CN110829908A - 一种基于混合多电平逆变器的永磁牵引电机控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于混合多电平逆变器的永磁牵引电机控制方法，该方法包括根据列车信息控制系统，获取永磁牵引电机的控制目标，确定混合多电平逆变器的运行模式，采用多目标优化的模型预测控制策略，分别建立离散化模型和预测模型，预测控制变量在预定时间段内变化情况，通过最小化代价函数确定最优开关状态，驱动相应的功率开关管导通和关断。本发明控制混合多电平逆变器不同功率单元的开关器件分别工作于低频和高频开关模式，降低逆变器的开关损耗并同时实现开关频率、飞跨电容电压平衡和输出电流谐波的综合优化，从而满足高铁永磁牵引系统全速域、各种运行工况下的控制要求。

Description

一种基于混合多电平逆变器的永磁牵引电机控制方法

技术领域

本发明属于永磁牵引电机控制技术领域，具体涉及一种基于混合多电平逆变器的永磁牵引电机控制方法。

背景技术

牵引系统是高速列车的“心脏”，其性能决定着列车的启动、制动及最高速度。绿色高效是轨道交通牵引系统发展的永恒目标，相比于异步电机牵引系统，永磁同步电机牵引系统由于损耗低、效率高、启动特性好、加速性能强及噪声低等显著优势，成为下一代牵引系统的发展方向，正成为全球轨道交通车辆技术创新的焦点。永磁牵引系统主要由牵引变压器、牵引变流器(整流器、逆变器和中间直流回路)、永磁同步电机和牵引传动控制系统组成。牵引逆变器作为直接驱动永磁同步电机运转的装置，是牵引系统的核心构成部分，高功率密度、高效率、高性能及高可靠性始终是其技术发展和革新的核心要求。受制于牵引逆变器中功率器件的开关损耗以及散热能力，开关频率通常被限制在1kHz以内，此时牵引逆变器的输出电压和电流波形含有较多的谐波，使得电机产生附加损耗和温升，同时也会造成电机的输出转矩脉动，影响电机的稳定控制，甚至危及牵引系统的正常运行，进而影响行车安全。因此，低开关频率下牵引系统控制性能的提升是进一步提高列车运行性能的关键技术之一。

目前，在国内外牵引传动应用领域，两电平逆变器拓扑依然占据了很大比例，如庞巴迪公司的ReginaC2008型，西门子公司的ICE3型，国产的CRH1A动车组。为了提高牵引系统在低开关频率下的输出性能，一些动车组采用三电平逆变器，典型代表为我国引进的CRH2型动车组。相比于两电平逆变器，三电平逆变器避免了功率器件的直接串联和并联，在承受高压的同时降低了功率器件的电压应力，提高了牵引系统输出电能质量和电磁兼容性能。上世纪九十年代，D.M.Manjrekar和T.A.Lipo等人提出了混合多电平的概念。与传统的多电平拓扑相比，混合多电平逆变器使用更少的功率器件，输出电压电平数与冗余资源更多，在结构和成本上更具优势，并且具有控制灵活、电磁兼容性好及容错能力强等优点，较适用于中压大功率的能量变换领域，如高铁永磁同步电机牵引系统。

对于传统的多电平逆变器拓扑，其基本PWM调制策略已日趋成熟。由于混合多电平变流器的不对称结构，基本多电平调制策略已无法满足其工作要求，需要研究新型的控制策略，以获得良好的输出性能和较小的功率损耗。模型预测控制(Model predictivecontrol,MPC)是上世纪70年代提出的一门先进控制技术并应用于工业过程控制领域。从1980年开始，MPC技术被引入到电力电子工业应用中，由于当时缺乏快速处理器，MPC仅适用于低开关频率且动态过程较慢的过程控制领域。进入21世纪，随着高性能数字处理器DSP和现场可编程门阵列FPGA等的出现，一系列针对电力电子系统特点的MPC算法相继被提出。2007年智利学者J.Rodriguez发表了基于有限控制集MPC(Finite control set MPC,FCS-MPC)方法的相关研究成果，为其在功率变流器中的应用奠定了基础。MPC是一种基于数学模型的智能控制策略，通过构建代价函数来实现多个控制目标，可以满足更高的控制灵活性，并同时对多个目标参数(如开关频率，开关损耗，功率控制、电机转矩纹波等)实现最优化。

