CN111464030B - 一种多相高增益双向直流变换器、控制方法及系统 - Google Patents

一种多相高增益双向直流变换器、控制方法及系统 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种多相高增益双向直流变换器、控制方法及系统，主要由n个电感器件、n个电容器件和2n个开关器件组成，该变换器在180°移相控制方式下，可实现n倍于传统DC‑DC变换器的电压变比，并能实现能量的双向流动。该变换器电容耐压均小于或等于高压侧电压。相比传统DC‑DC变换器，该变换器的开关器件承受更低的电压应力。同时，所述变换器的电压增益可随变换器的相数进行调节，具有很高的灵活性，并且当高压侧电压一定时，随着相数的增加，开关器件的电压应力会进一步降低。

Description

一种多相高增益双向直流变换器、控制方法及系统
技术领域
本发明属于DC-DC变换器技术领域，尤其涉及一种多相高增益双向直流变换器、控制方法及系统。
背景技术
本部分的陈述仅仅是提供了与本公开相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。
近年来随着光伏系统、储能系统、电动汽车等领域的快速发展，直流变换器的需求量不断提高。为降低生产成本、提高硬开关下的工作效率、减小变换器体积，非隔离型直流变换器大量应用于上述场合，具有很高的市场价值。
基本的非隔离型双向直流变换器由Boost电路和Buck电路复合得到，其正向工作时为Boost电路，反向工作时为Buck电路，两个开关管工作在同步整流状态。当电路工作在Boost运行方式下时，其理论增益为无穷大。然而由于电路中存在电感等效直流电阻、电容等效串联电阻、开关器件导通电阻等寄生电阻，电感电流将在寄生电阻上产生压降，从而导致电路工作在Boost运行方式下的升压比有限。当输出功率增大时，电路输出的最高电压下降更为明显。除电压增益受限之外，随着输出电压等级的提高，传统直流变换器的开关器件承受整个高压侧电压，使得在变换器器件选型时不得不采用更高耐压等级的器件，增加了变换器的成本。
为提高DC-DC变换器的电压转换比，目前的解决方案主要有三种：
第一种是使用变压器实现升降压，其能量转换环节为直流-交流-交流-直流，但此方案由于转换环节较多，使得能量转换效率变低。
第二种是使用开关电容技术实现升降压，但此方案所需开关器件过多，使得成本加大且控制复杂。
第三种是使用耦合电感技术实现升降压，但耦合电感的漏感会引起过大的电压尖峰且加大损耗。
现有专利申请号为“201810031749.0”，公开了一种高增益双向三相DC-DC变换器及控制方法，但是该三相高增益双向直流变换器拓扑的电压增益有限，仅为三倍于传统直流变换器或Boost变换器的电压增益，无法满足拓展变换器的相数的需求。
综上所述，现有技术中对于如何提高直流变换器的电压增益和如何降低变换器中各器件的电压应力，仍存在很多技术问题亟待解决。
发明内容
为克服上述现有技术的不足，本发明提供了一种多相高增益双向直流变换器，用来提升直流变换器的电压变比。
为实现上述目的，本发明的一个或多个实施例提供了如下技术方案：
一种多相高增益双向直流变换器，包括：
n个电感器件L1、L2、······、Ln，n个电容器件C1、C2、······、Cn和2n个开关器件S1、S2、······、Sn、Sn+1、······、S2n；
其中，n个电感的第一端共同相连，第i个电感Li的第二端与第i个电容Ci的第一端和开关器件S2i-1的第一端相连；
第i个电容Ci的第二端与开关器件S2i的第二端相连；
n个开关器件S1、S3、······、S2n-1的第二端共同与开关器件S2n的第一端相连，开关器件S2k的第一端与开关器件S2k+2的第二端相连，n≥2；i＝1，2，······，n；k＝1，2，······，n-1。
进一步的技术方案，所述n个开关器件S2、S4、······、S2n分别与n个开关器件S1、S3、······、S2n-1互补导通，即S1与S2、S3与S4、······、S2n-1与S2n的开关信号互补。
进一步的技术方案，所述n个电容C1、C2、······、Cn的第一端为电容的正极，第二端为电容的负极。
进一步的技术方案，所述2n个开关器件还包括第三端，所述第三端被配置为与各自开关器件的驱动电路相连。
进一步的技术方案，所述开关器件为N沟道场效应晶体管MOSFET或绝缘栅双极晶体管IGBT；
