CN101958675B - 磁链控制下异步电机vvvf控制用直流预励磁起动方法 - Google Patents

Abstract

磁链控制下异步电机VVVF控制用直流预励磁起动方法属于异步电机起动控制技术领域，其特征在于，在起动过程中合成励磁电流矢量和起动电压矢量的夹角为90度，并根据VVVF控制已知的电压矢量方向对电流进行分解得到无功电流反馈值，经增益放大换成电压调节值对磁链进行控制，本发明用一个DSP芯片依次对直流预励磁和起动过程进行控制。对起动过程中后续出现的尖峰电流具有抑制的效果。

Description

磁链控制下异步电机VVVF控制用直流预励磁起动方法

技术领域

本发明主要涉及增加变频调速系统起动转矩、减小起动电流从而改善变频器-异步电机系统的起动性能，属于电力电子应用技术领域。

背景技术

起动性能是衡量变频器-异步电机调速系统的重要指标之一。基于矢量控制理论的闭环控制方法能改善起动性能，但在中大容量的闭环调速系统中，由于开关频率低、开关器件最小脉宽限制以及电机参数辨识、死区补偿困难等因素，削弱了闭环控制的效果。电机起动过程中低速阶段由于磁链观测困难，闭环控制难以发挥出设计效果。与矢量控制的变频调速系统相比，VVVF(恒压频比控制模式)开环控制系统具有不依赖电机参数，不需要速度反馈，控制方法简单，实现容易等特点，广泛应用于变频调速的风机与水泵等系统。因此研究一种适用于VVVF开环控制系统的高性能的异步电机的起动控制方法，对于变频器-异步电机系统，尤其是中大容量系统十分重要。

实验中发现，对于55kW，150kW，315kW的VVVF开环控制调速系统中，在电机低频起动时很容易出现很大的冲击电流。这种过大的起动电流会对变频器-电机系统的电机绝缘，开关器件以及系统安全运行造成极大的危害，另外还会造成其他的影响如：

(1)为了避免过大的起动电流，经常需要增加器件裕量。对于采用器件并联结构的变频器，将在增加器件成本的同时增大变频器的体积与散热器制造成本。

(2)尽管产生的冲击电流大，但是输出转矩并不大，因此电机从静止状态带大转矩负荷起动时，会经常出现无法起动的情况。

(3)过大的起动电流不仅会对自身设备造成伤害，而且可能会拉低电网电压，影响同一电网上其他电气设备正常运行。

采用传统的VVVF方式直接起动电机时，电机内部磁链与反电势几乎为零，起始电压几乎完全加在定子漏抗上，造成很大的励磁涌流，而实际与磁链正交的电流分量比例很低，这是传统的VVVF控制下异步电机起动电流大却输出转矩低的主要原因。提高VVVF控制下电机起动转矩的一种有效途径是采用直流预励磁控制方法，即在电机起动前先建立固定方向与幅值的直流磁链，该方法对起动过程中的第1尖峰电流抑制效果明显。常规的直流预励磁技术在电机起动前在机端施加直流电压从而在电机内部注入直流电流，建立固定方向的直流磁链，然后直接进入传统的VVVf开环控制电机起动状态。其理论基础为：

起动前进行直流预励磁时，转子不动，控制定子电流幅值为I₀，则定子磁链：

ψ_s＝L_s·I₀+L_m·I_r    (1)

式中Ls为定子电感，Lm为互感。通过励磁电流闭环系统，维持励磁电流以I₀为中心上下小幅波动，当控制励磁电流达到稳定时，转子电流Ir＝0，因此有

ψ_s＝L_s·I₀    (2)

当预励磁完毕，电机起动瞬间的矢量图如图1所示。其中Is1为励磁电流矢量，Us2为起动瞬间的定子电压矢量。

图1中预励磁结束并切换到电机起动的瞬间，当Δt足够小时，认为电机中的电流几乎不变，即I_s1＝I_s2(I_s1为稳态预励磁电流矢量，I_s2为起动瞬间励磁电流矢量)，此时磁链增量为：