发明内容

针对现有技术中高速列车永磁牵引系统逆变器的共性难题，本发明提供了一种基于混合多电平逆变器的永磁牵引电机控制方法，以解决现有牵引逆变器开关频率低，传输效率及输出电能质量难以进一步提升等问题。

为了达到上述发明目的，本发明采用的技术方案为：

一种基于混合多电平逆变器的永磁牵引电机控制方法，包括以下步骤：

S1、根据列车信息控制系统，获取永磁牵引电机的控制目标，构建混合多电平逆变器模型并确定其运行模式，分别采集混合多电平逆变器的负载电流、飞跨电容电压和输出电压；

S2、分别建立混合多电平逆变器的连续时间模型和离散化模型，并根据步骤S1采集的负载电流、飞跨电容电压和输出电压估计混合多电平逆变器的下一时刻输出电压、飞跨电容电流；

S3、建立混合多电平逆变器的预测模型，并根据步骤S2估计的下一时刻输出电压、飞跨电容电流预测下一时刻混合多电平逆变器的负载电流、直流侧中点电位和飞跨电容电压；

S4、根据负载电流与参考电流之间误差、直流侧中点电位、飞跨电容电压及开关频率构建代价函数，并通过滚动优化方式对代价函数进行优化求解，得到混合多电平逆变器的最优开关状态；

S5、根据混合多电平逆变器的最优开关状态驱动相应的功率开关管导通和关断。

进一步地，所述步骤S1中构建的混合多电平逆变器模型具体包括高压低频单元和低压高频单元；

所述高压低频单元包括依次串联的功率开关器件T₁、与T₁互补的开关器件T′₁、功率开关器件T₂、与T₂互补的开关器件T′₂，所述功率开关器件T₁的集电极与电源正极连接，所述开关器件T′₂的发射极与电源负极连接，电源正极电源负极之间并联有相连的电容C_d1和电容C_d2，所述电容C_d1和电容C_d2的连接端与开关器件T′₁的发射极及功率开关器件T₂的集电极连接；

所述低压高频单元包括功率开关器件T₃、与T₃互补的开关器件T′₃、功率开关器件T₁₁、与T₁₁互补的开关器件T′₁₁、功率开关器件T₁₂、与T₁₂互补的开关器件T′₁₂，所述功率开关器件T₃的漏极与开关器件T₁的发射极及开关器件T′₁的集电极连接，所述功率开关器件T₃的源极分别与功率开关器件T₁₁的漏极及电容C_f1连接，所述开关器件T′₃的漏极与开关器件T₂的发射极及开关器件T′₂的集电极连接，所述开关器件T′₃的源极分别与开关器件T′₁₂的漏极及电容C_f2连接，所述电容C_f1和电容C_f1的另一端均与功率开关器件T₁₂的漏极连接，所述功率开关器件T₁₂的源极与开关器件T′₁₁的漏极连接，所述功率开关器件T₁₁、开关器件T′₁₁、开关器件T′₁₂的源极均与逆变器输出端连接。

进一步地，所述混合多电平逆变器模型的高压低频单元中功率开关器件T₁、与T₁互补的开关器件T′₁、功率开关器件T₂、与T₂互补的开关器件T′₂均采用绝缘栅双极性晶闸管，且工作在基频模式；

