負荷を想定すれば、Ｈ１，Ｈ２を回転角速度ωｍだけの関数で与えることが可能であり、増幅手段の演算量を削減することが可能である。
【００８６】
第７図は、この発明の実施の形態２である誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。第７図において、誘導電動機１，回転速度検出器２，電流検出器３，磁束観測器４ａ,制御手段５，座標変換器７，電流制御器８，座標変換器９，および減算器１０は、第３図に示した実施の形態１による誘導電動機の制御装置と同一である。
【００８７】
増幅手段６ｂは、減算器１１ｂ，１２ｂおよびゲイン演算器１３ｂ，１４ｂを有する。増幅手段６ｂは、電流検出器３の出力を座標変換器７を介してｄ−ｑ軸上の一次電流として得、磁束観測器４ａから得られたｄ−ｑ軸上の推定一次電流と上記ｄ−ｑ軸上の一次電流との偏差を、２つの正方行列Ｈ１，Ｈ２に基づいて増幅し、偏差信号ｅ１〜ｅ４として出
【数５３】
基づいて偏差信号ｅ１，ｅ２を演算する。ゲイン演算器１４ｂは、第２の正方行列Ｈ２に基づいて偏差信号ｅ３，ｅ４を演算する。
【００８８】
なお、第１の正方行列および第２の正方行列は、第６図に示したように、回転角速度の関数であるので、ゲイン演算器１３ｂ，１４ｂは、回転速度検出器２から得られた回転速度の関数としている。
【００８９】
第８図は、この発明の実施の形態２である誘導電動機の制御装置におけるトルク指令とトルク誤差との関係をプロットした図である。第８図において、横軸はトルク指令であり、縦軸はトルク誤差（＝発生トルク−トルク指令）である。また、第８図の上段の図は、回転速度が３[rad/s]のときを示し、下段の図は、１８８[rad/s]のときを示している。また、実線は、誘導電動機１の一次抵抗および二次抵抗が１.３倍に変化したときの特性を示しており、破線は、誘導電動機の一次抵抗および二次抵抗が１／１.３倍に変化したときの特性を示している。
【００９０】
この第８図を、第１２図および第１５図と比較してわかるように、この実施の形態２である誘導電動機の制御装置は、従来の誘導電動機の制御装置に比して、回転角速度を問わず、抵抗誤差があっても、トルク誤差を抑制することができる。
実施の形態３．
【００９１】
つぎに、この発明の実施の形態３について説明する。上述した実施の形態２では、増幅手段６ｂが回転角速度に基づいて、正方行列Ｈ１，Ｈ２を得るものについて説明したが、回転角速度の代わりにすべり角周波数に基づいて正方行列Ｈ１，Ｈ２を得てもよく、この場合にも上述した実施の形態２と同様の効果を得ることができる。
【００９２】
第９図は、この発明の実施の形態３である誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。第９図において、誘導電動機１，回転速度検出器２，電流検出器３，磁束観測器４ａ,制御手段５，座標変換器７，電流制御器８，座標変換器９，および減算器１０は、第３図に示した実施の形態１による誘導電動機の制御装置と同一である。
【００９３】
増幅手段６ｃは、減算器１１ｃ，１２ｃおよびゲイン演算器１３ｃ，１４ｃを有する。増幅手段６ｃは、電流検出器３の出力を座標変換器７を介してｄ−ｑ軸上の一次電流として得、磁束観測器４ａから得られたｄ−ｑ軸上の推定一次電流と上記ｄ−ｑ軸上の一次電流との偏差を、２つの正方行列Ｈ１,Ｈ２に基づいて増幅し、偏差信号ｅ１〜ｅ４として出力する。
【００９４】
【数５４】
偏差信号ｅ１，ｅ２を演算する。ゲイン演算器１４ｃは、第２の正方行列Ｈ２に基づいて、偏差信号ｅ３，ｅ４を演算する。
【００９５】
なお、第１の正方行列および第２の正方行列は、すべり角周波数の関数としたので、ゲイン演算器１３ｂ，１４ｃは、磁束観測器４ａから得られたすべり角周波数の関数としている。
実施の形態４．
【００９６】
つぎに、この発明の実施の形態４について説明する。上述した実施の形態１〜３に示した正方行列Ｈ１，Ｈ２では、一次抵抗および二次抵抗に誤差がある場合について説明したが、二次抵抗だけに誤差がある場合についても、同様にして正方行列Ｈ１，Ｈ２を定めることが可能である。
【００９７】
一般に、誘導電動機の一次抵抗の温度は、熱電対等を利用した温度検出器によって検出することができる。この検出温度を用いれば、誘導電動機の一次抵抗値を演算することが可能である。しかし、かご型誘導電動機の場合、二次抵抗の温度を熱電対等の温度検出器で測定することは困難である。
【００９８】
そこで、Ｒｓが既知であり、Ｒｒが（１＋ｋ）倍に変化した場合について説明する。Ｒｓが既知であり、Ｒｒが（１＋ｋ）倍に変化したとき、（１４），（１５）式は、（４１）式のように書き改めることが可能である。
【００９９】
【数５５】
【０１００】
上述した通り、誘導電動機のベクトル制御が正しく動作している場合、定常状態では、（２３）〜（２５）式が成り立つ。そこで、（２３）〜（２５）式を（４１）式に代入すると（４２）式を得る。
【０１０１】
【数５６】
【０１０２】
そして、Ｂ２を（２９）式の代わりに（４３）式で与え、ｗ２を（３２）式の代わりに（４４）式で与えれば、（１９），（４２）式から成る誘導電動機も、図１のように表現しても良い。
【０１０３】
Ｂ２を（４３）式、ｗ２を（４４）式でそれぞれ再定義し、（３３）式で２つの正方行列Ｈ１、Ｈ２を与えれば、二次抵抗だけに誤差がある場合のトルク誤差を抑制することが可能である。
【０１０４】
なお、実施の形態１と同様に、（３４）式のＡは、回転角速度ωｍおよび一次角周波数ωの関数なので、（３３）式で与えられるＨ１，Ｈ２も、回転角速度ωｍおよび一次角周波数ωの関数となる。
【０１０５】
また、上述した実施の形態１〜３と同様に、この実施の形態４の二つの正方行列Ｈ１，Ｈ２の間には、可換法則が成り立たない。
【０１０６】
第１０図は、この発明の実施の形態４である誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。第１０図において、誘導電動機１，回転速度検出器２，電流検出器３，制御手段５，座標変換器７，電流制御器８，座標変換器９，および減算器１０は、第３図に示した実施の形態１による誘導電動機の制御装置と同一である。
【０１０７】
温度検出器５２は、誘導電動機１の一次抵抗の温度を計測する。抵抗値演算器５３は、温度検出器５２から得られた一次抵抗の温度Ｔに基づいて、一次抵抗値Ｒｓを出力する。磁束観測器４ｄは、一次抵抗Ｒｓを抵抗値演算器５３から得られた値を利用する以外は、磁束観測器４ａと同じである。
