CN112532092A - 一种SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器调制电路 - Google Patents

一种SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器调制电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器调制电路，属于电力电子技术领域，针对现有SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器存在SiC器件之间损耗分布不均衡的问题，设计了一种新型SiC和Si混合方案和相应的调制策略，在充分利用SiC器件性能优势，使其承受所有开关损耗的同时，综合考虑通态损耗，将开通损耗和关断损耗分布在不同的SiC器件上，实现更佳的损耗均衡效果，且主要零电平采用双电流路径实现通态损耗的优化，进一步提高了逆变器的效率。

Description

一种SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器调制电路
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，特别涉及一种SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器调制电路。
背景技术
电力电子变换器一直追求高效率、高功率密度和高可靠性，基于传统Si器件的变换器受限于Si器件自身的性能瓶颈，很难在功率和效率上有大幅提升，相比于全SiC器件的变换器，SiC和Si器件混合型变换器更兼顾性能和成本。三电平ANPC电路以其结构简单和冗余模态众多的优势，成为近年来SiC和Si器件混合应用的热点研究对象。
目前三电平ANPC的混合方案及调制策略大多都是将开关损耗集中在SiC器件上，而Si器件工频工作。但是在充分利用SiC器件优越开关性能的同时，也会导致甚至加重损耗不均衡分布程度。例如，文献“D.Zhang，J.He and D.Pan，A Megawatt-Scale Medium-Voltage High-Efficiency High Power Density“SiC+Si”Hybrid Three-Level ANPCInverter for Aircraft Hybrid-Electric Prooulsion Systems，IEEE Transactions onIndustry Applications，vol.55，no.6，pp.5971-5980，Nov.-Dec.2019”提出了一种由四个SiC MOSFET和两个Si有源器件组成的三电平ANPC逆变器拓扑，如图1所示。相应的调制波形如图2所示，在调制波(ue)正半周，第一功率管驱动信号(ugs1)和第三功率管驱动信号(ugs3)相同，且与第二功率管驱动信号(ugs2)高频互补切换，第四功率管驱动信号(ugs4)和第六功率管驱动信号(ugs6)常低，第五功率管驱动信号(ugs5)常高，输出电平在+E和0之间切换。在此切换逻辑下，开关损耗会集中在外部SiC功率管S1和S4，而内部SiC功率管S2和S3几乎没有开关损耗，导致四个SiC MOSFET损耗分布很不平衡，并且在高频下该问题日趋严重。而且主要零电平下的电流路径为单一电流路径，零电平双电流路径仅作为中间过渡状态，通态损耗仍有较大的改善空间。
发明内容
为了解决上述背景技术提出的技术问题，本发明提出了一种SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器调制电路，在不增加SiC器件的数量，充分利用SiC器件性能优势的同时，实现SiC器件及变换器整体的损耗均衡分布，并主要零电平采用双电流路径实现通态损耗的优化，从而提高逆变器变换效率。
为了实现上述技术目的，本发明采用如下技术方案：
一种SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器拓扑，包括直流电源、第一输入分压电容、第二输入分压电容、第一～第六功率管、输出滤波电感、输出滤波电容以及负载电阻，第一输入分压电容的正极端与直流电源的正极连接，第一输入分压电容的负极端与第二输入分压电容的正极端连接，第二输入分压电容的负极端与直流电源的负极连接，包括工频模块(2)和高频模块(1)，工频模块(2)的功率管是S2和S3，采用Si IGBT，高频模块(1)的功率管是S1、S4、S5、S6，采用SiC MOSFET。