所述混合多电平逆变器模型的低压高频单元中功率开关器件T₃、与T₃互补的开关器件T′₃、功率开关器件T₁₁、与T₁₁互补的开关器件T′₁₁、功率开关器件T₁₂、与T₁₂互补的开关器件T′₁₂均采用场效应晶体管，且工作在高频开关模式。

进一步地，所述步骤S2中建立的混合多电平逆变器的连续时间模型表示为：

其中，v_xo(t)和i_x(t)分别为逆变器x相的瞬时相电压和负载电流，v_fx1(t)和v_fx2(t)分别为飞跨电容两端的瞬时电压，S₁,S₃,S₁₁和S₁₂分别为功率开关管的开关函数，V_dc为直流侧母线电压，L为输出滤波电感，C_fx1和C_fx2为逆变器x相的飞跨电容值，R为负载电阻。

进一步地，所述步骤S2中建立的混合多电平逆变器的离散化模型表示为：

其中，

为k+1时刻的三相参考负载电流。

进一步地，所述步骤S3中建立的混合多电平逆变器的预测模型包括逆变器负载电流k+1时刻的离散时间预测模型，直流侧中点电位和飞跨电容电压分别在k+1时刻的离散时间预测模型；

所述逆变器负载电流k+1时刻的离散时间预测模型表示为：

其中，T_s为系统采样时间，

为k+1时刻负载电流i_x(k+1)的预测值，为k时刻负载电流的测量值；

为k时刻输出电压v_xo(k)的预测值；

所述飞跨电容电压k+1时刻的离散时间预测模型表示为：

其中，i_fx1(k)和i_fx2(k)为采样时刻k流经飞跨电容的电流，和

为飞跨电容电压在k+1时刻的预测值；

所述直流侧中点电位在k+1时刻的离散时间预测模型表示为：

其中，C_d为直流侧电容值，

为采样时刻k电流流经直流侧中点的开关状态。

进一步地，所述步骤S4根据负载电流与参考电流之间误差、直流侧中点电位、飞跨电容电压及开关频率构建代价函数表示为：

其中，λ_i,λ_f,λ_dc,λ_n分别表示负载电流、飞跨电容电压、直流侧中点电位的偏差及优化开关频率的权重系数，

为k+1时刻飞跨电容电压参考值，j＝1,2，f_savg为逆变器的平均开关频率。

本发明具有以下有益效果：

(1)本发明结合传统硅器件和新型宽禁带碳化硅器件各自的优缺点，通过采用复合器件的组合来优化逆变器的拓扑结构，采用多模式的模型预测控制策略，使混合多电平逆变器不同的功率单元运行于不同的开关频率模式，充分发挥不同类型器件的优势，通过控制飞跨电容电压在不同的电压比，将分别可以实现五电平、七电平和九电平的运行模式，降低逆变器的功率损耗的同时提高了输出电能质量和电磁兼容性能；

(2)本发明采用多模式的模型预测控制策略，使混合多电平逆变器灵活运行于低频和高频模式，同时通过冗余开关状态的选择，保证飞跨电容电压和直流侧电压的平衡，从而实现永磁同步牵引电机在全速域的高效运行。

附图说明

图1是本发明基于混合多电平逆变器的永磁牵引电机控制方法流程示意图；

图2是本发明中混合多电平逆变器拓扑结构图；

图3是基于混合多电平逆变器的永磁同步牵引电机系统主电路图；

图4是永磁同步牵引电机系统模型预测控制原理框图；

图5是模型预测控制下的输出电流和参考电流波形图；

图6是不同权重系数下的飞跨电容电压波形图；

图7是模型预测控制下不同运行模式的开关频率变化图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

如图1所示，本发明实施例提供了一种基于混合多电平逆变器的永磁牵引电机控制方法，包括以下步骤S1至S4：

S1、根据列车信息控制系统，获取永磁牵引电机的控制目标(如速度、转矩等)，构建混合多电平逆变器模型并确定其运行模式，分别采集混合多电平逆变器的负载电流、飞跨电容电压和输出电压。

