CN111884508B - 一种低电压纹波多相高增益双向dc–dc变换器及其控制方法 - Google Patents

一种低电压纹波多相高增益双向dc–dc变换器及其控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN111884508B
CN111884508B CN202010681258.8A CN202010681258A CN111884508B CN 111884508 B CN111884508 B CN 111884508B CN 202010681258 A CN202010681258 A CN 202010681258A CN 111884508 B CN111884508 B CN 111884508B
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
capacitor
converter
switching device
low
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202010681258.8A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111884508A (zh
Inventor
王玉斌
王璠
郭政
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shandong University
Original Assignee
Shandong University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shandong University filed Critical Shandong University
Priority to CN202010681258.8A priority Critical patent/CN111884508B/zh
Publication of CN111884508A publication Critical patent/CN111884508A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111884508B publication Critical patent/CN111884508B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本公开提出了一种低电压纹波多相高增益双向DC–DC变换器及其控制方法，主要由2n个电感器件、2n个电容器件和4n个开关器件组成，该变换器在180°移相控制方式下，由于高压侧滤波电容的交错充放电，可使输出电压纹波大大减小。所公开的低电压纹波双向高增益DC–DC变换器可实现2n倍于传统DC‑DC变换器的电压变比，并能实现能量的双向流动。该变换器电容耐压均小于或等于高压侧电压的一半。相比传统DC‑DC变换器，该变换器的开关器件承受更低的电压应力。同时，所述变换器的电压增益可随变换器的相数进行调节，具有很高的灵活性，并且当高压侧电压一定时，随着相数的增加，开关器件的电压应力会进一步降低。

Description

一种低电压纹波多相高增益双向DC–DC变换器及其控制方法
技术领域
本公开属于DC-DC变换器技术领域，尤其涉及一种低电压纹波多相高增益双向DC–DC变换器及其控制方法。
背景技术
本部分的陈述仅仅是提供了与本公开相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。
传统的非隔离型双向直流变换器由Boost电路和Buck电路复合得到，其正向工作时可视为Boost电路，反向工作时可视为Buck电路，两个开关管工作在同步整流状态。
由于高压侧输出端仅有一个电容元件滤波，输出电压具有较大电压纹波，为保证电压纹波在设计允许值范围内，往往在设计时不得不采用较大容量的高压侧滤波电容，并且高压侧滤波电容承受的电压应力为高压侧电压，这增加了电路器件选型的成本。
虽然对于提高DC–DC变换器的电压转换比方面有很多新型高增益拓扑被提出，但是这些拓扑结构大多只有一个高压侧滤波电容，这使得高压侧的电压纹波不能有效的减小，从而对输出滤波电容的容量提出较高的要求。同时，由于单个高压滤波电容与高压侧电源或负载直接并联，使得滤波电容的电压应力等于高压侧电压，这使得变换器对滤波电容的耐压特性也提出了较高的要求。在诸多高增益变换器中，对于降低高压侧输出电压纹波和滤波电容电压应力的方法，目前的研究还较为少见。
综上所述，现有技术中对于如何提高直流变换器的电压增益、如何降低变换器中各器件的电压应力、如何降低高压侧滤波电容的容量及其耐压，仍存在很多技术问题亟待解决。
