CN210578295U

CN210578295U - 混合多电平逆变器及高铁永磁牵引系统

Info

Publication number: CN210578295U
Application number: CN201922072287.XU
Authority: CN
Inventors: 马光同; 徐帅; 孙振耀; 张晗
Original assignee: Southwest Jiaotong University
Current assignee: Southwest Jiaotong University
Priority date: 2019-11-26
Filing date: 2019-11-26
Publication date: 2020-05-19
Anticipated expiration: 2029-11-26

Abstract

本实用新型公开了一种混合多电平逆变器及高铁永磁牵引系统，逆变器包括至少一个单相桥臂及给单相桥臂提供直流电压的直流输入电路；每个单相桥臂包括级联的高压低频单元和低压高频单元，高压低频单元包括串联耦合的两电平上桥臂和两电平下桥臂；两电平上桥臂和两电平下桥臂中的功率开关器件运行于基频模式；低压高频单元包括依次级联而成的中间连接单元和至少一个T型三电平单元，中间连接单元由两个互补的功率开关器件构成，每个低压高频单元的最后一个T型三电平单元与一个独立的输出相连接；中间连接单元与两电平上桥臂和两电平下桥臂的中点级联；中间连接单元和T型三电平单元的功率开关器件运行于高频开关模式。

Description

混合多电平逆变器及高铁永磁牵引系统

技术领域

本实用新型涉及高铁中的牵引系统，具体涉及一种混合多电平逆变器及高铁永磁牵引系统。

背景技术

牵引系统作为高速列车的“心脏”，其性能决定着列车的启动、制动及最高速度。高速列车牵引系统经历了从直流电机到交流异步电机传动的换代，而相较于感应电机驱动，永磁同步电机因其具有损耗低、效率高、功率密度大、启动特性好、加速性能强及噪声低等显著优势，具有逐步取代交流感应电机的技术潜力。

永磁牵引系统主要包含牵引变压器、牵引变流器(整流器、逆变器和中间直流环节)、永磁牵引电机和牵引传动控制系统。其中，牵引逆变器作为直接驱动永磁同步电机运转的装置，是牵引变流系统的核心构成部件，高功率密度、高效率、高性能及高可靠性始终是其技术发展和革新的核心要求。

目前，在国内外牵引传动应用领域，两电平牵引逆变器拓扑依然占据了很大比例，如庞巴迪公司的Regina C2008型，西门子公司的ICE3型，国内的 CRH1A动车组。为了提高牵引系统在低开关频率下的电能输出质量，一些动车组采用三电平逆变器，典型代表为我国技术引进的CRH2型动车组。现有的高铁牵引逆变器电平数较低，存在输出电流谐波含量高，电磁干扰大，功率损耗高，故障容错能力较差等问题。

实用新型内容

针对现有技术中的上述不足，本实用新型提供的一种混合多电平逆变器及高铁永磁牵引系统解决了现有逆变器开关频率低、体积和重量大、容错能力差的问题。

为了达到上述实用新型目的，本实用新型采用的技术方案为：

第一方面，提供一种混合多电平逆变器，其包括至少一个单相桥臂及给单相桥臂提供直流电压的直流输入电路；每个单相桥臂包括级联的高压低频单元和低压高频单元，高压低频单元包括串联耦合的两电平上桥臂和两电平下桥臂；两电平上桥臂和两电平下桥臂中的功率开关运行于基频模式；

低压高频单元包括依次级联而成的中间连接单元和至少一个T型三电平单元，每个低压高频单元的最后一个T型三电平单元与一个独立的输出相连接；中间连接单元与两电平上桥臂和两电平下桥臂的中点级联；中间连接单元和T 型三电平单元的功率开关运行于高频开关模式。

第二方面，提供一种高铁永磁牵引系统，其包括直流输入单元、四台牵引电机、四台隔离接触器和四台混合多电平逆变器，四台混合多电平逆变器均与直流输入单元级联，每一台混合多电平逆变器分别通过隔离接触器与一台牵引电机连接；牵引电机为永磁同步电机，永磁同步牵引电机的转速与供电频率成正比。