第一功率管的漏极和直流电源的正极连接，第一功率管的源极和第二开关管的漏极连接，第二功率管的源极和第三功率管的漏极连接，第二功率管与第三功率管的公共端和第一输入分压电容与第二输入分压电容的公共端连接，第三功率管的源极和第四功率管的漏极连接，第四功率管的源极和直流电源的负极连接，第五功率管的漏极和第一功率管与第二功率管的公共端连接，第五功率管的源极和第六功率管的漏极连接，第六功率管的源极和第三功率管与第四功率管的公共端连接，第五功率管与第六功率管的公共端经输出滤波电感和输出滤波电容的正极端连接，输出滤波电容的负极端和第二功率管与第三功率管的公共端连接，负载电阻与输出滤波电容并联。
控制电路包括闭环控制器和驱动调制电路，输出滤波电感电流和负载电阻两端电压的采样值作为闭环控制器的输入，闭环控制器的输出是调制信号，作为驱动调制电路的输入。Si IGBT和SiC MOSFET采用分立式器件，两端均反向并联一个二极管。
所述的SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器拓扑的驱动调制电路，包括第一～第十四比较器、第一～第十四乘法器、第一微分器、第一加法器、第二加法器、第一减法器、第二减法器、第一～第十或门、第一～第三反相器以及第一～第六驱动电路。
第一加法器、第二加法器、第一减法器以及第二减法器的第二输入端均接相同的直流偏置；第一加法器和第一减法器的第一输入端连接调制信号；第二加法器和第二减法器的第一输入端连接负的调制信号。
第一比较器、第三比较器、第六比较器、第七比较器、第十一比较器、第十二比较器、第十三比较器、第十四比较器的正输入端以及第四比较器、第五比较器、第九比较器、第十比较器的负输入端以及第一微分器的输入端均连接载波信号；第一比较器的负输入端以及第五比较器、第八比较器的正输入端均连接调制信号；第二比较器的负输入端连接第一微分器的输出端，第二比较器的正输入端和第八比较器的负输入端接地；第三比较器和第七比较器的负输入端以及第四比较器的正输入端以及均连接第一加法器的输出；第九比较器的正输入端和第十二比较器的负输入端连接负的调制信号；第十比较器的正输入端以及第十一比较器和第十三比较器的负输入端均连接第二加法器的输出；第六比较器的负输入端连接第一减法器的输出；第十四比较器的负输入端连接第二减法器的输出端；
第一乘法器、第二乘法器、第十二乘法器、第十三乘法器的第二输入端以及第一反相器和第二反相器的输入端均连接第二比较器的输出；第三乘法器的第二输入端连接第一反相器的输出端；第十四乘法器的第二输入端连接第二反相器的输出端；第四乘法器、第六乘法器、第八乘法器以及第十乘法器的第二输入端均连接第八比较器的输出；第五乘法器、第七乘法器、第九乘法器以及第十一乘法器的第二输入端均连接第三反相器的输出；第三反相器的输入端接到第八比较器的输出。
第一或门的两个输入端分别接到第一比较器和第一乘法器的输出端；第二或门的两个输入端分别接到第十二乘法器和第十比较器的输出端；第三或门的两个输入端分别接到第四乘法器和第五乘法器的输出端；第四或门的两个输入端分别接到第四比较器和第二乘法器的输出端；第五或门的两个输入端分别接到第十三乘法器和第十二比较器的输出端；第六或门的两个输入端分别接到第六乘法器和第七乘法器的输出端；第七或门的两个输入端分别接到第三乘法器和第六比较器的输出端；第八或门的两个输入端分别接到第八乘法器和第九乘法器的输出端；第九或门的两个输入端分别接到第十四乘法器和第十三比较器的输出端；第十或门的两个输入端分别接到第十乘法器和第十一乘法器的输出端。
第一驱动电路的输入端接到第八或门的输出端；第二驱动电路的输入端接到第三反相器的输出端；第三驱动电路的输入端接到第八比较器的输出端；第四驱动电路的输入端接到第十或门的输出端；第五驱动电路的输入端接到第三或门的输出端；第六驱动电路的输入端接到第六或门的输出端；第一～第六驱动电路的输出分别对应第一～第六功率管驱动信号。
直流偏置信号的值为载波信号峰值的七十五分之四，载波信号的频率为40kHz，调制信号的频率为50Hz；当调制信号大于零，即处于正半周时，第二功率管和第四功率管的驱动信号常低，第三功率管的驱动信号常高，第一功率管、第五功率管以及第六功率管的驱动信号均高频动作；当调制信号小于零，即处于负半周时，第一功率管和第三功率管的驱动信号常低，第二功率管的驱动信号常高，第四功率管、第五功率管以及第六功率管的驱动信号均高频动作。
与现有SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器相比，本发明的有益效果是：