当开关器件为N沟道场效应晶体管MOSFET时，所述开关器件的第一端为MOSFET的漏极，第二端为MOSFET的源极，第三端为MOSFET的栅极；
当开关器件为绝缘栅双极晶体管IGBT时，所述开关器件的第一端为IGBT的集电极，第二端为IGBT的发射极，第三端为IGBT的栅极。
进一步的技术方案，还包括：
低压侧单元及高压侧单元，所述低压侧单元与高压侧单元之间连接有上述变换器。
进一步的技术方案，所述低压侧单元为低压侧电源或低压侧负载，所述低压侧电源的正极或低压侧负载的正极连接至n个电感L1、L2、……、Ln的第一端；
所述高压侧单元为高压侧负载或高压侧电源，开关器件S2n的第一端与低压侧电源的负极或低压侧负载的负极相连，第1个电容C1的第一端与高压侧负载的正极或高压侧电源的正极相连，第1个电容C1的第二端与高压侧负载的负极或高压侧电源的负极相连。
另一方面，还公开了多相高增益双向直流变换器的控制方法，包括：
采用180°移相控制方法即n个开关器件S1、S3、······、S2n-1依次移相180°控制，占空比范围在0.5到1之间。
进一步的技术方案，n个开关器件S1、S3、······、S2n-1依次移相180°控制，具体为：发送驱动信号控制开关器件的工作状态，n个开关器件S2、S4、······、S2n分别与n个开关器件S1、S3、······、S2n-1互补导通。
又一方面，还公开了多相高增益双向直流变换器的控制系统，包括：
控制器及驱动电路，所述控制器被配置为采用上述所述的一种多相高增益双向直流变换器的控制方法发送驱动信号通过驱动电路驱动上述多相高增益双向直流变换器中的开关器件的工作状态。
以上一个或多个技术方案存在以下有益效果：
相比现有变换器，本公开技术方案变换器变比有所提高，并可灵活配置拓扑的电压变比，所提拓扑的电压变比为VH/VL＝n/(1-D)，n为拓扑相数，也即电感的个数。所提拓扑的相数越多，变换器的变比越高，而不仅仅局限于三倍变比。变比提高的原因在于拓扑相数的提高，每提高一相，增加一个电感两个电容和两个开关器件，通过相应的开关策略，在电路作用规律下可以对电容充电，结合所提拓扑的结构特点，该电容电压可以提升整个输出的电压，从而提高变换器的变比。
本公开该变换器在180°移相控制方式下，可实现n倍于传统DC-DC变换器的电压变比，并能实现能量的双向流动。该变换器电容耐压均小于或等于高压侧电压。相比传统DC-DC变换器，该变换器的开关器件承受更低的电压应力。同时，所述变换器的电压增益可随变换器的相数进行调节，具有很高的灵活性，并且当高压侧电压一定时，随着相数的增加，开关器件的电压应力会进一步降低。
附图说明
构成本发明的一部分的说明书附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。
图1为本发明所提多相高增益双向直流变换器拓扑结构；
图2为所提拓扑的一种具体实施方式四相高增益拓扑；
图3为所提拓扑具体实施方式的四相高增益拓扑的开关控制逻辑；
图4(a)为四相高增益拓扑在Boost模式下的电路模态1；
图4(b)为四相高增益拓扑在Boost模式下的电路模态2；
图4(c)为四相高增益拓扑在Boost模式下的电路模态3；
图5为四相高增益拓扑的电压增益仿真；
图6为四相高增益拓扑的各相电感电流仿真；
图7为四相高增益拓扑的电容电压应力仿真；
图8为四相高增益拓扑的开关器件电压应力仿真；
图9为四相高增益拓扑的开关器件电流应力仿真。
具体实施方式
应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本发明提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本发明所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本发明的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
本实施例公开了一种可以多相拓展的高增益直流变换器拓扑结构，所提供的拓扑的整体结构如图1所示。当所提供的拓扑的相数为n相时，该变换器的电压增益等级是传统Boost变换器的n倍，同时，变换器的各个开关器件相比Boost变换器具有更低的电压应力。
其中：n个电感器件L1、L2、······、Ln(n≥2，下同)，n个电容器件C1、C2、······、Cn和2n个开关器件S1、S2、······、Sn、Sn+1、······、S2n。其中，n个电感的第一端共同相连，第i个电感Li的第二端与第i个电容Ci的第一端和开关器件S2i-1的第一端相连(i＝1，2，······，n，下同)，第i个电容Ci的第二端与开关器件S2i的第二端相连，n个开关器件S1、S3、······、S2n-1的第二端共同与开关器件S2n的第一端相连，开关器件S2k的第一端与开关器件S2k+2的第二端相连(k＝1，2，······，n-1)。
上述n个电感L1、L2、······、Ln的第一端共同与低压侧电源的正极或低压侧负载的正极相连，开关器件S2n的第一端与低压侧电源的负极或低压侧负载的负极相连，第1个电容C1的第一端与高压侧负载的正极或高压侧电源的正极相连，第1个电容C1的第二端与高压侧负载的负极或高压侧电源的负极相连，2n个开关器件S1、S2、······、Sn、Sn+1、······、S2n的第三端分别与各自的驱动电路相连。
还公开了多相高增益双向直流变换器的控制系统，包括控制器及驱动电路，控制器采用180°移相控制方法通过驱动电路驱动上述多相高增益双向直流变换器中的开关器件的工作状态，可描述为，n个开关器件S1、S3、······、S2n-1依次移相180°控制，占空比范围在0.5到1之间；n个开关器件S2、S4、······、S2n分别与n个开关器件S1、S3、······、S2n-1互补导通，即S1与S2、S3与S4、······、S2n-1与S2n的开关信号互补。
上述一种多相高增益双向直流变换器在所述180°移相控制方法下，所述变换器的电压变比为：
Figure BDA0002491974440000061
其中，VH为高压侧电压，VL为低压侧电压，D为开关器件S2、S4、······、S2n的占空比。
上述一种多相高增益双向直流变换器在所述180°移相控制方法下，所述变换器的电容C1、C2、······、Cn的电压应力为：
Figure BDA0002491974440000062
其中，
Figure BDA0002491974440000063
为电容Ci的电压应力。
上述一种多相高增益双向直流变换器在所述180°移相控制方法下，所述变换器的开关器件S1、S3、······、S2n-1电压应力
Figure BDA0002491974440000064
为：
Figure BDA0002491974440000071
开关器件S2、S4、······、S2n-2的电压应力
Figure BDA0002491974440000072
为：
Figure BDA0002491974440000073
开关器件S2n的电压应力
Figure BDA0002491974440000074
为：
Figure BDA0002491974440000075
上述一种多相高增益双向直流变换器在所述180°移相控制方法下，所述变换器的开关器件S2、S4、······、S2n的电流应力
Figure BDA0002491974440000076
为：
Figure BDA0002491974440000077
开关器件S1的电流应力
Figure BDA0002491974440000078
为：
Figure BDA0002491974440000079
开关器件S3、······、S2n-1的电流应力
Figure BDA00024919744400000710
为：
Figure BDA00024919744400000711
其中，IL为低压侧总电感电流。
本发明的一种典型实施方式中，提供了一种四相高增益双向直流变换器，其拓扑结构如图2所示。
该四相高增益双向直流变换器，包括：
4个电感器件L1、L2、L3、L4，4个电容器件C1、C2、C3、C4和8个开关器件S1、S2、······、S8。其中，4个电感的第一端共同相连，第i个电感Li的第二端与第i个电容Ci的第一端和开关器件S2i-1的第一端相连(i＝1，2，······，4)，第i个电容Ci的第二端与开关器件S2i的第二端相连，4个开关器件S1、S3、S5、S7的第二端共同与开关器件S8的第一端相连，开关器件S2k的第一端与开关器件S2k+2的第二端相连(k＝1，2，3)。
