CN102843090B - 基于svpwm调制的永磁同步电机开环控制方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供的基于SVPWM调制的永磁同步电机开环控制方法及系统，对于每个给定的定子电源频率通过查找定子电压和定子电源频率的二维向量表来查找给定的定子电源频率对应的定子电压的幅值。该二维向量表是根据分段式压频比曲线预先设定的，即本发明提供的二维向量表中的定子电压和定子电源频率的比值不是一个常值，而且在不同的区间段是不同的。而现有技术中由于压频比是一个常值，所以当负载变化时，电机容易失步，导致系统过流。而本发明提供的方法中分段式的压频比可以保证电机适应负载的变化，降低电机的损耗，提高效率。恒功率区，引入了相位补偿控制，用调节后的相位实现弱磁可控，实现弱磁拓速。

Description

基于SVPWM调制的永磁同步电机开环控制方法及系统

技术领域

本发明涉及永磁同步电机控制技术领域，特别涉及一种基于SVPWM调制的永磁同步电机开环控制方法及系统。

背景技术

永磁同步电机(PMSM，Permanet Magnet Synchronous Motor)传动系统是指以PMSM为控制对象，通过调频调压方式控制PMSM的转速和转矩的一种新型传动系统。PMSM传动系统一般包括主回路、控制系统和PMSM。主回路主要包括：直流母线、支撑电容，以及由功率器件组成的逆变器；控制系统则是构筑在DSP或CPU等硬件平台上，运用电机控制理论的实时控制系统。控制系统通过控制主回路中的功率器件的通断以调节作用于电机的交流电压的幅值和频率，实现对电机转速和转矩的控制。

现有技术中对PMSM采用异步调制和开环控制。

首先介绍PWM调制，PWM调制希望输出的波形为调制信号，接受调制的信号为载波信号。载波信号频率和调制信号频率之比为载波比N。载波信号和调制信号不保持同步的调制方式称为异步调制。在异步调制方式中，通常保持载波频率固定不变。

开环控制是一种时域内的标量控制，其基本原理是保持气隙磁链幅值恒定。根据电机学原理，电机的同步转速是由电源频率和电机极对数决定的，如公式(1)

$n=\frac{60f_s}{n_p}---\left(1\right)$

其中，n_p为电机极对数，f_s为定子电源频率，n为同步转速，电源频率改变时，电机的同步转速相应改变。

下面介绍现有技术中基于异步调制的PMSM开环控制。

参见图1，该图为现有技术中基于异步调制的PMSM开环控制原理框图。

如图1中虚线框内为开环控制(OLC，Open-loop Control)模块100，实线框内为空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM，Space Vector Pulse WidthModulation)异步调制模块200。

现有技术中关于定子电压幅值的选择遵循下面的原则：

当电机转速在基速以下时，压频比(定子电压u_s和定子电源频率f_s的比)为常值c，如公式(2)所示；

u_s＝cf_s    (2)

当电机转速达到基速以上时，逆变器容量已满，u_s幅值为逆变器输出最大值u_max。

定子电压相位α的计算方法如公式(3)；

α(k+1)＝α(k)+2πf_sT_s    (3)

需要说明的是，公式(3)表示的是定子电压相位的积分过程，PMSM从静止开始旋转，静止时对应的定子电压相位是0，即最初的α(k)为0；Ts为计算周期。

开环控制模块100输出给SVPWM异步调制模块200的u_α和u_β为：

$\left.\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}=u_s\·\cos \left(\mathrm{\α}(k+1)\right)\\ u_{\mathrm{\β}}=u_s\·\sin \left(\mathrm{\α}(k+1)\right)\end{array}\right\}---\left(4\right)$

下面先介绍下SVPWM，SVPWM是将逆变器和电机看作一个整体，使电机获得幅值恒定圆形旋转的正弦磁通。以三相对称正弦电压供电式电机的理想磁通圆为基准，用逆变器不同的开关模式所产生的实际磁通去逼近基准圆磁通，并与基准圆相比较的结果来控制逆变器，形成PWM波。

对于三相(两电平)PWM逆变器，能够产生八个开关状态，将复平面化分为六个扇区，八个开关状态在复平面均匀分布，能够生成六个相隔π/3的有效电压矢量 以及两个零电压矢量 如图2所示。

在一个组合周期t_c内，根据伏秒平衡原则，参考电压近似认为不变，参考电压是通过与其相邻的两个基本电压空间矢量线性组合而成，以第一扇区为例，则有：

${\stackrel{\→}{U}}_s*t_c={\stackrel{\→}{U}}_1*t_1+{\stackrel{\→}{U}}_2*t_2+{\stackrel{\→}{U}}_0*t_0---\left(5\right)$

t_c＝t₁+t₂+t₀    (6)

其中，t₁，t₂，t₀分别为两个相邻有效电压空间矢量和一个零电压矢量的作用时间。

采用有效基本电压空间矢量和零电压矢量合成的参考电压在复平面以恒定时间间隔运动，则形成异步调制。

异步调制在低频段可以充分利用开关器件允许的开关频率使其磁通矢量轨迹接近理想圆。这样电机的定子电压和电流更接近正弦波，转矩脉动小，电流谐波含量低，且算法简单，易于数字化实现。

参考电压由相邻的两个有效基本电压空间矢量和一个零电压矢量交替组合而成，以图2中的第一扇区为例，传统的七段式排列顺序为：

${\stackrel{\→}{U}}_0\left(000\right)\→{\stackrel{\→}{U}}_1\left(100\right)\→{\stackrel{\→}{U}}_2\left(110\right)\→{\stackrel{\→}{U}}_7\left(111\right){\stackrel{\→}{U}}_7\→{\stackrel{\→}{U}}_2\left(110\right)\→{\stackrel{\→}{U}}_1\left(100\right)\→{\stackrel{\→}{U}}_0\left(000\right)$

其中：每个基本电压空间矢量组合周期为t_c(逆变器开关频率)，作用时间为t₁，作用时间为t₂，和共同作用时间为t₀。t₁，t₂，t₀具体算法如公式(7)～(9)；

$t_1=a*\frac{\sin (\mathrm{\π}/3-\mathrm{\α})}{\sin (\mathrm{\π}/3)}*t_c---\left(7\right)$

$t_2=a*\frac{\sin \left(\mathrm{\α}\right)}{\sin (\mathrm{\π}/3)}*t_c---\left(8\right)$

t₀＝t_c-t₁-t₂    (9)

α为参考电压矢量与所在扇区第一个有效电压矢量的夹角，a为调制比系数；为参考电压幅值，U_dc为中间直流电压。其中，调制比是指逆变器输出的交流电压基波幅值同逆变器输入的直流电压值之比，一般用m表示。

以上是第一扇区中参考电压的计算方法，有效基本空间矢量和零矢量组合参考矢量切换顺序与第一扇区类似，不再叙述。

现有技术中，对电机的开环控制中定子电压的选择直接与定子频率成正比，保持磁通恒定。但是，这样存在的问题是，当外来负载较大、较小或突变时，电机容易产生失步，导致电机开环控制系统过流。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种基于SVPWM调制的永磁同步电机开环控制方法及系统，能够保证不同负载时，电机均能够良好运行。