$\frac{d}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\ψ}}_s=\frac{{\mathrm{\ψ}}_s(t_s+\mathrm{\Δt})-{\mathrm{\ψ}}_s\left(t_s\right)}{\mathrm{\Δt}}=U_{s2}-I_{s1}*R_s---\left(3\right)$

式中U_s2为定子电压矢量，R_s为定子电阻。在两边同时叉乘I_s2有

$\frac{{\mathrm{\ψ}}_s(t_s+\mathrm{\Δt})\⊗I_{s2}-{\mathrm{\ψ}}_s\left(t_s\right)\⊗I_{s2}}{\mathrm{\Δt}}=U_{s2}\⊗I_{s2}---\left(4\right)$

由于 $T_e=p_n({\mathrm{\ψ}}_s\⊗i_s)---\left(5\right)$

得到 $\left|\frac{\mathrm{dTe}}{\mathrm{dt}}\right|\≈p_n|U_{s2}\⊗I_{s2}|---\left(6\right)$

式中p_n为电机极对数。

在电机起动前通过直流预励磁建立方向与幅值恒定的直流磁链，能有效防止起动过程中的励磁涌流，而且根据(6)，若在电机起动瞬间发出与励磁电流正交的电压矢量，就能产生在相同电流情况下的最大转矩变化率，从而提高起动性能。但是可以看到：常规的直流预励磁方法发挥作用的一个重要前提是起动时定子磁链以及定子电流状态与预励磁中两者的状态需保持一致。即式(6)所能达到的电流抑制效果只能在起动过程的前几个开关周期内起作用，随着定子磁链开始旋转，式(6)中的正交关系将难以保证，因此预励磁效果也将迅速减弱。因此该方法对起动过程中后续出现的尖峰电流抑制效果有限。本文在详细分析电机起动大电流原因与直流预励磁技术基本原理的基础上，在异步电机VVVF直流预励磁起动过程中尝试加入磁链控制，以期获得更好的起动性能。

发明内容

若要拓宽预励磁作用的有效区间，使其对起动过程内的后续尖峰电流产生抑制效果，关键在于式(6)在整个起动过程中成立条件。

根据(3)～(5)得到(6)的完整表达式，正如(7)和(8)所示：

$\frac{\mathrm{dTe}}{\mathrm{dt}}=p_n(\frac{{\mathrm{d\ψ}}_s}{\mathrm{dt}}\⊗I_{s2}+{\mathrm{\ψ}}_s\⊗\frac{{\mathrm{dI}}_{s2}}{\mathrm{dt}})---\left(7\right)$

$\frac{\mathrm{dTe}}{\mathrm{dt}}=p_n((U_{s2}-I_{s2}\·R_S)\⊗I_{s2}+{\mathrm{\ψ}}_s\⊗\frac{{\mathrm{dI}}_{s2}}{\mathrm{dt}})---\left(8\right)$

根据定子电压矢量的方向对定子电流分解，得到有功电流Isd与无功电流Isq。若在起动过程中无功电流Isq恒定，即dIsq/dt＝0，则定子磁链幅值|ψ_s|基本稳定，将(8)式按定子电压定向坐标系展开得到：

$\frac{\mathrm{dTe}}{\mathrm{dt}}=p_n(U_{s2}\⊗(I_{\mathrm{sd}}+{\mathrm{jI}}_{\mathrm{sq}})+{\mathrm{\ψ}}_s\⊗\frac{d(I_{\mathrm{sd}}+{\mathrm{jI}}_{\mathrm{sq}})}{\mathrm{dt}})$