发明内容
为克服上述现有技术的不足，本公开提供了一种低电压纹波多相高增益双向DC–DC变换器,用来在提升直流变换器的电压变比的同时，减少高压侧电压纹波，并降低电路中各器件的电压应力。
为实现上述目的，本公开的一个或多个实施例提供了如下技术方案：
一方面，公开了一种低电压纹波多相高增益双向DC–DC变换器，包括：
2n个电感器件L1、L2、……、Ln、……、L2n，2n个电容器件C1、C2、……、Cn、……、C2n和4n个开关器件S1、S2、……、S2n、……、S4n，n≥3；
其中，2n个电感的第一端共同相连，第1个电感L1的第二端分别与开关器件S1的第一端和开关器件S2的第二端相连，第i个电感Li的第二端分别与第i个电容Ci的第二端和开关器件S2i-1的第一端相连，第n+1个电感Ln+1的第二端分别与第1个电容C1的第二端、第n+1个电容Cn+1的第一端和开关器件S2n+1的第一端相连，第n+i个电感Ln+i的第二端分别与第n+i个电容Cn+i的第一端和开关器件S2n+2i-1的第一端相连；
第1个电容C1的第一端与开关器件S2n的第一端相连，第i个电容Ci的第一端与开关器件S2i的第二端相连，第n+1个电容Cn+1的第二端与开关器件S2n+2的第二端相连，第n+i个电容Cn+i的第二端与开关器件S2n+2i的第二端相连，i＝2，……，n；
2n个开关器件S1、S3、……、S2n-1、……、S4n-1的第二端共同与开关器件S4n的第一端相连，开关器件S2j的第一端与开关器件S2j+2的第二端相连，开关器件S2n+2j的第一端与开关器件S2n+2j+2的第二端相连，j＝1，2，……，n-1。
进一步的技术方案，2n个电感L1、L2、……、Ln、……、L2n的第一端共同与低压侧电源的正极或低压侧负载的正极相连，开关器件S4n的第一端与低压侧电源的负极或低压侧负载的负极相连。
进一步的技术方案，第1个电容C1的第一端与高压侧负载的正极或高压侧电源的正极相连，第n+1个电容Cn+1的第二端与高压侧负载的负极或高压侧电源的负极相连。
进一步的技术方案，4n个开关器件S1、S2、……、S2n、……、S4n的第三端分别与各自的驱动电路相连。
进一步的技术方案，2n个电容C1、C2、……、Cn、……、C2n的第一端为电容的正极，第二端为电容的负极。
进一步的技术方案，4n个开关器件S1、S2、……、S2n、……、S4n为N沟道场效应晶体管MOSFET或绝缘栅双极晶体管IGBT。
进一步的技术方案，当开关器件为N沟道场效应晶体管MOSFET时，所述开关器件的第一端为MOSFET的漏极，第二端为MOSFET的源极，第三端为MOSFET的栅极；当开关器件为绝缘栅双极晶体管IGBT时，所述开关器件的第一端为IGBT的集电极，第二端为IGBT的发射极，第三端为IGBT的栅极。
另一方面，公开了一种低电压纹波多相高增益双向DC–DC变换器的控制方法，包括：
2n个开关器件S1、S3、……、S2n-1、……、S4n-1依次移相180°控制，其占空比D的范围在0.5到1之间；2n个开关器件S2、S4、……、S2n、……、S4n分别与2n个开关器件S1、S3、……、S2n-1、……、S4n-1互补导通，即S1与S2、S3与S4、……、S2n-1与S2n、……、S4n-1与S4n的开关信号互补。
又一方面，还公开了多相高增益双向直流变换器的控制系统，包括：控制器及驱动电路，所述控制器被配置为采用上述所述的一种低电压纹波多相高增益双向DC–DC变换器的控制方法发送驱动信号通过驱动电路驱动上述低电压纹波多相高增益双向DC–DC变换器的工作状态。
以上一个或多个技术方案存在以下有益效果：
本公开所的一种述低电压纹波多相高增益双向DC–DC变换器及其控制方法，可实现2n倍于传统DC-DC变换器的电压变比，并能实现能量的双向流动。该变换器电容耐压均小于或等于高压侧电压的一半。相比传统DC-DC变换器，该变换器的开关器件承受更低的电压应力。同时，所述变换器的电压增益可随变换器的相数进行调节，具有很高的灵活性，并且当高压侧电压一定时，随着相数的增加，开关器件的电压应力会进一步降低。同时，该变换器在180°移相控制方式下，由于高压侧滤波电容的交错充放电，可使输出电压纹波大大减小，从而降低了变换器对输出滤波电容器件的容量要求。
本发明附加方面的优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
构成本公开的一部分的说明书附图用来提供对本公开的进一步理解，本公开的示意性实施例及其说明用于解释本公开，并不构成对本公开的不当限定。
图1为本发明所提一种低电压纹波多相高增益双向DC-DC变换器拓扑结构；
图2为所提拓扑的一种具体实施方式即八相低电压纹波高增益拓扑；