本发明提供一种基于SVPWM的永磁同步电机开环控制方法，包括以下步骤：

由分段式压频比曲线生成定子电压u_s和定子电源频率组成的二维向量表；

由给定定子电源频率f_s通过查找所述二维向量表获得给定定子电源频率f_s对应的定子电压u_s的幅值；

由给定定子电源频率f_s计算定子电压的相位α(k+1)＝α(k)+2πf_sT_s；其中，k+1表示当前时刻，k表示上一时刻；初始时刻时α(k)为0；

采集永磁同步电机的转速和定子电流，计算定子电压的反馈值

将所述定子电压的反馈值与给定的电压极限值U_smax进行比较，由比较结果进行电压同步PI调节，获得调节的相位差Δα；

由所述定子电压的相位α和所述相位差Δα获得调节后的相位α′，α′＝α-Δα；

由 $\left.\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}=u_s\·\cos \left({\mathrm{\α}}^{\′}(k+1)\right)\\ u_{\mathrm{\β}}=u_s\·\sin \left({\mathrm{\α}}^{\′}(k+1)\right)\end{array}\right\}$ 获得SVPWM调制所需的u_α，u_β；

由u_α，u_β进行SVPWM调制，输出PWM脉冲给逆变器。

优选地，所述采集永磁同步电机的转速和定子电流，计算定子电压的反馈值具体通过以下公式计算：

$u_s=\sqrt{{\left({\mathrm{\ω}}_e{L}_q{i}_q\right)}^2+{({\mathrm{\ω}}_e{L}_d{i}_d+{\mathrm{\ω}}_e{\mathrm{\ψ}}_f)}^2}$

其中，i_d、i_q分别为定子电流在d轴和q轴上的分量；i_d、i_q为通过采集永磁同步电机的定子电流得到的；L_d、L_q分别为直轴同步电感和交轴同步电感，是已知量；ψ_f为电机磁链，是已知量；ω_e为电机电角速度，ω_e＝n_pω_r；n_p为电机极对数，ω_r为电机机械角速度，是通过采集永磁同步电机的转速得到的。

优选地，所述由分段式压频比曲线生成定子电压u_s和定子电源频率组成的二维向量表，具体为：

所述给定定子电源频率f_s在设定的低频段以内时，定子电压取值相同计算公式如下： $u_s=\sqrt{{(i_d\·R+10\mathrm{\π}\·L_q\·i_q)}^2+{(R\·i_q+L_d\·i_d+10\mathrm{\π}\·{\mathrm{\ψ}}_f)}^2};$

所述给定定子电源频率f_s在设定的中高频段以内时，定子电压的计算公式如下：

其中，i_d、i_q分别为定子电流在d轴和q轴上的分量；R为定子电阻；ψ_f为电机磁链，是已知量；L_d、L_q分别为直轴同步电感和交轴同步电感，是已知量；ψ_f为电机磁链，是已知量；ω_e为电机电角速度，ω_e＝n_pω_r；n_p为电机极对数，ω_r为电机机械角速度，是通过采集永磁同步电机的转速得到的；

i_d、i_q应用最大转矩电流比原则获得，具体通过以下方程组获得：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d=\frac{{\mathrm{\ψ}}_f}{2(L_q-L_d)}-\sqrt{{\left[\frac{{\mathrm{\ψ}}_f}{2(L_q-L_d)}\right]}^2+i_q^2}\\ T_L=1.5n_p({\mathrm{\ψ}}_f{i}_q+(L_d-L_q)i_d{i}_q)\end{array}\right.$

T_L是电机转矩是已知量。

优选地，由u_α，u_β进行SVPWM调制，具体为：

当所述给定定子电源频率f_s在设定的低频段以内时，所述SVPWM采用异步调制；

当所述给定定子电源频率f_s在设定的中高频段以内时，所述SVPWM采用同步调制。

优选地，

所述低频段指的是f_s≤5Hz；所述中高频段指的是f_s＞5Hz。

本发明还提供一种基于SVPWM的永磁同步电机开环控制系统，包括：

生成单元，由分段式压频比曲线生成定子电压u_s和定子电源频率组成的二维向量表；

查表单元，用于由给定定子电源频率f_s通过查找所述二维向量表获得给定定子电源频率f_s对应的定子电压u_s的幅值；

定子电压相位计算单元，用于由给定定子电源频率f_s计算定子电压的相位α(k+1)＝α(k)+2πf_sT_s；其中，k+1表示当前时刻，k表示上一时刻；初始时刻时α(k)为0；

采样单元，用于采集永磁同步电机的转速和定子电流；

定子电压反馈值计算单元，用于由采集的永磁同步电机的转速和定子电流计算定子电压的反馈值

比较单元，用于将所述定子电压的反馈值与给定的电压极限值U_smax进行比较；

PI调节单元，用于由比较单元获得的比较结果进行电压同步PI调节，获得调节的相位差Δα；

相位补偿单元，用于由所述定子电压的相位α和所述相位差Δα获得调节后的相位α′，α′＝α-Δα；

SVPWM调制电压获得单元，用于由 $\left.\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}=u_s\·\cos \left({\mathrm{\α}}^{\′}(k+1)\right)\\ u_{\mathrm{\β}}=u_s\·\sin \left({\mathrm{\α}}^{\′}(k+1)\right)\end{array}\right\}$ 获得SVPWM调制所需的u_α，u_β；

SVPWM调制单元，用于由u_α，u_β进行SVPWM调制，输出PWM脉冲给逆变器。

优选地，定子电压反馈值计算单元，用于由采集的永磁同步电机的转速和定子电流计算定子电压的反馈值具体通过以下公式计算：

$u_s=\sqrt{{\left({\mathrm{\ω}}_e{L}_q{i}_q\right)}^2+{({\mathrm{\ω}}_e{L}_d{i}_d+{\mathrm{\ω}}_e{\mathrm{\ψ}}_f)}^2}$

其中，i_d、i_q分别为定子电流在d轴和q轴上的分量；i_d、i_q为通过采集永磁同步电机的定子电流得到的；L_d、L_q分别为直轴同步电感和交轴同步电感，是已知量；ψ_f为电机磁链，是已知量；ω_e为电机电角速度，ω_e＝n_pω_r；n_p为电机极对数，ω_r为电机机械角速度，是通过采集永磁同步电机的转速得到的。

优选地，所述生成单元包括：

低频段定子电压生成子单元，当给定定子电源频率f_s在设定的低频段以内时，用于按照如下公式计算定子电压： $u_s=\sqrt{{(i_d\·R+10\mathrm{\π}\·L_q\·i_q)}^2+{(R\·i_q+L_d\·i_d+10\mathrm{\π}\·{\mathrm{\ψ}}_f)}^2};$

中高频段定子电压生成子单元，当给定定子电源频率f_s在设定的中高频段以内时，用于按照如下公式计算定子电压：

其中，i_d、i_q分别为定子电流在d轴和q轴上的分量；R为定子电阻；ψ_f为电机磁链，是已知量；L_d、L_q分别为直轴同步电感和交轴同步电感，是已知量；ψ_f为电机磁链，是已知量；ω_e为电机电角速度，ω_e＝n_pω_r；n_p为电机极对数，ω_r为电机机械角速度，是通过采集永磁同步电机的转速得到的；

i_d、i_q应用最大转矩电流比原则获得，具体通过以下方程组获得：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d=\frac{{\mathrm{\ψ}}_f}{2(L_q-L_d)}-\sqrt{{\left[\frac{{\mathrm{\ψ}}_f}{2(L_q-L_d)}\right]}^2+i_q^2}\\ T_L=1.5n_p({\mathrm{\ψ}}_f{i}_q+(L_d-L_q)i_d{i}_q)\end{array}\right.$

T_L是电机转矩是已知量。

优选地，所述SVPWM调制单元包括：

SVPWM异步调制单元，当所述给定定子电源频率f_s在设定的低频段以内时，用于进行SVPWM异步调制；

SVPWM同步调制单元，当所述给定定子电源频率f_s在设定的中高频段以内时，用于进行SVPWM同步调制。

优选地，所述低频段指的是f_s≤5Hz；所述中高频段指的是f_s＞5Hz。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明提供的基于SVPWM调制的永磁同步电机开环控制方法及系统，对于每个给定的定子电源频率通过查找定子电压和定子电源频率的二维向量表来查找给定的定子电源频率对应的定子电压的幅值。该二维向量表是根据分段式压频比曲线预先设定的，即本发明提供的二维向量表中的定子电压和定子电源频率的比值不是一个常值，而且在不同的区间段是不同的。而现有技术中由于压频比是一个常值，所以当负载变化时，电机容易失步，导致系统过流。而本发明提供的方法中分段式的压频比可以保证电机适应负载的变化，降低电机的损耗，提高效率。恒功率区，引入了相位补偿控制，用调节后的相位实现弱磁可控，实现弱磁拓速。

附图说明

图1是现有技术中基于异步调制的PMSM开环控制原理框图；

图2是现有技术中的电压空间矢量图；

图3是本发明提供的恒转矩曲线对应的交直轴电流分布示意图；

图4是本发明提供的基于SVPWM的永磁同步电机开环控制方法实施例一流程图；

图5是本发明提供的定子电阻不同取值时对应的定子电压曲线图；

图6是本发明提供的分段式定子压频比曲线图；

图7是本发明提供的永磁同步电机弱磁控制时电压电流极限示意图；

图8是本发明提供的永磁同步电机弱磁控制过程中功率、转矩、电压变化曲线；

图9是本发明提供的永磁同步电机弱磁过程中交直轴电流变化关系图；

图10是本发明提供的永磁同步电机定子电压重新分配图；

图11是本发明提供的永磁同步电机的转矩-转速曲线；

图12是本发明提供的永磁同步电机的i_d，i_q电流曲线图；

图13是本发明提供的基于分段式压频比曲线的开环控制原理框图；

图14是本发明提供的多模式SVPWM调制示意图；

图15是本发明提供的11分频电压空间矢量位置图；

图16是本发明提供的SVPWM调制的实现流程图；

图17是本发明提供的基于SVPWM的永磁同步电机开环控制系统的实施例一结构图；

图18是本发明提供的生成单元结构图；

图19是本发明提供的SVPWM调制单元结构图。

具体实施方式

为了使本领域技术人员更好地理解和实施本发明的技术方案，下面首先本发明应用的永磁同步电机的工作原理。

一、下面首先介绍最大转矩电流比(MTPA，Maximum Torque Per Ampere)原则：

永磁同步电机转矩T_L方程为：

T_L＝1.5n_p(ψ_fi_q+(L_d-L_q)i_di_q)    (10)

其中，i_d、i_q分别为定子电流在d轴和q轴上的分量；L_d、L_q分别为直轴同步电感和交轴同步电感；ψ_f为电机磁链，是已知量；n_p是电机极对数；

为了分析方便，将上述方程标幺化：

t_en＝i_qn(1-i_dn)    (11)

其中，t_en为转矩标幺值，i_qn为交轴电流标幺值，i_dn为直轴电流标幺值，且各标幺值的基值被定义为：

t_eb＝Pψ_fi_b    (12)

$i_b=\frac{{\mathrm{\ψ}}_f}{(L_q-L_d)}---\left(13\right)$

$t_{\mathrm{en}}=\frac{t_e}{t_{\mathrm{eb}}}---\left(14\right)$

$i_{\mathrm{qn}}=\frac{i_q}{i_b}---\left(15\right)$

$i_{\mathrm{dn}}=\frac{i_d}{i_b}---\left(16\right)$

当电机结构确定后，电磁转矩的大小决定于定子电流的两个分量。每个恒定的转矩，由公式(17)可以求的不同组合的电流标幺值，于是可在i_d、i_q平面内得到恒转矩曲线，如图3中的实线所示。而每条恒转矩曲线上有一点与坐标原点最近，这点便是最小定子电流。这些与坐标原点最近的点连接起来构成图3中的虚线，便是最小电流曲线。

u_q＝R_si_q+ω_eL_di_d+ω_eψ_f    (17)

其中，u_q是定子电压在q轴上的分量；ω_e为电机电角速度且ω_e＝n_pω_r(n_p为电机极对数，ω_r为电机机械角速度)；

MPTA原则可以保证电机具备相同带负载特性下可减小系统输出电流，降低系统损耗，外带负载已知时，仅有唯一一对最小i_d、i_q与之对应，为定子电压的计算提供充分必要条件。

因此，MPTA控制算法是根据电机的电磁转矩方程满足定子电流的条件极值下导出的，即永磁同步电机的电流应该满足：其中，T_em是T_e的最大值；

$\left\{\begin{array}{c}\frac{\∂(T_{\mathrm{em}}/i_s)}{\∂i_d}=0\\ \frac{\∂(T_{\mathrm{em}}/i_s)}{\∂i_q}=0\end{array}\right.---\left(18\right)$

可以求的MTPA控制方式下交直轴电流之间的关系如公式(19)；

$i_d=\frac{{\mathrm{\ψ}}_f}{2(L_q-L_d)}-\sqrt{{\left[\frac{{\mathrm{\ψ}}_f}{2(L_q-L_d)}\right]}^2+i_q^2}---\left(19\right)$

因此，通过MPTA原则，即可以通过公式(10)和(19)组成的方程组便可以求解出i_d、i_q。

二、下面介绍定子电压的计算：

以泵机、压缩机、风机等负载为例，其负载特性方程为：

$T_L=k{\mathrm{\ω}}_r^2---\left(20\right)$

可知，每个频率段的负载为已知，求解方程(10)和(19)，得到每个点的交直轴电流值；同时，忽略定子电阻产生的电压降，结合已经计算出来的，可推导出定子电压的计算公式如下：

$u_s=\sqrt{{\left({\mathrm{\ω}}_e{L}_q{i}_q\right)}^2+{({\mathrm{\ω}}_e{L}_d{i}_d+{\mathrm{\ω}}_e{\mathrm{\ψ}}_f)}^2}---\left(21\right)$

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。

参见图4，该图为本发明提供的基于SVPWM的永磁同步电机开环控制方法实施例一流程图。

S401：由分段式压频比曲线生成定子电压u_s和定子电源频率组成的二维向量表；

需要说明的是，本实施例中的二维向量表是根据分段式压频比曲线得到的。定子的电源频率在不同区间段时，压频比曲线的斜率是不同的。而现有技术中压频比曲线的斜率是一个定值。

S402：由给定定子电源频率f_s通过查找所述二维向量表获得给定定子电源频率f_s对应的定子电压u_s的幅值；

S403：由参考的定子电源频率计算定子电压的相位α(k+1)＝α(k)+2πf_sT_s；其中，k+1表示当前时刻，k表示上一时刻；初始时刻时α(k)为0；

S404：采集永磁同步电机的转速和定子电流，计算定子电压的反馈值

S405：将所述定子电压的反馈值与给定的电压极限值U_smax进行比较，由比较结果进行电压同步PI调节，获得调节的相位差Δα；

S406：由所述定子电压的相位α和所述相位差Δα获得调节后的相位α′，α′＝α-Δα；

S407：由 $\left.\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}=u_s\·\cos \left({\mathrm{\α}}^{\′}(k+1)\right)\\ u_{\mathrm{\β}}=u_s\·\sin \left({\mathrm{\α}}^{\′}(k+1)\right)\end{array}\right\}$ 获得SVPWM调制所需的u_α，u_β；

S408：由u_α，u_β进行SVPWM调制，输出PWM脉冲给逆变器。

下面介绍S401中的定子电压和定子电源频率二维向量表的获得：

本发明实施例中，定子电源频率f_s在设定的低频段以内时，定子电压取值相同；定子电源频率f_s在中高频段以内时，定子电压取值按照公式(21)来计算。

二维向量表的具体形式如表1所示：

表1

频率

0

5

f3

f4

f5

f6

......

fn

fn+1

负载

TL1

TL1

TL3

TL4

TL5

TL6

......

TLn

TL(n+1)

直轴电流

id1

id1

id3

id4

id5

id6

......

idn

id(n+1)

交轴电流

iq1

iq1

iq3

iq4

iq5

iq6

......

iqn

iq(n+1)

电压

u1

u1

u3

u4

u5

u6

......

un

un+1

需要说明的是，本实施例中优选，定子电源频率低频段为f_s≤5Hz；在低频段时，定子电阻产生的电压降可以忽略不计。因此，表1中，f_s为0Hz和为5Hz时，定子电压均取值为u₁。

由于 $\left\{\begin{array}{c}2\mathrm{\&pi;}{f}_s{L}_q<<R\\ 2\mathrm{\&pi;}{f}_s{L}_d<<R\end{array}\right.---\left(22\right)$

因此，在低频段，定子电压方程可以化简为公式(23)所示：

$u_s=\sqrt{{\left({\mathrm{Ri}}_d\right)}^2+{({\mathrm{Ri}}_q+2\mathrm{\&pi;}{f}_s{\mathrm{\&psi;}}_f)}^2}---\left(23\right)$

如果转矩一定的情况下，f_s≤5Hz时，频率变化较小，由图可知，负载特性平和，变化较小。基本上低频段时，电压基本保持相同，对R取不同的值，电机在带负载启动情况下运行，得到如图5所示的曲线图。

由图5可以看出，定子电压的取值接近一条直线，因此f_s在低频段时，定子电压的取值由如下公式(24)计算：

$u_s=\sqrt{{(i_d\&CenterDot;R+10\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;L_q\&CenterDot;i_q)}^2+{(R\&CenterDot;i_q+L_d\&CenterDot;i_d+10\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;{\mathrm{\&psi;}}_f)}^2}---\left(24\right)$

因此，本发明中f_s在低频段时，表1中的定子电压由公式(24)来计算，在中高频段时，定子电压由公式(21)来计算。由公式(21)和公式(24)可以获得表1。

如果给定定子电源频率f_x，且f_n+1＞f_x＞f_n，则定子电压计算公式(25)如下：

$u_x=\frac{u_{n+1}-u_n}{f_{n+1}-f_n}(f_x-f_n)+u_n---\left(25\right)$

需要说明的是，由公式(25)采用的插值法可以来查表，获得定子电压，这样简化了计算，便于在计算机上实现。

由公式(25)可以确定分段式压频比曲线，如图6所示，图6中实线为差值确定的压频比曲线，虚线为压频比恒值曲线。

从图6中可以看出，现有技术中应用的虚线所示的压频比为恒值的直线(斜率是固定的)，而本发明应用的是实现所示的分段式压频比曲线(斜率是变化的)。

下面介绍高频段弱磁控制的实现原理：

永磁同步电机弱磁控制的原理来源于对他励直流电机的调磁控制。

永磁同步电机的励磁磁动势是由永磁体产生的而无法调节，由于永磁体产生的磁场是恒定的，所以不能像他励直流电机一样通过调节励磁电流来直接减弱磁场。当电压等于最大电压时，如果想继续升高转速只有靠调节交直轴电流来实现，增加电机直轴去磁电流分量来减弱气隙合成磁场，从而维持电压平衡关系，获得弱磁效果。

1、电流极限圆和电压极限椭圆：

永磁同步电机稳态运行时，电机定子电压u_s和定子电流i_s都要受到限制，分别不能超出电压极限值U_smax和电流极限值I_smax，即需要满足以下约束条件：

i_s≤I_smax    (26)

u_s≤U_smax(27)

当电机稳态运行时，电压方程中的微分项等于零，即L_d·pi_d＝0、L_q·pi_q＝0；又由于弱磁运行时电机转速相对较高，电阻值远小于电抗值，电阻上的电压降常忽略不计，即R_s·i_d＝0，R_s·i_q＝0。p为微分算子，且

综合公式(26)和(27)得到以定子电流分量i_d和i_q为坐标轴的电压极限方程：

${(L_d\&CenterDot;i_d+{\mathrm{\&psi;}}_f)}^2+{(L_q\&CenterDot;i_q)}^2\&le;{\left(\frac{U_{s\max }}{{\mathrm{\&omega;}}_e}\right)}^2---\left(28\right)$

将永磁同步电机的磁链方程式(2)代入式(32)，得到永磁同步电机的定子磁链ψ_s、转速ω_e以及电压极限值之间的关系：

ψ_s·ω_e≤U_smax(29)

由公式(29)可知，永磁同步电机的电压极限方程是以点为中心，随转速升高长短径成比例缩小的椭圆族，如图7所示。

永磁同步电机的电流极限方程为电流极限方程是以点为圆心，且最大半径为的圆，如图7所示。

2、永磁同步电机的开环控制弱磁原理及过程：

由公式(29)可见，由于受到电压极限值U_smax的限制，永磁同步电机不可能无限制的升速。随着电机转速的不断升高，电机的反电势将不断升高，当电机转速达到ω_r1时，即n_p·ω_r1·ψ_s＝U_smax时，此时电机两端的反电势等于逆变器的最大限制电压。当电机转速ω_r≥ω_r1时，电机进入恒功率运行区域，需要采用弱磁控制，适当控制电流i_d，减小i_q，输出转矩Te减小，输出功率P保持不变。转速、功率及转矩之间的关系如图8所示。