$=p_n(U_{s2}\·{\mathrm{jI}}_{\mathrm{sq}}+{\mathrm{\ψ}}_s\⊗\frac{d(I_{\mathrm{sd}}+{\mathrm{jI}}_{\mathrm{sq}})}{\mathrm{dt}})---\left(9\right)$

$\≈p_n(U_{s2}\·{\mathrm{jI}}_{\mathrm{sq}}+{\mathrm{\ψ}}_s\⊗\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{sd}}}{\mathrm{dt}})$

式(9)中的第一项仅与输入的定子电压有关，第二项仅与有功电流的变化率有关。因此起动过程中转矩变化率可以近似表示为

$\frac{\mathrm{dTe}}{\mathrm{dt}}=p_n(U_s\·{\mathrm{jI}}_{\mathrm{sq}}+{\mathrm{\ψ}}_s\⊗\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{sd}}}{\mathrm{dt}})---\left(10\right)$

而电机开始起动的瞬间，电压矢量方向与电流方向正交，Isq＝Is1，dIsd/dt＝0，代入(10)得到：

ΔT₀＝p_n(U_s·jI_s1)·Δt    (11)

与式(6)一致，因此可以认为常规预励磁方法是(10)式在起动瞬间的特例。结合(10)和(11)可以得到dIsq/dt＝0时，全起动过程中的转矩增量表达式：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ΔT}}_0=p_n(U_s\·{\mathrm{jI}}_{s1})\·\mathrm{\Δt}\\ \mathrm{\ΔT}=p_n(U_s\·{\mathrm{jI}}_{\mathrm{sq}}\·\mathrm{\Δt}+{\mathrm{\ψ}}_s\⊗{\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{sd}})\end{array}\right.---\left(12\right)$

根据式(12)实现的起动控制方法不受类似式(6)中的前提条件的限制，其有效区间能覆盖到整个起动过程中，而且转矩增量直接与输出电压相关，控制响应更快。

本发明的目的是，提出一种基于磁链控制下的异步电机VVVF控制系统直流预励磁起动方法，以有效降低整个起动过程中的尖峰电流，提高电流对称度，增加起动转矩，挖掘出传统直流预励磁技术更大的起动能力。

本发明提出的磁链控制下直流预励磁起动方法包括以下步骤：

1.本发明首先在理论上确定常规的直流预励磁起动是本发明提出的磁链控制下直流预励磁起动方法的一种特例。起动过程中合成励磁电压矢量和起动电压矢量角度之间的夹角直接设为90度，不再需要预先进行“系统性实验”得到优化电压矢量角度。