以四相高增益双向直流变换器工作在Boost模式下为例，上述4个电感L1、L2、L3、L4的第一端共同与低压侧电源的正极相连，开关器件S8的第一端与低压侧电源的负极相连，第1个电容C1的第一端与高压侧负载的正极相连，第1个电容C1的第二端与高压侧负载的负极相连，8个开关器件S1、S2、······、S8的第三端分别与各自的驱动电路相连。
上述4个电感L1、L2、L3、L4的第一端为电感的一端，第二端为电感的另一端；4个电容C1、C2、C3、C4的第一端为电容的正极，第二端为电容的负极。
上述8个开关器件S1、S2、······、S8为N沟道场效应晶体管MOSFET或绝缘栅双极晶体管IGBT。当开关器件为N沟道场效应晶体管MOSFET时，所述开关器件的第一端为MOSFET的漏极，第二端为MOSFET的源极，第三端为MOSFET的栅极；当开关器件为绝缘栅双极晶体管IGBT时，所述开关器件的第一端为IGBT的集电极，第二端为IGBT的发射极，第三端为IGBT的栅极。
四相高增益双向直流变换器的控制方法为：4个开关器件S1、S3、S5、S7依次移相180°控制，占空比范围在0.5到1之间；4个开关器件S2、S4、S6、S8分别与4个开关器件S1、S3、S5、S7互补导通，即S1与S2、S3与S4、S5与S6、S7与S8的开关信号互补。四相高增益双向直流变换器的开关器件导通策略如图3所示。
在上述开关器件导通策略下，所提电路拓扑在一个开关周期内共有四个工作阶段，对应三种电路工作模态：
模态1[t0-t1，t2-t3]：如图4(a)所示，功率开关管S1、S3、S5、S7导通，S2、S4、S6、S8关断，低压侧电源对电感L1、L2、L3、L4充电，电容C2、C3、C4无充放电，电容C1对高压侧负载供电。
模态2[t1-t2]：如图4(b)所示，功率开关管S1、S4、S5、S8导通，S2、S3、S6、S7关断，低压侧电源对电感L1、L3充电，电感L2、L4对电容C2、C4充电，电容C3放电，电容C1对高压侧负载供电。
模态3[t3-t4]：如图4(c)所示，功率开关管S2、S3、S6、S7导通，S1、S4、S5、S8关断，低压侧电源对电感L2、L4充电，电感L1、L3对电容C1、C3充电，电容C2、C4放电，电容C1对高压侧负载供电。
本典型实施案例四相高增益双向直流变换器中的仿真参数如下：4个电感的电感量都为1mH，四个电容的的电容量都为1000μF，低压侧输入电压为24V，高压侧负载为250Ω，输出电压为240V，功率约为230W。
本典型实施案例四相高增益双向直流变换器在所述180°移相控制方法下，所述变换器的电压变比为：
Figure BDA0002491974440000091
其中，VH为高压侧电压，VL为低压侧电压，D为开关器件S2、S4、S6、S8的占空比。本典型实施案例四相高增益双向直流变换器的电压变比的仿真结果如图5所示。由图5可见，本优选案例在占空比在0.6的时候，输入电压24V，输出电压可以达到240V，而传统Boost变换器在占空比为0.6的时候输出电压只能达到60V，本典型实施案例四相高增益双向直流变换器的电压增益为传统Boost变换器电压增益的4倍。
本典型实施案例四相高增益双向直流变换器的电感电流仿真波形如图6所示。
本典型实施案例四相高增益双向直流变换器在所述180°移相控制方法下，所述变换器的电容C1、C2、C3、C4的电压应力为：
Figure BDA0002491974440000092
其中，
Figure BDA0002491974440000093
为电容Ci的电压应力。本典型实施案例四相高增益双向直流变换器的电容电压应力仿真结果如图7所示。可见各个电容电压值与理论值相符。
本典型实施案例四相高增益双向直流变换器的在所述180°移相控制方法下，所述变换器的开关器件S1、S3、S5、S7的电压应力
Figure BDA0002491974440000094
为：
Figure BDA0002491974440000101
开关器件S2、S4、S6的电压应力
Figure BDA0002491974440000102
为：
Figure BDA0002491974440000103
开关器件S8的电压应力
Figure BDA0002491974440000104
为：
Figure BDA0002491974440000105
本典型实施案例四相高增益双向直流变换器的开关器件电压应力仿真结果如图8所示。可见各个开关器件的电压应力均低于高压侧电压。
本典型实施案例四相高增益双向直流变换器的在所述180°移相控制方法下，所述变换器的开关器件S2、S4、S6、S8的电流应力
Figure BDA0002491974440000106
为：
Figure BDA0002491974440000107
开关器件S1的电流应力
Figure BDA0002491974440000108
为：
Figure BDA0002491974440000109
开关器件S3、S5、S7的电流应力为
Figure BDA00024919744400001010
Figure BDA00024919744400001011
其中，IL为低压侧总电感电流。本典型实施案例四相高增益双向直流变换器的开关器件电流应力仿真结果如图9所示。可见，各开关器件电流应力均低于总输入电感电流。
本典型实施案例四相高增益双向直流变换器表明，所提变换器结构在180°移相控制方式下可以获得数倍于传统Boost变换器的电压变比，且电容耐压均小于或等于高压侧电压，同时具有更低的开关器件电压应力并均小于高压侧电压。同时，其电压增益比例可随相数的增加不断扩展。
本申请技术方案公开的一种多相高增益直流变换器拓扑结构，该结构可以灵活更改变换器的相数，以实现电压增益的灵活调节，使得申请方案所用的变换器电压增益可以实现无限扩展。变换器结构每增加一相，变换器的电压增益就会增加相当于传统直流变换器一倍的电压增益。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims (4)

1.一种多相高增益双向直流变换器，其特征是，包括：
n个电感器件L1、L2、······、Ln，n个电容器件C1、C2、······、Cn和2n个开关器件S1、S2、······、Sn、Sn+1、······、S2n；
其中，n个电感的第一端共同相连，第i个电感Li的第二端与第i个电容Ci的第一端和开关器件S2i-1的第一端相连；第i个电容Ci的第二端与开关器件S2i的第二端相连；n个开关器件S1、S3、······、S2n-1的第二端共同与开关器件S2n的第一端相连，开关器件S2k的第一端与开关器件S2k+2的第二端相连，n≥2；i＝1，2，······，n；k＝1，2，······，n-1；n个电感L1、L2、······、Ln的第一端共同与低压侧单元的正极相连，开关器件S2n的第一端与低压侧单元的负极相连；第1个电容C1的第一端与高压侧单元的正极相连，第1个电容C1的第二端与高压侧单元的负极相连；
所述低压侧单元为低压侧电源或低压侧负载，所述高压侧单元为高压侧负载或高压侧电源；
所述n个电容C1、C2、······、Cn的第一端为电容的正极，第二端为电容的负极；
所述2n个开关器件还包括第三端，所述第三端被配置为与各自开关器件的驱动电路相连；所述2n个开关器件为N沟道场效应晶体管MOSFET或绝缘栅双极晶体管IGBT；当2n个开关器件为N沟道场效应晶体管MOSFET时，所述开关器件的第一端为MOSFET的漏极，第二端为MOSFET的源极，第三端为MOSFET的栅极；当2n个开关器件为绝缘栅双极晶体管IGBT时，所述开关器件的第一端为IGBT的集电极，第二端为IGBT的发射极，第三端为IGBT的栅极。
2.如权利要求1所述的一种多相高增益双向直流变换器，其特征是，所述n个开关器件S2、S4、······、S2n分别与n个开关器件S1、S3、······、S2n-1互补导通，即S1与S2、S3与S4、······、S2n-1与S2n的开关信号互补。
3.基于权利要求1-2任一所述的一种多相高增益双向直流变换器的控制方法，其特征是，包括：
采用180°移相控制方法，即n个开关器件S1、S3、······、S2n-1依次移相180°控制，占空比范围在0.5到1之间；n个开关器件S2、S4、······、S2n分别与n个开关器件S1、S3、······、S2n-1互补导通，即S1与S2、S3与S4、······、S2n-1与S2n的开关信号互补。
4.基于权利要求1-2任一所述的一种多相高增益双向直流变换器的控制系统，其特征是，包括：
控制器及驱动电路，所述控制器被配置为采用权利要求3所述的一种多相高增益双向直流变换器的控制方法发送驱动信号通过驱动电路驱动上述多相高增益双向直流变换器中的开关器件的工作状态。
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