(1)本发明所述的混合方案在没有增加SiC器件的数量，在本发明的调制下，充分利用SiC器件低开关损耗优势的同时，再将开关损耗分离出开通损耗和关断损耗，分布在不同SiC器件，实现高效率的同时达到损耗均衡分布的效果；
(2)本发明的调制下，主要零电平工作模态下具有两条电流路径，可以实现通态损耗的降低，达到更高的效率；
附图说明
图1为现有SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器拓扑图；
图2为现有SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器调制波形图；
图3为本发明SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器拓扑图；
图4为本发明SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器调制波形图；
图5为本发明SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器控制电路图；
图6为本发明SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器正半周输出电平0到输出电平+E的模态切换图；
图7为本发明SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器正半周输出电平+E到输出电平0的模态切换图；
图8为本发明SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器负半周输出电平0到输出电平-E的模态切换图；
图9为本发明SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器负半周输出电平-E到输出电平0的模态切换图；
图10为本发明和现有SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器下SiC器件之间的三维损耗差值对比图；
图11为本发明和现有SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器效率对比图；
图中1.高频模块，2.工频模块。
具体实施方式
下面结合附图，对本发明的技术方案作进一步说明。
本发明设计的SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器拓扑图，如图3所示。包括直流电源Udc、第一输入分压电容C1、第二输入分压电容C2、第一～第六功率管S1～S6、输出滤波电感Lf、输出滤波电容Cf以及负载电阻Ro，包括工频模块(2)和高频模块(1)，工频模块(2)的功率管是S2和S3，采用Si IGBT，高频模块(1)的功率管是S1、S4、S5、S6，采用SiC MOSFET。
本发明的控制电路如图5所示，包括闭环控制器和驱动调制电路，输出滤波电感电流和负载电阻两端电压的采样值作为闭环控制器的输入，闭环控制器的输出是调制信号，作为驱动调制电路的输入。驱动调制电路，包括十四个比较器、十四个乘法器、一个微分器、一个加法器、两个加法器、一个减法器、两个减法器、十个或门、三个反相器以及六个驱动电路。
直流偏置ub接到第一加法器、第二加法器、第一减法器以及第二减法器的第二输入端；第一加法器和第一减法器的第一输入端连接调制信号ue；第二加法器和第二减法器的第一输入端连接负的调制信号-ue。
第一比较器、第三比较器、第六比较器、第七比较器、第十一比较器、第十二比较器、第十三比较器、第十四比较器的正输入端以及第四比较器、第五比较器、第九比较器、第十比较器的负输入端以及第一微分器的输入端均连接载波信号ust；第一比较器的负输入端以及第五比较器、第八比较器的正输入端均连接调制信号ue；第二比较器的负输入端连接第一微分器的输出端，第二比较器的正输入端和第八比较器的负输入端接地；第三比较器和第七比较器的负输入端以及第四比较器的正输入端以及均连接第一加法器的输出；第九比较器的正输入端和第十二比较器的负输入端连接负的调制信号-ue；第十比较器的正输入端以及第十一比较器和第十三比较器的负输入端均连接第二加法器的输出；第六比较器的负输入端连接第一减法器的输出；第十四比较器的负输入端连接第二减法器的输出端。
进一步地，第一乘法器、第二乘法器、第十二乘法器、第十三乘法器的第二输入端以及第一反相器和第二反相器的输入端均连接第二比较器的输出；第三乘法器的第二输入端连接第一反相器的输出端；第十四乘法器的第二输入端连接第二反相器的输出端；第四乘法器、第六乘法器、第八乘法器以及第十乘法器的第二输入端均连接第八比较器的输出；第五乘法器、第七乘法器、第九乘法器以及第十一乘法器的第二输入端均连接第三反相器的输出；第三反相器的输入端接到第八比较器的输出。
进一步地，第一或门的两个输入端分别接到第一比较器和第一乘法器的输出端；第二或门的两个输入端分别接到第十二乘法器和第十比较器的输出端；第三或门的两个输入端分别接到第四乘法器和第五乘法器的输出端；第四或门的两个输入端分别接到第四比较器和第二乘法器的输出端；第五或门的两个输入端分别接到第十三乘法器和第十二比较器的输出端；第六或门的两个输入端分别接到第六乘法器和第七乘法器的输出端；第七或门的两个输入端分别接到第三乘法器和第六比较器的输出端；第八或门的两个输入端分别接到第八乘法器和第九乘法器的输出端；第九或门的两个输入端分别接到第十四乘法器和第十三比较器的输出端；第十或门的两个输入端分别接到第十乘法器和第十一乘法器的输出端。
进一步地，第一驱动电路的输入端接第八或门的输出端；第二驱动电路的输入端接第三反相器的输出端；第三驱动电路的输入端接第八比较器的输出端；第四驱动电路的输入端接第十或门的输出端；第五驱动电路的输入端接第三或门的输出端；第六驱动电路的输入端接第六或门的输出端；第一～第六驱动电路输出分别对应第一～第六功率管驱动信号ugs1～ugs6。
本发明的实施例优选如下技术方案：
偏置信号ub的值为载波信号ust峰值的七十五分之四，载波信号ust的频率为40kHz，调制信号ue的频率为50Hz；当调制信号ue大于零，即处于正半周时，第二功率管和第四功率管的驱动信号ugs2和ugs4常低，第三功率管的驱动信号ugs3常高，第一功率管、第五功率管以及第六功率管的驱动信号ugs1、ugs5和ugs6均高频动作；当调制信号ue小于零，即处于负半周时，第一功率管和第三功率管的驱动信号ugs1和ugs3常低，第二功率管的驱动信号ugs2常高，第四功率管、第五功率管以及第六功率管的驱动信号ugs4、ugs5和ugs6均高频动作，如图4所示。
进一步地，图6和图7给出了本发明SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器正半周模态切换过程，输出电平为0时(见图6中的(a))，第三功率管、第五功率管和第六功率管S3、S5、S6开通，此时电流存在两条流通路径。首先关断第六功率管S6，电感电流从第六功率管S6的沟道换流到第六功率管S6的体二极管中，由于第六功率管S6在开通前后其漏源极电压均为零，因此第六功率管S6的开通是零电压开通(见图6中的(b))。之后开通第一功率管S1，电流流过第一功率管S1的沟道，且第一功率管S1的漏源极电压由+E变为0，因此第一功率管S1存在开通损耗。第一功率管S1完全开通后，电路输出电平是+E(见图6中的(c))。从输出电平+E切换回输出电平为0的模态，首先关断第五功率管S5，存在关断损耗(见图7中的(b))。之后关断第一功率管S1的同时开通第六功率管S6，由于第一功率管S1关断前后均无电流经过，因此第一功率管S1的关断是零电流关断；而第六功率管S6开通前后的漏源极电压均为零，因此第六功率管S6的开通是零电压开通(见图7中的(c))。最后开通第五功率管S5，只有当第五功率管S5的漏源极电压几乎降至0时，第二功率管S2的体二极管才会导通，因此第五功率管S5的开通是零电流开通(见图7中的(d))。对于SiC MOSFET，在不同漏源极电压和漏源极电流下，开通损耗均大于关断损耗。本发明的切换逻辑可以实现通态损耗较小的S1承受开通损耗，通态损耗较大的S5承受关断损耗，从而达到损耗均衡的效果。
本发明提出的调制在负半周的切换逻辑与正半周类似，具体切换过程如图8和图9所示，此处不再赘述，但不应因此限制本发明的保护范围。
进一步地，对本发明的SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器搭建了损耗模型，并与传统混合进行了对比，图10给出了两种方案在不同调制比、不同开关频率下的SiC功率管损耗差值三维图。可以发现：随着开关频率的提高，传统混合方案下SiC器件之间的损耗不平衡度显著增大，而本发明混合方案在高频下也保持着较平衡的损耗分布；此外，本发明混合方案在不同调制比下均能实现更佳的损耗均衡效果。
根据本发明的技术方案搭建了实验样机，在直流侧电压800V、开关频率40kHz、调制比0.78、交流输出电压220V的工况下，对比了不同输出功率下本发明和传统混合的效率曲线。本发明整体效率略高于传统混合，在2kW额定工作点，效率提高0.12％，如图11所示。
实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (7)

1.一种SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器调制电路，包括直流电源、第一输入分压电容、第二输入分压电容、第一～第六功率管、输出滤波电感、输出滤波电容以及负载电阻；第一输入分压电容的正极端与直流电源的正极连接，第一输入分压电容的负极端与第二输入分压电容的正极端连接，第二输入分压电容的负极端与直流电源的负极连接，其特征在于：包括工频模块(2)和高频模块(1)，工频模块(2)的功率管是S2和S3，采用Si IGBT，高频模块(1)的功率管是S1、S4、S5、S6，采用SiC MOSFET。
2.根据权利要求1所述的SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器拓扑，其特征在于：第一功率管的漏极和直流电源的正极连接，第一功率管的源极和第二开关管的漏极连接，第二功率管的源极和第三功率管的漏极连接，第二功率管与第三功率管的公共端和第一输入分压电容与第二输入分压电容的公共端连接，第三功率管的源极和第四功率管的漏极连接，第四功率管的源极和直流电源的负极连接，第五功率管的漏极和第一功率管与第二功率管的公共端连接，第五功率管的源极和第六功率管的漏极连接，第六功率管的源极和第三功率管与第四功率管的公共端连接，第五功率管与第六功率管的公共端经输出滤波电感和输出滤波电容的正极端连接，输出滤波电容的负极端和第二功率管与第三功率管的公共端连接，负载电阻与输出滤波电容并联。
3.根据权利要求1所述的SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器拓扑，其特征在于，控制电路包括闭环控制器和驱动调制电路，输出滤波电感电流和负载电阻两端电压的采样值作为闭环控制器的输入，闭环控制器的输出得到调制信号。
4.根据权利要求1所述的SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器拓扑，其特征在于，工频模块(2)使用Si IGBT，高频模块(1)使用SiC MOSFET，均采用分立式器件，两端均反向并联一个二极管。
5.根据权利要求3所述的SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器拓扑的驱动调制电路，其特征在于，包括第一～第十四比较器、第一～第十四乘法器、第一微分器、第一加法器、第二加法器、第一减法器、第二减法器、第一～第十或门、第一～第三反相器以及第一～第六驱动电路；
第一加法器、第二加法器、第一减法器以及第二减法器的第二输入端均连接相同的直流偏置；第一加法器和第一减法器的第一输入端连接调制信号；第二加法器和第二减法器的第一输入端连接负的调制信号；
第一比较器、第三比较器、第六比较器、第七比较器、第十一比较器、第十二比较器、第十三比较器、第十四比较器的正输入端以及第四比较器、第五比较器、第九比较器、第十比较器的负输入端以及第一微分器的输入端均连接载波信号；第一比较器的负输入端以及第五比较器、第八比较器的正输入端均连接调制信号；第二比较器的负输入端连接第一微分器的输出端，第二比较器的正输入端和第八比较器的负输入端接地；第三比较器和第七比较器的负输入端以及第四比较器的正输入端均连接第一加法器的输出；第九比较器的正输入端和第十二比较器的负输入端连接负的调制信号；第十比较器的正输入端以及第十一比较器和第十三比较器的负输入端均连接第二加法器的输出；第六比较器的负输入端连接第一减法器的输出；第十四比较器的负输入端连接第二减法器的输出端；
第一乘法器、第二乘法器、第十二乘法器、第十三乘法器的第二输入端以及第一反相器和第二反相器的输入端均连接第二比较器的输出；第三乘法器的第二输入端连接第一反相器的输出端；第十四乘法器的第二输入端连接第二反相器的输出端；第四乘法器、第六乘法器、第八乘法器以及第十乘法器的第二输入端均连接第八比较器的输出；第五乘法器、第七乘法器、第九乘法器以及第十一乘法器的第二输入端均连接第三反相器的输出；第三反相器的输入端接到第八比较器的输出；