在本实施例中，本发明根据列车信息控制系统，获取永磁牵引电机的控制目标，如速度、转矩等；构建的混合多电平逆变器拓扑如图2所示，其功率电路分为高压低频单元和低压高频单元。

上述高压低频单元包括依次串联的功率开关器件T₁、与T₁互补的开关器件T′₁、功率开关器件T₂、与T₂互补的开关器件T′₂，功率开关器件T₁的集电极与电源正极连接，开关器件T′₂的发射极与电源负极连接，电源正极电源负极之间并联有相连的电容C_d1和电容C_d2，电容C_d1和电容C_d2的连接端与开关器件T′₁的发射极及功率开关器件T₂的集电极连接。优选地，高压低频单元中功率开关器件T₁、与T₁互补的开关器件T′₁、功率开关器件T₂、与T₂互补的开关器件T′₂均采用硅材料的绝缘栅双极性晶闸管(IGBT)，且高压低频单元中IGBT工作在基频模式。

上述低压高频单元包括功率开关器件T₃、与T₃互补的开关器件T′₃、功率开关器件T₁₁、与T₁₁互补的开关器件T′₁₁、功率开关器件T₁₂、与T₁₂互补的开关器件T′₁₂，功率开关器件T₃的漏极与开关器件T₁的发射极及开关器件T′₁的集电极连接，功率开关器件T₃的源极分别与功率开关器件T₁₁的漏极及电容C_f1连接，开关器件T′₃的漏极与开关器件T₂的发射极及开关器件T′₂的集电极连接，开关器件T′₃的源极分别与开关器件T′₁₂的漏极及电容C_f2连接，电容C_f1和电容C_f1的另一端均与功率开关器件T₁₂的漏极连接，功率开关器件T₁₂的源极与开关器件T′₁₁的漏极连接，功率开关器件T₁₁、开关器件T′₁₁、开关器件T′₁₂的源极均与逆变器输出端连接。优选地，低压高频单元中功率开关器件T₃、与T₃互补的开关器件T′₃、功率开关器件T₁₁、与T₁₁互补的开关器件T′₁₁、功率开关器件T₁₂、与T₁₂互补的开关器件T′₁₂均采用碳化硅材料的场效应晶体管(MOSFET)，且低压高频单元中MOSFET工作在高频开关模式。

由本发明中混合多电平逆变器的拓扑结构特点可知，假设直流侧电容电压被控制为v_c1＝v_c2＝V_dc/2，当飞跨电容电压参考值设定为V_dc/4，V_dc/6及V_dc/8时，逆变器将分别可以输出五电平、七电平及九电平的相电压。因此本发明采用模型预测控制方法，使混合多电平逆变器运行于三种不同的电容电压参考模式，控制变流器输出期望的电平和负载电流，并维持飞跨电容电压的平衡。

三种运行模式下混合多电平逆变器的开关状态、输出电压及飞跨电容充、放电状态如下：

(1)运行模式1

当飞跨电容电压的参考值设定为v_f1 ^*＝v_f2 ^*＝V_dc/4时，逆变器的期望输出相电压v_x0(x＝a,b,c)为+V_dc/2,+V_dc/4,0,-V_dc/4,-V_dc/2。由表1可以看出一共有10种开关状态(V₁～V₁₀)对应五电平输出，其中+V_dc/2和-V_dc/2没有冗余开关状态，+V_dc/4和-V_dc/4分别对应两种不同的开关状态，而0电平对应四种不同的冗余开关状态。在输出相同电平时，不同冗余开关状态的选择将影响飞跨电容的充、放电状态。因此在已知输出电压电平和电流方向时，冗余开关状态的选择为飞跨电容电压的平衡提供了控制自由度。