图3为八相低电压纹波高增益拓扑的开关控制逻辑；
图4(a)为八相低电压纹波高增益拓扑在Boost模式下的电路模态1；
图4(b)为八相低电压纹波高增益拓扑在Boost模式下的电路模态2；
图4(c)为八相低电压纹波高增益拓扑在Boost模式下的电路模态3；
图5为八相低电压纹波高增益拓扑的电压增益仿真；
图6为八相低电压纹波高增益拓扑的各相电感电流仿真；
图7为八相低电压纹波高增益拓扑的电容电压应力仿真；
图8为八相低电压纹波高增益拓扑的开关器件电压应力仿真；
图9为八相低电压纹波高增益拓扑的开关器件电流应力仿真；
图10为八相低电压纹波高增益拓扑的高压侧电压纹波仿真；
图11为非对称形态的六相高增益拓扑结构；
图12为现有的三相拓扑结构。
具体实施方式
应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本公开提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本公开所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本公开的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
在不冲突的情况下，本公开中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
在详细介绍该实施例子之前，对本公开的技术方案做如下说明：
本申请方案所提多相拓扑，是在图12现有三相拓扑方案的基础上改进而得到的。克服原已有技术输出滤波电容电压不对称、增益有限的不足的问题。作为已有技术，上述三相高增益拓扑的两个输出滤波电容电压不对称，且增益有限。
本申请方案对已有技术进行改进，提出的多相高增益拓扑结构，不仅可以通过灵活的配置相数而实现灵活的增益设计方案，而且可以通过使电路上半部与下半部的相数相等的配置方式，实现输出滤波电容的电压均衡功能。
本申请所提多相高增益拓扑，并非简单的对上述三相拓扑增加相数后通过并联技术结合到一起，而是在电感侧采用并联的结构，电容侧采用特殊的类似“串联”的结构，形成的高增益拓扑结构。该结构在设计过程中，还需结合相应的控制策略，才能实现更高的增益效果，否则，一味的增加电感和电容，可能导致电路的增益不能增加，甚至不能正常工作。比如通过并联两种相同的三相高增益拓扑而形成的“并联型”多相拓扑，则无法实现电路电压增益的进一步提高。通过增加电容和电感，可以形成多种电路拓扑结构，而本申请所述的多相高增益拓扑结构，是在保证自均流、自稳压、低器件应力的基础上，提升电路电压增益最有效的一种设计结构。
本实施例公开了一种可以多相拓展的低电压纹波多相高增益DC-DC变换器拓扑结构，所提供的拓扑的整体结构如图1所示。当所提供的拓扑的相数为2n相时，该变换器的电压增益等级是传统Boost变换器的2n倍，同时，变换器的各个开关器件相比Boost变换器具有更低的电压应力。
具体的，变换器为低电压纹波双向高增益DC–DC变换器，主要由2n个电感器件、2n个电容器件和4n个开关器件组成，该变换器在180°移相控制方式下，由于高压侧滤波电容的交错充放电，可使输出电压纹波大大减小。所公开的低电压纹波双向高增益DC–DC变换器可实现2n倍于传统DC-DC变换器的电压变比，并能实现能量的双向流动。该变换器电容耐压均小于或等于高压侧电压的一半。相比传统DC-DC变换器，该变换器的开关器件承受更低的电压应力。同时，所述变换器的电压增益可随变换器的相数进行调节，具有很高的灵活性，并且当高压侧电压一定时，随着相数的增加，开关器件的电压应力会进一步降低。
其中，电感组件和电容组件主要起储能作用，电感组件起到电流支撑作用，电容组件起到电压支撑作用。开关器件起到电路模态转换的作用，通过每个开关周期内的开关状态的不同，可使电感组件和电容组件在一个周期内充放电平衡，实现电路的稳定运行。三个组件间相互配合，可以实现电路的高电压增益、自均流、自稳压特性。
上述变换器在180°移相控制方法下，所述变换器的电压变比为：
Figure GDA0003117003340000061
其中，VH为高压侧电压，VL为低压侧电压。
上述变换器在180°移相控制方法下，第1个电容C1和第n+1个电容Cn+1的电压应力为：
Figure GDA0003117003340000071
第i个电容Ci的电压应力为：
Figure GDA0003117003340000072
第n+i个电容Cn+i的电压应力为：
Figure GDA0003117003340000073
上述变换器在180°移相控制方法下，第1个开关器件S1和第4n个开关器件S4n的电压应力为：
Figure GDA0003117003340000074
第2i–1个开关器件S2i-1和第2n+2i–1个开关器件S2n+2i-1的电压应力为：
Figure GDA0003117003340000075
第2i–2个开关器件S2i-2和第2n+2i–2个开关器件S2n+2i-2的电压应力为：
Figure GDA0003117003340000076
上述变换器在180°移相控制方法下，第1个开关器件S1和第4n个开关器件S4n的电流应力为：
Figure GDA0003117003340000077
第2i–1个开关器件S2i-1和第2n+2i–1个开关器件S2n+2i-1的电流应力为：
Figure GDA0003117003340000078
第2i–2个开关器件S2i-2和第2n+2i–2个开关器件S2n+2i-2的电流应力为：
Figure GDA0003117003340000079
上述变换器在180°移相控制方法下，高压侧输出端电压纹波为：
Figure GDA0003117003340000081
其中，C为输出侧电容C1和Cn+1的电容值，IH为高压侧输出电流，占空比D的范围在0.5到1之间，f为开关频率。
本发明的一种典型实施方式中，提供了一种八相低电压纹波高增益双向DC-DC变换器，其拓扑结构如图2所示。
该八相高增益双向直流变换器，包括：
8个电感器件L1、L2、……、L8，8个电容器件C1、C2、……、C8和16个开关器件S1、S2、……、S16。其中，8个电感的第一端共同相连，第1个电感L1的第二端与开关器件S1的第一端和开关器件S2的第二端相连，第i个电感Li的第二端与第i个电容Ci的第二端和开关器件S2i-1的第一端相连(i＝2，3，4，下同)，第5个电感L5的第二端与第1个电容C1的第二端、第5个电容C5的第一端和开关器件S9的第一端相连，第4+i个电感L4+i的第二端与第4+i个电容C4+i的第一端和开关器件S7+2i的第一端相连，第1个电容C1的第一端与开关器件S8的第一端相连，第i个电容Ci的第一端与开关器件S2i的第二端相连，第5个电容C5的第二端与开关器件S10的第二端相连，第4+i个电容C4+i的第二端与开关器件S8+2i的第二端相连，8个开关器件S1、S3、S5、S7、……、S15的第二端共同与开关器件S16的第一端相连，开关器件S2j的第一端与开关器件S2j+2的第二端相连(j＝1，2，3，下同)，开关器件S8+2j的第一端与开关器件S10+2j的第二端相连。
进一步的，上述8个电感L1、L2、……、L8的第一端共同与低压侧电源的正极或低压侧负载的正极相连，开关器件S16的第一端与低压侧电源的负极或低压侧负载的负极相连，第1个电容C1的第一端与高压侧负载的正极或高压侧电源的正极相连，第5个电容C5的第二端与高压侧负载的负极或高压侧电源的负极相连，16个开关器件S1、S2、……、S16的第三端分别与各自的驱动电路相连。
进一步的，上述8个电感L1、L2、……、L8的第一端为电感的一端，第二端为电感的另一端；8个电容C1、C2、……、C8的第一端为电容的正极，第二端为电容的负极。
进一步的，上述16个开关器件S1、S2、……、S16为N沟道场效应晶体管MOSFET或绝缘栅双极晶体管IGBT。当开关器件为N沟道场效应晶体管MOSFET时，所述开关器件的第一端为MOSFET的漏极，第二端为MOSFET的源极，第三端为MOSFET的栅极；当开关器件为绝缘栅双极晶体管IGBT时，所述开关器件的第一端为IGBT的集电极，第二端为IGBT的发射极，第三端为IGBT的栅极。
所述的一种低电压纹波多相高增益双向DC–DC变换器的控制方法，采用180°移相控制方法。即8个开关器件S1、S3、S5、S7、……、S15依次移相180°控制，其占空比D的范围在0.5到1之间；8个开关器件S2、S4、S6、S8、……、S16分别与8个开关器件S1、S3、S5、S7、……、S15互补导通，即S2与S1、S4与S3、……、S16与S15的开关信号互补。八相低电压纹波高增益双向DC–DC变换器的开关器件导通策略如图3所示。
在上述开关器件导通策略下，所提电路拓扑在一个开关周期内共有四个工作阶段，对应三种电路工作模态：
模态1[t0-t1，t2-t3]：如图4(a)所示，功率开关管S1、S3、S5、S7、……、S15导通，S2、S4、S6、S8、……、S16关断。低压侧电源对电感L1、L2、……、L8充电，电容C2、C3、C4、C6、C7、C8无充放电，电容C1和C5共同对高压侧负载供电。
模态2[t1-t2]：如图4(b)所示，功率开关管S1、S4、S5、S8、S9、S12、S13、S16导通，S2、S3、S6、S7、S10、S11、S14、S15关断。低压侧电源对电感L1、L3、L5、L7充电，电感L2对电容C2放电，对电容C3充电，电感L4对电容C4放电，对电容C1充电，电感L6对电容C6充电，对电容C7放电，电感L8对电容C8充电，电容C1、C5共同对高压侧负载供电。
