CN113517824B - 一种单相单级式六开关双输出分裂源升压逆变器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种单相单级式六开关双输出分裂源升压逆变器，属于发电、变电或配电的技术领域。该电路包括：第一电感、第一MOS管、第二MOS管、第一电容组成的升压电路，第三MOS管、第四MOS管、第六MOS管、第七MOS管、第一阻感负载组成的第一输出电路，及，第四MOS管、第五MOS管、第七MOS管、第八MOS管、第二阻感负载组成的第二输出电路。整个电路结构简单，电源输入电流连续，输入端采用MOS管代替二极管与逆变桥连接，有效避免了二极管高频换向的问题。该电路采用较少的无源器件，在保证第二输出电路不降压条件下，使第一输出电路具有较高的输出电压增益。负载电流连续，可以实现第一输出电路与第二输出电路的同幅同频、同幅异频、异幅同频，及异幅异频输出。

Description

一种单相单级式六开关双输出分裂源升压逆变器
技术领域
本发明涉及电力电子电路技术，具体涉及一种单相单级式六开关双输出分裂源升压逆变器，属于发电、变电或配电的技术领域。
背景技术
研究人员在设计电力变流器时所遵循的发展趋势之一是减少使用无源和有源元件数量，从而降低变流器的总体成本。然而在不同的应用中，要满足交流负载不断增长的独立供电需求，通常为每个负载配置独立的逆变器，但独立逆变器的使用使得开关管如IGBT和MOSFET的使用数量增加，驱动电路及驱动电源的数量也随之增多，这可能会导致系统成本、大小和重量的不必要的增加。
为了保持高电能质量并提高系统的可靠性，降低开关个数的拓扑越来越受到关注。在一些研究中，采用分裂电容支路替换开关桥臂，且两个变换器共享分裂电容支路，以减少变换器中开关管的数量，这样的结构得到了广泛的应用，然而，这类拓扑减少有源器件是在增加无源器件的基础上实现的。
近年来，一种称为九开关变换器的拓扑受到广泛关注。三相输出的九开关拓扑中开关数量的减少不是通过共用逆变桥的桥臂来实现的，也不是用一系列的电容来替换一个桥臂，而是使双输出电路共用一排开关管来减少开关数量，即，九开关结构存在三个开关桥臂和两个独立输出电路。九开关变换器自问世以来一直被广泛应用，如双电机驱动、多端口变换器、分布式发电系统等领域。九开关双输出变换器虽然减少了有源器件的数量，但是它们只能工作在降压模式，这是与传统的电压型逆变器一样的，所以在某些需要高电压增益的应用场景中，这些九开关拓扑会受到限制。为了解决这个问题，传统的做法之一是利用额外的升压电路作为前级，从而提升直流链路电压，然而，这种方法会导致损耗增大，效率低，成本高。另一种解决思路是将具有升压能力的阻抗源网络嵌入九开关拓扑中，从而得到较高的升压能力，如采用Z源阻抗网络和准Z源阻抗网络等。采用这些阻抗源网络可以使九开关变换器获得高电压增益，但随之带来的问题是无源器件的增多，这会导致变换器体积及成本的增加。因此，具有高系统可靠性，同时降低有源器件和无源器件数量的双输出高增益逆变器设计是符合电力电子技术发展方向的关键技术。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是针对上述背景技术的不足，提供一种单相单级式六开关双输出分裂源升压逆变器，同时减少电路中无源元件和有源器件的使用数量，在保证第二输出电路不降压的条件下，使第一输出电路具有较高的输出电压增益，提高了系统的功率密度，降低了系统的体积、重量和成本，实现既同时减少有源器件和无源器件的使用数量又提高双输出升压逆变器增益的发明目的，解决现有升压逆变器为提高输出增益使用过多无源器件的技术问题以及现有双输出变换器为减少有源器件的使用需以增加无源器件为代价的技术问题。
本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：
单相单级式六开关双输出分裂源升压逆变器，包括：第一电感、第一MOS管、第二MOS管、第一电容组成的升压电路，第三MOS管、第四MOS管、第六MOS管、第七MOS管、第一阻感负载组成的第一输出电路，及，第四MOS管、第五MOS管、第七MOS管、第八MOS管、第二阻感负载组成的第二输出电路。
单相单级式六开关双输出分裂源升压逆变器，其具体连接方式为：第一电感的一端与输入电压源的正极相连，第一MOS管的发射极、第二MOS管的发射极与第一电感的另一端相连，第一MOS管的集电极、第四MOS管的发射极、第五MOS管的集电极与第二阻感负载的正极连接，第二MOS管的集电极、第七MOS管的发射极、第八MOS管的集电极与第二阻感负载的负极连接，第三MOS管的发射极、第四MOS管的集电极与第一阻感负载的正极连接，第六MOS管的发射极、第七MOS管的集电极与第一阻感负载的负极连接，第三MOS管的集电极、第六MOS管的集电极与第一电容的正极板连接，第五MOS管的发射极、第八MOS管的发射极、第一电容的负极板与输入电压源的负极相连。
本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：通过利用六开关桥中间一排的两个开关管作为上、下两路输出共用的开关管，以此代替传统的两个四开关逆变桥，减少了有源开关管的使用数量，结构简单，控制方便；且相比于传统的单相分裂源逆变器，本发明公开的单相单级式六开关双输出分裂源升压逆变器通过采用第一MOS管、第二MOS管来代替二极管将输入侧与逆变桥相连，可以避免二极管高频换向增加传统分裂源逆变器损耗的问题，且输入电源电流连续，负载电流连续，不存在电路启动冲击电流问题；采用较少的无源器件，两路输出中的第一输出具有可调的高增益升压系数G1＝m1/m2，第二输出的升压系数为G2＝1，避免了降压输出，同时，两路输出可以实现同幅同频、同幅异频、异幅同频，及，异幅异频输出，具有广泛的应用前景；与传统的双输出单相逆变器相比，本发明的逆变桥开关数量减少了25％；本发明的升压逆变器电路可用于新能源发电及双交流电机的独立控制等场景。
附图说明
图1是本发明具体实施方式中的单相单级式六开关双输出分裂源升压逆变器电路。
图2(a)是本发明具体实施方式中的单相单级式六开关双输出分裂源升压逆变器的调制策略关键波形图，图2(b)是控制逻辑图。
图3是图1所示单相单级式六开关双输出分裂源升压逆变器在电感放电状态下的工作模态，实线表示逆变器中有电流流过的部分，虚线表示逆变器中无电流流过的部分。
图4(a)、图4(b)、图4(c)、图4(d)、图4(e)、图4(f)、图4(g)、图4(h)分别是图1所示单相单级式六开关双输出分裂源升压逆变器在电感充电状态下的八种工作模态，实线表示逆变器中有电流流过的部分，虚线表示逆变器中无电流流过的部分。
图5(a)、图5(b)、图5(c)为本发明电路工作在同幅同频输出模式下，选取m1＝m2＝0.6，f1＝f2＝50Hz，Vdc＝30V,C1＝1000μF，L1＝11mH，RL1＝RL2＝11Ω+11mH，开关频率为fs＝10kHz时电感电流、电容电压、输出电压和输出电流的Matlab/Simulink仿真结果。
图6(a)、图6(b)、图6(c)为本发明电路工作在同幅异频输出模式下，选取m1＝m2＝0.6，f1＝100Hz，f2＝50Hz，Vdc＝30V,C1＝1000μF，L1＝11mH，RL1＝RL2＝11Ω+11mH，开关频率为fs＝10kHz时电感电流、电容电压、输出电压和输出电流的Matlab/Simulink仿真结果。
图7(a)、图7(b)、图7(c)为本发明电路工作在异幅同频输出模式下，选取m1＝0.6，m2＝0.4，f1＝f2＝50Hz，Vdc＝30V,C1＝1000μF，L1＝11mH，RL1＝RL2＝11Ω+11mH，开关频率为fs＝10kHz时电感电流、电容电压、输出电压和输出电流的Matlab/Simulink仿真结果。
图8(a)、图8(b)、图8(c)为本发明电路工作在异幅异频输出模式下，选取m1＝0.6，m2＝0.4，f1＝100Hz，f2＝50Hz，Vdc＝30V,C1＝1000μF，L1＝11mH，RL1＝RL2＝11Ω+11mH，开关频率为fs＝10kHz时电感电流、电容电压、输出电压和输出电流的Matlab/Simulink仿真结果。
图中标号说明：Vdc为电压源，L1为第一电感，C1为第一电容，S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8为第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七、第八MOS管，RL1、RL2为第一、第二阻感负载，IL1为第一电感电流，VC1为第一电容电压，VO1、VO2为第一、第二输出电压，IO1、IO2为第一、第二输出电流。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明。
参考图1，本发明公开的单相单级式六开关双输出分裂源升压逆变器电路，其包括：第一电感L1、第一MOS管S1、第二MOS管S2、第一电容C1组成的升压电路，第三MOS管S3、第四MOS管S4、第六MOS管S6、第七MOS管S7、第一阻感负载RL1组成的第一输出电路，及，第四MOS管S4、第五MOS管S5、第七MOS管S7、第八MOS管S8、第二阻感负载RL2组成的第二输出电路。
图1所示单相单级式六开关双输出分裂源升压逆变器电路中各器件的连接关系如下：输入电压源Vdc的正极与第一电感L1的一端相连，第一MOS管S1的发射极、第二MOS管S2的发射极与第一电感L1的另一端相连，第一MOS管S1的集电极、第四MOS管S4的发射极、第五MOS管S5的集电极与第二阻感负载RL2的正极连接，第二MOS管S2的集电极、第七MOS管S7的发射极、第八MOS管S8的集电极与第二阻感负载RL2的负极连接，第三MOS管S3的发射极、第四MOS管S4的集电极与第一阻感负载RL1的正极连接，第六MOS管S6的发射极、第七MOS管S7的集电极与第一阻感负载RL1的负极连接，第三MOS管S3的集电极、第六MOS管S6的集电极与第一电容C1的正极板连接，第五MOS管S5的发射极、第八MOS管S8的发射极、第一电容C1的负极板与输入电压源Vdc的负极相连。
图2(a)所示是本发明具体实施方式中的单相单级式六开关双输出分裂源升压逆变器的脉宽调制策略关键波形图，由五种波形组成：第一调制波Vref1，第二调制波Vref2，第三调制波Vref3，第四调制波Vref4，载波Vtri。
第一调制波Vref1与载波Vtri比较得到第三MOS管S3的驱动信号，第二调制波Vref2与载波Vtri比较得到第六MOS管S6的驱动信号，第三调制波Vref3与载波Vtri比较得到第五MOS管S5的驱动信号，第四调制波Vref4与载波Vtri比较得到第八MOS管S8的驱动信号，第三MOS管S3的驱动信号与第五MOS管S5的驱动信号进行逻辑异或操作得到第四MOS管S4的驱动信号，第六MOS管S6的驱动信号与第八MOS管S8的驱动信号进行逻辑异或操作得到第七MOS管S7的驱动信号。图2(b)是控制逻辑图，Vref1及Vref2大于Vtri时，S3及S6通；Vref3及Vref4小于Vtri时，S5及S8通。
图1所示单相单级式六开关双输出分裂源升压逆变器电路存在电感放电状态和电感充电状态两个工作阶段，一共存在九个工作模态，其中，电感放电状态下的工作阶段为模态一，电感充电状态下的工作状态包括模态二至模态九。
模态一：
如图3所示，第二MOS管S2、第五MOS管S5、第八MOS管S8关断，第一MOS管S1、第三MOS管S3、第四MOS管S4、第六MOS管S6、第七MOS管S7导通，第一电感L1放电，电压源Vdc与第一电感L1对第一电容C1充电储能，第一输出电路中第一阻感负载RL1的电压为零，第二输出电路中第二阻感负载RL2的电压也为零。
模态二：
如图4(a)所示，第一MOS管S1、第五MOS管S5、第七MOS管S7关断，第二MOS管S2、第三MOS管S3、第四MOS管S4、第六MOS管S6、第八MOS管S8导通，电压源Vdc对第一电感L1充电，第一电容C1放电，第一输出电路中第一阻感负载RL1的电压为零，第二输出电路中第二阻感负载RL2的电压为正的第一电容电压+VC1。
模态三：
如图4(b)所示，第一MOS管S1、第五MOS管S5、第六MOS管S6关断，第二MOS管S2、第三MOS管S3、第四MOS管S4、第七MOS管S7、第八MOS管S8导通，电压源Vdc对第一电感L1充电，第一电容C1放电，第一输出电路中第一阻感负载RL1的电压为正的第一电容电压+VC1，第二输出电路中第二阻感负载RL2的电压也为正的第一电容电压+VC1。
模态四：
如图4(c)所示，第二MOS管S2、第四MOS管S4、第八MOS管S8关断，第一MOS管S1、第三MOS管S3、第五MOS管S5、第六MOS管S6、第七MOS管S7导通，电压源Vdc对第一电感L1充电，第一电容C1放电，第一输出电路中第一阻感负载RL1的电压为零，第二输出电路中第二阻感负载RL2的电压为负的第一电容电压-VC1。
模态五：
如图4(d)所示，第二MOS管S2、第四MOS管S4、第七MOS管S7关断，第一MOS管S1、第三MOS管S3、第五MOS管S5、第六MOS管S6、第八MOS管S8导通，电压源Vdc对第一电感L1充电，第一电容C1放电回路断开，第一输出电路中第一阻感负载RL1的电压为零，第二输出电路中第二阻感负载RL2的电压也为零。
模态六：
如图4(e)所示，第一MOS管S1、第四MOS管S4、第六MOS管S6关断，第二MOS管S2、第三MOS管S3、第五MOS管S5、第七MOS管S7、第八MOS管S8导通，电压源Vdc对第一电感L1充电，第一电容C1放电，第一输出电路中第一阻感负载RL1的电压为正的第一电容电压+VC1，第二输出电路中第二阻感负载RL2的电压为零。