表1运行模式1下逆变器开关状态、输出电压及飞跨电容的充、放电状态

(2)运行模式2

当飞跨电容电压控制为v_f1＝v_f2＝V_dc/6时，逆变器将输出七电平±V_dc/2,±V_dc/3,±V_dc/6,0，表2所示为逆变器开关状态、输出相电压及飞跨电容充、放电状态。与运行模式1类似，高压低频开关管T₁，T₂及对应的互补开关管T₁'和T₂'运行于基波频率模式；低压高频开关管T₃，T₁₁，T₁₂及互补的开关管T₃'，T₁₁'，T₁₂'运行于高频开关模式。由表2可以看出，共有12种冗余开关状态对应7个不同的电压电平，除了±V_dc/2对应一个开关状态，其它每个电压电平均对应两种不同的冗余开关状态。冗余开关状态的选择可以用于飞跨电容电压的平衡控制和功率损耗均衡控制。

表2运行模式2下逆变器开关状态、输出电压及飞跨电容的充、放电状态

(3)运行模式3

当飞跨电容电压控制为v_f1＝v_f2＝V_dc/8时，变流器将输出九电平±V_dc/2,±3V_dc/8,±V_dc/4,±V_dc/8,0。表3所示为混合多电平逆变器运行于模式3下的开关状态、输出相电压及飞跨电容充、放电状态。与运行模式1和2类似，高压低频开关管T₁，T₂及对应的互补开关管T₁'和T₂'运行于基波频率调制模式；低压高频开关管T₃，T₁₁，T₁₂及互补的开关管T₃'，T₁₁'，T₁₂'运行于高频开关调制模式。由表3可以看出，共有12种冗余开关状态对应9个不同的电压电平，其中±V_dc/2,±3V_dc/8,±V_dc/8对应一个开关状态，其它每个电压电平均对应两种不同的冗余开关状态。相比于运行模式1和2，运行模式3下逆变器开关状态的冗余度较小。因此，飞跨电容电压的平衡控制相对困难一些，必须采用合适的模型控制策略，抑制飞跨电容电压的低频脉动。

表3运行模式3下逆变器开关状态、输出电压及飞跨电容的充、放电状态

如图3所示，为本发明的的永磁同步牵引电机系统主电路图，供电电压V_dc经过三相混合多电平逆变器后经过隔离接触器K与永磁同步牵引电机连接。本发明对k时刻逆变器的三相负载电流和飞跨电容电压进行实时采样，获得第k次采样时刻的负载电流i_x(k)、飞跨电容电压v_fx1(k),v_fx2(k)和输出电压v_xo(k)。

S2、分别建立混合多电平逆变器的连续时间模型和离散化模型，并根据步骤S1采集的逆变器负载电流、飞跨电容电压和输出电压估计混合多电平逆变器的输出电压、飞跨电容电流。

在本实施例中，本发明首先根据列车信息控制系统，获取牵引电机的控制目标，用以确定混合多电平逆变器的运行模式、开关状态及滚动优化次数n，并初始化代价函数g。

接下来，本发明分别建立混合多电平逆变器的连续时间模型和离散化模型，包括负载电流模型、直流侧电容电压模型和飞跨电容电压模型。

建立输出电压预测模型表示为：

其中，x∈{a,b,c}，v_xo为逆变器x相对于直流侧中点的输出相电压，v_fx1,v_fx2为逆变器x相的飞跨电容电压，S₁,S₃,S₁₁和S₁₂分别为功率开关管的开关函数，V_dc为直流侧母线电压。

