CN113659835B - 电容自稳压低开关电压应力高增益直流变换器及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了电容自稳压低开关电压应力直流变换器及控制方法，包括：电感器件L₁，L₂，电容器件C₁，C₂，C₃和开关器件S₁，S₂，S₃，S₄，S₅，S₆；控制开关器件S₁的开关信号占空比D的范围在0.5到1之间；控制开关器件S₃的开关信号占空比为D且相位滞后开关器件S₁的开关信号180°；控制开关器件S₅的开关信号占空比为D–ΔD且与开关器件S₁的开关信号上升沿同相位，ΔD的大小趋近于0；控制开关器件S₂，S₄，S₆的开关信号分别与开关器件S₁，S₃，S₅的开关信号互补导通，以使得所有开关器件的电压应力均不超过输出电压的一半。本发明所提变换器在所述控制方法下，能够有效降低开关器件的电压应力，使得所有开关器件的电压应力均不超过输出电压的一半。

Description

电容自稳压低开关电压应力高增益直流变换器及控制方法

技术领域

本发明涉及DC–DC变换器技术领域，特别是涉及一种电容自稳压低开关电压应力高增益直流变换器及其控制方法。

背景技术

本部分的陈述仅仅是提供了与本公开相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。

近年来随着光伏系统、储能系统、电动汽车等领域的快速发展，直流变换器的需求量不断提高。为降低生产成本、提高硬开关下的工作效率、减小变换器体积，非隔离型直流变换器大量应用于上述场合，具有很高的市场价值。

当非隔离型直流变换器工作在升压状态时，其理论增益为无穷大。然而由于电路中存在电感等效直流电阻、电容等效串联电阻、开关器件导通电阻等寄生电阻，电感电流将在寄生电阻上产生压降，从而导致变换器在升压运行状态下的升压比有限。

为提高直流变换器的电压转换比，目前的解决方案主要有三种：

第一种是使用变压器实现升降压，其能量转换环节为直流-交流-交流-直流，但此方案由于转换环节较多，使得能量转换效率变低。

第二种是使用耦合电感技术实现升降压，但耦合电感的漏感会引起过大的电压尖峰且加大损耗。

第三种是使用开关电容技术实现升降压，此方案能够克服前两种方案的多环节效率损失和电压尖峰问题，具有良好的应用前景。

传统的开关电容型高增益直流变换器拓扑结构如图1所示，该变换器可将电压变比提高到Boost变换器的两倍。然而，该变换器的开关器件S₂的耐压较高，其电压应力等于输出电压，从而限制了该变换器在高压场合的拓展。同时，较高的开关器件电压应力使得在变换器器件选型时不得不采用更高耐压等级的器件，增加了变换器的成本。

因此，现有技术中对于如何降低开关电容型直流变换器的开关器件电压应力，仍存在亟待解决的技术问题。

发明内容

为克服上述现有技术的不足，本发明提供了一种电容自稳压低开关电压应力高增益直流变换器及其控制方法，用来进一步降低传统开关电容型高增益直流变换器的开关器件电压应力。

为实现上述目的，本发明的一个或多个实施例提供了如下技术方案：

第一方面，公开了电容自稳压低开关电压应力直流变换器，包括：

电感L₁，L₂，电容C₁，C₂，C₃和开关器件S₁，S₂，S₃，S₄，S₅，S₆；

电感L₁，L₂的第一端共同与低压侧电源V_L的正极相连，电感L₁的第二端与开关器件S₅的第一端和开关器件S₆的第二端相连，电感L₂的第二端与开关器件S₃的第一端和电容C₂的第二端相连；

电容C₁的第一端与开关器件S₄的第一端和高压侧负载R的正极相连，电容C₁的第二端与开关器件S₁、S₃的第二端和低压侧电源V_L的负极以及高压侧负载R的负极相连；

电容C₂的第一端与开关器件S₂的第一端和开关器件S₄的第二端相连，电容C₃的第一端与开关器件S₂的第二端和开关器件S₆的第一端相连；

电容C₃的第二端与开关器件S₁的第一端和开关器件S₅的第二端相连。

进一步的，电容C₁、电容C₂和电容C₃的第一端为电容的正极，第二端为电容的负极。

进一步的，开关器件S₁，S₂，S₃，S₄，S₅，S₆为N沟道场效应晶体管MOSFET或绝缘栅晶体管IGBT，当开关器件为N沟道场效应晶体管MOSFET时，所述开关器件的第一端为MOSFET的漏极，第二端为MOSFET的源极，第三端为MOSFET的栅极；

当开关器件为绝缘栅晶体管IGBT时，所述开关器件的第一端为IGBT的集电极，所述开关器件的第二端为IGBT的发射极，所述开关器件的第三端为IGBT的栅极。

第二方面，公开了电容自稳压低开关电压应力直流变换器的控制方法，包括：

控制开关器件S₁的开关信号占空比D的范围在0.5到1之间；

控制开关器件S₃的开关信号占空比为D且相位滞后开关器件S₁的开关信号180°；

控制开关器件S₅的开关信号占空比为D–ΔD且与开关器件S₁的开关信号上升沿同相位，ΔD的大小趋近于0；

控制开关器件S₂，S₄，S₆的开关信号分别与开关器件S₁，S₃，S₅的开关信号互补导通，以使得所有开关器件的电压应力均不超过输出电压的一半。

进一步的技术方案，基于上述控制方法下，变换器的电压变比为：

其中，V_H为高压侧电压，V_L为低压侧电压，D为开关器件S₁的占空比。

进一步的技术方案，电容C₁，C₂，C₃的电压应力为：

当ΔD的大小趋近于0时，有：

其中，V_C1、V_C2、V_C3分别为电容C₁，C₂，C₃的电压应力。

进一步的技术方案，两个电感L₁和L₂的电流之比为：

当ΔD的大小趋近于0时，有：

I_L1＝I_L2

其中，I_L1和I_L2分别为电感L₁和L₂的平均值。

进一步的技术方案，所述开关器件S₁的电压应力约为零，开关器件S₂，S₃，S₄，S₅，S₆的电压应力约为高压侧电压的一半。

进一步的技术方案，所述开关器件S₁，S₂，S₄，S₅，S₆的电流应力约为低压侧总电感电流的一半，开关器件S₃的电流应力约等于低压侧总电感电流。

第三方面，公开了电容自稳压低开关电压应力直流变换器的工作方法，包括四种电路工作模态：

模态1[t₀-t₁，t₂-t₃]：开关器件S₁、S₃、S₅导通，S₄、S₆关断，S₂续流，低压侧电源对电感L₁、L₂电，电容C₃对C₂充电，电容C₁对高压侧负载供电；

模态2[t₁-t₂]：开关器件S₁、S₄、S₅导通，S₂、S₃、S₆关断，低压侧电源对电感L₁充电，电感L₂对电容C₂放电、对电容C₁冲电，电容C₃无充放电，电容C₁对高压侧负载供电；

模态3[t₃-t₄]：开关器件S₁、S₃、S₆导通，S₄、S₅关断，S₂续流，低压侧电源对电感L₂充电，电感L₁对电容C₂、C₃充电，电容C₁对高压侧负载供电；

模态4[t₄-t₅]：开关器件S₂、S₃、S₆导通，S₁、S₄、S₅关断，低压侧电源对电感L₂充电，电感L₁对电容C₂充电，电容C₃无充放电，电容C₁对高压侧负载供电。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

相比传统开关电容型高增益直流变换器，本发明所提电容自稳压低开关电压应力高增益直流变换器在所述控制方法下，能够有效降低开关器件的电压应力，使得所有开关器件的电压应力均不超过输出电压的一半，克服了传统开关电容型高增益直流变换器存在一开关器件电压应力等于输出电压的缺点，进而使得该变换器更易与推广到更高电压等级的应用场合。此外，本发明所提变换器在所提控制方法下，仍具有自稳压和自均流特性，无需多余电压均衡控制，省去了相应的控制电路，从而节约成本。

附图说明

构成本发明的一部分的说明书附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。

图1为传统开关电容型高增益直流变换器拓扑结构；

图2为本发明所提自稳压低电压应力高增益直流变换器拓扑结构；

图3为本发明所提自稳压低电压应力高增益直流变换器控制方法；

图4(a)为本发明所提变换器工作电路模态1；

图4(b)为本发明所提变换器工作电路模态2；

图4(c)为本发明所提变换器工作电路模态3；

图4(d)为本发明所提变换器工作电路模态4；

图5为本发明所提变换器的电感电流和电容电压纹波；

图6为本发明所提变换器的开关器件及电容应力；

图7为本发明所提变换器的电压增益仿真；

图8为本发明所提变换器的电容电压应力仿真；

图9为本发明所提变换器的各相电感电流仿真；

图10为本发明所提变换器的开关器件电压应力仿真；

图11为本发明所提变换器的开关器件电流应力仿真；

图12为对比文献变换器的仿真波形图。

具体实施方式

应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本发明提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本发明所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本发明的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。

在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

实施例子一

本发明的典型实施方式提供了一种电容自稳压低开关电压应力高增益直流变换器，其拓扑结构如图2所示。

具体的，该电容自稳压低开关电压应力高增益直流变换器，包括：

2个电感器件L₁，L₂，3个电容器件C₁，C₂，C₃和6个开关器件S₁，S₂，S₃，S₄，S₅，S₆：其中，2个电感L₁，L₂的第一端共同与低压侧电源V_L的正极相连，第1个电感L₁的第二端与开关器件S₅的第一端和开关器件S₆的第二端相连，第2个电感L₂的第二端与开关器件S₃的第一端和第2个电容C₂的第二端相连，第1个电容C₁的第一端与开关器件S₄的第一端和高压侧负载R的正极相连，第1个电容C₁的第二端与开关器件S₁、S₃的第二端和低压侧电源V_L的负极以及高压侧负载R的负极相连，第2个电容C₂的第一端与开关器件S₂的第一端和开关器件S₄的第二端相连，第3个电容C₃的第一端与开关器件S₂的第二端和开关器件S₆的第一端相连，第3个电容C₃的第二端与开关器件S₁的第一端和开关器件S₅的第二端相连。

上述电容自稳压低开关电压应力高增益直流变换器，其第1个电感L₁和第2个电感L₂的第一端为电感的一端，第二端为电感的另一端，第1个电容C₁、第2个电容C₂和第3个电容C₃的第一端为电容的正极，第二端为电容的负极。

上述电容自稳压低开关电压应力高增益直流变换器，其开关器件S₁，S₂，S₃，S₄，S₅，S₆为N沟道场效应晶体管MOSFET或绝缘栅晶体管IGBT，当功率开关管为N沟道场效应晶体管MOSFET时，所述功率开关管的第一端为MOSFET的漏极，第二端为MOSFET的源极，第三端为MOSFET的栅极，当功率开关管为绝缘栅晶体管IGBT时，所述功率开关管的第一端为IGBT的集电极，所述功率开关管的第二端为IGBT的发射极，所述功率开关管的第三端为IGBT的栅极。

实施例子二

基于上述实施例子一中的电容自稳压低开关电压应力高增益直流变换器，本发明所提自稳压低电压应力高增益直流变换器控制方法如图3所示。

具体的，其控制方法为：

控制开关器件S₁的开关信号占空比D的范围在0.5到1之间；

控制开关器件S₃的开关信号占空比为D且相位滞后开关器件S₁的开关信号180°；

控制开关器件S₅的开关信号占空比为D–ΔD且与开关器件S₁的开关信号上升沿同相位，ΔD的大小趋近于0；

控制开关器件S₂，S₄，S₆的开关信号分别与开关器件S₁，S₃，S₅的开关信号互补导通。

实施例子三

在上述变换器控制方法下，所提电路拓扑在一个开关周期内共有五个工作阶段，对应四种电路工作模态如图4所示：

模态1[t₀-t₁，t₂-t₃]：如图4(a)所示，功率开关管S₁、S₃、S₅导通，S₄、S₆关断，S₂续流，低压侧电源对电感L₁、L₂电，电容C₃对C₂充电，电容C₁对高压侧负载供电。

模态2[t₁-t₂]：如图4(b)所示，功率开关管S₁、S₄、S₅导通，S₂、S₃、S₆关断，低压侧电源对电感L₁充电，电感L₂对电容C₂放电、对电容C₁冲电，电容C₃无充放电，电容C₁对高压侧负载供电。

模态3[t₃-t₄]：如图4(c)所示，功率开关管S₁、S₃、S₆导通，S₄、S₅关断，S₂续流，低压侧电源对电感L₂充电，电感L₁对电容C₂、C₃充电，电容C₁对高压侧负载供电。

模态4[t₄-t₅]：如图4(d)所示，功率开关管S₂、S₃、S₆导通，S₁、S₄、S₅关断，低压侧电源对电感L₂充电，电感L₁对电容C₂充电，电容C₃无充放电，电容C₁对高压侧负载供电。

仿真实施例子

为了证明上述拓扑电路的效果，本典型实施案例电容自稳压低开关电压应力高增益直流变换器中的仿真参数如下：2个电感L₁、L₂的电感量为1mH，2个电容C₁，C₂的电容量为1022μF，1个电容C₃的电容量为22μF，低压侧输入电压为48V，高压侧负载为100Ω，输出电压为230V，功率约为530W。

本典型实施案例的电感电流和电容电压纹波如图5所示，开关器件及电容应力如图6所示。其中，电感电流的正方向为从电感的第一端流向电感的第二端，电容电流的正方向为从电容的第一端流向电容的第二端。

本典型实施案例电容自稳压低开关电压应力高增益直流变换器在本专利所提控制方法下，变换器的电压变比为：

其中，V_H为高压侧电压，V_L为低压侧电压，D为开关器件S₁的占空比。

本典型实施案例的电压增益仿真结果如图7所示。由图7可见，本优选案例在占空比在0.6的时候，输入电压48V，输出电压可以达到230V，而传统Boost变换器在占空比为0.6的时候输出电压只能达到约120V，本典型实施案例电容自稳压低开关电压应力高增益直流变换器在本专利所提控制方法下，其电压增益为传统Boost变换器电压增益的2倍。

本典型实施案例电容自稳压低开关电压应力高增益直流变换器在本专利所提控制方法下，其电容C₁，C₂，C₃的电压应力为：

当ΔD的大小趋近于0时，有：

其中，V_C1、V_C2、V_C3分别为电容C₁，C₂，C₃的电压应力。

本典型实施案例的电容电压应力仿真结果如图8所示。由图8可见，电容C₁的电压为输出电压230V，电容C₂和C₃的电压分别约为高压侧输出电压V_H的一半。

本典型实施案例电容自稳压低开关电压应力高增益直流变换器在本专利所提控制方法下，其流过两个电感L₁和L₂的电流之比为：

当ΔD的大小趋近于0时，有：

I_L1＝I_L2

其中，I_L1和I_L2分别为电感L₁和L₂的平均值。

本典型实施案例的各相电感电流仿真结果如图9所示。由图9可见，两电感电流基本均流，分别约为低压侧总输入电流I_L的一半。

本典型实施案例电容自稳压低开关电压应力高增益直流变换器在本专利所提控制方法下，其开关器件S₁的电压应力为：

V_S1≈0

开关器件S₂，S₃，S₄，S₅，S₆的电压应力为：

其中，V_S1、V_S2、V_S3、V_S4、V_S5和V_S6分别为开关器件S₁，S₂，S₃，S₄，S₅，S₆的电压应力。

本典型实施案例的开关器件电压应力仿真结果如图10所示。由图10可见，开关器件S₁的电压应力约为0V，开关器件S₂，S₃，S₄，S₅，S₆的电压应力均约为高压侧输出电压V_H的一半。

本典型实施案例电容自稳压低开关电压应力高增益直流变换器在本专利所提控制方法下，其开关器件S₁，S₂，S₄，S₅，S₆的电流应力为：

开关器件S₃的电流应力为：

I_S3≈I_L

其中，I_S1、I_S2、I_S3、I_S4、I_S5和I_S6分别为开关器件S₁，S₂，S₃，S₄，S₅，S₆的电压应力，I_L为低压侧总电感电流。

本典型实施案例的开关器件电流应力仿真结果如图11所示。由图11可见，开关器件S₁，S₂，S₄，S₅，S₆的电流应力约为低压侧总输入电流I_L的一半，开关器件S₃的电流应力等于低压侧总输入电流I_L。

相比于对比文献DCN106936309A，本专利在同样增益倍数和器件应力下，具有输入输出共地的特征，上述对比专利为提升变换器电压增益和降低器件应力，采用输入并联输出串联的方式，使得输入输出端不共地，从而在实际应用中将导致更大的EMI和对地漏电流。

相比于现有技术，本发明的器件电流应力具有优势。本发明只有开关器件S3的电流应力为输入电流，其余器件的电流应力均为输入电流的一半，其电流应力特性良好，相关应力波形如图11所示。而在实际应用中存在电流尖峰，从而导致器件电流应力中存在瞬时高电流。这是由于对比文献的模态切换时，由于电容纹波导致的电容电压差，在电路中形成短路回路导致的。

比如在对比文献CN110198124B图4(c)的模态中，此时电容Ch1电压略高于C1的电压，而C1-S2-Ch1-S5形成短路回路，导致S2和S5有瞬间很大的电流，同样在图4(e)中也存在类似的短路回路C2-S3-Ch2-S7，从而导致S3和S7存在瞬间的电流尖峰。图12为该对比文献变换器的仿真波形图，x轴下方较短的为输入电流，其余为开关器件电流应力区域，可见在变换器的工作过程中，开关器件承受着大于输入电流的电流尖峰应力。

本典型实施案例电容自稳压低开关电压应力高增益直流变换器表明，所提变换器在所提控制方法下，可以获得两倍于传统Boost变换器的电压变比，并具有电感电流自均衡，电容电压自稳定的特性，无需额外电压均衡闭环控制，简化了控制采样电路的设计，节约了成本，且所有开关器件的电压应力均低于高压侧输出电压，克服了传统开关电容型高增益直流变换器存在一开关器件电压应力等于输出电压的缺点，使得本专利所提变换器更易于向高电压等级拓展。

本发明的变换器在光伏并网系统，储能系统，新能源汽车、燃料电池、服务器电源等领域均有应用。随着应用及并网母线电压等级的提高，本发明所提变换器的低开关应力特点将更加适用这些场合。

以上所述仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims (10)

1.电容自稳压低开关电压应力直流变换器，其特征是，包括：

电感L₁，L₂，电容C₁，C₂，C₃和开关器件S₁，S₂，S₃，S₄，S₅，S₆；

电感L₁，L₂的第一端共同与低压侧电源V_L的正极相连，电感L₁的第二端与开关器件S₅的第一端和开关器件S₆的第二端相连，电感L₂的第二端与开关器件S₃的第一端和电容C₂的第二端相连；

电容C₁的第一端与开关器件S₄的第一端和高压侧负载R的正极相连，电容C₁的第二端与开关器件S₁、S₃的第二端和低压侧电源V_L的负极以及高压侧负载R的负极相连；

电容C₂的第一端与开关器件S₂的第一端和开关器件S₄的第二端相连，电容C₃的第一端与开关器件S₂的第二端和开关器件S₆的第一端相连；

电容C₃的第二端与开关器件S₁的第一端和开关器件S₅的第二端相连。

2.如权利要求1所述的电容自稳压低开关电压应力直流变换器，其特征是，电容C₁、电容C₂和电容C₃的第一端为电容的正极，第二端为电容的负极。

3.如权利要求1所述的电容自稳压低开关电压应力直流变换器，其特征是，开关器件S₁，S₂，S₃，S₄，S₅，S₆为N沟道场效应晶体管MOSFET或绝缘栅晶体管IGBT，当开关器件为N沟道场效应晶体管MOSFET时，所述开关器件的第一端为MOSFET的漏极，第二端为MOSFET的源极，第三端为MOSFET的栅极；

