CN115459670B - 一种永磁牵引变流器的多模式调制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种永磁牵引变流器的多模式调制方法，具体为：建立列车永磁电机宽调速控制系统的离散化数学模型，设定参考转矩和转速；建立电机控制器，当所需的参考电压小于变流器输出上限时采用MTPA控制；否则采用弱磁控制；构建多模式调制策略，当定子电流频率位于低频阶段时，采用异步SVPWM调制，当位于高频阶段时，采用同步SVPWM调制，当高于额定频率时，采用方波调制；计算混合多电平变流器中硅功率模块和碳化硅功率模块的开关信号，控制牵引变流器输出所需的电压和电流。本发明实现了混合多电平变流器不同功率模块的高低频解耦运行，可提高全速域下永磁牵引变流器的运行效率，满足列车更高速域的大功率牵引需求。

Description

一种永磁牵引变流器的多模式调制方法
技术领域
本发明属于列车牵引电机控制技术领域，具体涉及一种永磁牵引变流器的多模式调制方法。
背景技术
牵引电机是列车牵引传动系统的动力核心，永磁电机因其具有效率高、启动快、过载能力强以及噪声低等优点，是下一代牵引传动系统的主要发展方向之一。牵引电机变流器是保障列车牵引传动系统实现能量转换的核心部件，受限于材料以及结构特性，以Si材料为主导的功率器件耐压和耐热性能已经达到了其瓶颈，现有牵引变流器的开关频率普遍被限制在1kHz以内。以SiC为主导的第三代半导体器件能满足高温、高频、高功率以及高电压的工作要求，且其拥有电流密度高、外形尺寸小、开关频率高、工作结温高和散热器体积小等优点，因此SiC变流器是列车牵引传动系统的主要发展方向之一。然而，受生产工艺限制，目前SiC器件生产成本显著高于Si器件，制约了SiC变流器在列车牵引传动系统的应用。研究表明，基于Si器件和SiC器件协同的混合变流器拓扑能较好的平衡系统的性能和成本。因此，Si/SiC混合多电平变流器在列车牵引传动领域具有很好的应用前景。
目前，国内外列车牵引传动领域，基于Si器件的两电平变流器拓扑仍处于主导地位，然而列车运行速度范围广，牵引电机定子频率变化范围大，高速运行时变流器载波比降低，导致变流器电流谐波含量增加、电机转矩脉动加剧。为满足列车全速域运行的需求，一般采用低载波比多模式调制策略，包括异步SVPWM、同步SVPWM、SHEPWM和CHMPWM等多种优化调制策略，导致多模式调制策略复杂、调制切换点多，易产生电流冲击与转矩突变。
发明内容
针对上述列车牵引变流器开关频率低、多模式调制策略复杂和牵引系统功率密度低等问题，本发明提供一种永磁牵引变流器的多模式调制方法。
本发明的一种永磁牵引变流器的多模式调制方法，包括以下步骤：
步骤1：受电弓连接接触网获取电能，牵引变压器和牵引变流器将25 kV/50 Hz的单相交流电转换成电压和频率可调的三相交流电驱动永磁电机；其中，牵引变流器包括四象限脉冲整流器、直流环节、PWM逆变器。
步骤2：建立列车永磁电机宽调速控制系统的离散化数学模型，设定列车的参考转矩和参考转速，采集电机转矩、电机转速、转子角速度、转子角度、电机三相定子电流、变流器上电容电压和下电容电压信号输入至电机控制模型。
步骤3：电机控制器由转速控制器、最大转矩电流比MTPA控制模块、弱磁控制模块和电流控制器组成，根据电机参考转速和参考转矩指令，计算得到变流器应输出的参考电压。
步骤4、由步骤3得出的参考电压与变流器输出电压上限进行比较，当参考电压小于变流器输出上限时采用MTPA控制，当参考电压大于变流器输出上限时采用弱磁控制，再经电流控制器得到变流器应输出的参考电压幅值与相位。
步骤5、构建多模式调制策略，多模式调制策略包括异步SVPWM、同步SVPWM和方波调制，根据步骤1中的永磁电机定子电流频率选定合适的调制策略。
步骤6、将步骤4中的参考电压幅值与相位输入至步骤5来选择相应的调制模式，计算得出Si/SiC混合多电平变流器中硅功率模块和碳化硅功率模块的开关信号，控制牵引变流器输出所需的电压和电流。
步骤7、牵引电机输出的转矩、转速通过齿轮箱传递给车轮，齿轮箱将牵引电机输出的转矩和转速转换成列车轮轴牵引力和速度，驱动列车运行。
上述Si/SiC混合多电平变流器由高频功率模块和低频功率模块构成。
高频功率模块由SiCMOSFET半桥模块组成，包括依次串联的功率开关器件T1、与T1互补的开关器件T2、功率开关器件T3和与T3互补的开关器件T4，功率开关器件T1的漏极与电源正极连接，功率开关器件T4的源极与电源负极连接，电源正极电源负极之间并联有相连的上电容C dc1和下电容C dc2，所述上电容C dc1和下电容C dc2的连接端与开关器件T2的源极及功率开关器件T3的漏极连接，功率开关器件T1与T2、T3与T4分别属于两个SiCMOSFET半桥模块，且工作在高开关频率模式。
低频功率模块由SiIGBT半桥模块组成，包括串联的功率开关器件T5和与T5互补的开关器件T6，功率开关器件T5的集电极与开关器件T1的漏极、开关器件T2的源极相连，功率开关器件T6的发射极与开关器件T3的漏极、开关器件T4的源极相连，功率开关器件T5的发射极和T6的集电极均与变流器输出端连接，功率开关器件T5与T6属于一个SiIGBT半桥模块，且工作在低开关频率模式。
进一步的，步骤5中多模式调制策略的具体选取规则为：
1）当电机定子频率位于低频阶段时，采用异步SVPWM，变流器开关频率f s 为1kHz，调制载波比与定子频率成反比，当电机定子频率到达切换点f 1时异步SVPWM调制载波比最小值为N；
2）当电机定子频率大于切换点f 1时，电机位于高频阶段，采用同步SVPWM，变流器开关与定子频率成正比，调制载波比为固定值，当定子频率达到额定值f N时，变流器开关频率达到最大值f smax= 1.5 kHz；
3）当电机定子频率大于额定值f N时，进入方波调制区，载波比为1，变流器开关频率与电机定子频率相同。
进一步的，低频阶段电机定子频率为0~30 Hz；高频阶段电机定子频率为30~50Hz；方波调制区电机定子频率为50 Hz~电机最高频率。
进一步的，异步SVPWM和同步SVPWM间的定子频率切换点f 1=30 Hz，同步SVPWM和方波调制的定子频率切换点f N=50 Hz。
进一步的，异步SVPWM调制载波比最小值和同步SVPWM载波比均为N=33。
本发明的有益技术效果为：
（1）本发明将混合多电平变流器引入列车永磁牵引系统，提高变流器开关频率，增加了列车全速域范围内调制载波比，简化了多模式调制策略，降低了调制算法的复杂度，减少了调制算法切换点数量，能实现不同调制算法间的电流、电压平滑过渡，避免电流冲击与转矩突变。
（2）相较于现有的Si基牵引变流器，本发明采用的基于Si/SiC混合多电平拓扑的永磁牵引变流器功率密度高、效率高，能实现列车牵引系统的轻量化，提高列车牵引系统的工作效率。
（3）本发明中的Si/SiC混合多电平变流器和简化多模式调制策略适用于现有的异步牵引电机，具有较好的普适性。
附图说明
图1为本发明的基于多模式调制策略的永磁电机控制流程图。
图2为本发明的永磁牵引系统主电路示意图。
图3为本发明的混合多电平变流器拓扑结构图。
图4为本发明的基于多模式调制策略的永磁电机控制框图。
图5为本发明的多模式调制策略示意图。
图6为本发明的电压空间矢量分区示意图。
图7为本发明的过调制区参考电压矢量示意图（过调制模式I）。
图8为本发明的过调制区参考电压矢量示意图（过调制模式II）。
图9为本发明的全速域运行下的实验结果图。
图10为本发明的永磁牵引变流器的效率曲线图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方法对本发明做进一步详细说明。
本发明的一种永磁牵引变流器的多模式调制方法流程如图1所示，具体包括以下步骤：
S1、本发明的永磁牵引系统主电路框图如图2所示。列车车顶的受电弓升弓连接接触网，牵引变压器将AC 25 kV电压降为满足牵引变流器需求的交流电压，牵引变流器将牵引变压器输出的单相交流电变换成电压频率可调的三相交流电驱动牵引电机，其中，牵引变流器包含预充电单元、四象限脉冲整流器、中间直流环节和PWM逆变器（本发明中PWM逆变器为Si/SiC混合ANPC拓扑）。
S2、根据列车信息建立离散化数学模型，包括永磁电机模型、混合多电平变流器模型、控制算法模型和多模式调制算法模型，采集永磁电机转速、转矩和转子位置信号，采集混合多电平变流器负载电流、飞跨电容电压和直流母线电压信号，采集到的信号输入控制算法模型，控制算法模型中设定永磁电机控制目标（如转速、转矩等）。
本发明的混合多电平变流器拓扑如图3所示，主电路的每相桥臂由4个高频开关管和2个低频开关管组成。其中，开关管（T x1,T x2）和（T x3,T x4）（x=a, b, c）分别由2个SiC-MOSFET半桥模块组成；开关管（T x5,T x6）采用1个Si-IGBT半桥模块。直流母线总电压为u dc，直流测电容C dc1和C dc2两端电压均为u dc /2，保证输出平衡的相电压u xo 。多电平混合变流器的开关状态和输出电压如表1所示，表中S x1-S x6对应6个开关管的状态，S x1=1表示开关管T x1导通，S x1=0表示开关管T x1关断。每相桥臂可输出[P]、[O]和[N]三种状态，对应的输出电压分别为u dc /2、0和- u dc /2， [O]状态有6种冗余状态，能主动控制中性点回路的切入。
表1多电平混合变流器的开关状态与输出电压
Figure DEST_PATH_IMAGE001
永磁电机在同步旋转dq轴坐标系下的定子电压方程表示为：
Figure 69027DEST_PATH_IMAGE002
其中，u d 、u q 为dq轴定子电压，i d 、i q 为dq轴定子电流，R s 为定子绕组电阻，ω e 为电角速度，ψ f 表示永磁体磁链，L d 、L q 为dq轴定子电感。
永磁电机的电磁转矩方程表示为：
Figure DEST_PATH_IMAGE003
其中，T e 为电磁转矩，p n 为电机极对数。
永磁电机为内置式结构，其d轴、q轴电感不等，其电磁转矩包括永磁转矩和额外的磁阻转矩，电机基速以下采用MTPA控制，可以充分利用内置式PMSM磁阻转矩实现最优转矩控制，提高电机运行效率。所述MTPA控制下电机定子电流应满足：
Figure 686042DEST_PATH_IMAGE004
MTPA控制下电机定子dq轴电流应满足：
Figure DEST_PATH_IMAGE005
控制系统受到变流器功率器件、PMSM额定电压和电流的限制，定子电流i s 和定子电压u s 满足如下关系：
Figure 148247DEST_PATH_IMAGE006
式中，i s max为最大定子电流，u smax为最大定子电压。
永磁电机恒功率区时，受定子电流i s 极限和定子电压u s 极限限制，进一步提高转速时则采用弱磁控制，弱磁控制下电机dq轴定子电流表达式为：
Figure DEST_PATH_IMAGE007
S3-S6为控制程序的主要控制逻辑，本实施例的基于多模式调制策略的永磁电机控制框图如图4所示。
本发明所述控制逻辑中，步骤S3和S4负责运算变流器参考电压矢量的幅值与相位。首先设定控制系统中电机参考转速，参考转速与编码器采集的电机实际转速做差得到转速差值，差值经由转速PI控制器运算得出参考电磁转矩T e，进而由MTPA控制模块运算得出永磁电机参考dq轴电流，参考dq轴电流与电流传感器实测的dq轴电流做差，电流插值同时输入到电流调节器和弱磁控制模块运算变流器应输出的参考电压矢量幅值和相位。值得注意的是，当参考电压矢量幅值低于变流器输出电压上限时，采用电流控制器运算出的结果输入到多模式调制策略中，当参考电压幅值超出变流器输出电压上限时，则采用弱磁控制器运算出的结果输入到多模式调制策略中。
步骤S5与S6为本发明的核心部分，本实施例的多模式调制策略如图5所示。步骤S5中，变流器三相桥臂每相能输出[P]、[O]、[N]三种电平，因此三电平混合ANPC变流器共能输出33=27种电压矢量，包括3个零矢量、12个小矢量、6个中矢量和6个大矢量。
定义调制系数MI为：
Figure 981205DEST_PATH_IMAGE008
式中，
Figure DEST_PATH_IMAGE009
为参考电压矢量。
图6中电压空间矢量六边形的内切圆区域内为线性调制区，对应的调制系数范围是0 ≤MI< 0.906，可由SVPWM线性调制输出，电压空间矢量六边形的内切圆与外接圆之间的区域为过调制区，对应的调制系数范围是0.906 ≤MI< 1，过调制区中参考电压矢量部分超出六边形边界，采用SVPWM过调制输出。
当定子频率为0~30 Hz时，电机位于低频阶段，采用异步SVPWM，变流器输出的电压矢量较小，调制系数MI< 0.906，属于线性调制区，以图6中的参考电压矢量
Figure 997178DEST_PATH_IMAGE009
为例，位于第I扇区中的4小扇区时，参与合成的基本矢量为u 1、u 2和u 3，表示如下：
Figure 333612DEST_PATH_IMAGE010
式中，
Figure DEST_PATH_IMAGE011
为参考电压矢量角。
根据伏秒平衡原理，在一个采样周期t s 内满足：
Figure 169981DEST_PATH_IMAGE012
其中t 1、t 2和t 3分别为电压矢量的作用时间，解得：
Figure DEST_PATH_IMAGE013
当定子频率为30~50 Hz时，电机位于高频阶段，采用同步SVPWM，同步调制阶段部分位于线性调制区部分位于过调制区，线性调制区电压矢量作用时间计算与低频阶段相同，过调制区又被进一步分为两个区域，当0.906≤MI<0.952时，属于过调制模式I。模式I下只需要改变参考电压矢量
Figure 284043DEST_PATH_IMAGE009
的幅值，不改变其相位角，同时为了保证输出电压与原参考电压有效幅值相等，引入补偿参考电压u c ，补偿电压u c 未超出六边形部分采用线性调制，超出部分沿六边形的边进行调制，实际输出电压轨迹如图7所示，实际电压轨迹u *为：
Figure 965692DEST_PATH_IMAGE014
其中α为补偿电压u c 与六边形边界的交点与边界顶点之间的角度，其与调制度MI呈非线性关系，用如下分段线性函数进行拟合：
Figure DEST_PATH_IMAGE015
当0.952≤MI<1时，属于过调制模式II，电压六边形没有足够的区域补偿电压损失，参考电压矢量
Figure 78004DEST_PATH_IMAGE009
的幅值和相位角均要改变。实际输出电压轨迹u*如图8所示，此时，保持角α为输出电压在六边形顶点A上保持特定时间，随后沿着六边形边界BC移动。修改后电压相角/>
Figure 288537DEST_PATH_IMAGE016
的表达式为：
Figure DEST_PATH_IMAGE017
过调制模式II中的保持角α用如下分段线性函数进行拟合：
Figure 361666DEST_PATH_IMAGE018
修改后的输出电压轨迹为：
Figure DEST_PATH_IMAGE019
依据过调制模式I、过调制模式II计算所得的参考电压矢量幅值和相位角重新计算大矢量作用时间。
随着转速的进一步提升，当电机基波频率f超过额定频率f N时，参考电压矢量的幅值过大，变流器进入方波调制工况。
步骤S6中的关键在于控制SiC模块高频运行、Si模块工频运行。如表1所示，本实施例中的三电平混合ANPC变流器拓扑存在6种冗余的[O]状态，[O]状态又可分为（[OU1]，[OL1]）、（[OU2]、[OL2]）和（[OU3]、[OL3]）三组互补的零电平状态，通过[P]、[N]状态与三组零电平状态的组合可以得到三种典型的ANPC混合拓扑换流模式。
选取零状态（[OU2]、[OL2]）和[P]、[N]状态进行组合，得到三电平ANPC混合拓扑换流模式I。此模式中SiC开关管T x1&T x2、Tx 3&T x4低频运行仅在电压换向时动作，Si开关管T x5&T x6高频运行，模式I为长链路换流，寄生电感和开关应力较大，虽然实现了Si和SiC器件的高低频解耦运行，但没有发挥SiC器件高频低损耗的特性，不适用于列车牵引功工况。
选取零状态（[OU1]，[OL1]）和[P]、[N]状态进行组合，得到三电平ANPC混合拓扑换流模式II。此模式中，正半周期中开关状态在[P]和[OU1]间切换，SiC开关管T x1~T x3高频动作，T x1、T x2门极信号互补，T x1、T x3同时开通和关断，Si开关管T x5和T x6低频运行仅在电压换向时动作。负半周期时，开关状态在[N]和[OL1]间切换，开关状态与正半周期类似。模式II为短链路换流，杂散电感较小，损耗分布较为均衡，能实现Si和SiC器件高低频解耦运行，能发挥SiC器件高频低损耗的优势。
选取零状态（[OU3]，[OL3]）和[P]、[N]状态进行组合，得到三电平ANPC混合拓扑换流模式III。在正半周期，开关状态在[P]和[OU1]间切换，T x1&T x2高频动作，T x3一直开通、T x4一直关断，T x3将直流母线中点O连接在T x4、T x6之间，有利于均衡T4、T6承受的压降。此外，模式II在正半周期增加了一条O-T x3-D x6的电流路径，D x6增加了少量二极管恢复损耗。同理，在负半周期，由于模式II增加了O-T x2-D x5的电流路径，D x5增加了少量二极管恢复损耗，因此，模式III的效率略低于模式II，但其高频开关损耗分布更均衡，且箝位开关管能更好的平衡串联开关管间的电压，有利于延长器件使用寿命。
S7、永磁牵引电机输出的转矩转速通过齿轮箱传递给车轮，齿轮箱将牵引电机输出的转矩和转速转换成列车轮轴牵引力和速度，实现列车高效运行。
综上，本实施例基于模式III控制三电平ANPC混合变流器，图9为本发明的全速域运行下的实验结果图，电机由300rpm加速至1500rpm过程中，多模式调制策略实现了异步SVPWM、同步SVPWM和方波调制的平滑切换，电机加速过程平稳，dq轴定子电流在加速暂态过程中均具有很好的跟踪性能。
图10为本发明的永磁牵引变流器的效率曲线图，选取三电平ANPC混合拓扑长链路模式I与短链路模式III进行对比。由图10可知长链路模式I下，长链路换流模式下SiC开关管（T x1,T x2）和（Tx3,Tx4）低频开关，Si开关管（T x5,T x6）工作在高频模式下，开关损耗集中在Si器件上。短链路模式III下，SiC开关管（T x1,T x2）和（Tx3,Tx4）高频动作，Si开关管（T x5,T x6）低频动作，开关损耗集中在SiC器件上，且电流换流发生在同一个半桥模块中，杂散电感小，短链路模式全速域下的驱动效率高于长链路模式，模式III驱动效率最高可达99.3%，证明本发明在列车宽调速控制中的高效性。

Claims (4)

1.一种永磁牵引变流器的多模式调制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1：受电弓连接接触网获取电能，牵引变压器和牵引变流器将25kV/50Hz的单相交流电转换成电压和频率可调的三相交流电驱动永磁电机；其中，牵引变流器包括四象限脉冲整流器、直流环节、PWM逆变器；
步骤2：建立列车永磁电机宽调速控制系统的离散化数学模型，设定列车的参考转矩和参考转速，采集电机转矩、电机转速、转子角速度、转子角度、电机三相定子电流、变流器上电容电压和下电容电压信号输入至电机控制模型；
步骤3：电机控制器由转速控制器、最大转矩电流比MTPA控制模块、弱磁控制模块和电流控制器组成，根据电机参考转速和参考转矩指令，计算得到变流器应输出的参考电压；
步骤4、由步骤3得出的参考电压与变流器输出电压上限进行比较，当参考电压小于变流器输出上限时采用MTPA控制，当参考电压大于变流器输出上限时采用弱磁控制，再经电流控制器得到变流器应输出的参考电压幅值与相位；
步骤5、构建多模式调制策略，多模式调制策略包括异步SVPWM、同步SVPWM和方波调制，根据步骤1中的永磁电机定子电流频率选定合适的调制策略；多模式调制策略的具体选取规则为：
1)当电机定子频率位于低频阶段时，采用异步SVPWM，变流器开关频率fs为1kHz，调制载波比与定子频率成反比，当电机定子频率到达切换点f1时异步SVPWM调制载波比最小值为N；
2)当电机定子频率大于切换点f1时，电机位于高频阶段，采用同步SVPWM，变流器开关与定子频率成正比，调制载波比为固定值，当定子频率达到额定值fN时，变流器开关频率达到最大值fsmax＝1.5kHz；
同步调制阶段部分位于线性调制区，部分位于过调制区，线性调制区电压矢量作用时间计算与低频阶段相同，过调制区又被进一步分为两个区域，当0.906≤MI<0.952时，属于过调制模式I，模式I下只改变参考电压矢量
Figure FDF0000024586140000011
的幅值，不改变其相位角，同时为了保证输出电压与原参考电压有效幅值相等，引入补偿参考电压uc，补偿电压uc未超出六边形部分采用线性调制，超出部分沿六边形的边进行调制；当0.952≤MI<1时，属于过调制模式II，电压六边形没有足够的区域补偿电压损失，参考电压矢量/>
Figure FDF0000024586140000012
的幅值和相位角均要改变；
3)当电机定子频率大于额定值fN时，进入方波调制区，载波比为1，变流器开关频率与电机定子频率相同；
步骤6、将步骤4中的参考电压幅值与相位输入至步骤5来选择相应的调制模式，计算得出Si/SiC混合多电平变流器中硅功率模块和碳化硅功率模块的开关信号，控制牵引变流器输出所需的电压和电流；
所述Si/SiC混合多电平变流器由高频功率模块和低频功率模块构成；所述高频功率模块由SiC MOSFET半桥模块组成，包括依次串联的功率开关器件T1、与T1互补的开关器件T2、功率开关器件T3和与T3互补的开关器件T4，功率开关器件T1的漏极与电源正极连接，功率开关器件T4的源极与电源负极连接，电源正极电源负极之间并联有相连的上电容Cdc1和下电容Cdc2，所述上电容Cdc1和下电容Cdc2的连接端与开关器件T2的源极及功率开关器件T3的漏极连接，功率开关器件T1与T2、T3与T4分别属于两个SiC MOSFET半桥模块，且工作在高开关频率模式；所述低频功率模块由Si IGBT半桥模块组成，包括串联的功率开关器件T5和与T5互补的开关器件T6，功率开关器件T5的集电极与开关器件T1的漏极、开关器件T2的源极相连，功率开关器件T6的发射极与开关器件T3的漏极、开关器件T4的源极相连，功率开关器件T5的发射极和T6的集电极均与变流器输出端连接，功率开关器件T5与T6属于一个Si IGBT半桥模块，且工作在低开关频率模式；
步骤7、牵引电机输出的转矩、转速通过齿轮箱传递给车轮，齿轮箱将牵引电机输出的转矩和转速转换成列车轮轴牵引力和速度，驱动列车运行。
2.根据权利要求1所述的一种永磁牵引变流器的多模式调制方法，其特征在于，所述低频阶段电机定子频率为0～30Hz；所述高频阶段电机定子频率为30～50Hz；所述方波调制区电机定子频率为50Hz～电机最高频率。
3.根据权利要求1所述的一种永磁牵引变流器的多模式调制方法，其特征在于，所述异步SVPWM和同步SVPWM间的定子频率切换点f1＝30Hz，同步SVPWM和方波调制的定子频率切换点fN＝50Hz。
4.根据权利要求1所述的一种永磁牵引变流器的多模式调制方法，其特征在于，所述异步SVPWM调制载波比最小值和同步SVPWM载波比均为N＝33。
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