模态七：
如图4(f)所示，第二MOS管S2、第三MOS管S3、第八MOS管S8关断，第一MOS管S1、第四MOS管S4、第五MOS管S5、第六MOS管S6、第七MOS管S7导通，电压源Vdc对第一电感L1充电，第一电容C1放电，第一输出电路中第一阻感负载RL1的电压为负的第一电容电压-VC1，第二输出电路中第二阻感负载RL2的电压也为负的第一电容电压-VC1。
模态八：
如图4(g)所示，第二MOS管S2、第三MOS管S3、第七MOS管S7关断，第一MOS管S1、第四MOS管S4、第五MOS管S5、第六MOS管S6、第八MOS管S8导通，电压源Vdc对第一电感L1充电，第一电容C1放电，第一输出电路中第一阻感负载RL1的电压为负的第一电容电压-VC1，第二输出电路中第二阻感负载RL2的电压为零。
模态九：
如图4(h)所示，第二MOS管S2、第三MOS管S3、第六MOS管S6关断，第四MOS管S4、第五MOS管S5、第七MOS管S7、第八MOS管S8导通，电压源Vdc对第一电感L1充电，第一电容C1放电回路断开，第一输出电路中第一阻感负载RL1的电压为零，第二输出电路中第二阻感负载RL2的电压也为零。
设该逆变器的电感充电占空比为D，直流链电压的升压系数为B，第一阻感负载的调制系数为m1，第二阻感负载的调制系数为m2，在一个开关周期内的第一阻感负载的输出电压为VO1，第二阻感负载的输出电压为VO2，根据上述九个模态得出以下的电压关系推导过程。
电感放电状态工作期间，对应模态1的工作情形，因此有如下公式：
Figure BDA0003131100700000071
电感充电状态工作期间，对应模态2至模态9的工作情形，因此有如下公式：
Figure BDA0003131100700000072
式(1)、式(2)中，Vdc为电压源输出的电压，VC1为第一电容C1两级的电压。
由式(1)、式(2)可得直流链的升压系数为：
Figure BDA0003131100700000073
根据脉宽调制控制策略，在一个开关周期T中，电感充电占空比D的表达式为：
Figure BDA0003131100700000074
通过取每个开关周期的平均值，第一、第二阻感负载的瞬时输出值表达式为：
Figure BDA0003131100700000075
Figure BDA0003131100700000076
式(5)、式(6)中，Vref1为第一阻感负载RL1的调制波幅值，Vref3为第二阻感负载RL2的调制波幅值。调制波与调制系数的关系如下：
Figure BDA0003131100700000077
Figure BDA0003131100700000081
式(7)、式(8)中，
Figure BDA0003131100700000082
为载波幅值。
由式(3)至式(8)，可得两路输出电压幅值的表达式为：
Figure BDA0003131100700000083
Figure BDA0003131100700000084
传统的逆变电路为降压型电路，通过调节本发明电路的两个调制比，可以实现一路可调升压输出，升压系数为G1＝m1/m2，另一路输出电压不降压，可见本发明电路的升压效果是较理想的。
图5(a)、图5(b)、图5(c)为本发明电路工作在同幅同频输出模式下，选取m1＝m2＝0.6，f1＝f2＝50Hz，Vdc＝30V,C1＝1000μF，L1＝11mH，RL1＝RL2＝11Ω+11mH，开关频率为fs＝10kHz时电感电流、电容电压、输出电压和输出电流的Matlab/Simulink仿真结果。
图6(a)、图6(b)、图6(c)为本发明电路工作在同幅异频输出模式下，选取m1＝m2＝0.6，f1＝100Hz，f2＝50Hz，Vdc＝30V,C1＝1000μF，L1＝11mH，RL1＝RL2＝11Ω+11mH，开关频率为fs＝10kHz时电感电流、电容电压、输出电压和输出电流的Matlab/Simulink仿真结果。
图7(a)、图7(b)、图7(c)为本发明电路工作在异幅同频输出模式下，选取m1＝0.6，m2＝0.4，f1＝f2＝50Hz，Vdc＝30V,C1＝1000μF，L1＝11mH，RL1＝RL2＝11Ω+11mH，开关频率为fs＝10kHz时电感电流、电容电压、输出电压和输出电流的Matlab/Simulink仿真结果。
图8(a)、图8(b)、图8(c)为本发明电路工作在异幅异频输出模式下，选取m1＝0.6，m2＝0.4，f1＝100Hz，f2＝50Hz，Vdc＝30V,C1＝1000μF，L1＝11mH，RL1＝RL2＝11Ω+11mH，开关频率为fs＝10kHz时电感电流、电容电压、输出电压和输出电流的Matlab/Simulink仿真结果。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其它的任何未背离本发明目的所作的改变、修饰、替代、组合、简化方案均应为等效的置换方式且都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种单相单级式六开关双输出分裂源升压逆变器电路，其特征在于，包括：
升压电路，由第一电感、第一MOS管、第二MOS管、第一电容组成，所述第一电感的一端与输入电压源的正极连接，第一电感的另一端与第一MOS管的发射极、第二MOS管的发射极连接，第一电容的负极板与输入电压源的负极连接；
第一输出电路，由第三MOS管、第四MOS管、第六MOS管、第七MOS管、第一阻感负载组成，所述第三MOS管与第四MOS管串接组成该输出电路的第一桥臂，第六MOS管与第七MOS管串接组成该输出电路的第二桥臂，第三MOS管集电极、第六MOS管集电极均与第一电容的正极板连接，第一阻感负载正极与该输出电路第一桥臂的中点连接，第一阻感负载负极与该输出电路第二桥臂的中点连接；及，
与第一输出电路共用第四MOS管、第七MOS管的第二输出电路，所述第二输出电路还包括：第五MOS管、第八MOS管、第二阻感负载，第五MOS管的集电极与第四MOS管的发射极以及第二阻感负载的正极相连接，第八MOS管的集电极与第七MOS管的发射极以及第二阻感负载的负极相连接，第五MOS管发射极、第八MOS管发射极均与第一电容的负极板连接，所述第四MOS管在仅在第三MOS管和第五MOS管同时导通时关断，第七MOS管在仅在第六MOS管和第八MOS管同时导通时关断。
2.根据权利要求1所述一种单相单级式六开关双输出分裂源升压逆变器电路的脉宽调制控制方法，该逆变器电路工作于电感放电状态时，该变换器工作于模态一：
模态一：关断第二MOS管、第五MOS管、第八MOS管，导通第一MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第六MOS管、第七MOS管，第一阻感负载的电压为零，第二阻感负载的电压为零。
3.根据权利要求1所述一种单相单级式六开关双输出分裂源升压逆变器电路的脉宽调制控制方法，该逆变器电路工作于电感充电状态时，该变换器工作于以下八种模态：
模态二：关断第一MOS管、第五MOS管、第七MOS管，导通第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第六MOS管、第八MOS管，第一阻感负载的电压为零，第二阻感负载的电压为正的第一电容电压；
模态三：关断第一MOS管、第五MOS管、第六MOS管，导通第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第七MOS管、第八MOS管，第一阻感负载的电压为正的第一电容电压，第二阻感负载的电压为正的第一电容电压；
模态四：关断第二MOS管、第四MOS管、第八MOS管，导通第一MOS管、第三MOS管、第五MOS管、第六MOS管、第七MOS管，第一阻感负载的电压为零，第二阻感负载的电压为负的第一电容电压；
模态五：关断第二MOS管、第四MOS管、第七MOS管，导通第一MOS管、第三MOS管、第五MOS管、第六MOS管、第八MOS管，第一阻感负载的电压为零，第二阻感负载的电压为零；
模态六：关断第一MOS管、第四MOS管、第六MOS管，导通第二MOS管、第三MOS管、第五MOS管、第七MOS管、第八MOS管，第一阻感负载的电压为正的第一电容电压，第二阻感负载的电压为零；
模态七：关断第二MOS管、第三MOS管、第八MOS管，导通第一MOS管、第四MOS管、第五MOS管、第六MOS管、第七MOS管，第一阻感负载的电压为负的第一电容电压，第二阻感负载的电压为负的第一电容电压；
模态八：关断第二MOS管、第三MOS管、第七MOS管，导通第一MOS管、第四MOS管、第五MOS管、第六MOS管、第八MOS管，第一阻感负载的电压为负的第一电容电压，第二阻感负载的电压为零；
模态九：关断第二MOS管、第三MOS管、第六MOS管，导通第一MOS管、第四MOS管、第五MOS管、第七MOS管、第八MOS管，第一阻感负载的电压为零，第二阻感负载的电压为零。
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