根据基尔霍夫电压定律得到负载电流的连续时间模型表示为：

其中，v_xo(t)和i_x(t)分别为逆变器x相的瞬时相电压和负载电流，L为输出滤波电感。

根据基尔霍夫电流定律得到流经飞跨电容电压的瞬时电流为：

其中，i_fx1(t),i_fx2(t)分别为流经飞跨电容的瞬时电流。

由上式可以推导得到飞跨电容电压的连续时间模型为：

其中，C_fx1和C_fx2为逆变器x相的飞跨电容值，v_fx1(t)和v_fx2(t)分别为飞跨电容的瞬时电压。

由上面的公式可以推导得到混合多电平逆变器的连续时间模型，表示为：

根据牵引电机的控制目标，通过速度环、电流环产生期望的参考电流信号，三相参考电流表示为：

其中，θ_x∈{0,2π/3,4π/3}为相电流的相角差，I^*和f₀分别为参考电流的幅值和频率。

采用三阶拉格朗日法将k时刻的

外推得到k+1时刻的三相参考负载电流

建立的混合多电平逆变器的离散化模型表示为：

其中，

为k+1时刻的三相参考负载电流。

基于上述步骤建立的混合多电平逆变器的连续时间模型和离散化模型，根据步骤S1采集的负载电流i_x(k)、飞跨电容电压v_fx1(k),v_fx2(k)和输出电压v_xo(k)估计混合多电平逆变器的下一时刻输出电压v_xo(k+1)、飞跨电容电流i_fx1(k),i_fx2(k)。

S3、建立混合多电平逆变器的预测模型，并根据步骤S2估计的下一时刻输出电压、飞跨电容电流预测下一时刻混合多电平逆变器的负载电流、直流侧中点电位和飞跨电容电压。

在本实施例中，本发明首先采用前向欧拉算法对一阶系统离散化处理，从而得到逆变器负载电流k+1时刻的离散时间预测模型表示为：

其中，T_s为系统采样时间，

为k+1时刻负载电流i_x(k+1)的预测值，

为k时刻负载电流的测量值；

为k时刻输出电压v_xo(k)的预测值。

上述k时刻输出电压v_xo(k)的预测值

可以通过以下公式计算得到:

其中，

和分别为S₁,S₃,S₁₁和S₁₂在采样时刻k的值，v_fx1(k)和v_fx2(k)分别为k时刻的飞跨电容电压。

采用前向欧拉算法对飞跨电容电压模型进行离散化处理，得到飞跨电容电压在k+1时刻的离散时间预测模型为：

其中，i_fx1(k)和i_fx2(k)为采样时刻k流经飞跨电容的电流，

和

为飞跨电容电压在k+1时刻的预测值。

根据k时刻的负载电流、电流流经直流侧中点时的开关状态，得到直流侧中点电位在k+1时刻的离散时间预测模型表示为：

其中，C_d为直流侧电容值，

为采样时刻k电流流经直流侧中点的开关状态。

基于上述步骤建立的混合多电平逆变器的预测模型，根据步骤S2估计的下一时刻输出电压v_xo(k+1)、飞跨电容电流i_fx1(k),i_fx2(k)预测下一时刻混合多电平逆变器的负载电流i₀(k+1)、直流侧中点电位

和飞跨电容电压v_fx1(k+1),v_fx2(k+1)。

S4、根据负载电流与参考电流之间误差、直流侧中点电位、飞跨电容电压及开关频率构建代价函数，并通过滚动优化方式对代价函数进行优化求解，得到混合多电平逆变器的最优开关状态。

在本实施例中，本发明采用多模式的模型预测控制策略，包括控制负载电流值和参考电流值之间的误差最小，控制直流侧中点电位的平衡，控制飞跨电容电压的平衡，控制开关频率，构建代价函数表示为：

其中，λ_i,λ_f,λ_dc,λ_n分别表示负载电流、飞跨电容电压、直流侧中点电位的偏差及优化开关频率的权重系数，为k+1时刻飞跨电容电压参考值，j＝1,2，f_savg为逆变器的平均开关频率。

上述代价函数中第一项为负载电流的跟踪误差，第二项为飞跨电容电压的偏差，第三项为直流侧中点电位的偏差，第四项为优化的开关频率。这些变量含有不同的物理性质，其单位和幅值也有很大的差别。因此本发明在代价函数的各项加入不同的权重系数，用以调控各个控制目标之间的重要性，当某一个权重系数λ值越大时，代表其所对应的控制目标在代价函数中占的比重越大，该控制目标具有更大的优先权；反之，λ值越小，其优先权越小，如图5和图6所示。

本发明通过滚动优化方式对代价函数进行优化求解，即滚动优化最小化代价函数Min{g}，在每个采样周期内，遍历所有的冗余开关状态，使S4中定义的代价函数g最小的开关状态为最优开关状态，然后等待下一采样时刻。

本发明采用的基于混合多电平逆变器的永磁同步电机模型预测控制策略，解决了现有矢量控制和直接转矩控制在动态响应性能和转矩脉动性能上难以兼顾的问题，也解决了现有预测模型复杂、滚动优化计算量大、控制算法复杂等问题，通过进一步优化控制算法，实现了永磁牵引系统的高动态响应和低转矩脉动。

S5、根据混合多电平逆变器的最优开关状态驱动相应的功率开关管导通和关断。

在本实施例中，本发明的混合多电平逆变器可以控制运行于五电平、七电平和九电平三种输出模式，如图7所示，其输出电压和对应的开关状态分别如表1-3。根据步骤S4得到的混合多电平逆变器的最优开关状态，通过查询表1-3得到最优的开关信号组合，驱动相应的功率开关管T₁，T₂，T₃，T₁₁，T₁₂导通和关断。

本发明基于一种适用于大功率永磁牵引系统的通态及开关损耗较低的混合Si&SiC型多电平逆变器，提出一种多模式的模型预测控制策略；提高牵引逆变系统的输出电能质量、电能转换的效率，同时实现牵引系统轻量化，进一步提升列车的动力学性能；最终形成较为完整的基于混合多电平变流技术的永磁牵引系统高效控制理论体系，为推进下一代400km/h高铁永磁牵引技术的工程推广应用奠定坚实的理论基础。

本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims (7)

1.一种基于混合多电平逆变器的永磁牵引电机控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1、根据列车信息控制系统，获取永磁牵引电机的控制目标，构建混合多电平逆变器模型并确定其运行模式，分别采集混合多电平逆变器的负载电流、飞跨电容电压和输出电压；

S2、分别建立混合多电平逆变器的连续时间模型和离散化模型，并根据步骤S1采集的负载电流、飞跨电容电压和输出电压估计混合多电平逆变器的下一时刻输出电压、飞跨电容电流；

S3、建立混合多电平逆变器的预测模型，并根据步骤S2估计的下一时刻输出电压、飞跨电容电流预测下一时刻混合多电平逆变器的负载电流、直流侧中点电位和飞跨电容电压；

S4、根据负载电流与参考电流之间误差、直流侧中点电位、飞跨电容电压及开关频率构建代价函数，并通过滚动优化方式对代价函数进行优化求解，得到混合多电平逆变器的最优开关状态；

S5、根据混合多电平逆变器的最优开关状态驱动相应的功率开关管导通和关断。

2.如权利要求1所述的基于混合多电平逆变器的永磁牵引电机控制方法，其特征在于，所述步骤S1中构建的混合多电平逆变器模型具体包括高压低频单元和低压高频单元；

所述高压低频单元包括依次串联的功率开关器件T₁、与T₁互补的开关器件T₁′、功率开关器件T₂、与T₂互补的开关器件T₂′，所述功率开关器件T₁的集电极与电源正极连接，所述开关器件T₂′的发射极与电源负极连接，电源正极电源负极之间并联有相连的电容C_d1和电容C_d2，所述电容C_d1和电容C_d2的连接端与开关器件T₁′的发射极及功率开关器件T₂的集电极连接；