本实用新型的有益效果为：本方案通过高压低频单元和低压高频单元中的两电平上桥臂和两电平下桥臂及T型三电平单元的相互结合，使得逆变器能够输出多个电压电平，当其中部分功率开关损坏了，其可以通过选取最优的冗余开关状态来控制内部功率开关的通断，使逆变器仍然运行于多电平输出模式，确保逆变器具有较高的容错能力。

相比于传统的多电平逆变器拓扑(如二极管中点钳位型、级联H桥型及飞跨电容型多电平拓扑)，在输出相同电平数时，本方案的混合多电平逆变器省去了大量的隔离电源和钳位二极管，降低了飞跨电容的数量，同时增加了冗余路径和控制自由度，更有利于飞跨电容电压的平衡控制、多模式运行及故障容错运行，使得本实用新型所公开的混合多电平逆变器在高铁永磁牵引系统中应用具有潜在的结构简单、控制灵活、电磁兼容性能好及容错能力强等优良特性。

另外，本方案高压低频单元的所有功率开关采用硅器件，而低压高频单元的所有功率开关采用碳化硅器件，使得逆变器兼顾了碳化硅器件的成本劣势，在开关频率较高的地方使用碳化硅器件，在开关频率较低的地方使用传统的硅器件，充分发挥碳化硅器件在高开关频率下功率损耗低的优势，提高了逆变器的效率，获得接近于全碳化硅器件逆变器的性能的同时大幅降低系统的成本，同时碳化硅模块相比于硅器件体积大幅度减小，因此该拓扑结构可以使得永磁列车更加轻量化且运行效率更高。

附图说明

图1为单相混合多电平逆变器拓扑结构图。

图2为三相混合多电平逆变器拓扑结构图。

图3为混合多电平逆变器推广到更高电平的拓扑结构图。

图4为基于混合多电平逆变器的高铁永磁同步电机牵引系统框图。

其中，1、直流输入电路；2、单相桥臂；21、高压低频单元；211、两电平上桥臂；212、两电平下桥臂；22、低压高频单元；221、中间连接单元；222、 T型三电平单元。

具体实施方式

下面对本实用新型的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本实用新型，但应该清楚，本实用新型不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本实用新型的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本实用新型构思的实用新型创造均在保护之列。

如图1和图3所示，混合多电平逆变器包括至少一个单相桥臂2及给单相桥臂2提供直流电压的直流输入电路1；实施时，本方案优选直流输入电路包括串联耦合的电解电容C_d1和电解电容C_d2，电解电容C_d1的正极性端与正母线端相连，电解电容C_d1的负极性端与电解电容C_d2的正极性端相连，电解电容 C_d1的负极性端与负母线端相连。

在该逆变器投入运行前，本方案首先通过母线直流源对直流输入电路1的电解电容进行充电。

每个单相桥臂2包括级联的高压低频单元21和低压高频单元22，高压低频单元21包括串联耦合的两电平上桥臂211和两电平下桥臂212；两电平上桥臂 211和两电平下桥臂212中的功率开关运行于基频模式。

在本实用新型的一个实施例中，两电平上桥臂211、两电平下桥臂212分别包括串联耦合的功率开关管T₁、T₁'及串联耦合的功率开关管T₂、T₂'；功率开关管T₁的集电极与正母线端P耦合；功率开关管T₁的发射极与功率开关管T₁'的集电极耦合；

功率开关管T₁'的发射极和功率开关管T₂的集电极均耦合至直流母线中点O，功率开关管T₂的发射极与功率开关管T₂'的集电极相连，功率开关管T₂' 的发射极连接至负母线端N。

如图1至图3所示，低压高频单元22包括依次级联而成的中间连接单元221和至少一个T型三电平单元222，随着T型三电平单元222的数量增加，则功率开关管的开关状态组合越多，输出电能质量更好，以达到纯净供电的目的。

每个低压高频单元22的最后一个T型三电平单元222与一个独立的输出相连接；中间连接单元221与两电平上桥臂211和两电平下桥臂212的中点级联；中间连接单元221和T型三电平单元222的功率开关运行于高频开关模式。