模态3[t3-t4]：如图4(c)所示，功率开关管S2、S3、S6、S7、S10、S11、S14、S15导通，S1、S4、S5、S8、S9、S12、S13、S16关断。低压侧电源对电感L2、L4、L6、L8充电，电感L1对电容C2充电，电感L3对电容C3放电，对电容C4充电，电感L5对电容C5充电，对电容C6放电，电感L7对电容C7充电，对电容C8放电，电容C1、C5共同对高压侧负载供电。
本典型实施案例八相低电压纹波高增益双向DC-DC变换器中的仿真参数如下：8个电感的电感量都为1mH，8个电容的的电容量都为1000μF，低压侧输入电压为24V，高压侧负载为250Ω，输出电压为480V。
本典型实施案例八相低电压纹波高增益双向DC-DC变换器在所述180°移相控制方法下，所述变换器的电压变比为：
Figure GDA0003117003340000101
其中，VH为高压侧电压，VL为低压侧电压，D为开关器件S1、S3、S5、S7、……、S15的占空比。本典型实施案例八相低电压纹波高增益双向DC-DC变换器的电压变比的仿真结果如图5所示。由图5可见，本优选案例在占空比在0.6的时候，输入电压24V，输出电压可以达到480V，而传统Boost变换器在占空比为0.6的时候输出电压只能达到60V，本典型实施案例八相低电压纹波高增益双向DC-DC变换器的电压增益为传统Boost变换器电压增益的8倍。
本典型实施案例四相高增益双向直流变换器的电感电流仿真波形如图6所示。
本典型实施案例八相低电压纹波高增益双向DC-DC变换器在所述180°移相控制方法下，所述变换器的电容的电压应力如下。
第1个电容C1和第5个电容C5的电压应力为：
Figure GDA0003117003340000102
第i个电容Ci的电压应力为：
Figure GDA0003117003340000103
第4+i个电容C4+i的电压应力为：
Figure GDA0003117003340000111
本典型实施案例八相低电压纹波高增益双向DC-DC变换器的电容电压应力仿真结果如图7所示。可见各个电容电压值与理论值相符。
本典型实施案例八相低电压纹波高增益双向DC-DC变换器的在所述180°移相控制方法下，所述变换器的开关器件的电压应力如下。
第1个开关器件S1和第8个开关器件S8的电压应力为：
Figure GDA0003117003340000112
第2i–1个开关器件S2i-1和第7+2i个开关器件S7+2i的电压应力为：
Figure GDA0003117003340000113
第2i–2个开关器件S2i-2和第6+2i个开关器件S6+2i的电压应力为：
Figure GDA0003117003340000114
其中，VH为高压侧电压。
本典型实施案例八相低电压纹波高增益双向DC-DC变换器的开关器件电压应力仿真结果如图8所示。可见各个开关器件的电压应力均低于高压侧电压的一半。
本典型实施案例八相低电压纹波高增益双向DC-DC变换器的在所述180°移相控制方法下，所述变换器的开关器件的电流应力如下。
第1个开关器件S1和第8个开关器件S8的电流应力为：
Figure GDA0003117003340000115
第2i–1个开关器件S2i-1和第7+2i个开关器件S7+2i的电流应力为：
Figure GDA0003117003340000116
第2i–2个开关器件S2i-2和第6+2i个开关器件S6+2i的电流应力为：
Figure GDA0003117003340000121
其中，IL为低压侧总电感电流。
本典型实施案例八相低电压纹波高增益双向DC-DC变换器的开关器件电流应力仿真结果如图9所示。可见，各开关器件电流应力均低于总输入电感电流。
本典型实施案例八相低电压纹波高增益双向DC-DC变换器的在所述180°移相控制方法下，高压侧输出端电压纹波为：
Figure GDA0003117003340000122
其中，IH为高压侧输出电流，C为输出侧电容C1和C5的电容值，占空比D的范围在0.5到1之间，f为开关频率。
本典型实施案例八相低电压纹波高增益双向DC-DC变换器的输出电压纹波仿真结果如图10所示。可见，两个输出滤波电容的电压纹波约为6V，经交错充放电后，高压侧输出电压纹波减少到2V。
本典型实施案例八相低电压纹波高增益双向DC-DC变换器表明，所提变换器结构在180°移相控制方式下可以获得数倍于传统Boost变换器的电压变比，且电容耐压均小于或等于高压侧电压的一半，同时具有更低的开关器件电压应力并均远小于高压侧电压，且输出电压纹波大大减小。同时，其电压增益比例可随相数的增加不断扩展。
在另一实施例子中，对于所提电路拓扑上半部分即L1、L2、……、Ln所组成的电路部分，和下半部分即Ln+1、Ln+2、……、L2n所组成的电路部分，经过对两部分电路相数的不对称拓展，形成的非对称多相拓扑，也在本发明的保护范围以内。
如图11所示，将电路拓扑上半部分配置为L1、L2、L3、L4所组成的四相结构，下半部分配置为L5、L6所组成的两相结构，该图11所示的拓扑结构上下部分并非对称，但也可以实现高增益功能，类似这种不对称的拓扑结构，由于其更改难度低，故也属于本申请保护范围。
以上所述仅为本公开的优选实施例而已，并不用于限制本公开，对于本领域的技术人员来说，本公开可以有各种更改和变化。凡在本公开的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本公开的保护范围之内。
上述虽然结合附图对本公开的具体实施方式进行了描述，但并非对本公开保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本公开的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本公开的保护范围以内。

Claims (10)

1.一种低电压纹波多相高增益双向DC–DC变换器，其特征是，包括：
2n个电感器件L1、L2、……、Ln、……、L2n，2n个电容器件C1、C2、……、Cn、……、C2n和4n个开关器件S1、S2、……、S2n、……、S4n，n≥3；
其中，2n个电感的第一端共同相连，第1个电感L1的第二端分别与开关器件S1的第一端和开关器件S2的第二端相连，第i个电感Li的第二端分别与第i个电容Ci的第二端和开关器件S2i-1的第一端相连，第n+1个电感Ln+1的第二端分别与第1个电容C1的第二端、第n+1个电容Cn+1的第一端和开关器件S2n+1的第一端相连，第n+i个电感Ln+i的第二端分别与第n+i个电容Cn+i的第一端和开关器件S2n+2i-1的第一端相连；
第1个电容C1的第一端与开关器件S2n的第一端相连，第i个电容Ci的第一端与开关器件S2i的第二端相连，第n+1个电容Cn+1的第二端与开关器件S2n+2的第二端相连，第n+i个电容Cn+i的第二端与开关器件S2n+2i的第二端相连，i＝2，……，n；
2n个开关器件S1、S3、……、S2n-1、……、S4n-1的第二端共同与开关器件S4n的第一端相连，开关器件S2j的第一端与开关器件S2j+2的第二端相连，开关器件S2n+2j的第一端与开关器件S2n+2j+2的第二端相连，j＝1，2，……，n-1。
2.如权利要求1所述的一种低电压纹波多相高增益双向DC–DC变换器，其特征是，2n个电感L1、L2、……、Ln、……、L2n的第一端共同与低压侧电源的正极或低压侧负载的正极相连，开关器件S4n的第一端与低压侧电源的负极或低压侧负载的负极相连。
3.如权利要求1所述的一种低电压纹波多相高增益双向DC–DC变换器，其特征是，第1个电容C1的第一端与高压侧负载的正极或高压侧电源的正极相连，第n+1个电容Cn+1的第二端与高压侧负载的负极或高压侧电源的负极相连。
4.如权利要求1所述的一种低电压纹波多相高增益双向DC–DC变换器，其特征是，4n个开关器件S1、S2、……、S2n、……、S4n的第三端分别与各自的驱动电路相连。
5.如权利要求1所述的一种低电压纹波多相高增益双向DC–DC变换器，其特征是，2n个电容C1、C2、……、Cn、……、C2n的第一端为电容的正极，第二端为电容的负极。
6.如权利要求1所述的一种低电压纹波多相高增益双向DC–DC变换器，其特征是，4n个开关器件S1、S2、……、S2n、……、S4n为N沟道场效应晶体管MOSFET或绝缘栅双极晶体管IGBT。
7.如权利要求1所述的一种低电压纹波多相高增益双向DC–DC变换器，其特征是，L1、L2、……、Ln所组成的电路部分，和下半部分即Ln+1、Ln+2、……、L2n所组成的电路部分，经过对两部分电路相数的不对称拓展，形成非对称多相拓扑。
8.一种基于权利要求1-7任一所述的低电压纹波多相高增益双向DC–DC变换器的控制方法，其特征是，包括：
2n个开关器件S1、S3、……、S2n-1、……、S4n-1依次移相180°控制，其占空比D的范围在0.5到1之间；2n个开关器件S2、S4、……、S2n、……、S4n分别与2n个开关器件S1、S3、……、S2n-1、……、S4n-1互补导通，即S1与S2、S3与S4、……、S2n-1与S2n、……、S4n-1与S4n的开关信号互补。
9.如权利要求8所述的一种低电压纹波多相高增益双向DC–DC变换器的控制方法，其特征是，高压侧输出端电压纹波为：
Figure FDA0003117003330000031
其中，C为输出侧电容C1和Cn+1的电容值，IH为高压侧输出电流，占空比D的范围在0.5到1之间，f为开关频率。
10.多相高增益双向直流变换器的控制系统，其特征是，包括：
控制器及驱动电路，所述控制器被配置为采用上述权利要求8或9所述的一种低电压纹波多相高增益双向DC–DC变换器的控制方法发送驱动信号通过驱动电路驱动上述权利要求1-7任一所述的低电压纹波多相高增益双向DC–DC变换器的工作状态。
CN202010681258.8A 2020-07-15 2020-07-15 一种低电压纹波多相高增益双向dc–dc变换器及其控制方法 Active CN111884508B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010681258.8A CN111884508B (zh) 2020-07-15 2020-07-15 一种低电压纹波多相高增益双向dc–dc变换器及其控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010681258.8A CN111884508B (zh) 2020-07-15 2020-07-15 一种低电压纹波多相高增益双向dc–dc变换器及其控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111884508A CN111884508A (zh) 2020-11-03
CN111884508B true CN111884508B (zh) 2021-09-14

Family

ID=73154467

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010681258.8A Active CN111884508B (zh) 2020-07-15 2020-07-15 一种低电压纹波多相高增益双向dc–dc变换器及其控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN111884508B (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113162409A (zh) * 2021-04-16 2021-07-23 电子科技大学 一种具有固有均压均流特性的高增益双输出升压变换器
CN113676047A (zh) * 2021-09-09 2021-11-19 上海交通大学 一种可拓展开关电容双向dc-dc变换器及控制方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN203942447U (zh) * 2014-07-02 2014-11-12 三峡大学 一种zvt交错并联高增益式dc/dc变换器
CN106533173A (zh) * 2016-12-29 2017-03-22 三峡大学 一种输入相数可调的高增益dc/dc变换器
CN206850670U (zh) * 2017-05-27 2018-01-05 三峡大学 一种自动均流的高自由度dc/dc变换器
CN108365746A (zh) * 2018-03-15 2018-08-03 山东大学 一种基于耦合电感的高增益双向四相dc-dc变换器及控制方法
CN110034674A (zh) * 2018-01-12 2019-07-19 山东大学 一种高增益双向三相dc-dc变换器及控制方法

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104218801A (zh) * 2014-09-26 2014-12-17 三峡大学 一种非隔离型高增益dc/dc变换器

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN203942447U (zh) * 2014-07-02 2014-11-12 三峡大学 一种zvt交错并联高增益式dc/dc变换器
CN106533173A (zh) * 2016-12-29 2017-03-22 三峡大学 一种输入相数可调的高增益dc/dc变换器
CN206850670U (zh) * 2017-05-27 2018-01-05 三峡大学 一种自动均流的高自由度dc/dc变换器
CN110034674A (zh) * 2018-01-12 2019-07-19 山东大学 一种高增益双向三相dc-dc变换器及控制方法