【０１０８】
増幅手段６ｄは、減算器１１ｄ，１２ｄおよびゲイン演算器１３ｄ，１４ｄを有する。増幅手段６ｄは、（４３）、（４４）式で定義したＢ２、ｗ２に基づいて得られた二つの正方行列Ｈ１，Ｈ２を用いる点以外は、増幅手段６ａと同じである。
【０１０９】
これによって、温度変換の影響を受けて二次抵抗値に誤差が生じても、トルク誤差を抑制することが可能である。
実施の形態５．
【０１１０】
つぎに、この発明の実施の形態５について説明する。上述した２つの正方行列Ｈ１，Ｈ
【数５７】
上する。
【０１１１】
そこで、第１１図に示すような回路構成を用いて、推定二次磁束の振幅が所望の二次磁束振幅値になるように、d軸電流指令ｉｄｓ ＊を決定しても良い。第１１図において、減算
【数５８】
の偏差を演算し、増幅器５５は、減算器５４の出力を増幅して、ｄ軸電流指令ｉｄｓ ＊として出力する。
実施の形態６．
【０１１２】
つぎに、この発明の実施の形態６について説明する。上述した実施の形態では、正方行列Ｈ１，Ｈ２は、抵抗値に誤差がある場合について説明したが、相互インダクタンスＭや一次インダクタンスＬｓ、二次インダクタンスＬｒといったあらゆる電動機定数誤差についても、同様に行列Ｂ１または行列Ｄ２もしくは行列Ｂ１および行列Ｄ２の両方を適切に定めることにより、トルク制御精度の劣化を抑制するためのＨ１、Ｈ２を決定することが可能であることは言うまでもない。
【０１１３】
【産業上の利用可能性】
この発明は、誘導電動機の発生トルクを高精度に制御することができる誘導電動機の制御装置に関し、特に、電気車や印刷機などのように低速において精度の高いトルク制御を要求する装置に好適な誘導電動機の制御装置として用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 第１図は、抵抗誤差がある場合における誘導電動機の制御装置の制御内容を説明するブロック線図である。
【図２】 第２図は、この発明の実施の形態１である誘導電動機の制御装置の正方行列Ｈ１，Ｈ２の要素を示す図である。
【図３】 第３図は、この発明の実施の形態１である誘導電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。
【図４】 第４図は、この発明の実施の形態１である誘導電動機の制御装置の磁束観測器の構成を示すブロック図である。
【図５】 第５図は、この発明の実施の形態１である誘導電動機の制御装置のトルク制御精度を示す図である。
【図６】 第６図は、この発明の実施の形態２である誘導電動機の制御装置の正方行列Ｈ１，Ｈ２の要素を示す図である。
【図７】 第７図は、この発明の実施の形態２である誘導電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。
【図８】 第８図は、この発明の実施の形態２である誘導電動機の制御装置のトルク制御精度を示す図である。
【図９】 第９図は、この発明の実施の形態３である誘導電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。
【図１０】 第１０図は、この発明の実施の形態４である誘導電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。
【図１１】
【数５９】
を求める回路構成を示す図である。
【図１２】 第１２図は、従来の誘導電動機の制御装置のトルク制御精度を示す図である。
【図１３】 第１３図は、従来の誘導電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。
【図１４】 第１４図は、従来の誘導電動機の制御装置に用いられる磁束観測器の構成を示すブロック図である。
【図１５】 第１５図は、第１３図および第１４図に示した磁束観測器を適用した従来の誘導電動機の制御装置におけるトルク指令とトルク誤差との関係をプロットした図である。
【技術分野】
この発明は、誘導電動機の発生トルクを高精度に制御することができる誘導電動機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【背景技術】
従来から、誘導電動機を高性能に駆動する手法として、二次磁束に同期して回転する回転座標軸（ｄ−ｑ軸）のｄ軸電流及びｑ軸電流をそれぞれ所望の値に制御するベクトル制御法が知られている。なお、二次磁束を直接観測することはハードウェアの制約上、不可能な場合が多い。そこで、誘導電動機の一次電流に基づいて推定二次磁束を演算する、すべり周波数形ベクトル制御法が提案されている。
【０００３】
しかしながら、このすべり周波数形ベクトル制御法では、推定二次磁束の演算に二次抵抗を必要とするので、発熱等が起因して二次抵抗が変化すると、制御性能が劣化してしまうという問題点があった。
【０００４】
第１２図は、すべり周波数形ベクトル制御方式を適用した従来の誘導電動機の制御装置におけるトルク指令とトルク誤差の関係をプロットした図である。第１２図において、横軸はトルク指令であり、縦軸はトルク誤差（＝発生トルク−トルク指令）である。第１２図の上段の図は、回転速度が３[rad/s]のときのトルク指令とトルク誤差との関係を示し、下段の図は、回転速度が１８８[rad/s]のときのトルク指令とトルク誤差との関係を示している。また、実線は、誘導電動機の二次抵抗が１.３倍に変化したときの特性を示し、破線は、誘導電動機の二次抵抗が１／１.３倍に変化したときの特性を示している。
【０００５】
第１２図に示すように、すべり周波数形ベクトル制御方式を適用した従来の誘導電動機の制御装置では、回転速度によらず、二次抵抗の値が変化すると、トルク誤差が発生するという問題点があった。
【０００６】
また、誘導電動機の運転中に、二次抵抗値を同定する手法が提案されているが、運転条件によっては、二次抵抗の推定値が発散するなど、安定性の面で問題があった。
【０００７】
この問題を解決するために、誘導電動機の一次電流と一次電圧と電動機定数とに基づいて推定二次磁束を演算する磁束観測器を適用した誘導電動機の制御装置が提案されている。
【０００８】
たとえば、第１３図は、文献「誘導電動機の磁束フィードバック制御と等価なすべり周波数制御」（平成４年電気学会産業応用部門全国大会講演論文集１１０（４６６〜４７１頁））に示された従来の誘導電動機の制御装置を示す構成図である。
【０００９】