如图3所示，中间连接单元221包括功率开关管T₃、T₃'；T型三电平单元 222包括四个功率开关管T_n1、T_n1'、T_n2'、T_n2及两个串联耦合的电解电容C_fn1、 C_fn2，n为T型三电平单元222的总个数；电解电容C_fn1、C_fn2构成飞跨电容；

功率开关管T₃的漏极耦合至两电平上桥臂211的中点M，功率开关管T₃的源极连接至电解电容C_f11的正极性端P₁，功率开关管T₃'的源极连接至两电平下桥臂212的中点F，功率开关管T₃'的漏极连接至电解电容C_f12的负极性端 N₁；

功率开关管T_n1的漏极连接至电解电容C_fn1的正极性端P_n，功率开关管T_n2' 的源极连接至电解电容C_fn2的负极性端N_n，T_n2的源极连接至电解电容C_fn1、 C_fn2的中点O_n，T_n2的漏极与T_n1'的源极相连；

T_n1的源极与T_n2'的漏极相连并连接至输出端；T_n1'的漏极连接至输出端；

当n≥2时，T_(n-1)1的源极与连接至电解电容C_fn1的正极性端P_n，T_(n-1)1' 的漏极连接至电解电容C_fn1、C_fn2的中点O_n，T_(n-1)2'的漏极连接至电解电容C_fn2的负极性端N_n；

功率开关管T₁和T₁'，功率开关管T₂和T₂'均互补开通和关断；功率开关管 T₃和T₃'，功率开关管T_n1和T_n1'，功率开关管T_n2和T_n2'均互补开通和关断。

本方案的逆变器采用上述电路结构后，通过多对互补开通和关断的功率开关管的相互配合，使得逆变器具有多种开关状态，通过选择合适的冗余开关状态，可以实现两个飞跨电容C_f1和C_f2的充、放电平衡，从而使混合多电平逆变器在不同运行模式下输出期望的电压和电流。

当本方案逆变器中仅具有一个T型三电平单元222时，逆变器可以存在三种运行模式，即输出五电平、七电平及九电平；随着T型三电平单元222数量的增多，逆变器输出的电平也会随之增加，另一方面，T型三电平单元222的数量过多，其开关管数量极具增加，将导致逆变器控制复杂度增加、系统可靠性降低，因此，需要根据实际控制目标，确定T型三电平单元222的数量。

逆变器通过高压低频单元21和低压高频单元22的相互配合，在某个功率开关管损坏后，通过逆变器其他开关状态的优化配合可以尽量保证逆变器输出多电平，以保证逆变器的正常工作。

其中，功率开关管T₁、T₁'及功率开关管T₂、T₂'均为硅材料的绝缘栅双极性晶闸管IGBT；功率开关管T₃、T₃'及功率开关管T_n1、T_n1'、T_n2'、T_n2均选取碳化硅材料的场效应晶体管MOSFET。

本方案采用碳化硅器件与硅器件混合使用构建的逆变器，可以优化逆变器电路中各个器件的损耗分布，从而在充分发挥碳化硅器件高开关频率、低开关损耗等优势的同时，大幅降低器件成本，提高牵引逆变器电路的性价比，加快碳化硅器件在高铁牵引系统中的推广，推动永磁高铁牵引技术的升级。

如图2所示，三相混合多电平逆变器拓扑包括三个单相桥臂2，分别为A、 B、C相，其中每个单相桥臂2中的T型三电平单元222的电路结构可以相同也可以不相同，具体可以根据实际应用场景进行调整。

其中，直流输入电路1中电解电容C_d1、C_d2的电压均为直流母线电压V_dc的一半；电解电容C_fn1和C_fn2的电压为直流母线电压V_dc的1/4，1/6或1/8，C_fn1和C_fn2的电压使混合多电平逆变器运行于三种模式，A相输出端电压为：

其中，S₁、S₃、S_n1和S_n2分别为功率开关管T₁、T₃、T_n1和T_n2的开关函数； v_fn1和v_fn2分别为电解电容C_fn1和C_fn2的电压；V_dc为直流母线电压。