2.预励磁阶段结束后的起动过程中，根据VVVF控制已知的电压矢量方向对电流进行分解得到无功电流反馈值，经过增益放大转换成电压调节值对磁链轨迹进行控制。

3.通过系统性实验(5次左右即可)，确定无功电流控制参数：放大增益系数为0.1，带通滤波器下限截止频率为5Hz，上限截止频率为100Hz。

上述步骤中，选用的无功电流控制参数有以下特点：

1)K1取值范围为0.05至0.3，实验选取0.1，增益值k1越大，磁链控制效果越明显，但k1过大会引起磁通饱和与系统稳定性问题。

2)带通滤波器的下限截止频率应接近0Hz，上限截止频率应低于开关频率。这样既可以保留无功电流波动部分又能滤除采样信号中的高频噪声。

1.磁链控制下异步电机VVVF控制用直流预励磁起动方法，其特征在于，所述方法是在DSP芯片控制下依次按以下步骤实现的：

步骤(1)，所述DSP芯片初始化，设定：

预励磁时间，大于10τ，小于1秒，τ为电机定转子总回路时间常数，以使得励磁过程中转子侧感应的电流衰减到稳定值，

目标激磁电流，设为0.7，标么值，

起动参数的初始值：

起动频率f₀，设为0.01，标么值，

起动电压V₀，设为0.0255，标么值，

起动时间设为80秒，

起动时刻初始角度θ₀，设θ₀为90°

起动过程中无功电流控制回路的放大倍数k1＝0.1；

步骤(2)，建立固定方向与幅值的直流磁场，进行直流预励磁：

异步电机定子直流激磁电流的反馈值依次通过霍尔传感器，采样信号调理电路和模数转换电路与所述用于预励磁的目标激磁电流一起送入PI调节器；所述的PI调节器按照F(s)＝Kp+Ki/s，其中Kp＝0.1，Ki＝0.2的方式输出不同大小的有效激励电压矢量，送入所述DSP芯片内的空间矢量脉宽调制器SVPWM，

$T_p=\frac{V_{\mathrm{out}}}{E}{T}_s,---\left(13\right)$

V_out为有效激励电压矢量，设定值，

E为直流母线电压，设定值，

T_s为开关周期，设定值，

T_p为生成占空比，

生成相应不同的电压调制比，经IGBT逆变器输入到所述异步电机定子中，在10τ时间内，维持激励电流稳定；

步骤(3)，按以下步骤通过所述DSP芯片实现对无功电流的控制：

步骤(3.1)，把给定的系统目标频率f_g输入到一个斜坡函数发生电路，产生当前时刻给定频率f^*：

$f^{*}=f_0+\mathrm{\Δt}\·\frac{f_1-f_0}{t_1},---\left(14\right)$

其中：

f₁为额定频率，为50Hz，f₀为起动频率，

t₁为上升时间，设定值

Δt为起动时间变化量设定值，

当得到的f^*＞＝f_g时取f^*＝f_g，

步骤(3.2)，把步骤(3.1)得到的当前时刻给定频率f^*输入到一个频率-电压变频电路V/F得到输出电压V_m：

V₁为额定电压

同时把所述当前时刻给定频率f^*输入到一个频率积分电路得到起动起始时刻定子电压与激磁电流之间的角度θ，θ＝∫2π·f^*dt+θ₀，θ₀为起动时刻初始角度，选为θ₀＝90°，再把θ值送往一片PARK变换电路：

步骤(3.3)，起动时刻的三相定子电流依次经过所述霍尔传感器、采样信号调理电路、采样频率为3.2kHz的模数转换器后转换为相应的三相定子电流信号的数字值I_a、I_b、I_c，经过CLARK变换电路后得到静止坐标系中的两相电流值，I_α，I_β：

$\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\α}}\\ I_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_a\\ I_b\\ I_c\end{array}\right],---\left(16\right)$

$\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{sd}}\\ I_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin & \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\α}}\\ I_{\mathrm{\β}}\end{array}\right];$

步骤(3.4)，把步骤(3.3)得到的无功电流I_sq输入到一个带通滤波器，得到振荡成分I_sq1，该带通滤波器的下限截止频率接近于零，上限频率低于IGBT的开关频率；

步骤(3.5)，把步骤(3.4)得到的振荡成分I_sq1输入到一个比例放大器，该比例放大器的放大倍数等于所述的k1得到输出电压；

步骤(3.6)，把步骤(3.5)输出的电压和步骤(3.2)得到的输出电压V_m在一个加法电路中求和，产生最终的电压值V_d；

步骤(3.7)，把步骤(3.6)得到的电压值V_d输入到空间矢量脉宽调制器SVPWM的d轴电压输入端，而q轴电压值V_q＝0，并按以下步骤产生所述IGBT逆变器所需的输入占空比：

步骤(3.7.1)，通过逆PARK变换电路，把所述电压值V_d和V_q变换为所述静止坐标系上的电压V_α和V_β，

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\α}}\\ V_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_d\\ V_q\end{array}\right];---\left(17\right)$

步骤(3.7.2)，按下式生成占空比T₁，T₂和T₀

T₁为第一电压矢量U₁的占空比：

$T_1=\frac{T}{2}(\sqrt{3}{V}_{\mathrm{\α}}-V_{\mathrm{\β}}),$

T₂为第二电压矢量U₂的占空比：

T₂＝TV_β，

T₀为零电压矢量占空比T₀＝T-T₁-T₂，

T为开关周期量；

步骤(3.7.3)，所述IGBT逆变器产生相应的三相电压值输入到所述异步电机的输入端。

本发明所提出的磁链控制下的直流预励磁方案，具有以下优点：

1.起动前预励磁建立的直流磁链使起动中磁链初始幅值为|ψ_s0|而不是0，从而缩短了起动时建立磁链的过程，避免了超调与振荡，使磁链快速收敛至额定值，控制效果更稳定；

2.能有效抑制整个起动过程中的冲击电流，提高起动带载能力，而且起动过程中，电流峰值呈指数规律衰减，电流对称性明显增强。；

3.该算法基于常规的VVVF控制系统，不添加新的硬件设备，软件改动简单易实现。

4.该方法可以从起动状态平滑过渡到正常带载运行模式，不会产生影响。

从本发明的实施情况看，无预励磁时电机最大起动电流超过1800A，常规预励磁电机起动电流约1500A，采用本发明，起动电流仅900A。不仅极大的遏制了起动电流，而且提高了变频器低速运行的稳定性。

附图说明：

图1为预励磁起动瞬间矢量图：(a)起动前(b)起动后。

图2为程序流程图。

图3异步电机T-1型等效电路图。

图4控制结构框图。

图5磁链控制效果对比图：

(a)直流预励磁起动方式，

(b)磁链控制起动方式，

(c)直流预励磁加磁链控制起动方式。

图6采样转换电路。

图7控制效果对比图。

图8电流抑制效果对比图：

(a)直接起动方式，

(b)直流预励磁起动方式，

(c)磁链控制起动方式，

(d)直流预励磁加磁链控制起动方式。

图9预励磁控制电路

具体实施方式：

本发明的特征在于，本控制方法都在数字控制芯片DSP(TMS320F2812)中实现，依次含有以下步骤，见图2：

步骤1：主控参数初始化

控制系统主要参数如表1所示。控制算法中的参数采用标么化设计，系统电压基值310.2687伏，电流基值676.8A，频率基值50Hz。起动参数初始化设置中起动频率0.01，起动电压0.0255，起动时间80秒，起动过程中无功电流控制回路参数K1＝0.1。直流预励磁参数设置：目标励磁电流设定0.7，励磁时间设定1秒。先于电机起动前建立电机内部磁场，励磁电压矢量和起动时刻电压矢量之间的角度θ＝90°；

表1315kW异步电机变频调速系统参数

步骤2：建立直流磁场

通过电流闭环，在电机中建立固定方向与幅值的直流磁场，预励磁时间设定为＞10τ，τ为电机定，转子总回路时间常数，以保证励磁过程中转子侧感应的电流衰减到稳定值，不会对定子磁链产生影响。超过预励磁设定时间后，进入下一步起动阶段，否则返回步骤2。

步骤3：电机起动阶段：根据参考频率进行积分运算得到当前时刻合成电压矢量的方向。

步骤4：控制器通过信号调理电路与ADC(模数转换)电路采样值得到电流合成矢量的方向，并根据步骤3中合成电压矢量方向分别计算出电流分量中有功电流与无功电流的大小。

步骤5：将无功电流输入带通滤波器，得到的无功电流波动分量乘以增益放大系数K1，转换为电压信号，最后叠加至电压幅值给定量。

步骤6：SVPWM(空间矢量脉宽调制)模块根据调整后的电压给定值，发出相应的电压合成矢量，控制磁链轨迹稳定。

本发明所提出的直流预励磁方案，首先确定应用于异步电机VVVF控制系统；目标是改善常规预励磁存在的对起动过程中后续出现的尖峰电流抑制效果有限的问题。起动过程中根据定子电流的无功分量反馈值修正输出电压，控制磁链以达到提高起动性能的目的。起动前的预励磁阶段建立直流磁链使起动中磁链初始幅值为|ψ_s0|而不是0，从而缩短了起动时建立磁链的过程，避免了超调与振荡，使磁链快速收敛至额定值，控制效果更稳定。

具体来说，本发明的第一步是：建立直流磁场

励磁电流反馈值经过霍尔传感器以及信号调理电路后，由控制芯片中的ADC(模数转换器)电路采样，见图6。采用已有的预励磁方法，通过电流闭环，在电机中建立固定方向与幅值的直流磁场，见图9。控制器根据设定的预励磁目标电流与反馈的励磁电流之差，由PI调节器输出不同大小的有效励磁电压矢量，通过SVPWM生成相应的调制比，作用到电机上，维持励磁电流的稳定。预励磁时间设定应大于＞10τ，τ为电机定，转子总回路时间常数，本方案中选择预励磁时间为1秒，保证励磁过程中转子侧感应的电流衰减到稳定值，不会对定子磁链产生影响。超过预励磁设定时间后，进入下一步起动阶段，否则返回到励磁电流采样环节。

第二步：实现对无功电流的控制：

从前面的分析可知，dIsq/dt＝0是(12)成立的前提。与磁场定向矢量控制等方法不同，VVVF控制器中没有电流闭环，难以实现快速与准确的电流跟踪控制，不过从电机的等效电路图出发，仍可以找到解决方法。图3给出了异步电机T-1型等效电路图。图3中可知励磁电流i_m的变化波动与磁链的波动有关，当近似认为i₁中的无功电流等于励磁电流i_m时，可以通过抑制磁链的波动实现控制无功电流的效果，图4给出了相应的控制框图。

图4中根据定子电压矢量的方向对定子电流分解，得到有功电流Isd与无功电流Isq。无功电流经过带通滤波器与增益放大后加至电压指令值，根据Ψ＝V_s/f，达到调整磁链幅值，抑制无功电流波动的目的。

具体分为7步：

1.首先给定系统目标频率f_g，经过斜坡函数产生当前时刻给定频率f^*，斜坡函数表达式如下：

$\left\{\begin{array}{cc}{f}^{*}=f_0+\mathrm{\&Delta;t}\&CenterDot;\frac{f_1-f_0}{t_1}& f^{*}<f_g\\ f^{*}=f_g& f^{*}>=f_g\end{array}\right.---\left(18\right)$

f1为额定频率一般为50Hz，f0为起动频率，t1为上升时间设定值，Δt为起动时间变化量。

2.通过V/F计算公式计算得到输出电压值：

$V_m=V_0+f^{*}\&CenterDot;\frac{V_1-V_0}{f_1-f_0}---\left(19\right)$

其中V₁代表额定电压，V0为起动电压，f1为额定频率一般为50Hz，f0为起动频率

3.通过以下计算公式对f^*进行积分运算得到输出电压角度，θ₀为初始角度，选为θ₀＝90°，保证起始瞬间电压与励磁电流方向垂直：

θ＝∫2π·f^*dt+θ₀    (20)

4.三相定子电流经过采样调理电路，转换为电压信号。再经过ADC(模数转换器)转换为相应的三相定子电流信号值，ADC采样频率3.2kHz。

5.三相定子电流信号的大小经过Clark变换后得到静止坐标系中两相电流值：CLARK变换公式：

$\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ I_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_a\\ I_b\\ I_c\end{array}\right]---\left(21\right)$

由Park变换公式，计算出定子无功电流I_sq的大小

$\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{sd}}\\ I_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\&theta;}& \sin \mathrm{\&theta;}\\ -\sin & \cos \mathrm{\&theta;}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ I_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]---\left(22\right)$

式中，θ来自(14)