当开关器件为绝缘栅晶体管IGBT时，所述开关器件的第一端为IGBT的集电极，所述开关器件的第二端为IGBT的发射极，所述开关器件的第三端为IGBT的栅极。

4.基于权利要求1-3任一所述的电容自稳压低开关电压应力直流变换器的控制方法，其特征是，包括：

控制开关器件S₁的开关信号占空比D的范围在0.5到1之间；

控制开关器件S₃的开关信号占空比为D且相位滞后开关器件S₁的开关信号180°；

控制开关器件S₅的开关信号占空比为D–ΔD且与开关器件S₁的开关信号上升沿同相位，ΔD大小趋近于0；

控制开关器件S₂，S₄，S₆的开关信号分别与开关器件S₁，S₃，S₅的开关信号互补导通，以使得所有开关器件的电压应力均不超过输出电压的一半。

5.基于权利要求4所述的电容自稳压低开关电压应力直流变换器的控制方法，其特征是，基于上述控制方法下，变换器的电压变比为：

其中，V_H为高压侧电压，V_L为低压侧电压，D为开关器件S₁的占空比。

6.基于权利要求4所述的电容自稳压低开关电压应力直流变换器的控制方法，其特征是，电容C₁，C₂，C₃的电压应力为：

当ΔD的大小趋近于0时，有：

其中，V_C1、V_C2、V_C3分别为电容C₁，C₂，C₃的电压应力，V_L为低压侧电压，D为开关器件S₁的占空比，V_H为高压侧电压。

7.基于权利要求4所述的电容自稳压低开关电压应力直流变换器的控制方法，其特征是，两个电感L₁和L₂的电流之比为：

当ΔD的大小趋近于0时，有：

I_L1＝I_L2

其中，I_L1和I_L2分别为电感L₁和L₂的平均值。

8.基于权利要求4所述的电容自稳压低开关电压应力直流变换器的控制方法，其特征是，所述开关器件S₁的电压应力约为零，开关器件S₂，S₃，S₄，S₅，S₆的电压应力约为高压侧电压的一半。

9.基于权利要求4所述的电容自稳压低开关电压应力直流变换器的控制方法，其特征是，所述开关器件S₁，S₂，S₄，S₅，S₆的电流应力约为低压侧总电感电流的一半，开关器件S₃的电流应力约等于低压侧总电感电流。

10.基于权利要求1-3任一所述的电容自稳压低开关电压应力直流变换器的工作方法，其特征是，包括四种电路工作模态：

模态1[t₀-t₁，t₂-t₃]：开关器件S₁、S₃、S₅导通，S₄、S₆关断，S₂续流，低压侧电源对电感L₁、L₂电，电容C₃对C₂充电，电容C₁对高压侧负载供电；

模态2[t₁-t₂]：开关器件S₁、S₄、S₅导通，S₂、S₃、S₆关断，低压侧电源对电感L₁充电，电感L₂对电容C₂放电、对电容C₁冲电，电容C₃无充放电，电容C₁对高压侧负载供电；

模态3[t₃-t₄]：开关器件S₁、S₃、S₆导通，S₄、S₅关断，S₂续流，低压侧电源对电感L₂充电，电感L₁对电容C₂、C₃充电，电容C₁对高压侧负载供电；

模态4[t₄-t₅]：开关器件S₂、S₃、S₆导通，S₁、S₄、S₅关断，低压侧电源对电感L₂充电，电感L₁对电容C₂充电，电容C₃无充放电，电容C₁对高压侧负载供电。

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