本方案通过向A相输出端电压带入不同的V_fn1和V_fn2的值，可以直观的反映出三种运行模式。

逆变器具有一个T型三电平单元222时，逆变器的三种不同的运行模式下开关状态与输出电压的关系分别如表1-3所示，表1-3中的1代表开关管开通状态；0代表开关管关断状态。

运行模式1(逆变器输出五电平)：当飞跨电容C_f1和C_f2的电压控制为V_dc/4 时，逆变器输出五电平(-V_dc/2，-V_dc/4，0，V_dc/4，V_dc/2)，A相输出电压v_a为：

表1运行模式1下逆变器开关状态与输出电压的关系

运行模式2(逆变器输出七电平)：当飞跨电容C_f1和C_f2的电压控制为V_dc/6 时，逆变器输出七电平(-V_dc/2，-V_dc/3，-V_dc/6，0，V_dc/6，V_dc/3，V_dc/2)，A相输出电压v_a可以表示为：

表2运行模式2下逆变器开关状态与输出电压的关系

运行模式3(逆变器输出五电平)：当飞跨电容C_f1和C_f2的电压控制为V_dc/6 时，逆变器输出九电平(-V_dc/2，-3V_dc/8，-V_dc/4，-V_dc/8，0，V_dc/8，V_dc/4，3V_dc/8， V_dc/2)，A相输出电压v_a可以表示为：

表3运行模式3下逆变器开关状态与输出电压的关系

如图4所示，高铁永磁牵引系统包括直流输入电路1、四台牵引电机、四台隔离接触器和四台混合多电平逆变器，此处的混合多电平逆变器为三相桥臂的拓扑结构。

四台混合多电平逆变器均与直流输入单元级联，每一台混合多电平逆变器分别通过隔离接触器与一台牵引电机连接；牵引电机为永磁同步电机，永磁同步牵引电机的转速与供电频率成正比。

本方案采用一台牵引逆变器驱动一台永磁同步牵引电机，即轴控方式，可以避免因轮径差造成的线速度不一致，采用隔离接触器用以避免永磁同步牵引电机产生的反电势过大而引起牵引逆变器的故障。

直流输入单元包括开关K、电感L1、L2和电容C1、C1；开关K一端与直流电源连接，另一端与电感L1、L2耦合，电感L1的另一端分别与电容C1 和两个混合多电平逆变器耦合，电感L2的另一端分别与电容C2和余下两个混合多电平逆变器耦合；电容C1、C1和四个混合多电平逆变器均接地。

本方案的混合多电平逆变器具有控制方式多样、输出谐波小、开关频率低、响应速度快、电磁兼容性好及器件电压应力低等良好的特性，将其应用于高铁永磁牵引系统后，提高了牵引系统在低开关频率下的电能输出质量和电磁兼容性能，同时降低了牵引电机的输出转矩脉动，降低了电机的附加损耗和温升，保证了永磁同步牵引电机的稳定性控制；同时还克服了现有两电平牵引逆变器输出电能质量差、电磁兼容性能较差，导致牵引电机转矩脉动较大等问题。

本方案通过多个功率开关管的配合，为逆变器增加了控制自由度，而在调整逆变器自由度时，飞跨电容随着开关状态的频繁切换进行充、放电，使得飞跨电容的电容电压难以平衡，为此本方案提供了一种飞跨电容电压平衡控制方法，通过该方法能够保证逆变器具有多个控制自由度时，又能够使混合多电平逆变器在不同运行模式下输出期望的电压和电流。

综上所述，本方案通过高压低频单元21和低压高频单元22中功率开关管的优化配合，使得逆变器具有多种运行模式及大量的冗余开关状态，增加了逆变器的控制自由度及容错能力；将逆变器应用于高铁永磁牵引系统，可以提高系统的电能输出质量和电磁兼容性能。

Claims

1.混合多电平逆变器，其特征在于，包括至少一个单相桥臂及给单相桥臂提供直流电压的直流输入电路；每个单相桥臂包括级联的高压低频单元和低压高频单元，所述高压低频单元包括串联耦合的两电平上桥臂和两电平下桥臂；两电平上桥臂和两电平下桥臂中的功率开关运行于基频模式；