まず、この従来の誘導電動機の制御装置による制御原理について説明すると、静止二軸（α−β軸）上で構成される磁束観測器は、（１），（２）式で構成される。
【００１０】
【数１１】
但し、
【数１２】
なお、正方行列Ｋ１，Ｋ２は、磁束観測器の極を共役複素極または重極に配置するために、（３）式、（４）式で定め、回転速度に応じて ｋ１,ｋ２，ｋ３，ｋ４を決定する。
【００１３】
【数１３】
そこで、（１）式を回転二軸（ｄ−ｑ軸）上に、（２）式を固定子極座標にそれぞれ座標変換すると、（５）〜（７）式になる。
【００１５】
【数１４】
但し、
【数１５】
すなわち、（５）〜（７）式に基づけば、α−β軸上の磁束観測器と等価な磁束演算がｄ−ｑ軸上で可能となる。
【００１８】
ここで、２つの正方行列Ｋ１、Ｋ２は、静止二軸で設計したものを適用する。すなわち、正方行列Ｋ１，Ｋ２を、（３）式、（４）式で定め、回転速度に応じてｋ１，ｋ２，ｋ３，ｋ４を決定する。このとき、Ｋ１とＫ２との間には、（８）式の関係が必ず成り立つ。
【００１９】
【数１６】
このように互いに可換である行列Ｋ１、Ｋ２の関係のことを可換法則が成り立つという。なお、（５）〜（７）式は、（９）〜（１３）式のように書き改めることができる。
【００２１】
【数１７】
したがって、（９）〜（１３）式に基づけば、静止二軸（α−β軸）上で構成される磁束観測器と同じ精度で、推定二次磁束の位相と振幅を得ることが可能である。したがって、この位相に基づいて、ｄ軸電流及びｑ軸電流をそれぞれ所望の値に制御すれば、二次抵抗変化による制御性能の劣化を抑制することが可能である。
【００２３】
次に、第１３図に示した従来の誘導電動機の制御装置の構成について説明する。この誘導電動機１の制御装置は、回転速度検出器２、電流検出器３、磁束観測器４、制御手段５、
【数１８】
【００２４】
増幅手段６は、減算器１１，１２、ゲイン演算器１３，１４を有する。回転速度検出器２は、誘導電動機１の回転速度 ωｍを検出し、電流検出器３は、誘導電動機１の一次電流 ｉｕｓ，ｉｖｓ を検出する。
【００２５】
磁束観測器４は、誘導電動機１に印加する一次電圧指令 ｖｄｓ ＊，ｖｑｓ ＊と、増幅手段６から得られた偏差信号 ｚ１，ｚ２，ｚ３，ｚ４に基づいて、誘導電動機１の推定二次
【数１９】
【００２６】
【数２０】
【数２１】
【００２７】
増幅手段６は、電流検出器３の出力を、座標変換器７を介してｄ−ｑ軸上の一次電流として得、磁束観測器４から得られたｄ−ｑ軸上の推定一次電流と上記ｄ−ｑ軸上の一次電流との偏差を、２つの正方行列Ｋ１,Ｋ２に基づいて増幅し、偏差信号ｚ１，ｚ２，ｚ３，ｚ４として出力する。
【００２８】
【数２２】
【００２９】
第１４図は、磁束観測器４の内部構成を示す図である。磁束観測器４は、行列演算器１５〜１７、ゲイン演算器１８〜２１、積分器２２〜２５、加算器２６〜３０、加減算器３１、減算器３２〜３４、および除算器３５を有する。
【００３０】
【数２３】
【００３１】
加算器２６，２７，２８，２９と減算器３３，３４とによって、（１１）式の右辺を演
【数２４】
このようにして、磁束観測器４は、回転速度検出器２から得られた回転速度と誘導電動機１の一次電圧指令ｖｄｓ ＊，ｖｑｓ ＊と増幅手段６から得られた偏差信号ｚ１，ｚ２，ｚ３，
【数２５】
第１５図は、第１３図および第１４図に示した磁束観測器を適用した従来の誘導電動機の制御装置におけるトルク指令とトルク誤差との関係をプロットした図である。第１５図において、横軸はトルク指令であり、縦軸はトルク誤差（＝発生トルク−トルク指令）である。第１５図の上段の図は、回転速度が３[rad/s]のときを示し、下段の図は、１８８[rad/s]のときを示している。また、実線は、誘導電動機１の二次抵抗が１.３倍に変化したときの特性を示しており、破線は、誘導電動機１の二次抵抗が１／１.３倍に変化したときの特性を示している。
【００３４】
第１２図と第１５図とを比較するとわかるように、すべり周波数形ベクトル制御方式を適用した誘導電動機の制御装置に比して、第１３図および第１４図に示した磁束観測器を適用した従来の誘導電動機の制御装置は、誘導電動機１の運転中に二次抵抗を推定することなく、回転周波数が１８８[rad/s]では、トルク誤差を小さくすることが可能である。
【００３５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、回転周波数が３[rad/s]のような低速域では、その効果が小さいという問題点があった。これは、従来の誘導電動機の制御装置は、増幅手段６の２つの正方行列Ｋ１、Ｋ２を設計する場合、Ｋ１，Ｋ２は互いに可換であるという制約を受けているので、抵抗等の電動機定数誤差の影響を最適に抑制することが出来ないためである。
【００３６】
特に、電車などの電気車は一般的に、トルク制御で駆動するとともに、電気車の駆動時に最もトルクを必要とする場合は、起動時と停止時とである。したがって、速度が零に近い領域で力行、回生時の双方において精度の高いトルク制御が要求される。
【００３７】
また、印刷機では、多くのギアを介して電動機に接続される。したがって、起動時は、最初、極低速で回転させながら、徐々に加速していくことになる。この場合、トルク制御の精度が変化することは、速度制御上、速度応答が変化することになる。低速時のトルク制御の精度が悪いと、運転開始時、運転終了時、夏、冬、などにおいて再現性がなくなり、調整することが困難になるという問題点が生じる。
【００３８】
【課題を解決するための手段】
この発明は、上述した問題点を解決するためになされたものであり、抵抗等の電動機定数誤差の影響を最適に抑制する２つの正方行列を増幅手段６に適用することによって、抵抗等の電動機定数誤差が起因するトルク誤差を抑制することができる誘導電動機の制御装置およびその制御方法を得ることを目的とするものである。
【００３９】
この問題点を解決するため、この発明にかかる誘導電動機の制御装置は、誘導電動機の回転速度を検出する回転速度検出器と、前記誘導電動機の一次電流を検出する電流検出器と、磁束観測器から得られた推定一次電流と前記電流検出器から得られた一次電流との偏差を増幅する増幅手段と、前記回転速度検出器から得られた回転速度と前記誘導電動機の一次電圧と前記増幅手段から得られた偏差信号とに基づいて前記誘導電動機の推定二次磁束及び推定一次電流を推定する磁束観測器と、前記磁束観測器から得られた推定二次磁束に基づいて前記誘導電動機に印加する電圧を制御する制御手段とを備え、前記増幅手段は、可換法則が成立しない２つの正方行列Ｈ１，Ｈ２すなわち、それぞれ独立した８要素からなるフィードバックゲインをもとに前記一次電流の偏差を増幅するようにしているので、磁束観測器の極を共役複素極または重極に配置するという制約を受けることなく、電動機定数誤差が起因するトルク制御精度の劣化を抑制することができる。
【００４０】
つぎの発明にかかる誘導電動機の制御装置は、上記の発明において、前記増幅手段は、回転角速度に基づいて前記フィードバックゲインを決定するようにしているので、可変速運転をする場合でも、電動機定数誤差が起因するトルク制御精度の劣化を抑制することができる。
【００４１】
つぎの発明にかかる誘導電動機の制御装置は、上記の発明において、前記増幅手段は、すべり角周波数に基づいて前記フィードバックゲインを決定するようにしているので、負荷トルクが変化する場合でも、電動機定数誤差が起因するトルク制御精度の劣化を抑制することができる。
【００４２】
つぎの発明にかかる誘導電動機の制御装置は、上記の発明において、前記増幅手段は、回転角速度とすべり角周波数との両方に基づいて、前記フィードバックゲインを決定するようにしているので、可変速運転をする場合や負荷トルクが変化する場合でも、電動機定数誤差が起因するトルク制御精度の劣化を抑制することができる。
つぎの発明にかかる誘導電動機の制御装置は、上記の発明において、前記増幅手段は、次式
【数２６】
【数２７】
【００４３】
つぎの発明にかかる誘導電動機の制御装置は、上記の発明において、前記増幅手段は、次式
【数３０】
【数３１】
【００４４】
つぎの発明にかかる誘導電動機の制御装置は、上記の発明において、前記増幅手段は、次式
【数３３】
【数３４】
【００４５】
【発明を実施するための最良の形態】
以下、添付図面を参照して、この発明にかかる誘導電動機の制御装置の好適な実施の形態について詳細に説明する。
実施の形態１．
【００４６】
まず、この発明の実施の形態１について説明する。ここで、この発明の実施の形態１の具体的構成を説明するまえに、この誘導電動機の制御装置の動作原理について説明する。まず、d-q軸上における誘導電動機の状態方程式は（１４）〜（１６）式で表現できる。
【００４７】
【数３６】
但し、
【数３７】
そこで、（１７）〜（１９）式により、d-q軸上で磁束観測器を構成することが可能となる。
【００５０】
【数３８】
上述したように、誘導電動機は運転中に発熱等に起因して一次抵抗および二次抵抗が変化する。たとえば、Ｒｓ，Ｒｒが（１＋ｋ）倍に変化したとき、（１４），（１５）式は、（２０），（２１）式のように変化する。
【００５２】
【数３９】
但し、
【数４０】
ところで、（２０），（２１）式は、（２２）式のように書き改めることが可能である。
【００５５】
【数４１】
また、誘導電動機のベクトル制御が正しく動作している場合、定常状態では（２３）〜（２５）式が成り立つ。
【００５７】
【数４２】
そこで、（２３）〜（２５）式を（２２）式に代入すると（２６）式を得る。
【００５９】
【数４３】
そして、Ａ，Ｂ１，Ｂ２，Ｃ，Ｄ２，ｗ２を（２７）〜（３２）式で定義するとき、（１９），（２６）式から成る誘導電動機は、図１に示すブロック線図のように表現しても良い。
【００６１】
【数４４】
ここでεは、十分小さな任意の正数、w1は任意の変数である。制御対象を図１に示すように書き表す場合、一般にＢ２・ｗ２は状態雑音、Ｄ２・ｗ１は観測雑音と呼ぶ。
【００６３】
【数４５】
【００６４】
【数４６】
この（３４）式のA，Ｂ２は、回転角速度ωmおよび一次角周波数ωの関数なので、（３３）式で与えられるＨ１，Ｈ２も回転角速度ωmおよび一次角周波数ωの関数となる。
【００６６】
ωとPmωmの差をすべり角周波数ωｓとするとき、（３３）式と（３４）式から得られたＨ１，Ｈ２の要素、h11，h12，h21，h22，h31，h32，h41，h42は、図２に示すような関数となる。
【００６７】
従来の誘導電動機の制御装置では、磁束観測器の極を共役複素極または重極に配置するために、正方行列Ｋ１，Ｋ２は、互いに可換にしていたが、図２に示すように、Ｈ１Ｈ２≠Ｈ２Ｈ１となるので、この実施の形態１の二つの正方行列Ｈ１，Ｈ２の間には、可換法則が成り立たない。
【００６８】
なお、（１８）式を固定子極座標に座標変換することにより、（１７）〜（１９）式は（３５）〜（３９）式と書き改めることができる。
【００６９】
【数４７】
ここで、この発明の実施の形態１である誘導電動機の制御装置について説明する。第３図は、この発明の実施の形態１である誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。
【００７１】
第３図において、誘導電動機１，回転速度検出器２，電流検出器３，制御手段５，座標変換器７，電流制御器８，座標変換器９，ＰＷＭインバータ１０は、第１３図に示した従来の誘導電動機の制御装置と同一である。
【００７２】
増幅手段６ａは、減算器１１ａ，１２ａおよびゲイン演算器１３ａ，１４ａを有する。また、磁束観測器４ａは、誘導電動機１の一次電圧指令ｖｄｓ ＊，ｖｑｓ ＊と増幅手段６ａから得られた偏差信号ｅ１，ｅ２，ｅ３，ｅ４に基づいて、誘導電動機の推定二次磁束の振
【数４８】
【００７３】
増幅手段６ａは、電流検出器３の出力を座標変換器７を介してｄ−ｑ軸上の一次電流として得、磁束観測器４ａから得られたｄ−ｑ軸上の推定一次電流と上記ｄ−ｑ軸上の一次電流との偏差を２つの正方行列Ｈ１，Ｈ２に基づいて増幅し、偏差信号ｅ１，ｅ２，ｅ３，ｅ４として出力する。
【００７４】
【数４９】
【００７５】
なお、第１の正方行列および第２の正方行列は、第２図に示したように、回転速度ωｍとすべり角周波数ωsの関数であるので、ゲイン演算器１３ａ，１４ａは、回転速度検出器２から得られた回転速度ωｍと磁束観測器４ａから得られたすべり角周波数ωsの関数にする。
【００７６】
第４図は、磁束観測器４ａの構成を示すブロック図である。磁束観測器４ａは、減算器３６〜３９、加算器４０〜４２、積分器４３〜４６、除算器４７、ゲイン演算器４８，４９、および行列演算器５０，５１を有する。
【００７７】
行列演算器５０は、後述する角周波数ωに基づいて、（３７）式の右辺第１項の行列演算を行う。減算器３６〜３８および加算器４０，４１は、行列演算器５０の出力とｖｄｓ
【数５０】
減算器３９とゲイン演算器４９と除算器４７とは、（３８）式の右辺第２項の演算を行い、加算器４２は、除算器４７の出力とゲイン４８の出力を加算することにより、（３８）式右辺、すなわち一次角周波数ωを得る。なお、除算器４７の出力は、一次角周波数ωと回転角周波数Ｐｍωｍの差分に相当することから、すべり角周波数ωsと等しい。積分器
【数５１】
これによって、この実施の形態１では、温度変化に関わらず、誘導電動機の出力トルクを正確に制御することができる。
【００８０】
第５図は、この発明の実施の形態１である誘導電動機の制御装置におけるトルク指令とトルク誤差との関係をプロットした図である。第５図において、横軸はトルク指令を示し、縦軸はトルク誤差（＝発生トルク−トルク指令）を示している。第５図の上段の図は、回転速度が３[rad/s]のときを示し、下段の図は、１８８[rad/s]のときを示している。また、実線は、この誘導電動機１の一次抵抗および二次抵抗が１.３倍に変化したときの特性を示しており、破線は、誘導電動機１の一次抵抗および二次抵抗が１／１.３倍に変化したときの特性を示している。
【００８１】
この第５図と、第１２図および第１５図とを比較してわかるように、この実施の形態１に示した誘導電動機の制御装置では、従来の誘導電動機の制御装置よりも回転角速度を問わず、抵抗誤差があっても、トルク誤差を抑制することができる。
実施の形態２．
【００８２】
つぎに、この発明の実施の形態２について説明する。上述した実施の形態１では、Ｈ１，Ｈ２が回転角速度ωｍとすべり角周波数ωｓと関数とした場合について説明したが、回転角速度ωｍとすべり角周波数ωｓとの関係が、おおよそ一意に定まるような負荷を想定すれば、Ｈ１，Ｈ２を回転角速度ωｍだけの関数としても良い。
【００８３】
たとえば、一次角周波数ωが微小な値Δωとなる負荷を想定すると、すべり角周波数は、（４０）式のように回転角速度ωｍから一意に定まる。
【数５２】
第６図は、（４０）式が成り立つ場合の回転周波数とＨ１，Ｈ２の要素h11，h12,h21，h22,h31,h32,h41,h42との関係を示した図である。第６図に示すように、この実施の形態２の二つの正方行列Ｈ１，Ｈ２の間には、可換法則が成り立たない。
【００８５】
このように、回転角速度ωｍとすべり角周波数ωｓとの関係が、おおよそ一意に定まるような負荷を想定すれば、Ｈ１，Ｈ２を回転角速度ωｍだけの関数で与えることが可能であり、増幅手段の演算量を削減することが可能である。
【００８６】
第７図は、この発明の実施の形態２である誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。第７図において、誘導電動機１，回転速度検出器２，電流検出器３，磁束観測器４ａ,制御手段５，座標変換器７，電流制御器８，座標変換器９，および減算器１０は、第３図に示した実施の形態１による誘導電動機の制御装置と同一である。
【００８７】
増幅手段６ｂは、減算器１１ｂ，１２ｂおよびゲイン演算器１３ｂ，１４ｂを有する。増幅手段６ｂは、電流検出器３の出力を座標変換器７を介してｄ−ｑ軸上の一次電流として得、磁束観測器４ａから得られたｄ−ｑ軸上の推定一次電流と上記ｄ−ｑ軸上の一次電流との偏差を、２つの正方行列Ｈ１，Ｈ２に基づいて増幅し、偏差信号ｅ１〜ｅ４として出
【数５３】
【００８８】
なお、第１の正方行列および第２の正方行列は、第６図に示したように、回転角速度の関数であるので、ゲイン演算器１３ｂ，１４ｂは、回転速度検出器２から得られた回転速度の関数としている。
【００８９】
第８図は、この発明の実施の形態２である誘導電動機の制御装置におけるトルク指令とトルク誤差との関係をプロットした図である。第８図において、横軸はトルク指令であり、縦軸はトルク誤差（＝発生トルク−トルク指令）である。また、第８図の上段の図は、回転速度が３[rad/s]のときを示し、下段の図は、１８８[rad/s]のときを示している。また、実線は、誘導電動機１の一次抵抗および二次抵抗が１.３倍に変化したときの特性を示しており、破線は、誘導電動機の一次抵抗および二次抵抗が１／１.３倍に変化したときの特性を示している。
【００９０】
この第８図を、第１２図および第１５図と比較してわかるように、この実施の形態２である誘導電動機の制御装置は、従来の誘導電動機の制御装置に比して、回転角速度を問わず、抵抗誤差があっても、トルク誤差を抑制することができる。
実施の形態３．
【００９１】
つぎに、この発明の実施の形態３について説明する。上述した実施の形態２では、増幅手段６ｂが回転角速度に基づいて、正方行列Ｈ１，Ｈ２を得るものについて説明したが、回転角速度の代わりにすべり角周波数に基づいて正方行列Ｈ１，Ｈ２を得てもよく、この場合にも上述した実施の形態２と同様の効果を得ることができる。
【００９２】
第９図は、この発明の実施の形態３である誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。第９図において、誘導電動機１，回転速度検出器２，電流検出器３，磁束観測器４ａ,制御手段５，座標変換器７，電流制御器８，座標変換器９，および減算器１０は、第３図に示した実施の形態１による誘導電動機の制御装置と同一である。
【００９３】
増幅手段６ｃは、減算器１１ｃ，１２ｃおよびゲイン演算器１３ｃ，１４ｃを有する。増幅手段６ｃは、電流検出器３の出力を座標変換器７を介してｄ−ｑ軸上の一次電流として得、磁束観測器４ａから得られたｄ−ｑ軸上の推定一次電流と上記ｄ−ｑ軸上の一次電流との偏差を、２つの正方行列Ｈ１,Ｈ２に基づいて増幅し、偏差信号ｅ１〜ｅ４として出力する。
【００９４】
【数５４】
【００９５】
なお、第１の正方行列および第２の正方行列は、すべり角周波数の関数としたので、ゲイン演算器１３ｂ，１４ｃは、磁束観測器４ａから得られたすべり角周波数の関数としている。
実施の形態４．
【００９６】
つぎに、この発明の実施の形態４について説明する。上述した実施の形態１〜３に示した正方行列Ｈ１，Ｈ２では、一次抵抗および二次抵抗に誤差がある場合について説明したが、二次抵抗だけに誤差がある場合についても、同様にして正方行列Ｈ１，Ｈ２を定めることが可能である。
【００９７】
一般に、誘導電動機の一次抵抗の温度は、熱電対等を利用した温度検出器によって検出することができる。この検出温度を用いれば、誘導電動機の一次抵抗値を演算することが可能である。しかし、かご型誘導電動機の場合、二次抵抗の温度を熱電対等の温度検出器で測定することは困難である。
【００９８】
そこで、Ｒｓが既知であり、Ｒｒが（１＋ｋ）倍に変化した場合について説明する。Ｒｓが既知であり、Ｒｒが（１＋ｋ）倍に変化したとき、（１４），（１５）式は、（４１）式のように書き改めることが可能である。
【００９９】
【数５５】
上述した通り、誘導電動機のベクトル制御が正しく動作している場合、定常状態では、（２３）〜（２５）式が成り立つ。そこで、（２３）〜（２５）式を（４１）式に代入すると（４２）式を得る。
【０１０１】
【数５６】
そして、Ｂ２を（２９）式の代わりに（４３）式で与え、ｗ２を（３２）式の代わりに（４４）式で与えれば、（１９），（４２）式から成る誘導電動機も、図１のように表現しても良い。
【０１０３】
Ｂ２を（４３）式、ｗ２を（４４）式でそれぞれ再定義し、（３３）式で２つの正方行列Ｈ１、Ｈ２を与えれば、二次抵抗だけに誤差がある場合のトルク誤差を抑制することが可能である。
【０１０４】
なお、実施の形態１と同様に、（３４）式のＡは、回転角速度ωｍおよび一次角周波数ωの関数なので、（３３）式で与えられるＨ１，Ｈ２も、回転角速度ωｍおよび一次角周波数ωの関数となる。
【０１０５】
また、上述した実施の形態１〜３と同様に、この実施の形態４の二つの正方行列Ｈ１，Ｈ２の間には、可換法則が成り立たない。
【０１０６】
第１０図は、この発明の実施の形態４である誘導電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。第１０図において、誘導電動機１，回転速度検出器２，電流検出器３，制御手段５，座標変換器７，電流制御器８，座標変換器９，および減算器１０は、第３図に示した実施の形態１による誘導電動機の制御装置と同一である。
【０１０７】
温度検出器５２は、誘導電動機１の一次抵抗の温度を計測する。抵抗値演算器５３は、温度検出器５２から得られた一次抵抗の温度Ｔに基づいて、一次抵抗値Ｒｓを出力する。磁束観測器４ｄは、一次抵抗Ｒｓを抵抗値演算器５３から得られた値を利用する以外は、磁束観測器４ａと同じである。
【０１０８】
増幅手段６ｄは、減算器１１ｄ，１２ｄおよびゲイン演算器１３ｄ，１４ｄを有する。増幅手段６ｄは、（４３）、（４４）式で定義したＢ２、ｗ２に基づいて得られた二つの正方行列Ｈ１，Ｈ２を用いる点以外は、増幅手段６ａと同じである。
【０１０９】
これによって、温度変換の影響を受けて二次抵抗値に誤差が生じても、トルク誤差を抑制することが可能である。
実施の形態５．
【０１１０】
つぎに、この発明の実施の形態５について説明する。上述した２つの正方行列Ｈ１，Ｈ
【数５７】
【０１１１】
そこで、第１１図に示すような回路構成を用いて、推定二次磁束の振幅が所望の二次磁束振幅値になるように、d軸電流指令ｉｄｓ ＊を決定しても良い。第１１図において、減算
【数５８】
実施の形態６．
【０１１２】
つぎに、この発明の実施の形態６について説明する。上述した実施の形態では、正方行列Ｈ１，Ｈ２は、抵抗値に誤差がある場合について説明したが、相互インダクタンスＭや一次インダクタンスＬｓ、二次インダクタンスＬｒといったあらゆる電動機定数誤差についても、同様に行列Ｂ１または行列Ｄ２もしくは行列Ｂ１および行列Ｄ２の両方を適切に定めることにより、トルク制御精度の劣化を抑制するためのＨ１、Ｈ２を決定することが可能であることは言うまでもない。
【０１１３】
【産業上の利用可能性】
この発明は、誘導電動機の発生トルクを高精度に制御することができる誘導電動機の制御装置に関し、特に、電気車や印刷機などのように低速において精度の高いトルク制御を要求する装置に好適な誘導電動機の制御装置として用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 第１図は、抵抗誤差がある場合における誘導電動機の制御装置の制御内容を説明するブロック線図である。
【図２】 第２図は、この発明の実施の形態１である誘導電動機の制御装置の正方行列Ｈ１，Ｈ２の要素を示す図である。
【図３】 第３図は、この発明の実施の形態１である誘導電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。
【図４】 第４図は、この発明の実施の形態１である誘導電動機の制御装置の磁束観測器の構成を示すブロック図である。
【図５】 第５図は、この発明の実施の形態１である誘導電動機の制御装置のトルク制御精度を示す図である。
【図６】 第６図は、この発明の実施の形態２である誘導電動機の制御装置の正方行列Ｈ１，Ｈ２の要素を示す図である。
【図７】 第７図は、この発明の実施の形態２である誘導電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。
【図８】 第８図は、この発明の実施の形態２である誘導電動機の制御装置のトルク制御精度を示す図である。
【図９】 第９図は、この発明の実施の形態３である誘導電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。
【図１０】 第１０図は、この発明の実施の形態４である誘導電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。
【図１１】
【数５９】
【図１２】 第１２図は、従来の誘導電動機の制御装置のトルク制御精度を示す図である。
【図１３】 第１３図は、従来の誘導電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。
【図１４】 第１４図は、従来の誘導電動機の制御装置に用いられる磁束観測器の構成を示すブロック図である。
【図１５】 第１５図は、第１３図および第１４図に示した磁束観測器を適用した従来の誘導電動機の制御装置におけるトルク指令とトルク誤差との関係をプロットした図である。
Claims (7)
- 誘導電動機の回転速度を検出する回転速度検出器と、
前記誘導電動機の一次電流を検出する電流検出器と、
磁束観測器から得られた推定一次電流と前記電流検出器から得られた一次電流との偏差を増幅する増幅手段と、
前記回転速度検出器から得られた回転速度と前記誘導電動機の一次電圧と前記増幅手段から得られた偏差信号とに基づいて前記誘導電動機の推定二次磁束及び推定一次電流を推定する磁束観測器と、
前記磁束観測器から得られた推定二次磁束に基づいて前記誘導電動機に印加する電圧を制御する制御手段と、
を備え、
前記増幅手段は、互いに可換でない２つの正方行列の、それぞれ独立した８要素からなるフィードバックゲインをもとに前記一次電流の偏差を増幅することを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 前記増幅手段は、回転角速度に基づいて、前記フィードバックゲインを決定することを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機の制御装置。
- 前記増幅手段は、すべり角周波数に基づいて、前記フィードバックゲインを決定することを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機の制御装置。
- 前記増幅手段は、回転角速度とすべり角周波数との両方に基づいて、前記フィードバックゲインを決定することを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機の制御装置。
- 前記増幅手段は、次式
- 前記増幅手段は、次式
- 前記増幅手段は、次式
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/JP2000/008170 WO2002041486A1 (fr) | 2000-11-20 | 2000-11-20 | Procede de controle d'un moteur a induction |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO2002041486A1 JPWO2002041486A1 (ja) | 2004-03-25 |
| JP4601900B2 true JP4601900B2 (ja) | 2010-12-22 |
Family
ID=11736699
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002543780A Expired - Lifetime JP4601900B2 (ja) | 2000-11-20 | 2000-11-20 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6777906B1 (ja) |
| EP (1) | EP1255348B1 (ja) |
| JP (1) | JP4601900B2 (ja) |
| CN (1) | CN100471032C (ja) |
| DE (1) | DE60044508D1 (ja) |
| TW (1) | TW502490B (ja) |
| WO (1) | WO2002041486A1 (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20060038530A1 (en) * | 2004-07-07 | 2006-02-23 | Rt Patent Company, Inc. | System and method for optimizing motor performance by varying flux |
| US7116029B2 (en) * | 2004-07-19 | 2006-10-03 | Rt Patent Company, Inc. | AC induction motor having multiple poles and increased stator/rotor gap |
| US20060208603A1 (en) * | 2005-03-18 | 2006-09-21 | Rt Patent Company, Inc. | Rotating electric machine with variable length air gap |
| US20070132331A1 (en) * | 2005-12-13 | 2007-06-14 | Rt Patent Company, Inc. | DC homopolar motor/generator |
| US20070132334A1 (en) * | 2005-12-14 | 2007-06-14 | Rt Patent Company, Inc. | Systems and methods for providing electrical contact with a rotating element of a machine |
| JP5309838B2 (ja) * | 2008-09-26 | 2013-10-09 | 株式会社安川電機 | 交流電動機の制御装置及びその制御方法 |
| JP5328892B2 (ja) * | 2009-03-18 | 2013-10-30 | 三菱電機株式会社 | エレベータのドア制御装置 |
| US8736222B2 (en) * | 2010-10-15 | 2014-05-27 | Lsis Co., Ltd. | Flux controller for induction motor |
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| US10336212B2 (en) * | 2013-11-27 | 2019-07-02 | Ford Global Technologies, Llc | Torque monitoring system and method |
| EP3819720A1 (en) | 2019-11-08 | 2021-05-12 | Hamilton Sundstrand Corporation | Control systems |
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| JPH114599A (ja) * | 1997-06-10 | 1999-01-06 | Mitsubishi Electric Corp | 誘導電動機の制御装置 |
| JPH11235099A (ja) * | 1997-12-08 | 1999-08-27 | Meidensha Corp | 誘導機のベクトル制御方式 |
| JPH11341898A (ja) * | 1998-05-29 | 1999-12-10 | Mitsubishi Electric Corp | 誘導電動機の制御装置 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2780263B2 (ja) * | 1988-02-23 | 1998-07-30 | 株式会社明電舎 | 誘導電動機のベクトル制御方法と装置 |
| JPH0349588A (ja) * | 1989-07-14 | 1991-03-04 | Omron Corp | 離散時間型ａｃモータ制御装置 |
| FI90163C (fi) * | 1991-10-25 | 1993-12-27 | Abb Stroemberg Drives Oy | Foerfarande foer att bestaemma statorfloedet i en asynkronmaskin |
| US5481168A (en) * | 1993-01-29 | 1996-01-02 | Hitachi, Ltd. | Electric vehicle torque controller |
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| JPH0870598A (ja) * | 1994-08-29 | 1996-03-12 | Meidensha Corp | 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置 |
| JPH0886190A (ja) * | 1994-09-13 | 1996-04-02 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | トンネルロボットの方向・位置制御方法及び装置 |
| JPH08129420A (ja) * | 1994-11-02 | 1996-05-21 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | トンネルロボットの方向・位置制御装置及びｎ次元線形離散時間系確率モデルの構成方法 |
| JPH09219999A (ja) | 1996-02-15 | 1997-08-19 | Meidensha Corp | 可変速駆動装置 |
| JP3805476B2 (ja) * | 1997-05-20 | 2006-08-02 | 三菱電機株式会社 | モータ制御装置 |
| JP4475368B2 (ja) * | 2000-03-10 | 2010-06-09 | 富士電機システムズ株式会社 | 速度センサレスベクトル制御装置 |
-
2000
- 2000-11-20 CN CNB008164673A patent/CN100471032C/zh not_active Expired - Lifetime
- 2000-11-20 WO PCT/JP2000/008170 patent/WO2002041486A1/ja not_active Application Discontinuation
- 2000-11-20 DE DE60044508T patent/DE60044508D1/de not_active Expired - Lifetime
- 2000-11-20 EP EP00976365A patent/EP1255348B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-11-20 US US10/110,852 patent/US6777906B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-11-20 JP JP2002543780A patent/JP4601900B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 2000-11-24 TW TW089124999A patent/TW502490B/zh not_active IP Right Cessation
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPH114599A (ja) * | 1997-06-10 | 1999-01-06 | Mitsubishi Electric Corp | 誘導電動機の制御装置 |
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| JPH11341898A (ja) * | 1998-05-29 | 1999-12-10 | Mitsubishi Electric Corp | 誘導電動機の制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1255348B1 (en) | 2010-06-02 |
| CN100471032C (zh) | 2009-03-18 |
| EP1255348A1 (en) | 2002-11-06 |
| EP1255348A4 (en) | 2006-01-11 |
| TW502490B (en) | 2002-09-11 |
| CN1402903A (zh) | 2003-03-12 |
| DE60044508D1 (de) | 2010-07-15 |
| WO2002041486A1 (fr) | 2002-05-23 |
| JPWO2002041486A1 (ja) | 2004-03-25 |
| US6777906B1 (en) | 2004-08-17 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20061228 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100629 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100813 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131008 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Ref document number: 4601900 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
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|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |