CN115208280A - 结合滤波器的高速永磁同步电机低谐波混合脉宽调制方法 - Google Patents

结合滤波器的高速永磁同步电机低谐波混合脉宽调制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种结合滤波器的高速永磁同步电机低谐波混合脉宽调制方法。该调制方法在结构上采用由IGBT等普通开关器件构成的三相半桥与RLC滤波器；控制上采用SVPWM与SHEPWM混合调制策略。在高速低载波比工况，SHEPWM可以有效抑制偶次电流谐波并将电流谐波集中于较高次，根据该特点选用特定范围截止频率的RLC滤波器，可以有效结合RLC滤波器和SHEPWM这两种抑制电流谐波方法的特点与优势，有效抑制低载波比工况的电流谐波含量。

Description

结合滤波器的高速永磁同步电机低谐波混合脉宽调制方法
技术领域
本发明属于高速永磁同步电机驱动控制领域，具体涉及一种结合滤波器的高速永磁同步电机低谐波混合脉宽调制方法。
背景技术
高速永磁同步电机因其功率密度高、体积小等优势，在军工、航空航天、工业与民用领域有广阔的前景与应用价值。然而高速永磁同步电机具有高基频和小电感特点，导致驱动控制系统载波比低且电流谐波含量大，给高速永磁同步电机的可靠高效运行带来巨大挑战。目前，通过采用SiC等器件或者多电平技术，可以有效抑制电流谐波，但是极大提高了系统成本，并不适用于对成本有要求的常规工业应用。从成本的角度考虑，采用两电平拓扑结构与IGBT功率器件依然是未来常规高速电机的驱动方案。因此，研究高速永磁同步电机低载波比工况下的电流谐波抑制技术具有重要意义。
针对上述问题，工业应用中常采用增加无源滤波器和谐波抑制算法的解决方法。其中，无源滤波器常用L、LC和LCL等形式，具有结构简单、性能可靠的优势。然而，增加的无源滤波器截止频率至少为数倍的电机基频，以确保不影响电机驱动控制的稳定性，使得该方法只能有效抑制高频电流谐波，无法抑制含量丰富的低频电流谐波。在抑制电流谐波的算法方面，主要有谐波电压补偿法、多旋转PI控制、PR控制、谐波观测器、死区补偿和特殊调制策略等。相较于增加无源滤波器，采用电流谐波抑制算法往往无需增加其他设备，即具有低成本的优势，但往往也难以较大程度抑制电流谐波含量。
发明内容
本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供一种结合滤波器的高速永磁同步电机低谐波混合脉宽调制方法，以解决现有的方案中，针对全速域电流谐波没有全面的抑制方法。
该方案结合RLC滤波器和混合脉宽调制技术，能够实现全转速范围内的电流谐波抑制，在高速情况下，电流谐波抑制优势更加突出，且该方案简单可靠、成本低廉。
为达到上述目的，本发明采用以下技术方案予以实现：
一种结合滤波器的高速永磁同步电机低谐波混合脉宽调制方法，
包括三相半桥开关，三相半桥开关的一侧连接有直流电源，三相半桥的另一侧连接有RLC滤波器，RLC滤波器的三相连接有高速永磁同步电机；
所述高速永磁同步电机依据空间矢量脉宽调制起步，当载波比小于15时，所述高速永磁同步电机依据特定次谐波消除脉宽调制运行；随着高速永磁同步电机转速的提高，切换至不同载波比下的特定次谐波消除脉宽调制方法，直至高速永磁同步电机的转速为额定转速。
本发明的进一步改进在于：
优选的，所述空间矢量脉宽调制和特定次谐波消除脉宽调制均通过调整三相半桥电路的开关频率进行调制。
优选的，所述开关频率通过开关角调节，开关角通过空间矢量脉宽调制输出的调制比或特定次谐波消除脉宽调制输出的调制度调节。
优选的，所述三相半桥电路中功率开关器件的频率不超过16kHz。
优选的，空间矢量脉宽调制切换至特定次谐波消除脉宽调制过程中，三相电流各自过零点处独自切换；不同载波比下的特定次谐波消除脉宽调制切换过程中，三相电流各自过零点处独自切换。
优选的，fm<fRLC<fs，fRLC为RLC滤波器截止频率，fs为三相半桥开关的开关频率，fm为高速永磁同步电机的电机基频。
优选的，空间矢量脉宽调制调制时，调制比为：
Figure BDA0003747069530000031
其中，uαref为α轴参考电压信号，uβref为β轴参考电压信号，udc为直流电源母线电压。
优选的，特定次谐波消除脉宽调制的调制度为：
Figure BDA0003747069530000032
其中，uαref为α轴参考电压信号，uβref为β轴参考电压信号，udc为直流电源母线电压。
优选的，α轴参考电压信号uαref和β轴参考电压信号uβref的获取过程为：
采样RLC滤波器的三相电流iabc、直流电源母线电压udc、高速永磁同步电机的转子位置θe和转速速ωe；对高速永磁同步电机的参考转速ωeref和反馈转速ωe做差，得到差值；将差值输入至PI控制器，获得d轴和q轴参考电流idref、iqref，将d轴参考电流idref、q轴参考电流iqref、d轴电流id和q轴电流iq输入至电流控制器，得到d轴参考电压udref和q轴参考电压uqref，将d轴参考电压udref和q轴参考电压uqref坐标变换后得到uαref和uβref。
优选的，所述RLC滤波器和高速永磁同步电机的三相连接线路上各自设置有分支，每一个分支上设置有一个电容和一个串联滤波电阻。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
本发明公开了一种高速永磁同步电机全速域的电流谐波抑制方法。结构上采用由IGBT等普通开关器件构成的三相半桥与RLC滤波器；控制上采用SVPWM与SHEPWM混合调制策略。在高速低载波比工况，SHEPWM可以有效抑制偶次电流谐波并将电流谐波集中于较高次，根据该特点选用特定范围截止频率的RLC滤波器，可以有效结合RLC滤波器和SHEPWM这两种抑制电流谐波方法的特点与优势，有效抑制低载波比工况的电流谐波含量。在此基础上，提出全速域低谐波控制策略，通过SVPWM起动，并在不同步转速下切换为不同载波比的SHEPWM。本发明依据SHEPWM特点，结合特定参数的RLC滤波器，实现了低载波比工况下，高速永磁同步电机电流谐波的有效可靠抑制，并进一步提出一种全速域下的低谐波混合调制方案，可以实现全速域的低成本电流谐波抑制。
整体而言，增加无源滤波器和优化算法是可以有效抑制低载波比工况下电流谐波的低成本方案。在低载波比时(载波比通常小于10)，如何结合以上两种方案以实现全速域对电流谐波更优的抑制能力是目前该领域亟待解决的工程应用问题。
附图说明
图1为含RLC滤波器的混合脉宽调制策略示意图。
其中，选用的高速永磁同步电机为表贴式，4极，额定功率20kW，额定转速为30000r/min。
图2为载波比分别为15、13、11、9、7、5和3时的SHEPWM调制度与开关角关系图。
其中，(a)图的载波比为15，(b)图的载波比为13，(c)图为载波比11，(d)图为载波比9，(e)图为载波比(7)，(f)图为载波比5，(g)图为载波比3。
图3为SVPWM和SHEPWM分别在不含RLC滤波器和含RLC滤波器时的各次电流谐波含量图。
其中，(a)图为不含RLC滤波器；(b)图为含RLC滤波器。
图4为含RLC滤波器时，SVPWM和SHEPWM分别在载波比为9和7时的电流波形对比图。
其中，(a)图的载波比为9；(b)图的载波比为7。
图5为全速域下调制策略切换示意图。
图6为图5中切换时刻的三相电流波形和A相驱动信号；
其中，(a)图为SVPWM切换至载波比为15的SHEWPM；(b)图为载波比为15的SHEWPM切换至载波比为13的SHEPWM；(c)图为载波比为13的SHEWPM切换至载波比为11的SHEPWM；(d)图载波比为11的SHEWPM切换至载波比为9的SHEPWM；(e)图为载波比为9的SHEWPM切换至载波比为7的SHEPWM。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步详细描述：
在本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制；术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性；此外，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
所述空间矢量脉宽调制/特定次谐波消除脉宽调制(SVPWM/SHEPWM)混合脉宽调制的设计过程如下：
首先，设计SHEPWM方式。SHEPWM是一种优化同步调制方式，以给定基波电压幅值，令低次谐波等于零为约束条件求得开关角度，达到消除系统特定次电流谐波的目标。此外，在三相对称系统中，3的整数倍次谐波电压不产生谐波电流。因此采用SHEPWM得到的相电压可以表达为如下傅里叶级数形式：
Figure BDA0003747069530000051
其中，ωt为基波角频率，bn为基波电压与各次谐波电压的幅值。n为相电压中的不同正弦分量频次，由于SHEPWM不产生偶次和3的整数倍次谐波，因此，n＝1,5,7,…,6k±1。u为采用SHEPWM得到的相电压。假设在四分之一周期中存在N个开关角，根据式(1)可以得到SHEPWM的消谐方程组：
Figure BDA0003747069530000061
其中，bn代表6k±1次谐波电压的幅值，b1与u1为基波电压幅值，udc为直流母线电压，α为开关角度，根据载波比的不同，即开关角数量的不同，依次定义为：α1,α2,…,αk。。其中，N个开关角对应N个非线性方程，第一个方程用于确定基波电压，剩下N-1个方程用于消除N-1个谐波。N个开关角也意味着载波比为2N+1。当N为奇数时，方程前为-，当N为偶数时，方程前为+。定义调制度MSHE为：
Figure BDA0003747069530000062
因为SHEPWM需要根据调制度来判断并输出实时的开关角度，所以在SVPWM切换至SHEPWM的暂态过程中，需要令SHEPWM得到被切换的初始时刻的开关角度，这样才可以实现稳定顺滑的切换。当采用等功率坐标变换时，基波电压幅值为
Figure BDA0003747069530000063
MSHE可改写为：
Figure BDA0003747069530000064
然后，设计SVPWM和SHEPWM的对应关系。定义SVPWM的调制比为：
Figure BDA0003747069530000065
其中，uref为参考电压矢量。在磁场定向控制方式下，uref定义为
Figure BDA0003747069530000066
调制度MSV可改写为：
Figure BDA0003747069530000067
由此，MSV和MSHE可实现对应，即根据udref，uqref和udc可同时得到两种调制方式的实时调制度，方便实现两种调制方式的稳定切换。
所述RLC滤波器截止频率fRLC的选取与SHEPWM在额定转速时的载波比(即代表开关频率fs)相关，通常设计为fm<fRLC<fs，即将RLC滤波器的截止频率fRLC选取在电机基频fm和开关频率之间fs，以确保RLC滤波器对SHEPWM时的电流谐波有较好的抑制作用。
在结合RLC滤波器与混合调制策略的控制方式在低载波比情况下(通常载波比小于10)，RLC结合SVPWM拥有更好的电流对称性，同时电流谐波含量更低。原因在于SVPWM的电流谐波通常集中于5、7、11、13次附近，而同步SHEPWM时的电流谐波集中于未被抑制的第一个6k±1(k＝1,2,3……)次谐波附近。该特点导致相较于SVPWM，SHEPWM时的电流谐波频率更为集中，且集中于某一较高频率处。而RLC等低通滤波器结构简单，能有效滤除高次电流谐波。因此，结合SHEPWM和特定截止频率范围的RLC，可以实现更优的电流谐波抑制效果，当载波比小于20时，为中高速。
所述全速域的低谐波控制方案为：采用异步SVPWM调制方式起动，因为在中低速时，SVPWM实现更为简单。当运行至中高速时，切换为开关频率与载波比相同的SHEPWM。然后，随着电机转速的提高，改变SHEPWM的开关频率，逐步切换至不同载波比下的SHEPWM，直至稳定至额定转速。举例说明，当电机基频从500Hz增大到700Hz，采用载波比为11的SHEPWM；当电机基频从700Hz到800Hz时，采用载波比为9的SHEPWM。在上述情况下，开关频率从500Hz对应的5.5kHz增大到7.7kHz；在切换暂态变到6.3kHz，再随转速增大到7.2kHz。；如图1所示，此时运行在载波比为15的调制算法下，根据图2(1)所示，根据计算的MSHE(也就是图2的横坐标m)，对应得到此时的开关角度。
所述在SVPWM切换至SHEPWM的过程和不同载波比SHEPWM的切换过程中，为了实现切换过程中相电流的平滑过渡，采用三相电流在各自过零点处独自切换的策略，可以有效防止电流畸变与切换过程对控制的冲击。
全速域的低谐波控制方案中，在切换至SHEPWM后，载波比随转速升高而逐步降低，切换点保障功率开关器件的开关频率不会过高，通常最大值不超过16kHz。
如图1所示，电机驱动拓扑由IGBT组成的三相半桥和RLC滤波器连接构成，RLC滤波器的一端和三相半桥连接，另一端和高速永磁同步电机连接；RLC滤波器的三相电感Lf中的每一相和高速永磁同步电机之间设置有一个电容Cf支路，每一个电容Cf支路上串联有一个滤波电阻Rf，三个滤波电阻Rf的另一端连接于一点。三相半桥的两端分别连接直流电源的正负极，RLC滤波器的三相共同和高速永磁同步电机连接，电容Cf支路串联滤波电阻Rf。该结构可以有效抑制滤波器产生的谐振尖峰，不需要增加主动阻尼等控制算法，有简单可靠的优势。在控制方面，首先采样三相电流iabc、直流母线电压udc，并通过位置传感器或者无传算法得到转子位置θe和转速ωe。采用磁场定向控制进行电机调速，将参考转速ωeref和反馈转速ωe做差，通过PI控制器得到d轴和q轴参考电流idref、iqref和dq轴电流id、iq，经过电流控制器后得到dq轴参考电压udref、uqref，经过坐标变换得到uαref和uβref，根据αβ轴参考电压信号uαref、uβref即可进行SVPWM。同时，根据已经计算得到的udref、uqref、uαref和uβref，可以计算出SHEPWM调制所需的调制度MSHE和对应的开关角γ。从而可以实现根据不同转速进行不同调制的切换。
如图2所示，根据不同转速和人为设定好的SHEPWM载波比，通过uαref和uβref或者udref和uqref可以计算得到实时的调制度MSHE，通过对图2进行数据拟合，即可得到实时的开关角，即需要输出至三相半桥的开关信号Sabc。
根据图3可以看出，当载波比为9时，采用SVPWM和SHEPWM的电流谐波频次分布特点。当采用SVPWM时，电流谐波集中于5、7、11和13次附近，即电流谐波分布于较低频次且较为分散。当采用SHEPWM时，电流谐波集中于13次附近，即电流谐波分布集中，且该频次为未被消除的6k±1次，以图3为例，此时载波比为9，即四分之一周期开关角N为4，根据消谐方程组可知，该载波比下可有效抑制5、7和11次谐波，即谐波会集中于13次。
此外，根据图3还可看出，当SVPWM和SHEPWM结合RLC低通滤波器时，SHEPWM的电流总谐波失真度明显降低的更多，这主要依托于SHEPWM的上述特点：能够将电流谐波集中于较高频次。该现象代表当永磁同步电机运行于高速时，采用SHEPWM结合RLC滤波器能够实现较好的电流谐波抑制效果。
同时，对比图3可以发现，当令截止频率fRLC为电机基频fm和开关频率fs之间时，一方面可以较好的滤除高频谐波，另一方面可以与SHEPWM有更好的结合效果。
如图4所示，当载波比为9和7时，SHEPWM时的电流对称性更好，即偶次谐波含量更低，同时可看出基于SHEPWM的电流谐波含量更低，并且载波比越低，这一现象越明显。
如图5所示，所采用的高速永磁同步电机全速域低谐波调制方式，由异步SVPWM起动，本例中选择开关频率为7kHz，当运行至14000r/min时，即载波比为15时，切换至载波比为15的SHEPWM，在载波比相同时切换可以降低扰动对系统稳定性的影响。然后，随着转速升高，逐步切换至载波比为13、11、9和7的SHEPWM，最终稳定至30000r/min，全转速范围内，开关频率不超过10kHz。
如图6所示，在全速域低谐波调制策略下，采用在三相电流过零点处分别切换的方法，能够实现不同调制方式与同调制方式不同载波比间切换时的相电流平滑过渡。由于基波周期同时也是所有次谐波周期的公共周期，因此在三相电流各自过零点处切换可以有效防止电流畸变与谐波电流对系统的影响。
综上所述，本发明结构上采用常规开关器件构成的三相半桥拓扑与RLC滤波器，控制上采用SVPWM/SHEPWM混合调制策略，通过配合SHEPWM载波比与RLC滤波器截止频率，可以深度结合滤波器与SHEPWM这两种谐波抑制方法的特点与长处，实现高速永磁同步电机全速域的低谐波控制，尤其在高速低载波比工况下。所提出策略结构简单、成本低廉，能有效抑制电流谐波，且控制稳定可靠，是一种适用于常规工业应用的低成本方案。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种结合滤波器的高速永磁同步电机低谐波混合脉宽调制方法，其特征在于，
包括三相半桥开关，三相半桥开关的一侧连接有直流电源，三相半桥的另一侧连接有RLC滤波器，RLC滤波器的三相连接有高速永磁同步电机；
所述高速永磁同步电机依据空间矢量脉宽调制起步，当载波比小于15时，所述高速永磁同步电机依据特定次谐波消除脉宽调制运行；随着高速永磁同步电机转速的提高，切换至不同载波比下的特定次谐波消除脉宽调制方法，直至高速永磁同步电机的转速为额定转速。
2.根据权利要求1所述的一种结合滤波器的高速永磁同步电机低谐波混合脉宽调制方法，其特征在于，所述空间矢量脉宽调制和特定次谐波消除脉宽调制均通过调整三相半桥电路的开关频率进行调制。
3.根据权利要求2所述的一种结合滤波器的高速永磁同步电机低谐波混合脉宽调制方法，其特征在于，所述开关频率通过开关角调节，开关角通过空间矢量脉宽调制输出的调制比或特定次谐波消除脉宽调制输出的调制度调节。
4.根据权利要求1所述的一种结合滤波器的高速永磁同步电机低谐波混合脉宽调制方法，其特征在于，所述三相半桥电路中功率开关器件的频率不超过16kHz。
5.根据权利要求1所述的一种结合滤波器的高速永磁同步电机低谐波混合脉宽调制方法，其特征在于，空间矢量脉宽调制切换至特定次谐波消除脉宽调制过程中，三相电流各自过零点处独自切换；不同载波比下的特定次谐波消除脉宽调制切换过程中，三相电流各自过零点处独自切换。
6.根据权利要求1所述的一种结合滤波器的高速永磁同步电机低谐波混合脉宽调制方法，其特征在于，fm<fRLC<fs，fRLC为RLC滤波器截止频率，fs为三相半桥开关的开关频率，fm为高速永磁同步电机的电机基频。
7.根据权利要求1所述的一种结合滤波器的高速永磁同步电机低谐波混合脉宽调制方法，其特征在于，空间矢量脉宽调制调制时，调制比为：
Figure FDA0003747069520000021
其中，uαref为α轴参考电压信号，uβref为β轴参考电压信号，udc为直流电源母线电压。
8.根据权利要求1所述的一种结合滤波器的高速永磁同步电机低谐波混合脉宽调制方法，其特征在于，特定次谐波消除脉宽调制的调制度为：
Figure FDA0003747069520000022
其中，uαref为α轴参考电压信号，uβref为β轴参考电压信号，udc为直流电源母线电压。
9.根据权利要求7或8所述的一种结合滤波器的高速永磁同步电机低谐波混合脉宽调制方法，其特征在于，α轴参考电压信号uαref和β轴参考电压信号uβref的获取过程为：
采样RLC滤波器的三相电流iabc、直流电源母线电压udc、高速永磁同步电机的转子位置θe和转速速ωe；对高速永磁同步电机的参考转速ωeref和反馈转速ωe做差，得到差值；将差值输入至PI控制器，获得d轴和q轴参考电流idref、iqref，将d轴参考电流idref、q轴参考电流iqref、d轴电流id和q轴电流iq输入至电流控制器，得到d轴参考电压udref和q轴参考电压uqref，将d轴参考电压udref和q轴参考电压uqref坐标变换后得到uαref和uβref。
10.根据权利要求1-8任意一项所述的结合滤波器的高速永磁同步电机低谐波混合脉宽调制方法，其特征在于，所述RLC滤波器和高速永磁同步电机的三相连接线路上各自设置有分支，每一个分支上设置有一个电容和一个串联滤波电阻。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN115459670A (zh) * 2022-11-10 2022-12-09 西南交通大学 一种永磁牵引变流器的多模式调制方法

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CN115459670B (zh) * 2022-11-10 2023-06-20 西南交通大学 一种永磁牵引变流器的多模式调制方法

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