所述低压高频单元包括依次级联而成的中间连接单元和至少一个T型三电平单元，每个低压高频单元的最后一个T型三电平单元与一个独立的输出相连接；所述中间连接单元与两电平上桥臂和两电平下桥臂的中点级联；所述中间连接单元和T型三电平单元的功率开关运行于高频开关模式。

2.根据权利要求1所述的混合多电平逆变器，其特征在于，所述直流输入电路包括串联耦合的电解电容C_d1和电解电容C_d2，所述电解电容C_d1的正极性端与正母线端相连，电解电容C_d1的负极性端与电解电容C_d2的正极性端相连，电解电容C_d1的负极性端与负母线端相连。

3.根据权利要求1所述的混合多电平逆变器，其特征在于，两电平上桥臂、两电平下桥臂分别包括串联耦合的功率开关管T₁、T₁'及串联耦合的功率开关管T₂、T₂'；功率开关管T₁的集电极与正母线端P耦合；功率开关管T₁的发射极与功率开关管T₁'的集电极耦合；

功率开关管T₁'的发射极和功率开关管T₂的集电极均耦合至直流母线中点O，功率开关管T₂的发射极与功率开关管T₂'的集电极相连，功率开关管T₂'的发射极连接至负母线端N。

4.根据权利要求3所述的混合多电平逆变器，其特征在于，所述中间连接单元包括功率开关管T₃、T₃'；所述T型三电平单元包括四个功率开关管T_n1、T_n1'、T_n2'、T_n2及两个串联耦合的电解电容C_fn1、C_fn2，n为T型三电平单元的总个数；电解电容C_fn1、C_fn2构成飞跨电容；

功率开关管T₃的漏极耦合至两电平上桥臂的中点M，功率开关管T₃的源极连接至电解电容C_f11的正极性端P₁，功率开关管T₃'的源极连接至两电平下桥臂的中点F，功率开关管T₃'的漏极连接至电解电容C_f12的负极性端N₁；

功率开关管T_n1的漏极连接至电解电容C_fn1的正极性端P_n，功率开关管T_n2'的源极连接至电解电容C_fn2的负极性端N_n，T_n2的源极连接至电解电容C_fn1、C_fn2的中点O_n，T_n2的漏极与T_n1'的源极相连；

当n≥2时，T_(n-1)1的源极与连接至电解电容C_fn1的正极性端P_n，T_(n-1)1'的漏极连接至电解电容C_fn1、C_fn2的中点O_n，T_(n-1)2'的漏极连接至电解电容C_fn2的负极性端N_n；

功率开关管T₁和T₁'，功率开关管T₂和T₂'均互补开通和关断；功率开关管T₃和T₃'，功率开关管T_n1和T_n1'，功率开关管T_n2和T_n2'均互补开通和关断。

5.根据权利要求4所述的混合多电平逆变器，其特征在于，所述功率开关管T₁、T₁'及功率开关管T₂、T₂'均为硅材料的绝缘栅双极性晶闸管IGBT；

所述功率开关管T₃、T₃'及功率开关管T_n1、T_n1'、T_n2'、T_n2均选取碳化硅材料的场效应晶体管MOSFET。

6.根据权利要求1-5任一所述的混合多电平逆变器，其特征在于，所述混合多电平逆变器包括三个单相桥臂，分别为A、B、C相。

7.高铁永磁牵引系统，其特征在于，包括直流输入单元、四台牵引电机、四台隔离接触器和四台权利要求6所述的混合多电平逆变器，四台混合多电平逆变器均与直流输入单元级联，每一台混合多电平逆变器分别通过隔离接触器与一台牵引电机连接；所述牵引电机为永磁同步电机，永磁同步牵引电机的转速与供电频率成正比。

8.根据权利要求7所述的高铁永磁牵引系统，其特征在于，直流输入单元包括开关K、电感L1、L2和电容C1、C1；开关K一端与直流电源连接，另一端与电感L1、L2耦合，电感L1的另一端分别与电容C1和两个混合多电平逆变器耦合，电感L2的另一端分别与电容C2和余下两个混合多电平逆变器耦合；电容C1、C1和四个混合多电平逆变器均接地。