弱磁升速过程就是保持电机定子电压不变，而降低输出转矩的过程，同时也是调整d轴和q轴电流在受限状态下分配关系的过程，如图9所示。

3、基于电压闭环的永磁同步电机弱磁控制策略：

弱磁控制基本原则为，在满足电流极限圆和电压极限椭圆的工况下，负向增加直轴电流值和减少交轴电流值，重新分配直轴电压u_d和交轴电压u_q，在开环控制系统中，当逆变器在满容量工况下，定子电压幅值不可调，唯有对相位进行微调，重新分配下的电压，人为调节电压极限圆，控制交直轴电流分配，达到弱磁拓速的目的，其基本原理如下：

基速以上，定子电阻产生的电压降忽略，其电压方程变为：

u_d＝-ω_eL_qi_q          (30)

u_q＝ω_eL_di_d+ω_eψ_f    (31)

速度ω_e升速至ω′_e，q轴电压变为：

u′_q＝ω′_e(L_di′_d+ψ_f)(32)

电压达到极限u_smax，如果控制开环控制系统中的定子电压的相位角，对其进行补偿，将相位角度超前Δα，此时调节后的相位变为α′：

α′＝α-Δα    (33)

此时定子电压重新分配下的电压，如图10所示，由速度ω_e升速至ω′_e，定子电压u_s由变为u′_s，q轴电压变小，即u′_q-u_q＜0，可知：

$\left.\begin{array}{c}{\mathrm{\&omega;}}_e^{\&prime;}(L_d{i}_d^{\&prime;}+{\mathrm{\&psi;}}_f)-{\mathrm{\&omega;}}_e(L_d{i}_d+{\mathrm{\&psi;}}_f)<0\\ {\mathrm{\&omega;}}_e^{\&prime;}>{\mathrm{\&omega;}}_e\end{array}\right\}\&DoubleRightArrow;\left|i_d\right|<\left|i_d^{\&prime;}\right|---\left(34\right)$

根据电流极限圆，可知|i_q|＞|i′_q|。

同时ω′_e＞ω_e，根据公式(30)，推导出|u_d|＜|u′_d|，满足电压极限椭圆特性，即完成电压重新匹配的同时使负向直轴电流增加，削弱主磁通，达到弱磁升速目的。

对于200kW永磁同步压缩机应用本发明提供的方法以后，其转矩速度曲线如图11所示，其中，虚线为应用本发明提供的方法以后的效果，实线为未应用本发明的方法的效果。图12是本发明进行弱磁以后对应的电机的电流。

为了使本领域技术人员能够更好地理解本发明提供的技术方案，下面结合图13进行原理性地总结。

参见图13，该图为本发明提供的基于分段式压频比曲线的开环控制原理框图。

1300为开环控制模块，1301是SVPWM调制模块，1302是基于电压同步PI调节模块，1303是逆变器，1304是PMSM。

图中的f_s为给定的定子电源频率，由给定的f_s通过二维向量表1300a获得u_s的幅值；

由1300b计算定子电压的相位α；

采集永磁同步电机的定子电流，由1302a所示的公式计算本发明提供一种风电机组故障检修的方法反馈值

将与U_smax进行比较，由比较结果进行PI调节，获得Δα；

随着电机的转速升高，逆变器逐渐饱和，当实际调节的此时，PI调节1302b自动激活，对定子电压的相位进行调节，获得Δα。

由α′＝α-Δα获得调节后的α′；

然后再由1300c和1300d所示的公式计算u_α，u_β；

最后由1301进行SVPWM调制，1301输出六路PWM脉冲给逆变器1303；

逆变器1303将输入的直流电压V_DC逆变为三相交流电为PMSM进行供电。

下面结合附图介绍本发明提供的SVPWM调制，本发明提供的SVPWM调制采用多模式调制。

由于电机运行在中高频率段时，载波比较低且异步调制载波比不维持整数，产生脉冲序列不呈周期对称，输出波形的失真比较严重，零序谐波含量丰富，有效基波含量低，使电机输出电流畸变严重，转矩产生较大的脉动。因此，本发明应用多模式SVPWM调制模式：

低频段时，采用异步调制，这样可以充分利用逆变器中的开关频率，使磁链轨迹尽量逼近理想圆；

中高频段时，采用同步调制，这样可以充分保证电流波形的三相对称性和半波对称性，从而尽量消除电流的寄生谐波和电流尖峰，以抑制转矩脉动。

参见图14，该图为本发明提供的多模式SVPWM调制示意图。

图14中实线的斜率为载波比，随着调制波频率的增加而分段增加。0～f₁、f₁～f₂、f₂～f₃、f₃～f₄即为一个频率段。

0～f₁为低频段，采用异步调制。当频率大于f₁为中高频段，采用同步调制。

用表格2表示如下，一个频率段对应一个载波比。

表2

异步调制在背景技术部分进行了详细的介绍，在此不再赘述。

在此主要介绍多模式SVPWM同步调制。如果参考电压矢量在空间矢量复平面上的位置恒定且均匀分布，参考电压矢量以恒定的电角度运动，则这种参考电压矢量合成的结果为同步调制；在中高频段，同步调制可以保证逆变器输出的三相电源具有三相对称，半波对称，四分之一对称，且能消除寄生谐波，有效抑制转矩脉动。

下面具体介绍本发明提供的SVPWM同步调制的实现方式。

从一个脉冲序列形成特征出发，用以下四个要素来描述所有同步调制算法的基本原则：

(1)周期内的脉冲的个数，即每个扇区有N个电压矢量，且N与同步分频数P之间存在何种关系；

目前主要有以下两种关系：

P＝2N+1    (35)

P＝3N      (36)

(2)开关脉冲在一个周期内的位置，即每个电压空间矢量在每个扇区所处的位置；

根据每个扇区的矢量个数，可得到一个周期内的总的矢量个数。

同步调制中，参考电压矢量以恒定的角度运动，即每两个电压空间矢量的夹角为：；同时由于每个扇区内的矢量个数和每个扇区的运动轨迹相同即可推导出电压空间矢量在每个扇区所处的位置。如图15所示为11分频的周期内矢量的位置。本发明应用公式(35)来确定周期内脉冲的个数。应用公式(35)，每个扇区有五个电压矢量，N＝5，则P为11。如图15所示，每个扇区有五个电压矢量。

(3)确定开关脉冲宽度，即拟合成矢量的有效电压空间矢量和零矢量的作用时间t₁，t₀，t₂；

由两个电压空间矢量的夹角Δθ可推导出每个电压空间矢量形成的周期为：T_s＝Δθ/ω_e，其中ω_e＝2πf_s为电角速度。再依据公式(7)、(8)和(9)求解出t₁，t₂，t₀。

(4)周期内开关脉冲顺序，即每个电压空间矢量相邻六边形矢量边拟合成的开关次序。

所谓开关脉冲顺序，即电压空间矢量所处扇区的有效电压空间矢量和零电压矢量的结合排列，遵循每次只有一个开关量可以发生变化的原则，如图15，以11分频第一扇区为例，第一扇区的五个电压矢量对应的开关拟合方式为：

6°： ${\stackrel{\&RightArrow;}{U}}_0\left(000\right)\&RightArrow;{\stackrel{\&RightArrow;}{U}}_1\left(100\right)\&RightArrow;{\stackrel{\&RightArrow;}{U}}_2\left(110\right)$

18°： ${\stackrel{\&RightArrow;}{U}}_2\left(110\right)\&RightArrow;{\stackrel{\&RightArrow;}{U}}_1\left(100\right)\&RightArrow;{\stackrel{\&RightArrow;}{U}}_0\left(000\right)$

30°： ${\stackrel{\&RightArrow;}{U}}_0\left(000\right)\&RightArrow;{\stackrel{\&RightArrow;}{U}}_1\left(100\right)\&RightArrow;{\stackrel{\&RightArrow;}{U}}_2\left(110\right)\&RightArrow;{\stackrel{\&RightArrow;}{U}}_7\left(111\right)$

42°： ${\stackrel{\&RightArrow;}{U}}_7\left(111\right)\&RightArrow;{\stackrel{\&RightArrow;}{U}}_2\left(110\right)\&RightArrow;{\stackrel{\&RightArrow;}{U}}_1\left(100\right)$

54°： ${\stackrel{\&RightArrow;}{U}}_1\left(100\right)\&RightArrow;{\stackrel{\&RightArrow;}{U}}_2\left(110\right)\&RightArrow;{\stackrel{\&RightArrow;}{U}}_7\left(111\right);$

因此根据上面的开关组合次序，根据每种组合的不同，时间必须进行重新分配，定义时间步长为K，拟合开关的矢量最多个数K_MAX，对每种开关组合的时间关系再分配如下：

其中，K_MAX是指有效电压空间矢量和零矢量拟合一个矢量的最多个数。

如果由一个零矢量和两个相邻有效电压空间矢量组成，其时间步长K＝1，2，3，且K_MAX＝3，其时间分配如下：

Time[1]＝t₀，Time[2]＝t₁，Time[3]＝t₂；

或者，Time[1]＝t₀，Time[2]＝t₂，Time[3]＝t₁；

或者，Time[1]＝t₁，Time[2]＝t₂，Time[3]＝t₀；

或者，Time[1]＝t₂，Time[2]＝t₁，Time[3]＝t₀；

如果由两个零矢量和两个有效电压空间矢量组成，其时间步长K＝1，2，3，4，且K_MAX＝4，时间分配如下：

$\mathrm{Time}\left[1\right]=\frac{t_o}{2},$ Time[2]＝t₁，Time[3]＝t₂， $\mathrm{Time}\left[4\right]=\frac{t_o}{2};$

或者， $\mathrm{Time}\left[1\right]=\frac{t_o}{2},$ Time[2]＝t₂，Time[3]＝t₁， $\mathrm{Time}\left[4\right]=\frac{t_o}{2};$

如果由两个零矢量和一个有效电压空间矢量组成，其时间步长K＝1，2，3，且K_MAX＝3，时间分配如下：

$\mathrm{Time}\left[1\right]=\frac{t_o}{2},$ Time[2]＝t₁， $\mathrm{Time}\left[3\right]=\frac{t_o}{2};$

或者， $\mathrm{Time}\left[1\right]=\frac{t_o}{2},$ Time[2]＝t₂， $\mathrm{Time}\left[3\right]=\frac{t_o}{2}$

根据上面介绍，可以根据电压矢量的编号N，得知拟合开关矢量的作用次序和时间，最大步长数以及每个时间段对应的脉冲状态，建立表格，为CPU实现提供依据，以11分频第一扇区为例，如下表3所示；

表3

根据以上介绍的SVPWM调制的工作原理，下面总结SVPWM调制的流程。

参见图16，该图为本发明提供的SVPWM调制的实现流程图。

S1601：计算定子电压u_s的幅值以及相位，初始分配作用时间步长K＝1，读取电压矢量编号N_th，由表3查询K_MAX；

S1602：由给定定子电源频率f_s通过表2查询载波比；

S1603：计算调制比系数及周期；调制比其中U_s是定子电压u_s的幅值；

S1604：由公式(7)、(8)和(9)求解t₁，t₂，t₀；

S1605：由t₁，t₂，t₀，查询表3得到作用时间Time[1]，Time[2]，Time[3]，Time[4]；

S1606：控制对应的电压空间矢量作用相应的时间，实现SVPWM调制。

本发明提供的基于SVPWM的永磁同步电机开环控制方法，考虑了低频段时，电压取值恒定使电压取值中包含定子电阻产生的电压降，可维持低频段电机带负载启动。同时，利用最大转矩电流比原则，能够保证电机相同输入下发挥最大转矩和效率。并且本发明采用差值表方式实现分段式压频比曲线在计算机上容易实现。并且利用PI调节器对相位进行补偿，实现弱磁拓速的目的。并且SVPWM采用分段时调制，在低频段采用异步调制，中高频段采样同步调制，使得逆变器开关频率较低，电机电流波形谐波含量较低。

基于上述基于SVPWM的永磁同步电机开环控制方法，本发明还提供了SVPWM的永磁同步电机开环控制系统，下面结合具体实施例来详细说明其组成部分。

参见图17，该图为本发明提供的基于SVPWM的永磁同步电机开环控制系统的实施例一结构图。

本发明提供的基于SVPWM的永磁同步电机开环控制系统，包括：

生成单元1701，由分段式压频比曲线生成定子电压u_s和定子电源频率组成的二维向量表；

查表单元1702，用于由给定定子电源频率f_s通过查找所述二维向量表获得给定定子电源频率f_s对应的定子电压u_s的幅值；

定子电压相位计算单元1703，用于由给定定子电源频率f_s计算定子电压的相位α(k+1)＝α(k)+2πf_sT_s；其中，k+1表示当前时刻，k表示上一时刻；初始时刻时α(k)为0；

采样单元1704，用于采集永磁同步电机的转速和定子电流；

定子电压反馈值计算单元1705，用于由采集的永磁同步电机的转速和定子电流计算定子电压的反馈值

比较单元1706，用于将所述定子电压的反馈值与给定的电压极限值U_smax进行比较；

PI调节单元1707，用于由比较单元获得的比较结果进行电压同步PI调节，获得调节的相位差Δα；

相位补偿单元1708，用于由所述定子电压的相位α和所述相位差Δα获得调节后的相位α′，α′＝α-Δα；

SVPWM调制电压获得单元1709，用于由 $\left.\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\&alpha;}}=u_s\&CenterDot;\cos \left({\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}(k+1)\right)\\ u_{\mathrm{\&beta;}}=u_s\&CenterDot;\sin \left({\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}(k+1)\right)\end{array}\right\}$ 获得SVPWM调制所需的u_α，u_β；

SVPWM调制单元1710，用于由u_α，u_β进行SVPWM调制，输出PWM脉冲给逆变器。

本发明提供的基于SVPWM调制的永磁同步电机开环控制系统，对于每个给定的定子电源频率通过查找定子电压和定子电源频率的二维向量表来查找给定的定子电源频率对应的定子电压的幅值。该二维向量表是根据分段式压频比曲线生成的，即本发明提供的二维向量表中的定子电压和定子电源频率的比值不是一个常值，而且在不同的区间段是不同的。而现有技术中由于压频比是一个常值，所以当负载变化时，电机容易失步，导致系统过流。而本发明提供的方法中分段式的压频比可以保证电机适应负载的变化，降低电机的损耗，提高效率。恒功率区，引入了相位补偿控制，用调节后的相位实现弱磁可控，实现弱磁拓速。

需要说明的是，所述定子电压反馈值计算单元，用于由采集的永磁同步电机的转速和定子电流计算定子电压的反馈值具体通过以下公式计算：

$u_s=\sqrt{{\left({\mathrm{\&omega;}}_e{L}_q{i}_q\right)}^2+{({\mathrm{\&omega;}}_e{L}_d{i}_d+{\mathrm{\&omega;}}_e{\mathrm{\&psi;}}_f)}^2}$

其中，i_d、i_q分别为定子电流在d轴和q轴上的分量；i_d、i_q为通过采集永磁同步电机的定子电流得到的；L_d、L_q分别为直轴同步电感和交轴同步电感，是已知量；ψ_f为电机磁链，是已知量；ω_e为电机电角速度，ω_e＝n_pω_r；n_p为电机极对数，ω_r为电机机械角速度，是通过采集永磁同步电机的转速得到的。

参见图18，该图为本发明提供的生成单元结构图。

本实施例提供的生成单元包括：

低频段定子电压生成子单元1701a，当给定定子电源频率f_s在设定的低频段以内时，用于按照如下公式计算定子电压： $u_s=\sqrt{{(i_d\&CenterDot;R+10\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;L_q\&CenterDot;i_q)}^2+{(R\&CenterDot;i_q+L_d\&CenterDot;i_d+10\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;{\mathrm{\&psi;}}_f)}^2};$

中高频段定子电压生成子单元1701b，当给定定子电源频率f_s在设定的中高频段以内时，用于按照如下公式计算定子电压： $u_s=\sqrt{{\left({\mathrm{\&omega;}}_e{L}_q{i}_q\right)}^2+{({\mathrm{\&omega;}}_e{L}_d{i}_d+{\mathrm{\&omega;}}_e{\mathrm{\&psi;}}_f)}^2};$

其中，i_d、i_q分别为定子电流在d轴和q轴上的分量；R为定子电阻；ψ_f为电机磁链，是已知量；L_d、L_q分别为直轴同步电感和交轴同步电感，是已知量；ψ_f为电机磁链，是已知量；ω_e为电机电角速度，ω_e＝n_pω_r；n_p为电机极对数，ω_r为电机机械角速度，是通过采集永磁同步电机的转速得到的；

i_d、i_q应用最大转矩电流比原则获得，具体通过以下方程组获得：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d=\frac{{\mathrm{\&psi;}}_f}{2(L_q-L_d)}-\sqrt{{\left[\frac{{\mathrm{\&psi;}}_f}{2(L_q-L_d)}\right]}^2+i_q^2}\\ T_L=1.5n_p({\mathrm{\&psi;}}_f{i}_q+(L_d-L_q)i_d{i}_q)\end{array}\right.$

T_L是电机转矩是已知量。

二维向量表如表1所示。

本发明中f_s在低频段时，表1中的定子电压由公式(24)来计算，在中高频段时，定子电压由公式(21)来计算。由公式(21)和公式(24)可以获得表2。

如果给定定子电源频率f_x，且f_n+1＞f_x＞f_n，则定子电压计算公式(25)如下：

$u_x=\frac{u_{n+1}-u_n}{f_{n+1}-f_n}(f_x-f_n)+u_n---\left(25\right)$

需要说明的是，由公式(25)采用的插值法可以来查表，获得定子电压，这样简化了计算，便于在计算机上实现。

由公式(25)可以确定分段式压频比曲线，如图6所示，图6中实线为差值确定的压频比曲线，虚线为压频比恒值曲线。

参见图19，该图为本发明提供的SVPWM调制单元结构图。

本实施例提供的SVPWM调制单元包括：

SVPWM异步调制单元1709a，当所述给定定子电源频率f_s在设定的低频段以内时，用于进行SVPWM异步调制；

SVPWM同步调制单元1709b，当所述给定定子电源频率f_s在设定的中高频段以内时，用于进行SVPWM同步调制。

需要说明的是，本发明实施例中所述低频段指的是f_s≤5Hz；所述中高频段指的是f_s＞5Hz。

本发明提供的基于SVPWM的永磁同步电机开环控制系统，考虑了低频段时，电压取值恒定使电压取值中包含定子电阻产生的电压降，可维持低频段电机带负载启动。同时，利用最大转矩电流比原则，能够保证电机相同输入下发挥最大转矩和效率。并且本发明采用差值表方式实现分段式压频比曲线在计算机上容易实现。并且利用PI调节器对相位进行补偿，实现弱磁拓速的目的。并且SVPWM采用分段时调制，在低频段采用异步调制，中高频段采样同步调制，使得逆变器开关频率较低，电机电流波形谐波含量较低。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。

Claims (8)

1.一种基于SVPWM的永磁同步电机开环控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

由分段式压频比曲线生成定子电压u_s和定子电源频率组成的二维向量表；

由给定定子电源频率f_s通过查找所述二维向量表获得给定定子电源频率f_s对应的定子电压u_s的幅值；

由给定定子电源频率f_s计算定子电压的相位α(k+1)＝α(k)+2πf_sT_s；其中，k+1表示当前时刻，k表示上一时刻；初始时刻时α(k)为0；

采集永磁同步电机的转速和定子电流，计算定子电压的反馈值

将所述定子电压的反馈值与给定的电压极限值U_smax进行比较，由比较结果进行电压同步PI调节，获得调节的相位差Δα；

由所述定子电压的相位α和所述相位差Δα获得调节后的相位α′，α′＝α-Δα；

由 $\left.\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\&alpha;}}=u_s\&CenterDot;\cos \left({\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}(k+1)\right)\\ u_{\mathrm{\&beta;}}=u_s\&CenterDot;\sin \left({\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}(k+1)\right)\end{array}\right\}$ 获得SVPWM调制所需的u_α，u_β；

由u_α，u_β进行SVPWM调制，输出PWM脉冲给逆变器；

所述由分段式压频比曲线生成定子电压u_s和定子电源频率组成的二维向量表，具体为：

所述给定定子电源频率f_s在设定的低频段以内时，定子电压取值相同计算公式如下： $u_s=\sqrt{{(i_d\&CenterDot;R+10\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;L_q\&CenterDot;i_q)}^2+{(R\&CenterDot;i_q+L_d\&CenterDot;i_d+10\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;{\mathrm{\&psi;}}_f)}^2};$

所述给定定子电源频率f_s在设定的中高频段以内时，定子电压的计算公式如下： $u_s=\sqrt{{\left({\mathrm{\&omega;}}_e{L}_q{i}_q\right)}^2+{({\mathrm{\&omega;}}_e{L}_d{i}_d+{\mathrm{\&omega;}}_e{\mathrm{\&psi;}}_f)}^2};$

其中，i_d、i_q分别为定子电流在d轴和q轴上的分量；R为定子电阻；ψ_f为电机磁链，是已知量；L_d、L_q分别为直轴同步电感和交轴同步电感，是已知量；ψ_f为电机磁链，是已知量；ω_e为电机电角速度，ω_e＝n_pω_r；n_p为电机极对数，ω_r为电机机械角速度，是通过采集永磁同步电机的转速得到的；

i_d、i_q应用最大转矩电流比原则获得，具体通过以下方程组获得：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d=\frac{{\mathrm{\&psi;}}_f}{2(L_q-L_d)}-\sqrt{{\left[\frac{{\mathrm{\&psi;}}_f}{2(L_q-L_d)}\right]}^2+i_q^2}\\ T_L=1.5n_p({\mathrm{\&psi;}}_f{i}_q+(L_d-L_q)i_d{i}_q)\end{array}\right.$

T_L是电机转矩是已知量。

2.根据权利要求1所述的基于SVPWM的永磁同步电机开环控制方法，其特征在于，所述采集永磁同步电机的转速和定子电流，计算定子电压的反馈值具体通过以下公式计算：

$u_s=\sqrt{{\left({\mathrm{\&omega;}}_e{L}_q{i}_q\right)}^2+{({\mathrm{\&omega;}}_e{L}_d{i}_d+{\mathrm{\&omega;}}_e{\mathrm{\&psi;}}_f)}^2}$

其中，i_d、i_q分别为定子电流在d轴和q轴上的分量；i_d、i_q为通过采集永磁同步电机的定子电流得到的；L_d、L_q分别为直轴同步电感和交轴同步电感，是已知量；ψ_f为电机磁链，是已知量；ω_e为电机电角速度，ω_e＝n_pω_r；n_p为电机极对数，ω_r为电机机械角速度，是通过采集永磁同步电机的转速得到的。

3.根据权利要求1所述的基于SVPWM的永磁同步电机开环控制方法，其特征在于，由u_α，u_β进行SVPWM调制，具体为：

当所述给定定子电源频率f_s在设定的低频段以内时，所述SVPWM采用异步调制；

当所述给定定子电源频率f_s在设定的中高频段以内时，所述SVPWM采用同步调制。

4.根据权利要求1或3所述的基于SVPWM的永磁同步电机开环控制方法，其特征在于，

所述低频段指的是f_s≤5Hz；所述中高频段指的是f_s>5Hz。

5.一种基于SVPWM的永磁同步电机开环控制系统，其特征在于，包括：

生成单元，由分段式压频比曲线生成定子电压u_s和定子电源频率组成的二维向量表；

查表单元，用于由给定定子电源频率f_s通过查找所述二维向量表获得给定定子电源频率f_s对应的定子电压u_s的幅值；

定子电压相位计算单元，用于由给定定子电源频率f_s计算定子电压的相位α(k+1)＝α(k)+2πf_sT_s；其中，k+1表示当前时刻，k表示上一时刻；初始时刻时α(k)为0；

采样单元，用于采集永磁同步电机的转速和定子电流；

定子电压反馈值计算单元，用于由采集的永磁同步电机的转速和定子电流计算定子电压的反馈值

比较单元，用于将所述定子电压的反馈值与给定的电压极限值U_smax进行比较；

PI调节单元，用于由比较单元获得的比较结果进行电压同步PI调节，获得调节的相位差Δα；

相位补偿单元，用于由所述定子电压的相位α和所述相位差Δα获得调节后的相位α′，α′＝α-Δα；

SVPWM调制电压获得单元，用于由 $\left.\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\&alpha;}}=u_s\&CenterDot;\cos \left({\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}(k+1)\right)\\ u_{\mathrm{\&beta;}}=u_s\&CenterDot;\sin \left({\mathrm{\&alpha;}}^{\&prime;}(k+1)\right)\end{array}\right\}$ 获得SVPWM调制所需的u_α，u_β；

SVPWM调制单元，用于由u_α，u_β进行SVPWM调制，输出PWM脉冲给逆变器；

所述生成单元包括：

低频段定子电压生成子单元，当给定定子电源频率f_s在设定的低频段以内时，用于按照如下公式计算定子电压： $u_s=\sqrt{{(i_d\&CenterDot;R+10\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;L_q\&CenterDot;i_q)}^2+{(R\&CenterDot;i_q+L_d\&CenterDot;i_d+10\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;{\mathrm{\&psi;}}_f)}^2};$

中高频段定子电压生成子单元，当给定定子电源频率f_s在设定的中高频段以内时，用于按照如下公式计算定子电压： $u_s=\sqrt{{\left({\mathrm{\&omega;}}_e{L}_q{i}_q\right)}^2+{({\mathrm{\&omega;}}_e{L}_d{i}_d+{\mathrm{\&omega;}}_e{\mathrm{\&psi;}}_f)}^2};$

其中，i_d、i_q分别为定子电流在d轴和q轴上的分量；R为定子电阻；ψ_f为电机磁链，是已知量；L_d、L_q分别为直轴同步电感和交轴同步电感，是已知量；ψ_f为电机磁链，是已知量；ω_e为电机电角速度，ω_e＝n_pω_r；n_p为电机极对数，ω_r为电机机械角速度，是通过采集永磁同步电机的转速得到的；

i_d、i_q应用最大转矩电流比原则获得，具体通过以下方程组获得：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d=\frac{{\mathrm{\&psi;}}_f}{2(L_q-L_d)}-\sqrt{{\left[\frac{{\mathrm{\&psi;}}_f}{2(L_q-L_d)}\right]}^2+i_q^2}\\ T_L=1.5n_p({\mathrm{\&psi;}}_f{i}_q+(L_d-L_q)i_d{i}_q)\end{array}\right.$

T_L是电机转矩是已知量。

6.根据权利要求5所述的基于SVPWM的永磁同步电机开环控制系统，其特征在于，定子电压反馈值计算单元，用于由采集的永磁同步电机的转速和定子电流计算定子电压的反馈值具体通过以下公式计算：

$u_s=\sqrt{{\left({\mathrm{\&omega;}}_e{L}_q{i}_q\right)}^2+{({\mathrm{\&omega;}}_e{L}_d{i}_d+{\mathrm{\&omega;}}_e{\mathrm{\&psi;}}_f)}^2}$

其中，i_d、i_q分别为定子电流在d轴和q轴上的分量；i_d、i_q为通过采集永磁同步电机的定子电流得到的；L_d、L_q分别为直轴同步电感和交轴同步电感，是已知量；ψ_f为电机磁链，是已知量；ω_e为电机电角速度，ω_e＝n_pω_r；n_p为电机极对数，ω_r为电机机械角速度，是通过采集永磁同步电机的转速得到的。

7.根据权利要求5所述的基于SVPWM的永磁同步电机开环控制系统，其特征在于，所述SVPWM调制单元包括：

SVPWM异步调制单元，当所述给定定子电源频率f_s在设定的低频段以内时，用于进行SVPWM异步调制；

SVPWM同步调制单元，当所述给定定子电源频率f_s在设定的中高频段以内时，用于进行SVPWM同步调制。

8.根据权利要求6或7所述的基于SVPWM的永磁同步电机开环控制系统，其特征在于，

所述低频段指的是f_s≤5Hz；所述中高频段指的是f_s>5Hz。