CN108365746A (zh) * 2018-03-15 2018-08-03 山东大学 一种基于耦合电感的高增益双向四相dc-dc变换器及控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN111884508A (zh) 2020-11-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110034674B (zh) 一种高增益双向三相dc-dc变换器及控制方法
CN102918757A (zh) 电力变换装置
CN111884508B (zh) 一种低电压纹波多相高增益双向dc–dc变换器及其控制方法
CN113746361A (zh) 具高电压增益的交流-直流电源变换系统
EP3255771B1 (en) Bidirectional dc-dc convertor
CN110198124B (zh) 开关电容型三相交错并联双向宽增益直流变换器
Mohammed et al. Design and implementation of a modified Luo converter with higher–voltage ratio gain
CN113541486A (zh) 交错二极管电容网络高增益zvt直流变换器及辅助电路
CN110729899B (zh) 宽输入宽输出三相高增益直流变换器及控制方法
Molavi et al. High step-up/down DC-DC bidirectional converter with low switch voltage stress
He et al. The regulation characteristics of bridge modular switched-capacitor AC-AC converter
CN111464030B (zh) 一种多相高增益双向直流变换器、控制方法及系统
Babanezhad et al. A Multiphase High Step-Up Interleaved Boost Converter with Voltage Multiplier and Active Clamp Circuits
Ashique et al. A high gain soft switching non-isolated bidirectional DC-DC converter
CN115842476A (zh) 一种基于开关电容的单电感直流功率变换器
Sha et al. Unequal PWM control for a current-fed dc-dc converter for battery application
CN112953230B (zh) 双有源桥电路的三重移相控制方法、控制装置
Hulea et al. An improved bidirectional hybrid switched capacitor converter
Sadighi et al. A soft-switched high step-up DC-DC converter using voltage multiplier cells
Guo et al. Design Considerations for PPS Controlled Current-Fed DAB Converter to Achieve Full Load Range ZVS with Low Inductor RMS Current
Moradisizkoohi et al. Ultra-high step-up DC/DC converter based on dual-coupled-inductors with low voltage stress and input current ripple for renewable energy applications
Hwu et al. A novel voltage-boosting converter with passive voltage clamping
Suja et al. Modified interleaved buck converter implementation for higher step-down conversion ratio
Bhaskar et al. Fueling the Future: Introducing a New Hybrid Switched-Reactive Converter for High Voltage Gain in Fuel-Cell Vehicles
CN113659835B (zh) 电容自稳压低开关电压应力高增益直流变换器及控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant