CN109361316B - 一种降压dc-dc变换器及电子设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种降压DC‑DC变换器及电子设备，该降压DC‑DC变换器，包括输入单元、第一相降压单元、第二相降压单元、输出单元和控制单元；所述输入单元用于连接直流电源，所述输出单元用于连接直流负载；所述第一相降压单元和第二相降压单元分别与所述直流负载连接，所述第一相降压单元包括第一开关管，所述第二相降压单元包括第二开关管和第三开关管，所述控制单元分别向所述第一开关管、第二开关管、第三开关管输出脉冲宽度调制信号使所述第一相降压单元和第二相降压单元交替向所述输出单元输出电压。本发明通过采用两相交错并联技术，提高了变换器的降压能力，降低了开关器件的电压应力和输出电流纹波，提高了该变换器的功率等级。

Description

一种降压DC-DC变换器及电子设备

技术领域

本发明涉及电力电子变换器领域，更具体地说，涉及一种降压DC-DC变换器及电子设备。

背景技术

在新能源电动汽车、不间断电源、工业仪器仪表、航天航空电源等应用领域，降压DC-DC变换器发挥着重要的功率变换作用。传统Buck电路结构简单，易于实现，在中、低功率场合有着广泛的应用。但传统Buck电路降压能力有限，开关器件电压应力大，且难以在大功率场合中达到高效率转换。

公开号为CN107863882A的中国发明专利申请公开了一种降压式变换BUCK电路，其采用交错并联技术，通过两相Buck电路交替向输出侧提供能量，提高了系统的功率等级，并且有效降低了输出电流纹波。

公开号为CN107395010A的中国发明专利申请则公开了用于储能系统交错并联开关电容型宽增益双向直流变换器，该双向直流变换器通过五个开关管实现了升降压功能，使得能量可双向流动，不属于能量单向流动的降压变换器领域。但是1)在降压模式中，仍需五个开关管进行调制完成降压过程，由于过多开关管的使用，需要设置多个死区，会产生很大的短路电流，严重的话会烧毁开关管，影响了变换器的稳定性与可靠性；2)在降压模式中，过多开关管的使用，导致其控制电路的设计繁杂、成本高，也不利于系统的集成，不适用于高度集成的电力电子变换器技术领域。

上述两种降压DC-DC变换器与传统Buck电路相比，降压能力没有得到改善，且开关器件电压应力依旧大。因此，在实际应用中上述降压DC-DC变换器难以在低电压变换比转换领域中达到高效率变换，无法广泛使用。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对上述降压DC-DC变换器难以在低电压变换比转换领域中达到高效率变换，无法广泛使用的问题，提供一种新的降压DC-DC变换器及电子设备。

本发明解决上述技术问题的技术方案是，提供一种降压DC-DC变换器，包括输入单元、第一相降压单元、第二相降压单元、输出单元和控制单元；其中，所述输入单元用于连接直流电源，所述输出单元用于连接直流负载；所述第一相降压单元和第二相降压单元分别通过所述输入单元从所述直流电源获取输入电压，且所述第一相降压单元和第二相降压单元分别通过所述输出单元与所述直流负载连接，所述第一相降压单元包括第一开关管，所述第二相降压单元包括第二开关管和第三开关管，所述控制单元分别向所述第一开关管、第二开关管、第三开关管输出脉冲宽度调制信号使所述第一相降压单元和第二相降压单元交替向所述输出单元输出预设电压。

在本发明所述的降压DC-DC变换器中，所述第一相降压单元包括第一电容、第一二极管、第一电感及第四电容；所述第二相降压单元包括第二电容、第二二极管、第二电感和第三电容，且与所述第一相降压单元共用第四电容；所述第一电容和第二电容串联连接在所述输入单元的两个连接端子之间，所述第一电容的正极依次经由所述第一开关管、第一电感连接到所述输出单元的正输出端，且所述第一电容的负极连接到所述输出单元的负输出端；所述第一二极管的阳极连接到所述输出单元的负输出端，且所述第一二极管的阴极连接到所述第一开关管和第一电感的连接点；所述第二电容的负极依次经由所述第二开关管、第三电容以及第二电感连接到所述输出单元的正输出端；所述第三开关管连接在所述第二开关管和第三电容的连接点与所述输出单元的负输出端之间；所述第二二极管的阳极连接到所述输出单元的负输出端，且所述第二二极管的阴极连接到所述第三电容和第二电感的连接点；所述第四电容两端连接在所述输出单元的正输出端与负输出端之间。

在本发明所述的降压DC-DC变换器中，所述控制单元分别向所述第一开关管的控制端输出第一脉冲宽度调制信号、向所述第二开关管的控制端输出第二脉冲宽度调制信号、向所述第三开关管的控制端输出第三脉冲宽度调制信号；其中：所述第一脉冲宽度调制信号与所述第三脉冲宽度调制信号具有相同的波形并相差180°，所述第二脉冲宽度调制信号与所述第三脉冲宽度调制信号的波形互补。

在本发明所述的降压DC-DC变换器中，所述第一脉冲宽度调制信号的占空比大于0.5，且所述降压DC-DC变换器包括顺序执行的第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态、第四工作模态：

所述第一工作模态工作在第一时段，且所述第一开关管、第三开关管开通，所述第二开关管关断，所述第一二极管、第二二极管关断；

所述第二工作模态工作在第二时段，且所述第一开关管导通，第三开关管关断，第二开关管导通，所述第一二极管关断、第二二极管导通；

所述第三工作模态工作在第三时段，且所述第一开关管、第三开关管导通，第二开关管关断，所述第一二极管、第二二极管关断；

所述第四工作模态工作在第四时段，且所述第一开关管关断，第二开关管关断，第三开关管导通，所述第一二极管导通、第二二极管关断。

在本发明所述的降压DC-DC变换器中，所述第一时段与第三时段相等，所述第二时段与第四时段相等，且所述第一时段、第二时段、第三时段与第四时段构成一个开关周期。

在本发明所述的降压DC-DC变换器中，所述第一脉冲宽度调制信号的占空比小于0.5，且所述降压DC-DC变换器包括顺序执行的第五工作模态、第六工作模态、第七工作模态、第八工作模态：

所述第五工作模态工作在第五时段，且所述第一开关管导通、第二开关管导通，第三开关管关断，所述第一二极管关断，第二二极管导通；

所述第六工作模态工作在第六时段，且所述第一开关管、第三开关管均关断，第二开关管导通，所述第一二极管、第二二极管均导通；

所述第七工作模态工作在第七时段，且所述第一开关管、第二开关管关断，第三开关管导通，所述第一二极管导通、第二二极管关断；

所述第八工作模态工作在第八时段，且所述第一开关管、第三开关管均关断，第二开关管导通，所述第一二极管、第二二极管均导通。

在本发明所述的降压DC-DC变换器中，所述第五时段与第七时段相等，所述第六时段与第八时段相等，且所述第五时段、第六时段、第七时段与第八时段构成一个开关周期。

在本发明所述的降压DC-DC变换器中，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管分别为IGBT；其中，所述第一开关管的集电极连接到所述电源的正极，所述第一开关管的发射极连接到所述第一电感和第一二极管的连接点；所述第二开关管的集电极连接到所述第三开关管与第三电容的连接点，所述第二开关管的发射极连接到所述电源的负极；所述第三开关管的集电极连接到所述输出单元的负输出端，所述第三开关管的发射极连接到所述第二开关管与第三电容的连接点；

或所述第一开关管、第二开关管、第三开关管分别为MOSFET；其中，所述第一开关管的漏极连接到所述电源的正极，所述第一开关管的源极连接到所述第一电感和第一二极管的连接点；所述第二开关管的漏极连接到所述第三开关管与第三电容的连接点，所述第二开关管的源极连接到所述电源的负极；所述第三开关管的漏极连接到所述输出单元的负输出端，所述第三开关管的源极连接到所述第二开关管与第三电容的连接点。

在本发明所述的降压DC-DC变换器中，所述第一电容与第二电容具有相同参数。

本发明还提供一种电子设备，包括如上所述的降压DC-DC变换器。

本发明的一种降压DC-DC变换器及电子设备，通过采用两相交错并联技术，不仅提高了变换器的降压能力，还降低了开关器件的电压应力和输出电流纹波。由于输出侧能量由两相交错提供，还提高了该变换器的功率等级。

附图说明

图1是本发明降压DC-DC变换器实施例的电路示意图；

图2是本发明降压DC-DC变换器中第一实施例的关键工作波形示意图；

图3是本发明降压DC-DC变换器中第一实施例的第一工作模态的等效电路示意图；

图4是本发明降压DC-DC变换器中第一实施例的第二工作模态的等效电路示意图；

图5是本发明降压DC-DC变换器中第一实施例的第四工作模态的等效电路示意图；

图6是本发明降压DC-DC变换器中第二实施例的关键工作波形示意图；

图7是本发明降压DC-DC变换器中第二实施例的第五工作模态的等效电路示意图；

图8是本发明降压DC-DC变换器中第二实施例的第六工作模态的等效电路示意图；

图9是本发明降压DC-DC变换器中第二实施例的第七工作模态的等效电路示意图；

图10为本发明、传统Buck电路的电压增益随占空比D变化的关系曲线示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

如图1所示，是本发明降压DC-DC变换器实施例的电路示意图，该降压DC-DC变换器适用于新能源电动汽车、不间断电源、工业仪器仪表、航天航空电源等领域。该降压DC-DC变换器包括输入单元1、第一相降压单元2、第二相降压单元3、输出单元4和控制单元；其中，输入单元1用于连接直流电源，输出单元4用于连接直流负载(具体可为电阻R)；第一相降压单元2和第二相降压单元3分别通过输入单元1从直流电源获取输入电压V_in，且第一相降压单元2和第二相降压单元3分别通过输出单元与直流负载连接，第一相降压单元2包括第一开关管S₁，第二相降压单元3包括第二开关管S₂和第三开关管S₃，控制单元分别向第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃输出脉冲宽度调制信号使第一相降压单元2和第二相降压单元3交替向输出单元4输出预设电压。

本实施例的降压DC-DC变换器，采用两相交错并联技术，不仅提高了变换器的降压能力，还降低了开关器件的电压应力和输出电流纹波。由于输出侧能量由两相交错提供，还提高了该变换器的功率等级。

具体地，上述第一相降压单元2除了包括第一开关管S₁，还包括第一电容C_H1、第一二极管D₁、第一电感L₁及第四电容C_o；第二相降压单元3除了包括第二开关管S₂、第三开关管S₃，还包括第二电容C_H2、第二二极管D₂、第二电感L₂和第三电容C_m，且与第一相降压单元2共用第四电容C_o；第一电容C_H1和第二电容C_H2串联连接在输入单元的两个连接端子之间，第一电容C_H1的正极依次经由第一开关管S₁、第一电感L₁连接到输出单元4的正输出端，且第一电容C_H1的负极连接到输出单元4的负输出端；第一二极管D₁的阳极连接到输出单元4的负输出端，且第一二极管D₁的阴极连接到第一开关管S₁和第一电感L₁的连接点；第二电容C_H2的负极依次经由第二开关管S₂、第三电容C_m以及第二电感L₂连接到输出单元4的正输出端；第三开关管S₃连接在第二开关管S₂和第三电容C_m的连接点与输出单元4的负输出端之间；第二二极管D₂的阳极连接到输出单元4的负输出端，且第二二极管D₂的阴极连接到第三电容C_m和第二电感L₂的连接点；第四电容C_o两端连接在输出单元4的正输出端与负输出端之间。

上述控制单元分别向第一开关管S₁的控制端输出第一脉冲宽度调制信号、向第二开关管S₂的控制端输出第二脉冲宽度调制信号、向第三开关管S₃的控制端输出第三脉冲宽度调制信号；其中：第一脉冲宽度调制信号与第三脉冲宽度调制信号具有相同的波形并相差180°，第二脉冲宽度调制信号与第三脉冲宽度调制信号的波形互补。

在以上电路图中，第一开关管S₁与第三开关管S₃为主开关管，第二开关管S₂为辅助开关管。上述第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃分别可采用IGBT(Insulated GateBipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)，此时，第一开关管S₁的集电极连接到电源的正极，第一开关管S₁的发射极连接到第一电感L₁和第一二极管D₁的连接点；第二开关管S₂的集电极连接到第三开关管S₃与第三电容C_m的连接点，第二开关管S₂的发射极连接到电源的负极；第三开关管S₃的集电极连接到输出单元4的负输出端，第三开关管S₃的发射极连接到第二开关管S₂与第三电容C_m的连接点。

上述第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃也可分别采用MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属-氧化物半导体场效应晶体管)，此时，第一开关管S₁的漏极连接到电源的正极，第一开关管S₁的源极连接到第一电感L₁和第一二极管D₁的连接点；第二开关管S₂的漏极连接到第三开关管S₃与第三电容C_m的连接点，第二开关管S₂的源极连接到电源的负极；第三开关管S₃的漏极连接到输出单元4的负输出端，第三开关管S₃的源极连接到第二开关管S₂与第三电容C_m的连接点。

当然，在实际应用中，第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃也可采用其他类型开关管。

特别地，上述第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃的驱动信号占空比工作范围为(0，1)，可见本发明的降压DC-DC变换器，开关管调节范围较宽。

上述第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃均可自由工作在占空比D(0，1)的范围内，不受彼此的约束。由于在第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃的占空比D大于和小于0.5时，开关模态有所区别，故在分析变换器工作原理时，需分成占空比D大于和小于0.5两种情况进行讨论，且由于占空比D等于0.5时在实际工作中很难实现，所以本发明不进行讨论。

如图2所示，是本发明降压DC-DC变换器中第一实施例的关键工作波形示意图，在该实施例中，第一脉冲宽度调制信号的占空比大于0.5，第一电感L₁、第二电感L₂均工作在CCM模式(Continuous Conduction Mode，连续导通模式)下，在一个开关周期中包括顺序执行的4种工作模态，如图3-5所示。

如图3所示，是本发明降压DC-DC变换器中第一实施例的第一工作模态的等效电路示意图，该第一工作模态工作在[t0-t1]即第一时段T1，第一开关管S₁、第三开关管S₃开通，第二开关管S₂关断，第一二极管D₁、第二二极管D₂关断。第一电感L₁、第二电感L₂分别在第一电容C_H1、第三电容C_m的作用下线性储能，第一电感L₁的电流i_L1和第二电感L₂的电流i_L2线性增加。此时满足以下关系式：

V_{L1_charge}＝V_CH1-V_o (1)

V_{L2_charge}＝V_Cm-V_o (2)

V_{L1_charge}为第一电感L₁的充电电压，V_CH1为第一电容C_H1的电压，V_o为输出电压,V_{L2_charge}为第二电感L₂的充电电压，V_Cm为第三电容C_m的电压。

如图4所示，是本发明降压DC-DC变换器中第一实施例的第二工作模态的等效电路示意图，该第二工作模态工作在[t1-t2]即第二时段T2，第一开关管S₁继续导通，第三开关管S₂关断，第二开关管S₂导通，第一二极管D₁关断，第二二极管D₂导通。在由第一电容C_H1、第一开关管S₁、第一电感L₁及第四电容C_o构成的回路中，第一电感L₁电流i_L1继续线性增加；由于第二开关管S₂和第二二极管D₂的导通，为第二电容C_H2给第三电容C_m充电提供了路径。同时，第二电感L₂向输出侧释放能量，第二电感L₂电流i_L2线性减小。此时满足以下关系式：

V_{L2_discharge}＝-V_o (3)

V_Cm＝V_CH2 (4)

V_{L2_discharge}为第二电感L₂的放电电压，V_o为输出电压，V_Cm为第三电容C_m的电压，V_CH2为第二电容C_H2的电压。

上述降压DC-DC变换器中的第三工作模态的控制过程重复第一工作模态的控制过程，等效电路如图3所示，该第三工作模态工作在[t2-t3]即第三时段T3，第一开关管S₁、第三开关管S₃导通，第二开关管S₂关断，第一二极管D₁、第二二极管D₂关断。第一电感L₁、第二电感L₂分别在第一电容C_H1、第三电容C_m的作用下线性储能，第一电感L₁的电流i_L1和第二电感L₂的电流i_L2线性增加。

如图5所示，是本发明降压DC-DC变换器中第一实施例的第四工作模态的等效电路示意图，该第四工作模态工作在[t3-t4]即第四时段T4，第一开关管S₁关断，第二开关管S₂关断，第三开关管S₃导通，第一二极管D₁导通，第二二极管D₂关断。在第四工作模态中，第一电感L₁电流i_L1线性减小，第二电感L₂电流i_L2在第三电容C_m放电的作用下线性增加。此时满足以下关系式：

V_{L1_discharge}＝-V_o (5)

V_{L1_discharge}为第一电感L₁的放电电压，V_o为输出电压。

根据第一电感L₁的伏秒平衡原理，第一电感L₁在0～DT_S时间段充电，在DT_S～T_S时间段放电，由关系式(1)、(5)，以下等式可列出：

由式(6)得到输出电压V_o表达式：

V_o＝DV_CH1 (7)

根据第二电感L₂的伏秒平衡原理，第二电感L₂在0～DT_S时间段充电，在DT_S～T_S时间段放电，由关系式(2)、(3)、(4)，以下等式可列出：

由式(8)得到输出电压V_o表达式：

V_o＝DV_CH2 (9)

由式(7)、(9)可得：

根据式(10)可得该降压DC-DC变换器的降压比M：

由此可知，上述降压DC-DC变换器降低了变换器的电压增益，可拓宽变换器的应用范围。在合适的占空比范围内，即可达到高电压输入、低电压输出的要求，可避免极限占空比的使用。

如图6所示，是本发明降压DC-DC变换器中第二实施例的关键工作波形示意图，在该实施例中，第一脉冲宽度调制信号的占空比小于0.5；第一电感L₁、第二电感L₂均工作在CCM模式下，在一个开关周期中包括顺序执行的4种工作模态，如图7-9所示。

如图7所示，是本发明降压DC-DC变换器中第二实施例的第五工作模态的等效电路示意图，该第五工作模态工作在[t0-t1]即第五时段T5，第一开关管S₁导通，第二开关管S₂导通，第三开关管S₃关断，第一二极管D₁关断、第二二极管D₂导通，第一电感L₁通过第一电容C_H1释放的能量线性储能，第一电感L₁电流i_L1线性增加；同时，第二电感L₂向输出侧传输能量，第二电感L₂电流i_L2线性减小，第二电容C_H2向第三电容C_m充电。此时满足以下关系式：

V_{L1_charge}＝V_CH1-V_o (12)

V_{L1_charge}为第一电感L₁的充电电压，V_CH1为第一电容C_H1的电压，V_o为输出电压。

V_{L2_discharge}＝-V_o (13)

V_Cm＝V_CH2 (14)

V_{L2_discharge}为第二电感L₂的放电电压，为输出电压，V_Cm为第三电容C_m的电压，V_CH2为第二电容C_H2的电压。

如图8所示，是本发明降压DC-DC变换器中第二实施例的第六工作模态的等效电路示意图，该第六工作模态工作在[t1-t2]即第六时段T6，第一开关管S₁、第三开关管S₃均关断，第二开关管S₂导通，第一二极管D₁、第二二极管D₂均导通，第一电感L₁电流i_L1、第二电感L₂电流i_L2均线性减小。此时满足以下关系式，同以上公式(5)：

V_{L1_discharge}＝-V_o (15)

V_{L1_discharge}为第一电感L₁的放电电压，V_o为输出电压。

如图9所示，是本发明降压DC-DC变换器中第二实施例的第七工作模态的等效电路示意图，该第七工作模态工作在[t2-t3]即第七时段T7，第一开关管S₁、第二开关管S₂关断，第三开关管S₃导通，第一二极管D₁导通、第二二极管D₂关断，第一电感L₁电流i_L1线性减小，第二电感L₂电流i_L2线性增加。此时满足以下关系式，同以上公式(2)：

V_{L2_charge}＝V_Cm-V_o (16)

V_{L2_charge}为第二电感L₂的充电电压，V_Cm为第三电容C_m的电压，V_o为输出电压。

本发明的降压DC-DC变换器中第二实施例的第八工作模态的控制过程重复第六工作模态的控制过程，等效电路如图8所示，该第八工作模态工作在[t3-t4]即第八时段T8，第一开关管S₁、第三开关管S₃均关断，第二开关管S₂导通，第一二极管D₁、第二二极管D₂均导通，第一电感L₁电流i_L1、第二电感L₂电流i_L2均线性减小。

本发明的降压DC-DC变换器采用单闭环输出电压控制的方法，结构简单，动态响应快，跟踪性能好，对输入电压及负载电压的波动具有较强的抑制能力。

在本发明的降压DC-DC变换器第二实施例中，根据第一电感L₁的伏秒平衡原理，第一电感L₁在0～DT_S时间段充电，在DT_S～T_S时间段放电，由关系式(12)、(15)，以下等式可列出：

由式(17)得到输出电压V_o表达式：

V_o＝DV_CH1 (18)

根据第二电感L₂的伏秒平衡原理，第二电感L₂在0～DT_S时间段充电，在DT_S～T_S时间段放电，由关系式(13)、(14)、(16)，以下等式可列出：

由式(19)得到输出电压V_o表达式：

V_o＝DV_CH2 (20)

由式(18)、(20)可得：

根据式(21)可得该降压DC-DC变换器的降压比M：

根据式(11)和(22)可得，该降压DC-DC变换器在第一开关管S₁和第三开关管S₃的占空比D大于0.5和小于0.5时，变换器的降压比M都为D/2，降低了变换器的电压增益，可拓宽变换器的应用范围。在合适的占空比范围内，即可达到高电压输入、低电压输出的要求，可避免极限占空比的使用。

图10为本发明降压DC-DC变换器、传统Buck电路的电压增益随占空比D变化的关系曲线示意图。可以看出，在占空比一致时，本发明的降压DC-DC变换器的电压增益6显小于传统Buck电路的电压增益5，故本发明的降压DC-DC变换器更适用于高压输入、低压输出的功率转换领域。

本发明的降压DC-DC变换器，在第一电容C_H1与第二电容C_H2具有相同参数时，有：

V_CH1为第一电容C_H1电压，V_CH2第二电容C_H2电压，V_in为输入电压。

可推导出第一开关管S₁的电压应力V_S1、第二开关管S₂的电压应力V_S2、第三开关管S₃的电压应力V_S3为：

第一二极管D₁的电压应力V_D1、第二二极管D₂的电压应力V_D2为：

由式(23)、(24)、(25)可以看出，本发明的降压DC-DC变换器中第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃及第一二极管D₁、第二二极管D₂的电压应力均为输入电压的一半，较传统Buck电路而言，本发明的降压DC-DC变换器的电压应力得到了降低，有利于选择低耐压、低导通损耗的高性能开关器件以提高变换器的转换效率，且成本较低。

根据第一电感L₁电压V_L1与电流i_L1的关系式有：

可得到：

在第一电感L₁充电时，将以上式(1)、(22)、(23)代入(27)，可得到：

将第一电感L₁充电时段0～DT_S以及式(28)代入(27)，可得第一到感L₁的第一电流纹波Δi_L1为：

同理，可得第二到感L₂在充电时段0～DT_S的第二电流纹波Δi_L2为：

在第一开关管S₁、第三开关管S₃的占空比大于0.5时，从图2可以看出时间段有以下关系式：

T1＝T3 (31)

T2＝T4 (32)

T1+T2+T3＝DT_S (33)

T1+T2+T3+T4＝T_S (34)

由(31)～(34)得到：

T1＝(1/2-(1-D))*T_S (35)

将第一电感L₁充电时段T1(35)以及式(28)代入(27)，可得第一到感L₁的第三电流纹波Δi’_L1为：

同理，可得第二到感L₂在充电时段T1(35)的第四电流纹波Δi’_L2为：

从图2可以看出在t0至t1即T1时间段，第一电感L₁电流i_L1、第二电感L₂电流i_L2线性增加，因输出电流i_out由第一电感L₁电流i_L1、第二电感L₂电流i_L2提供，可得输出电流i_out线性增加，且有输出第一电流纹波Δi_out：

Δi_out＝Δi’_L1+Δi’_L2 (38)

在第一开关管S₁、第三开关管S₃的占空比大于0.5，且第一电感L₁和第二电感L₂相同时，根据式(36)、(37)、(38)，可得输出第一电流纹波Δi_out为：

同理，根据图6可推出在在第一开关管S₁、第三开关管S₃的占空比小于0.5，且第一电感L₁和第二电感L₂相同时，输出第二电流纹波Δi’_out为：

本发明的一种降压DC-DC变换器，通过输出侧交错并联，可降低输出电流纹波。在储能系统中应用时，可提高电池的寿命及转换效率。且由于输出侧所需能量由两相交错提供，可提高系统的功率等级，因此，可在中、大功率场合中应用。

本发明还提供一种电子设备，包括如上所述的降压DC-DC变换器。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (9)

1.一种降压DC-DC变换器，其特征在于，包括输入单元、第一相降压单元、第二相降压单元、输出单元和控制单元；其中，所述输入单元用于连接直流电源，所述输出单元用于连接直流负载；所述第一相降压单元和第二相降压单元分别通过所述输入单元从所述直流电源获取输入电压，且所述第一相降压单元和第二相降压单元分别通过所述输出单元与所述直流负载连接，所述第一相降压单元包括第一开关管，所述第二相降压单元包括第二开关管和第三开关管，所述控制单元分别向所述第一开关管、第二开关管、第三开关管输出脉冲宽度调制信号使所述第一相降压单元和第二相降压单元交替向所述输出单元输出预设电压；

所述第一相降压单元包括第一电容、第一二极管、第一电感及第四电容；所述第二相降压单元包括第二电容、第二二极管、第二电感和第三电容，且与所述第一相降压单元共用第四电容；所述第一电容和第二电容串联连接在所述输入单元的两个连接端子之间，所述第一电容的正极依次经由所述第一开关管、第一电感连接到所述输出单元的正输出端，且所述第一电容的负极连接到所述输出单元的负输出端；所述第一二极管的阳极连接到所述输出单元的负输出端，且所述第一二极管的阴极连接到所述第一开关管和第一电感的连接点；所述第二电容的负极依次经由所述第二开关管、第三电容以及第二电感连接到所述输出单元的正输出端；所述第三开关管连接在所述第二开关管和第三电容的连接点与所述输出单元的负输出端之间；所述第二二极管的阳极连接到所述输出单元的负输出端，且所述第二二极管的阴极连接到所述第三电容和第二电感的连接点；所述第四电容两端连接在所述输出单元的正输出端与负输出端之间。

2.根据权利要求1所述的降压DC-DC变换器，其特征在于，所述控制单元分别向所述第一开关管的控制端输出第一脉冲宽度调制信号、向所述第二开关管的控制端输出第二脉冲宽度调制信号、向所述第三开关管的控制端输出第三脉冲宽度调制信号；其中：所述第一脉冲宽度调制信号与所述第三脉冲宽度调制信号具有相同的波形并相差180°，所述第二脉冲宽度调制信号与所述第三脉冲宽度调制信号的波形互补。

3.根据权利要求2所述的降压DC-DC变换器，其特征在于，所述第一脉冲宽度调制信号的占空比大于0.5，且所述降压DC-DC变换器包括顺序执行的第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态、第四工作模态：

所述第一工作模态工作在第一时段，且所述第一开关管、第三开关管开通，所述第二开关管关断，所述第一二极管、第二二极管关断；

所述第二工作模态工作在第二时段，且所述第一开关管导通，第三开关管关断，第二开关管导通，所述第一二极管关断、第二二极管导通；

所述第三工作模态工作在第三时段，且所述第一开关管、第三开关管导通，第二开关管关断，所述第一二极管、第二二极管关断；

所述第四工作模态工作在第四时段，且所述第一开关管关断，第二开关管关断，第三开关管导通，所述第一二极管导通、第二二极管关断。

4.根据权利要求3所述的降压DC-DC变换器，其特征在于，所述第一时段与第三时段相等，所述第二时段与第四时段相等，且所述第一时段、第二时段、第三时段与第四时段构成一个开关周期。

5.根据权利要求3所述的降压DC-DC变换器，其特征在于，所述第一脉冲宽度调制信号的占空比小于0.5，且所述降压DC-DC变换器包括顺序执行的第五工作模态、第六工作模态、第七工作模态、第八工作模态：

所述第五工作模态工作在第五时段，且所述第一开关管导通、第二开关管导通，第三开关管关断，所述第一二极管关断，第二二极管导通；

所述第六工作模态工作在第六时段，且所述第一开关管、第三开关管均关断，第二开关管导通，所述第一二极管、第二二极管均导通；

所述第七工作模态工作在第七时段，且所述第一开关管、第二开关管关断，第三开关管导通，所述第一二极管导通、第二二极管关断；

所述第八工作模态工作在第八时段，且所述第一开关管、第三开关管均关断，第二开关管导通，所述第一二极管、第二二极管均导通。

6.根据权利要求5所述的降压DC-DC变换器，其特征在于，所述第五时段与第七时段相等，所述第六时段与第八时段相等，且所述第五时段、第六时段、第七时段与第八时段构成一个开关周期。

7.根据权利要求1所述的降压DC-DC变换器，其特征在于，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管分别为IGBT；其中，所述第一开关管的集电极连接到所述电源的正极，所述第一开关管的发射极连接到所述第一电感和第一二极管的连接点；所述第二开关管的集电极连接到所述第三开关管与第三电容的连接点，所述第二开关管的发射极连接到所述电源的负极；所述第三开关管的集电极连接到所述输出单元的负输出端，所述第三开关管的发射极连接到所述第二开关管与第三电容的连接点；

或所述第一开关管、第二开关管、第三开关管分别为MOSFET；其中，所述第一开关管的漏极连接到所述电源的正极，所述第一开关管的源极连接到所述第一电感和第一二极管的连接点；所述第二开关管的漏极连接到所述第三开关管与第三电容的连接点，所述第二开关管的源极连接到所述电源的负极；所述第三开关管的漏极连接到所述输出单元的负输出端，所述第三开关管的源极连接到所述第二开关管与第三电容的连接点。

8.根据权利要求1所述的降压DC-DC变换器，其特征在于，所述第一电容与第二电容具有相同参数。

9.一种电子设备，其特征在于，包括如权利要求1-8中任一项所述的降压DC-DC变换器。

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