6.将I_sq经过带通滤波器，得到振荡成分I_sq1并经过比例放大器后，叠加到由(13)电压输出信号上，产生最终的电压信号V_d，并最后输出到SVPWM模块d轴电压输入端，q轴电压信号输入限制为0，即Vq＝0。

以第一扇区为例，SVPWM模块根据Vd与Vq输入值，通过逆PARK变换将Vd与Vq，变化成静止坐标系上的V_α与V_β，生成电压矢量U1，U2对应的占空比T1，T2以及零电压矢量占空比T0最后由开关器件产生相应动作将对应三相电压值输出到电机输入端。

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ V_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\&theta;}& -\sin \mathrm{\&theta;}\\ \sin \mathrm{\&theta;}& \cos \mathrm{\&theta;}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_d\\ V_q\end{array}\right]---\left(23\right)$

$T_1=\frac{T}{2}(\sqrt{3}{V}_{\mathrm{\&alpha;}}-V_{\mathrm{\&beta;}})$

T₂＝TV_β    (24)

T₀＝T-T₁-T₂

其中，T为开关周期量。对于本实验平台，带通滤波器下限截止频率接近0Hz，本实验取为5Hz，上限截止频率为100Hz。这样既可以保留无功电流波动部分又能滤除采样信号中的高频噪声。因为Isq稳态时为直流量，因此带通滤波器不会产生相位延迟。增益值k1越大，抑制效果越明显，但k1过大会引起磁通饱和与系统稳定性问题。对于本实验平台，无功电流放大增益选择为0.1。

第三步：实现磁链控制下异步电机VF控制系统直流预励磁起动方法：

在磁链控制的基础上，在电机起动前通过预励磁建立磁链能使起动过程中磁链波动更小。因为起动前施加的直流磁链使式(10)中磁链初始幅值为|ψ_s0|而不是0，从而缩短了起动时建立磁链的过程，见图5。图5(a)与(b)中的直线部分为预励磁建立的直流磁链。比较可知，磁链控制的方法抑制了磁链幅值的波动，因而磁链轨迹更趋近圆形。图5(b)与图5(c)的比较表明，在磁链控制的基础上，在电机起动前通过预励磁建立磁链能使起动过程中磁链波动更小，这是因为缩短了起动时建立磁链的过程后，避免了超调与振荡，使磁链快速收敛至额定值。根据式(12)可知，磁链达到稳定后，起动过程中转矩的变化率仅与有功电流的变化率有关，因而转矩响应更快。

第四步：确定磁链控制下的直流预励磁方案流程图如图2，所示。将本方案应用于315kW变频调速平台，得到实验数据和曲线如图8所示。可以看出，本方法对整个起动过程中冲击电流的抑制效果明显，起动过程中电流正弦度有明显提高。

Claims (1)

1.磁链控制下异步电机VVVF控制用直流预励磁起动方法，其特征在于，所述方法是在DSP芯片控制下依次按以下步骤实现的：

步骤(1)，所述DSP芯片初始化，设定：

预励磁时间，大于10τ，小于3秒，τ为电机定转子总回路时间常数，以使得励磁过程中转子侧感应的电流衰减到稳定值，

目标激磁电流，设为0.7，标么值，

起动参数的初始值：

起动频率f₀，设为0.01，标么值，

起动电压V₀，设为0.0255，标么值，

起动时间，设为80秒，

起动时刻初始角度θ₀，设θ₀为90°，

起动过程中无功电流控制回路的放大倍数k1＝0.1；

步骤(2)，建立固定方向与幅值的直流磁场，进行直流预励磁：

异步电机定子直流激磁电流的反馈值依次通过霍尔传感器，采样信号调理电路和模数转换电路与用于预励磁的目标激磁电流一起送入PI调节器；所述的PI调节器按照F(s)＝Kp+Ki/s，其中Kp＝0.1，Ki＝0.2的方式输出不同大小的有效激励电压矢量，送入所述DSP芯片内的空间矢量脉宽调制器SVPWM，