所述低压高频单元包括功率开关器件T₃、与T₃互补的开关器件T₃′、功率开关器件T₁₁、与T₁₁互补的开关器件T₁₁′、功率开关器件T₁₂、与T₁₂互补的开关器件T₁₂′，所述功率开关器件T₃的漏极与开关器件T₁的发射极及开关器件T₁′的集电极连接，所述功率开关器件T₃的源极分别与功率开关器件T₁₁的漏极及电容C_f1连接，所述开关器件T₃′的漏极与开关器件T₂的发射极及开关器件T₂′的集电极连接，所述开关器件T₃′的源极分别与开关器件T₁₂′的漏极及电容C_f2连接，所述电容C_f1和电容C_f1的另一端均与功率开关器件T₁₂的漏极连接，所述功率开关器件T₁₂的源极与开关器件T₁₁′的漏极连接，所述功率开关器件T₁₁、开关器件T₁₁′、开关器件T₁₂′的源极均与逆变器输出端连接。

3.如权利要求2所述的基于混合多电平逆变器的永磁牵引电机控制方法，其特征在于，所述混合多电平逆变器模型的高压低频单元中功率开关器件T₁、与T₁互补的开关器件T₁′、功率开关器件T₂、与T₂互补的开关器件T₂′均采用绝缘栅双极性晶闸管，且工作在基频模式；

所述混合多电平逆变器模型的低压高频单元中功率开关器件T₃、与T₃互补的开关器件T₃′、功率开关器件T₁₁、与T₁₁互补的开关器件T₁₁′、功率开关器件T₁₂、与T₁₂互补的开关器件T₁₂′均采用场效应晶体管，且工作在高频开关模式。

4.如权利要求1至3任一所述的基于混合多电平逆变器的永磁牵引电机控制方法，其特征在于，所述步骤S2中建立的混合多电平逆变器的连续时间模型表示为：

其中，x＝a，b，c表示逆变器的三相桥臂，v_xo(t)和i_x(t)分别为逆变器x相的瞬时相电压和负载电流，v_fx1(t)和v_fx2(t)分别为飞跨电容两端的瞬时电压，S₁,S₃,S₁₁和S₁₂分别为功率开关管的开关函数，V_dc为直流侧母线电压，L为输出滤波电感，C_fx1和C_fx2为逆变器x相的飞跨电容值，R为负载电阻。

5.如权利要求4所述的基于混合多电平逆变器的永磁牵引电机控制方法，其特征在于，所述步骤S2中建立的混合多电平逆变器的离散化模型表示为：

其中，

为k+1时刻的三相参考负载电流。

6.如权利要求5所述的基于混合多电平逆变器的永磁牵引电机控制方法，其特征在于，所述步骤S3中建立的混合多电平逆变器的预测模型包括逆变器负载电流k+1时刻的离散时间预测模型、直流侧中点电位和飞跨电容电压分别在k+1时刻的离散时间预测模型；

所述逆变器负载电流k+1时刻的离散时间预测模型表示为：

其中，T_s为系统采样时间，

为k+1时刻负载电流i_x(k+1)的预测值，

为k时刻负载电流的测量值；

为k时刻输出电压v_xo(k)的预测值；

所述飞跨电容电压k+1时刻的离散时间预测模型表示为：

其中，i_fx1(k)和i_fx2(k)为采样时刻k流经飞跨电容的电流，

和

为飞跨电容电压在k+1时刻的预测值；

所述直流侧中点电位在k+1时刻的离散时间预测模型表示为：

其中，C_d为直流侧电容值，

为采样时刻k电流流经直流侧中点的开关状态。

7.如权利要求6所述的基于混合多电平逆变器的永磁牵引电机控制方法，其特征在于，所述步骤S4根据负载电流与参考电流之间误差、直流侧中点电位、飞跨电容电压及开关频率构建代价函数表示为：

其中，λ_i,λ_f,λ_dc,λ_n分别表示负载电流、飞跨电容电压、直流侧中点电位的偏差及优化开关频率的权重系数，为k+1时刻飞跨电容电压参考值，j＝1,2，f_savg为逆变器的平均开关频率。

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