第一或门的两个输入端分别接到第一比较器和第一乘法器的输出端；第二或门的两个输入端分别接到第十二乘法器和第十比较器的输出端；第三或门的两个输入端分别接到第四乘法器和第五乘法器的输出端；第四或门的两个输入端分别接到第四比较器和第二乘法器的输出端；第五或门的两个输入端分别接到第十三乘法器和第十二比较器的输出端；第六或门的两个输入端分别接到第六乘法器和第七乘法器的输出端；第七或门的两个输入端分别接到第三乘法器和第六比较器的输出端；第八或门的两个输入端分别接到第八乘法器和第九乘法器的输出端；第九或门的两个输入端分别接到第十四乘法器和第十三比较器的输出端；第十或门的两个输入端分别接到第十乘法器和第十一乘法器的输出端；
第一驱动电路的输入端接到第八或门的输出端；第二驱动电路的输入端接到第三反相器的输出端；第三驱动电路的输入端接到第八比较器的输出端；第四驱动电路的输入端接到第十或门的输出端；第五驱动电路的输入端接到第三或门的输出端；第六驱动电路的输入端接到第六或门的输出端；第一～第六驱动电路的输出分别对应第一～第六功率管驱动信号。
6.根据权利要求5所述的SiC和Si混合型三电平ANPC逆变器拓扑的驱动调制电路，其特征在于，直流偏置信号的值为载波信号峰值的七十五分之四，载波信号的频率为40kHz，调制信号的频率为50Hz。
7.根据权利要求5和权利要求6所述五电平全桥逆变器的控制电路，其特征在于，当调制信号大于零，即处于正半周时，第二功率管和第四功率管的驱动信号常低，第三功率管的驱动信号常高，第一功率管、第五功率管以及第六功率管的驱动信号均高频动作；当调制信号小于零，即处于负半周时，第一功率管和第三功率管的驱动信号常低，第二功率管的驱动信号常高，第四功率管、第五功率管以及第六功率管的驱动信号均高频动作。
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Assignee: Aishiwei New Energy Technology (Yangzhong) Co.,Ltd.

Assignor: HOHAI University

Contract record no.: X2022980008450

Denomination of invention: A modulation circuit of SiC and Si hybrid three-level ANPC inverter

Granted publication date: 20220222

License type: Common License

Record date: 20220621

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Application publication date: 20210319

Assignee: Nanjing Huineng Weishi Photovoltaic Technology Co.,Ltd.

Assignor: HOHAI University

Contract record no.: X2022320000207

Denomination of invention: A SiC and Si Hybrid Three level ANPC Inverter Modulation Circuit

Granted publication date: 20220222

License type: Common License

Record date: 20221103

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