$T_p=\frac{V_{\mathrm{out}}}{E}{T}_s,$

V_out为有效激励电压矢量，设定值，

E为直流母线电压，设定值，

T_s为开关周期，设定值，

T_p为生成占空比，

生成相应不同的电压调制比，经IGBT逆变器输入到所述异步电机定子中，在10τ时间内，维持激励电流稳定；

步骤(3)，按以下步骤通过所述DSP芯片实现对无功电流的控制：

步骤(3.1)，把给定的系统目标频率f_g输入到一个斜坡函数发生电路，产生当前时刻给定频率f^*：

$f^{*}=f_0+\mathrm{\&Delta;t}\&CenterDot;\frac{f_1-f_0}{t_1},$ 其中：

f₁为额定频率，为50Hz，f₀为起动频率，

t₁为上升时间，设定值，

Δt为起动时间变化量设定值，

当得到的f^*＞＝f_g时取f^*＝f_g，

步骤(3.2)，把步骤(3.1)得到的当前时刻给定频率f^*输入到一个频率-电压变频电路得到输出电压V_m：

$V_m=V_0+f^{*}\&CenterDot;\frac{V_1-V_0}{f_1-f_0},$

V₁为额定电压，

同时把所述当前时刻给定频率f^*输入到一个频率积分电路得到起动起始时刻定子电压与激磁电流之间的角度θ，θ＝∫2π.f^*dt+θ₀，θ₀为起动时刻初始角度，选为θ₀＝90°，再把θ值送往一片PARK变换电路；

步骤(3.3)，起动时刻的三相定子电流依次经过所述霍尔传感器、采样信号调理电路、采样频率为3.2kHz的模数转换器后转换为相应的三相定子电流信号的数字值I_a、I_b、I_c，经过CLARK变换电路后得到静止坐标系中的两相电流值，I_α，I_β：

$\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ I_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_a\\ I_b\\ I_c\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{sd}}\\ I_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\&theta;}& \sin \mathrm{\&theta;}\\ -\sin & \cos \mathrm{\&theta;}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ I_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right],$

步骤(3.4)，把步骤(3.3)得到的无功电流I_sq输入到一个带通滤波器，得到振荡成分I_sq1，该带通滤波器的下限截止频率接近于零，上限频率低于IGBT的开关频率；

步骤(3.5)，把步骤(3.4)得到的振荡成分I_sq1输入到一个比例放大器，该比例放大器的放大倍数等于所述的k1，得到输出电压；

步骤(3.6)，把步骤(3.5)输出的电压和步骤(3.2)得到的输出电压V_m在一个加法电路中求和，产生最终的电压值V_d；

步骤(3.7)，把步骤(3.6)得到的电压值V_d输入到空间矢量脉宽调制器SVPWM的d轴电压输入端，而q轴电压值V_q＝0，并按以下步骤产生所述IGBT逆变器所需的输入占空比：

步骤(3.7.1)，通过逆PARK变换电路，把所述电压值V_d和V_q变换为所述静止坐标系上的电压V_α和V_β，

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ V_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\&theta;}& -\sin \mathrm{\&theta;}\\ \sin \mathrm{\&theta;}& \cos \mathrm{\&theta;}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_d\\ V_q\end{array}\right];$

步骤(3.7.2)，按下式生成占空比T₁，T₂和T₀：

T₁为第一电压矢量U₁的占空比：

$T_1=\frac{T}{2}(\sqrt{3}{V}_{\mathrm{\&alpha;}}-V_{\mathrm{\&beta;}}),$

T₂为第二电压矢量U₂的占空比：

T₂＝TV_β，

T₀为零电压矢量占空比T₀＝T-T₁-T₂，

T为开关周期量；

步骤(3.7.3)，所述IGBT逆变器产生相应的三相电压值输入到所述异步电机的输入端。

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