CN115694190A - 功率变换电路 - Google Patents

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CN115694190A CN202110789919.3A CN202110789919A CN115694190A CN 115694190 A CN115694190 A CN 115694190A CN 202110789919 A CN202110789919 A CN 202110789919A CN 115694190 A CN115694190 A CN 115694190A
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熊雅红
钱黎涛
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Abstract

本公开提供一种功率变换电路，输入负端和输出负端相连，第一开关桥臂电连接于输入电感的第二端及输入负端之间，且包含串联电连接的第一开关、第二开关、第三开关及第四开关，第一开关与第二开关电连接以形成第一连接点，第二开关与第三开关电连接以形成第二连接点，第三开关及第四开关电连接以形成第三连接点，第一谐振支路电连接于第一连接点及第三连接点之间，且包含串联电连接的第一谐振电容及第一谐振电感，电容支路与第一开关桥臂并联连接，第一输出电感电连接于第三连接点及输出正端，输出电容电连接于输出正端及输出负端之间。

Description

功率变换电路
技术领域
本公开关于一种功率变换电路，尤指一种损耗较低、效率较高且增益范围较宽的功率变换电路。
背景技术
随着互联网、云端运算、电动车及工业自动化等技术的提升，电力的消耗越来越大，因此电源的需求也越来越大，使得电源转换装置必须朝高功率密度及高效率的方向发展。为了满足高效率和高功率密度的电源需求，目前业界做法为将电源转换装置内12V的母线电压提升到48V，来减少母线上的电流损耗和母线的成本。然若母线电压欲从12V上升到48V，则必须增加一个功率变换电路于电源转换装置中，以将48V的输入电压转换成12V的输出电压，以提供给其他负载使用。
对于输入电压为36V-75V(即额定电压为48V)，而输出电压为12V或5V的应用场合中，传统功率变换电路大部分采用半桥电路架构，即功率变换电路包含半桥开关电路、变压器及同步整流电路，其中半桥开关电路包含构成桥臂的上开关管及下开关管，同步整流电路则包含两个同步整流管。然而，对于传统半桥电路架构的功率变换电路，上开关管及下开关管一般控制为互补导通，并且为了避免桥臂直通，其主开关管(譬如上开关管)的最大占空比必须小于0.5，导致传统功率变换电路存在电压增益变化范围较窄以及转换效率低等问题。
因此，如何发展一种功率变换电路来解决现有技术所面临的问题，达到优化功率变换电路的目的，实为本领域急需面对的课题。
发明内容
本公开的目的在于提供一种功率变换电路，其可具有损耗较低、效率较高且增益范围较宽的优势。
为达上述目的，本公开提供一种功率变换电路，包含输入正端、输入负端、输出正端、输出负端、第一开关桥臂、第一谐振支路、电容支路、输出电感单元及输出电容。输入负端和输出负端电连接。第一开关桥臂电连接于输入正端及输入负端之间，且包含串联电连接的第一开关、第二开关、第三开关及第四开关，第一开关与第二开关连接以形成第一连接点，第二开关与第三开关连接以形成第二连接点，第三开关及第四开关连接以形成第三连接点。第一谐振支路电连接于第一连接点及第三连接点之间，且包含串联电连接的第一谐振电容及第一谐振电感。电容支路与第一开关桥臂并联连接。输出电感单元包含第一输出电感，第一输出电感连接于第三连接点及输出正端。输出电容连接于输出正端及输出负端之间。
附图说明
图1为本公开第一实施例的功率变换电路的电路拓扑示意图。
图2为图1所示的功率变换电路的部分元件的第一种实施例的波形示意图。
图3为图1所示的功率变换电路的部分元件的第二种实施例的波形示意图。
图4为图1所示的功率变换电路的部分元件的第三种实施例的波形示意图。
图5为本公开第二实施例的功率变换电路的电路拓扑示意图。
图6为图5所示的功率变换电路的部分元件的波形示意图。
图7为本公开第三实施例的功率变换电路的电路拓扑示意图。
图8为构成图7所示的功率变换电路的耦合电感的磁性组件中的部分元件的结构示意图。
图9为构成图7所示的功率变换电路的耦合电感的磁性组件的结构示意图。
图10为应用于图1所示的功率变换电路的预充电电路的结构示意图。
图11为本公开第三实施例的功率变换电路的电路拓扑示意图。
图12为本公开第四实施例的功率变换电路的电路拓扑示意图。
其中，附图标记说明如下：
1、1a、1b、1c、1d：功率变换电路
11：电压源
Vin：输入电压
Vo：输出电压
Vin+：输入正端
Vin-：输入负端
Vo+：输出正端
Vo-：输出负端
Lin：输入电感
12：第一开关桥臂
M1：第一开关
M2：第二开关
M3：第三开关
M4：第四开关
A：第一连接点
B：第二连接点
C：第三连接点
13：第一谐振支路
Cr1：第一谐振电容
Lr1：第一谐振电感
14：第二开关桥臂
M5：第五开关
M6：第六开关
M7：第七开关
M8：第八开关
D：第四连接点
E：第五连接点
F：第六连接点
15：第二谐振支路
Cr2：第二谐振电容
Lr2：第二谐振电感
16：电容支路
Cb1：第一半桥电容
Cb2：第二半桥电容
G：第七连接点
Vmid：中点电压
17：输出电感单元
Lo1：第一输出电感
Lo2：第二输出电感
Co：输出电容
Vgs_M1、Vgs_M2、Vgs_M3、Vgs_M4、Vgs_M5、Vgs_M6、Vgs_M7、
Vgs_M8：第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第五开关、第六开关、第七开关及第八开关的栅极-源极电压
iLr1、iLr2：第一谐振电感及第二谐振电感的电流
Duty：占空比
Ts：开关周期
to-t6：时刻
2：磁性组件
21：第一磁盖
22：第二磁盖
23：第一磁柱
24：第二磁柱
25：第三磁柱
26：第四磁柱
27：第五磁柱
28：第一绕组
29：第二绕组
3：预充电电路
31：输入端
32：输出端
R1：第一分压电阻
R2：第二分压电阻
C1：分压电容
Q1：晶体管
D1：二极管
Cb3：第三半桥电容
Cb4：第四半桥电容
H：第八连接点
Cc：隔直电容
具体实施方式
体现本公开特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的态样上具有各种的变化，其皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及图式在本质上是当作说明使用，而非用于限制本公开。
请参阅图1，其为本公开第一实施例的功率变换电路的电路拓扑示意图。本实施例的功率变换电路1为谐振开关电容降压转换器(resonant switch capacitor buckconverter)，且电连接于电压源11及负载(未图示)之间，用以对电压源11提供的输入电压Vin进行转换，以产生输出电压Vo至负载，其中功率变换电路1包含输入正端Vin+、输入负端Vin-、输出正端Vo+、输出负端Vo-、输入电感Lin、第一开关桥臂12、第一谐振支路13、第二开关桥臂14、第二谐振支路15、电容支路16、输出电感单元17及输出电容Co。输入正端Vin+及输入负端Vin-电连接于电压源11的两端，功率变换电路1经由输入正端Vin+及输入负端Vin-接收输入电压Vin。输出正端Vo+及输出负端Vo-与负载电连接，功率变换电路1经由输出正端Vo+与输出负端Vo-输出输出电压Vo至负载。
输入电感Lin的第一端电连接于输入正端Vin+。第一开关桥臂12电连接于输入电感Lin的第二端及输入负端Vin-之间，且第一开关桥臂12包含依序串联电连接的第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3及第四开关M4。第一开关M1及第四开关M4分别电连接于输入正端Vin+及输入负端Vin-。第一开关M1及第二开关M2串联电连接以形成第一连接点A，第二开关M2及第三开关M3串联电连接以形成第二连接点B，第三开关M3及第四开关M4串联电连接以形成第三连接点C，其中，第一开关桥臂12中的所有开关可为例如但不限于MOSFET、GaN、FET或IGBT。
第一谐振支路13电连接于第一连接点A及第三连接点C之间，且第一谐振支路13包含串联电连接的第一谐振电容Cr1及第一谐振电感Lr1。
第二开关桥臂14电连接于输入电感Lin的第二端及输入负端Vin-之间，且第二开关桥臂14包含依序串联电连接的第五开关M5、第六开关M6、第七开关M7及第八开关M8。第五开关M5及第八开关M8分别电连接于输入正端Vin+及输入负端Vin-。第五开关M5及第六开关M6串联电连接以形成第四连接点D，第六开关M6及第七开关M7串联电连接以形成第五连接点E，第七开关M7及第八开关M8串联电连接以形成第六连接点F，其中，第二开关桥臂14中的所有开关可为例如但不限于MOSFET、GaN、FET或IGBT。
第二谐振支路15连接于第四连接点D及第六连接点F之间，且第二谐振支路15包含串联连接的第二谐振电容Cr2及第二谐振电感Lr2。
电容支路16与第一开关桥臂12及第二开关桥臂14并联连接，于本实施例中，电容支路16连接于输入电感Lin的第二端及输入负端Vin-之间，且电容支路16包含串联的第一半桥电容Cb1及第二半桥电容Cb2，第一半桥电容Cb1及第二半桥电容Cb2串联电连接以形成第七连接点G，且第七连接点G、第二连接点B及第五连接点E之间短接，而第七连接点G上存在中点电压Vmid。
输出电感单元17电连接于第三连接点C及第六连接点F之间，且输出电感单元17包含第一输出电感Lo1及第二输出电感Lo2。第一输出电感Lo1电连接于第三连接点C及输出正端Vo+之间，第二输出电感Lo2电连接于第六连接点F及输出正端Vo+之间。输出电容Co电连接于输出正端Vo+及输出负端Vo-之间。
且于本实施例中，功率变换电路1更包含控制电路(未图示)，控制电路与驱动第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第五开关M5、第六开关M6、第七开关M7及第八开关M8的驱动电路(未图示)电连接，并产生八组驱动开关信号，以使驱动电路根据每一驱动开关信号而产生PWM开关信号来驱动对应的开关，故功率变换电路1利用PWM开关信号驱动对应的开关而达到将输入电压Vin降压为输出电压Vo的功能，以下将进一步利用开关的波形图说明功率变换电路1的作动方式。
请参阅图2并配合图1，其中图2为图1所示的功率变换电路的部分元件的第一种实施例的波形示意图。于图2中，Vgs_M1、Vgs_M2、Vgs_M3、Vgs_M4、Vgs_M5、Vgs_M6、Vgs_M7及Vgs_M8分别为第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3、第四开关M4、第五开关M5、第六开关M6、第七开关M7及第八开关M8的栅极-源极电压，iLr1及iLr2则分别为流经第一谐振电感Lr1及第二谐振电感Lr2的电流。
如图2所示，时刻0至t3为一个开关周期Ts，第一开关M1、第三开关M3及第六开关M6接收第一驱动信号(以MOSFET为例，第一驱动信号与Vgs_M1、Vgs_M3及Vgs_M6相对应)而同步导通及关断，且第一驱动信号的占空比为Duty，其小于或等于50％，即在一个开关周期内，第一开关M1、第三开关M3及第六开关M6的导通时间为Duty*Ts。第四开关M4所接收到的第二驱动信号(以MOSFET为例，第二驱动信号与Vgs_M4相对应)与第一驱动信号互补，第二驱动信号的占空比为1-Duty，即在一个开关周期内，第四开关M4的导通时间为(1-Duty)*Ts。第二开关M2、第五开关M5及第七开关M7接收第三驱动信号(以MOSFET为例，第三驱动信号与Vgs_M2、Vgs_M5及Vgs_M7相对应)而同步导通及关断，且第三驱动信号的占空比为Duty，其小于或等于50％，即在一个开关周期内，第二开关M2、第五开关M5及第七开关M7的导通时间为Duty*Ts，且于本实施例中，第三驱动信号与第一驱动信号之间错相180度。第八开关M8所接收到的第四驱动信号(以MOSFET为例，第四驱动信号与Vgs_M8相对应)与第三驱动信号互补，第四驱动信号的占空比为1-Duty，即在一个开关周期内，第八开关M8的导通时间则为(1-Duty)*Ts。
根据图2的控制方法并配合图1的电路拓扑图可知，于时刻0至t0区间时，第一开关M1及第三开关M3导通，由于第一谐振支路13并联于电容支路16的第一半桥电容Cb1的两端，使第一谐振支路13被电容支路16的第一半桥电容Cb1充电，且第一谐振支路13的第一谐振电容Cr1及第一谐振电感Lr1产生正向谐振，第一谐振电感Lr1的电流iLr1由0开始上升(假定该区间内为正向上升)。同时，由于第三开关M3导通，第一输出电感Lo1两端的电压差为电容支路16的第二半桥电容Cb2两端的电压(即中点电压Vmid)与输出电压Vo之差，即Vmid-Vo，使得流经输出电感单元17的第一输出电感Lo1的电流上升。
于时刻t0至t1区间，在时刻t0，流经第一谐振电感Lr1的电流iLr1正向下降到接近于0，此时，关断第一开关M1及第三开关M3，开通第四开关M4，使得流经第一谐振电感Lr1的电流iLr1通过第二开关M2中的体二极管续流至0，当流经第一谐振电感Lr1的电流iLr1为0时，第一谐振电容Cr1及第一谐振电感Lr1之间停止谐振，流经第一谐振电感Lr1的电流iLr1维持为0。由于第四开关M4的导通，输出电感单元17的第一输出电感Lo1两端的电压差为-Vo，使流经输出电感单元17的第一输出电感Lo1的电流下降。于时刻t0至t1区间时，第一开关M1及第三开关M3关断的状态发生于流经第一谐振电感Lr1的电流iLr1正向下降至接近0时，或是流经第一谐振电感Lr1的电流iLr1正向下降至等于0时，以避免电流iLr1下降至负电流时才关断第一开关M1及第三开关M3。
于时刻t1至t2区间时，第二开关M2及第四开关M4导通，使得第一谐振支路13并联于电容支路16的第二半桥电容Cb2的两端，第一谐振支路13对电容支路16的第二半桥电容Cb2放电，且第一谐振支路13的第一谐振电容Cr1及第一谐振电感Lr1产生谐振，流经第一谐振电感Lr1的电流iLr1由0开始下降(即负向增加)，同时，由于第四开关M4导通，使流经输出电感单元17的第一输出电感Lo1的电流维持续流下降。
于时刻t2至t3区间，在时刻t2，流经第一谐振电感Lr1的电流iLr1反向下降到接近于0，此时关断第二开关M2，第四开关M4处于导通状态，而第一谐振电感Lr1的电流iLr1通过第一开关M1的体二极管续流至0，当流经第一谐振电感Lr1的电流iLr1为0时，第一谐振电容Cr1及第一谐振电感Lr1之间停止谐振，使第一谐振电感Lr1的电流iLr1维持为0。由于第四开关M4处于导通状态，输出电感单元17的第一输出电感Lo1两端的电压差为-Vo，流经输出电感单元17的第一输出电感Lo1的电流维持续流下降。于时刻t2至t3区间内，第二开关M2关断的状态发生于第一谐振电感Lr1的电流iLr1从负电流上升至接近0时，或是第一谐振电感Lr1的电流iLr1从负电流上升至等于0时，以避免第一谐振电感Lr1的电流iLr1上升至正电流时才关断第二开关M2。
而时刻t3后，则第四开关M4关断，第一开关M1和第三开关M3导通，重复新的开关周期，于此不再赘述。以上说明功率变换电路1利用第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3及第四开关M4的切换时序控制第一谐振电感Lr1的电流iLr1的控制方法，当然，功率变换电路1亦同时利用第五开关M5、第六开关M6、第七开关M7及第八开关M8的切换时序控制第二谐振电感Lr2的电流iLr2，控制第二谐振电感Lr2的电流iLr2的控制方法与前述控制第一谐振电感Lr1的电流iLr1的控制方法之间为对偶关系。于时刻0至t0区间时，第六开关M6及第八开关M8导通，由于第二谐振支路15并联于电容支路16的第二半桥电容Cb2的两端，第二谐振支路15的第二谐振电容Cr2及第二谐振电感Lr2产生反向谐振，第二谐振电感Lr2的电流iLr2由0开始下降(或反向增加)。而在时刻t1-t3区间时，第五开关M5及第七开关M7导通，第二谐振支路15并联于电容支路16的第一半桥电容Cb1的两端，第二谐振支路15的第二谐振电容Cr2及第二谐振电感Lr2产生正向谐振，第二谐振电感Lr2的电流iLr2由0开始上升(或正向增加)。其它控制方法及工作原理与第一谐振支路皆相似，故于此不再赘述。
根据上述功率变换电路1的电路拓扑图配合图2的波形图，功率变换电路1工作于第一谐振电感Lr1及第二谐振电感Lr2的电流不连续的工作状态，且占空比Duty小于或等于50％的情况下，输入电压Vin降压至中点电压Vmid(即第七连接点G的电压)，使中点电压Vmid等于0.5倍的输入电压Vin，输出电压Vo等于中点电压Vmid乘以占空比Duty(即0.5倍的输入电压Vin乘以占空比Duty)，即输出电压Vo小于或等于0.25倍的输入电压Vin，以使功率变换电路1达到进一步降压的功能。此外，由于功率变换电路1包含第一谐振电感Lr1及第二谐振电感Lr2，使第一谐振支路13的支路电流及第二谐振支路15的支路电流由0开始正向或反向增加，进而分别实现了第一开关桥臂12的第一开关M1及第二开关M2的零电流开通，以及第二开关桥臂14的第五开关M5及第六开关M6的零电流开通，从而降低了第一开关桥臂12及第二开关桥臂14的开通损耗。且于第一谐振支路13的支路电流幅值下降至接近0时，关断第一开关M1或第二开关M2，并于第二谐振支路15的支路电流幅值下降至接近0时，关断第五开关M5或第六开关M6，进而分别实现了第一开关桥臂12的第一开关M1及第二开关M2的零电流关断，以及第二开关桥臂14的第五开关M5及第六开关M6的零电流关断，从而降低了第一开关桥臂12及第二开关桥臂14的关断损耗。更甚者，由于第一谐振支路13包含第一谐振电感Lr1，因此第一半桥电容Cb1和第二半桥电容Cb2可选择大容量的电容，当开关切换时，第一谐振支路13不会产生冲击电流，而具有大容量的第一半桥电容Cb1和第二半桥电容Cb2有效地对第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3及第四开关M4进行电压钳位，相似的，由于第二谐振支路15包含第二谐振电感Lr2，因此第一半桥电容Cb1和第二半桥电容Cb2可选择大容量的电容，当开关切换时，第二谐振支路15不会产生冲击电流，而具有大容量的第一半桥电容Cb1和第二半桥电容Cb2可有效地对第五开关M5、第六开关M6、第七开关M7及第八开关M8进行电压钳位，因此本公开的第一开关桥臂12的开关及第二开关桥臂14的开关可以选用低额定电压的开关器件，以降低开关的导通损耗，使得本公开的功率变换电路1的损耗较低且效率较高。
当然功率变换电路1的控制方式并不仅局限于图2的波形图，于一些实施例中，可利用调整占空比及开关时序的方式达到提升输出电压的功效。请参阅图3并配合图1，其中图3为图1所示的功率变换电路的部分元件的第二种实施例的波形示意图。如图3所示，时刻0至t3为一个开关周期Ts，第三开关M3所接收到的第一驱动信号(以MOSFET为例，第一驱动信号与Vgs_M3对应)的占空比为Duty，其大于50％，第一驱动信号的导通时间则为Duty*Ts。第二开关M2、第四开关M4及第五开关M5接收第二驱动信号(以MOSFET为例，第二驱动信号与Vgs_M2、Vgs_M4和Vgs_M5对应)而同步导通及关断，第二驱动信号与第一驱动信号互补，且第二驱动信号的占空比为1-Duty，而第二驱动信号的导通时间则为(1-Duty)*Ts。第七开关M7所接收到的第三驱动信号(以MOSFET为例，第三驱动信号与Vgs_M7对应)的占空比为Duty，其大于50％，第三驱动信号的导通时间则为Duty*Ts。第一开关M1、第六开关M6及第八开关M8接收第四驱动信号(以MOSFET为例，第四驱动信号与Vgs_M1、Vgs_M6和Vgs_M8对应)而同步导通及关断，第四驱动信号与第三驱动信号互补，且第四驱动信号的占空比为1-Duty，而第四驱动信号的导通时间则为(1-Duty)*Ts，且于本实施例中，第四驱动信号与第二驱动信号之间错相180度。
图3的控制方法相似于图2的控制方法，于第一开关M1及第三开关M3同时导通的区间内(例如时刻t0至t1)，第一谐振支路13被电容支路16的第一半桥电容Cb1充电，且第一谐振支路13的第一谐振电容Cr1及第一谐振电感Lr1产生正向谐振，流经第一谐振电感Lr1的电流iLr1由0开始上升至峰值后下降。当电流iLr1下降至接近0时，第一开关M1关断，第一谐振电容Cr1及第一谐振电感Lr1之间停止谐振，使第一谐振电感Lr1的电流iLr1维持为0。
而于第三开关M3导通的区间内(例如时刻t0至t2)，输出电感单元17的第一输出电感Lo1经由第三开关M3抽取第二半桥电容Cb2的电流。而当第三开关M3关断且第二开关M2及第四开关M4导通的区间内(例如时刻t2至t3)，输出电感单元17的第一输出电感Lo1经由第四开关M4续流，第一谐振支路13对电容支路16的第二半桥电容Cb2放电，且第一谐振支路13的第一谐振电容Cr1及第一谐振电感Lr1产生反向谐振，流经第一谐振电感Lr1的电流iLr1由0开始下降至负峰值后上升。当电流iLr1上升至接近0时，第二开关M2及第四开关M4关断，且第三开关M3导通(例如时刻t3至t4)，此时，输出电感单元17的第一输出电感Lo1经由第三开关M3抽取第二半桥电容Cb2的电流。之后，将不断重复新的开关周期，于此不再赘述。以上说明功率变换电路1利用图3的第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3及第四开关M4的切换时序控制第一谐振电感Lr1的电流iLr1的控制方法，当然，功率变换电路1亦同时可利用图3的第五开关M5、第六开关M6、第七开关M7及第八开关M8的切换时序控制第二谐振电感Lr2的电流iLr2，控制第二谐振电感Lr2的电流iLr2的控制方法与前述控制第一谐振电感Lr1的电流iLr1的控制方法之间为对偶关系，其控制方法皆相似，故于此不再赘述。
根据上述功率变换电路1的电路拓扑图配合图3的波形图，功率变换电路1工作于第一谐振电感Lr1及第二谐振电感Lr2的电流不连续的工作状态，且占空比Duty大于50％的情况下，输入电压Vin降压至中点电压Vmid(即第七连接点G的电压)，使中点电压Vmid等于0.5倍的输入电压Vin，输出电压Vo等于中点电压Vmid乘以占空比Duty(即0.5倍的输入电压Vin乘以占空比Duty)，即输出电压Vo大于0.25倍的输入电压Vin，因此，功率变换电路1的输出电压Vo不仅可以小于或等于0.25倍的输入电压Vin，而且可以大于0.25倍的输入电压Vin，以使功率变换电路1输出电压范围变宽。此外，由于功率变换电路1包含第一谐振电感Lr1及第二谐振电感Lr2，使第一谐振支路13的支路电流及第二谐振支路15的支路电流由0开始正向或反向上升，且于第一谐振支路13的支路电流幅值下降至0时关断第一开关M1或第二开关M2，并于第二谐振支路15的支路电流幅值下降至0时关断第五开关M5或第六开关M6，进而分别实现了第一开关桥臂12的第一开关M1及第二开关M2的零电流开通及零电流关断，以及第二开关桥臂14的第五开关M5及第六开关M6的零电流开通及零电流关断，从而降低了第一开关桥臂12及第二开关桥臂14的开通及关断损耗。
而利用图1的功率变换电路1配合上述图2及图3的两种开关波形图，功率变换电路1可同时达成输出电压Vo小于或等于0.25倍的输入电压Vin，以及输出电压Vo大于0.25倍的输入电压Vin的两种降压方式，使得本公开的功率变换电路1具有较宽的输出电压Vo及输入电压Vin之间的增益范围，并能在较宽的输入电压Vin的范围条件下实现输出电压Vo的稳压，例如输入电压Vin介于40V至60V，且输出电压Vo为12V，而占空比Duty的范围可介于0.4至0.6之间，又例如输入电压Vin介于36V至75V，且输出电压Vo为12V，而占空比Duty的范围可介于0.32至0.67之间。
功率变换电路1利用上述图2及图3的两种开关波形图，使得第一谐振电感Lr1及第二谐振电感Lr2的电流处于不连续的工作状态，于一些实施例中，更可利用其他的开关波形图控制功率变换电路1，使得第一谐振电感Lr1及第二谐振电感Lr2的电流处于连续的工作状态。请参阅图4并配合图1，其中图4为图1所示的功率变换电路的部分元件的第三种实施例的波形示意图。如图4所示，时刻0至t3为一个开关周期Ts，第一开关M1及第三开关M3接收第一驱动信号(以MOSFET为例，第一驱动信号与Vgs_M1和Vgs_M3对应)而同步导通及关断，且第一驱动信号的占空比为Duty，第一驱动信号的导通时间则为Duty*Ts。第二开关M2及第四开关M4接收第二驱动信号(以MOSFET为例，第二驱动信号与Vgs_M2和Vgs_M4对应)而同步导通及关断，且第二驱动信号的占空比为1-Duty，第二驱动信号的导通时间则为(1-Duty)*Ts，其中第二驱动信号与第一驱动信号互补。第五开关M5及第七开关M7接收第三驱动信号(以MOSFET为例，第三驱动信号与Vgs_M5和Vgs_M7对应)而同步导通及关断，且第三驱动信号的占空比为Duty，第三驱动信号的导通时间则为Duty*Ts。且于本实施例中，第三驱动信号与第一驱动信号之间错相180度。第六开关M6及第八开关M8接收第四驱动信号(以MOSFET为例，第四驱动信号与Vgs_M6和Vgs_M8对应)而同步导通及关断，且第四驱动信号的占空比为1-Duty，第四驱动信号的导通时间则为(1-Duty)*Ts，其中第四驱动信号与第三驱动信号互补。
图4的控制方法相似于图3的控制方法，于第一开关M1及第三开关M3同时导通的区间内，第一谐振支路13被电容支路16的第一半桥电容Cb1充电，且第一谐振支路13的第一谐振电容Cr1及第一谐振电感Lr1产生正向谐振，第一谐振电感Lr1的电流iLr1由0开始上升至峰值后下降。当Duty*Ts结束时(即时刻t2)，关断第一开关M1及第三开关M3，且第二开关M2及第四开关M4导通，第一谐振电容Cr1及第一谐振电感Lr1的谐振电流经由第二开关M2和第四开关M4继续谐振到0，之后继续反向谐振。
而于第三开关M3导通的区间内，输出电感单元17的第一输出电感Lo1经由第三开关M3抽取第二半桥电容Cb2的电流。而当第一开关M1及第三开关M3关断且第二开关M2及第四开关M4导通的区间内，输出电感单元17的第一输出电感Lo1经由第四开关M4续流，第一谐振支路13对电容支路16的第二半桥电容Cb2放电，且第一谐振支路13的第一谐振电容Cr1及第一谐振电感Lr1产生谐振，第一谐振电感Lr1的电流iLr1由正开始下降0，再至负峰值后上升。当第一谐振电感Lr1的电流iLr1上升到接近于至0时，第二开关M2及第四开关M4关断，且第一开关M1和第三开关M3导通，之后，将不断重复新的开关周期，于此不再赘述。以上说明功率变换电路1利用图4的第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3及第四开关M4的切换时序控制第一谐振电感Lr1的电流iLr1的控制方法，当然，功率变换电路1亦同时可利用图4的第五开关M5、第六开关M6、第七开关M7及第八开关M8的切换时序控制第二谐振电感Lr2的电流iLr2，控制第二谐振电感Lr2的电流iLr2的控制方法与前述控制第一谐振电感Lr1的电流iLr1的控制方法之间为对偶关系，其控制方法皆相似，故于此不再赘述。
于图4的上述的控制方法中，功率变换电路1的中点电压Vmid依然等于0.5倍的输入电压Vin，输出电压Vo等于中点电压Vmid乘以占空比Duty(即0.5倍的输入电压Vin乘以占空比Duty)。但是使得第一谐振电感Lr1及第二谐振电感Lr2的电流处于连续，相比于图2和图3第一谐振电感Lr1及第二谐振电感Lr2的电流处于不连续的工作状态，获得的好处是，第一开关桥臂12及第二开关桥臂14电流有效值下降，导通损耗下降。上述这种第一谐振电感Lr1的电流iLr1上升到接近于至0时，第二开关M2及第四开关M4关断的控制方法，使得开关周期等于第一谐振电容Cr1及第一谐振电感Lr1的谐振周期，好处是第二开关M2实现零电流关断，第一开关M1实现零电流开通。
当然，于一些实施例中，功率变换电路可仅利用单一开关桥臂、单一谐振支路及电容支路控制单一输出电感的电流，例如功率变换电路仅包含第一开关桥臂、第一谐振支路及电容支路。请参阅图5，其为本公开第二实施例的功率变换电路的电路拓扑示意图。如图所示，本实施例的功率变换电路1a相似于图1所示的功率变换电路1，唯本实施例的功率变换电路1a仅包含输入正端Vin+、输入负端Vin-、输出正端Vo+、输出负端Vo-、输入电感Lin、第一开关桥臂12、第一谐振支路13、电容支路16、输出电感单元17及输出电容Co。而本实施例的功率变换电路1a不包含图1所示的第二开关桥臂14及第二谐振支路15，此外，本实施例的功率变换电路1a的输出电感单元17仅包含第一输出电感Lo1，而不包含图1所示的第二输出电感Lo2。本实施例的功率变换电路1a的其馀元件设置则与图1所示的功率变换电路1相似，故于此不再赘述。
请参阅图6并配合图5，其中图6为图5所示的功率变换电路的部分元件的波形示意图。于图6中，Vgs_M1、Vgs_M2、Vgs_M3及Vgs_M4分别为第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3及第四开关M4的栅极-源极电压，iLr1为流经第一谐振电感Lr1的电流。
如图6所示，时刻0至t3为一个开关周期Ts，第一开关M1及第三开关M3接收第一驱动信号(以MOSFET为例，第一驱动信号与Vgs_M1及Vgs_M3相对应)而同步导通及关断，且第一驱动信号的占空比为Duty，其小于或等于50％，即在一个开关周期内，第一开关M1及第三开关M3的导通时间为Duty*Ts。第四开关M4所接收到的第二驱动信号(以MOSFET为例，第二驱动信号与Vgs_M4相对应)与第一驱动信号互补，第二驱动信号的占空比为1-Duty，即在一个开关周期内，第四开关M4的导通时间为(1-Duty)*Ts。第二开关M2接收第三驱动信号(以MOSFET为例，第三驱动信号与Vgs_M2相对应)，且第三驱动信号的占空比为Duty，其小于或等于50％，即在一个开关周期内，第二开关M2的导通时间为Duty*Ts，且于本实施例中，第三驱动信号与第一驱动信号之间错相180度。
根据图6的控制方法并配合图5的电路拓扑图可知，于时刻0至t0区间时，第一开关M1及第三开关M3导通，由于第一谐振支路13并联于电容支路16的第一半桥电容Cb1的两端，使第一谐振支路13被电容支路16的第一半桥电容Cb1充电，且第一谐振支路13的第一谐振电容Cr1及第一谐振电感Lr1产生正向谐振，第一谐振电感Lr1的电流iLr1由0开始上升(假定该区间内为正向上升)。同时，由于第三开关M3导通，第一输出电感Lo1两端的电压差为电容支路16的第二半桥电容Cb2两端的电压(即中点电压Vmid)与输出电压Vo之差，即Vmid-Vo，使得流经输出电感单元17的第一输出电感Lo1的电流上升。
于时刻t0至t1区间，在时刻t0，流经第一谐振电感Lr1的电流iLr1正向下降到接近于0，此时，关断第一开关M1及第三开关M3，开通第四开关M4，使得流经第一谐振电感Lr1的电流iLr1通过第二开关M2中的体二极管续流至0，当流经第一谐振电感Lr1的电流iLr1为0时，第一谐振电容Cr1及第一谐振电感Lr1之间停止谐振，流经第一谐振电感Lr1的电流iLr1维持为0。由于第四开关M4的导通，输出电感单元17的第一输出电感Lo1两端的电压差为-Vo，使流经输出电感单元17的第一输出电感Lo1的电流下降。于时刻t0至t1区间时，第一开关M1及第三开关M3关断的状态发生于流经第一谐振电感Lr1的电流iLr1正向下降至接近0时，或是流经第一谐振电感Lr1的电流iLr1正向下降至等于0时，以避免电流iLr1下降至负电流时才关断第一开关M1及第三开关M3。
于时刻t1至t2区间时，第二开关M2及第四开关M4导通，使得第一谐振支路13并联于电容支路16的第二半桥电容Cb2的两端，第一谐振支路13对电容支路16的第二半桥电容Cb2放电，且第一谐振支路13的第一谐振电容Cr1及第一谐振电感Lr1产生谐振，流经第一谐振电感Lr1的电流iLr1由0开始下降(即负向增加)，同时，由于第四开关M4导通，使流经输出电感单元17的第一输出电感Lo1的电流维持续流下降。
于时刻t2至t3区间，在时刻t2，流经第一谐振电感Lr1的电流iLr1反向下降到接近于0，此时关断第二开关M2，第四开关M4处于导通状态，而第一谐振电感Lr1的电流iLr1通过第一开关M1的体二极管续流至0，当流经第一谐振电感Lr1的电流iLr1为0时，第一谐振电容Cr1及第一谐振电感Lr1之间停止谐振，使第一谐振电感Lr1的电流iLr1维持为0。由于第四开关M4处于导通状态，输出电感单元17的第一输出电感Lo1两端的电压差为-Vo，流经输出电感单元17的第一输出电感Lo1的电流维持续流下降。于时刻t2至t3区间内，第二开关M2关断的状态发生于第一谐振电感Lr1的电流iLr1从负电流上升至接近0时，或是第一谐振电感Lr1的电流iLr1从负电流上升至等于0时，以避免第一谐振电感Lr1的电流iLr1上升至正电流时才关断第二开关M2。
而时刻t3后，则第四开关M4关断，第一开关M1和第三开关M3导通，重复新的开关周期，于此不再赘述。利用如前所述开关的控制方式，即可控制第一输出电感的电流，亦可使得功率变换电路1a达到进一步降压的功能，且同样可以选用低额定电压的开关器件，以降低开关的导通损耗，使得本公开的功率变换电路1a的损耗较低且效率较高。当然，本实施例的功率变换电路1a亦可利用其他控制方式，例如图3或图4的控制方式，其详细工作原理相似于前述实施例，故于此不再赘述。
于一些实施例中，为了提升功率变换电路的性能，可将多个输出电感相互耦合而形成耦合电感，且以单一磁性组件构成耦合电感，以使功率变换电路达到降低磁芯损耗、提升等效稳态电感及降低等效动态电感的效果。请参阅图7，其为本公开第三实施例的功率变换电路的电路拓扑示意图。如图7所示，本实施例的功率变换电路1b相似于图1所示的功率变换电路1，唯本实施例的功率变换电路1b的第一输出电感Lo1及第二输出电感Lo2相互耦合而形成耦合电感。此外，功率变换电路1b的第三连接点C的电压波形与第六连接点F的电压波形的相位差为180度，其中第三连接点C的电压施加于第一输出电感Lo1的输入端，第六连接点F的电压施加于第二输出电感Lo2的输入端，而使本实施例的功率变换电路1b达到降低磁芯损耗、提升等效稳态电感及降低等效动态电感的效果。以下将进一步说明用以构成功率变换电路1b的耦合电感的磁性组件的结构。
请参阅图8及图9并配合图7，其中图8为构成图7所示的功率变换电路的耦合电感的磁性组件中的部分元件的结构示意图，图9为构成图7所示的功率变换电路的耦合电感的磁性组件的结构示意图。图7所示的功率变换电路1b的耦合电感由图8及图9所示的磁性组件2所构成，其中图8仅示出磁性组件中的部分元件，而未示出绕组，图9则未示出第一磁盖，以清楚展示出磁性组件的内部结构。如图8及图9，磁性组件2包含第一磁盖21、第二磁盖22、第一磁柱23、第二磁柱24、第三磁柱25、第四磁柱26、第五磁柱27、第一绕组28及第二绕组29。第一磁盖21及第二磁盖22相对设置。第一磁柱23、第二磁柱24、第三磁柱25、第四磁柱26及第五磁柱27皆位于第一磁盖21及第二磁盖22之间。第一磁柱23及第三磁柱25位于磁性组件2的相对两侧。第二磁柱24及第四磁柱26位于磁性组件2的另外相对两侧，且第一磁柱23及第三磁柱25分别位于第二磁柱24及第四磁柱26之间。第五磁柱27位于第一磁柱23和第三磁柱25之间，且第一磁柱23、第二磁柱24、第三磁柱25及第四磁柱26环绕第五磁柱27设置。
如图9所示，第一绕组28的输入端与第三连接点C(即第四开关M4的漏极)连接，且与第一磁柱23及第四磁柱26邻近设置，第一绕组28的输出端与输出正端Vo+连接，且与第三磁柱25及第四磁柱26邻近设置，其中第一绕组28依序通过第一磁柱23与第四磁柱26之间、第一磁柱23与第五磁柱27之间、第五磁柱27与第二磁柱24之间、第五磁柱27与第三磁柱25之间以及第三磁柱25与第四磁柱26之间。第二绕组29的输入端与第六连接点F(即第八开关M8的漏极)连接，且与第一磁柱23与第二磁柱24邻近设置，第二绕组29的输出端与输出正端Vo+连接，且与第二磁柱24与第三磁柱25邻近设置，其中第二绕组29依序通过第一磁柱23与第二磁柱24之间、第一磁柱23与第五磁柱27之间、第五磁柱27与第四磁柱26之间、第五磁柱27与第三磁柱25之间以及第三磁柱25与第二磁柱24之间。而输出负端Vo-则分别连接到第四开关M4的源极及第八开关M8的源极，当第一绕组28及第二绕组29的直流电流方向相同时，第一绕组28的直流电流由第一绕组28的输入端流向输出端，第二绕组29的直流电流由第二绕组29的输入端流向输出端。于一些实施例中，第二磁柱24及第四磁柱26分别包含气隙或包含大气隙，第一磁柱23、第三磁柱25及第五磁柱27不具有气隙或包含小气隙。于一些实施例中，第二磁柱24的磁阻及第四磁柱26的磁阻大小近似相等，且分别大于三倍的第一磁柱23的磁阻，或大于三倍的第三磁柱25的磁阻，或大于三倍的第五磁柱27的磁阻。第一磁柱23的磁阻与第三磁柱25的磁阻大小近似相等，分别为第五磁柱27的磁阻的近似2倍。
于本实施例中，第一绕组28的输入端及第一绕组28的输出端之间具有第一电压，第二绕组29的输入端及第二绕组29的输出端之间具有第二电压，其中第一电压及第二电压之间错相180度。而第一绕组28所产生的交流磁通的一半及第二绕组29所产生的交流磁通的一半按相位相减，以穿过第五磁柱27。第五磁柱27的交流磁通近似均分给第一磁柱23和第三磁柱25。第五磁柱27的交流磁通方向，与第一磁柱23和第三磁柱25的交流磁通方向相反。因此，第一磁柱23、第三磁柱25及第五磁柱27的交流磁通大，但直流磁通为0。第一绕组28所产生的交流磁通的一半和第二绕组29所产生的交流磁通的一半按相位相加，以穿过第二磁柱24及第四磁柱26，且第二磁柱24上的交流磁通及第四磁柱26上的交流磁通的方向相反，故第二磁柱24及第四磁柱26的直流磁通大，但交流磁通小。根据上述磁柱的交流磁通特征可知，第五磁柱27的交流磁通较大，但气隙较小且磁阻较小，而第二磁柱24的气隙较大且磁阻较大，但交流磁通较小，因此第一绕组28的交流电流纹动小。第五磁柱27的交流磁通较大，但气隙较小且磁阻较小，第四磁柱26的气隙较大且磁阻较大，但交流磁通较小，因此第二绕组29的交流电流纹动小。本实施例的功率变换电路1b采用上述磁性组件2的结构，不仅实现第一绕组28及第二绕组29的纹动电流低、等效电感大，且由于交流磁通穿过第五磁柱27之后，均分于第一磁柱23及第三磁柱25上，使得功率变换电路1b可采用较薄的磁盖，而可使磁性组件2保持较低损耗，且达到薄型化的需求。
于一些实施例中，为了在功率变换电路于输出电压启动时而驱动信号开始驱动开关的过程中，避免第一半桥电容Cb1、第二半桥电容Cb2、第一谐振电容Cr1及第二谐振电容Cr2受到电流冲击，可利用预充电电路控制冲击电流。请参阅图10并配合图1，其中图10为应用于图1所示的功率变换电路的预充电电路的结构示意图。如图10所示，预充电电路3包含输入端31、输出端32、第一分压电阻R1、第二分压电阻R2、分压电容C1、晶体管Q1及二极管D1。预充电电路3的输入端31连接于输入正端Vin+。预充电电路3的输出端32连接于第七连接点G。第一分压电阻R1及第二分压电阻R2串联连接于预充电电路3的输入端31及输入负端Vin-之间，且第一分压电阻R1的阻值相等于第二分压电阻R2的阻值。分压电容C1的一端连接于第一分压电阻R1及第二分压电阻R2之间，分压电容C1的另一端连接于输入负端Vin-。晶体管Q1可为电流放大晶体管或场效应管，晶体管Q1的第一端连接于预充电电路3的输入端31，晶体管Q1的第二端连接于第一分压电阻R1及第二分压电阻R2之间，晶体管Q1的第三端连接于预充电电路3的输出端32。二极管D1可为钳位二极管，二极管D1的阴极连接于第一分压电阻R1及第二分压电阻R2之间，二极管D1的阳极连接于预充电电路3的输出端32。
由于第一分压电阻R1的阻值相等于第二分压电阻R2的阻值，于输入电压Vin上升的过程中，晶体管Q1的输入电压(即第一分压电阻R1及第二分压电阻R2之间的中点电压)随之上升，而晶体管Q1的输出电压亦随之上升，而当晶体管Q1的输入电压及输出电压上升至输入电压Vin的一半时，预充电电路3完成预充电，而此时，第一半桥电容Cb1、第二半桥电容Cb2、第一谐振电容Cr1及第二谐振电容Cr2亦同样充电至输入电压Vin的一半，而后功率变换电路1再经由驱动信号开始驱动开关，而使功率变换电路1的输出电压从0开始上升，使得功率变换电路1经由驱动信号开始驱动开关的过程中，避免第一半桥电容Cb1、第二半桥电容Cb2、第一谐振电容Cr1及第二谐振电容Cr2受到电流冲击，并可利用预充电电路3控制冲击电流。
请参阅图11，其为本公开第三实施例的功率变换电路的电路拓扑示意图。如图所示，本实施例的功率变换电路1c相似于图1所示的功率变换电路1，而相较于图1所示的功率变换电路1的电容支路16仅包含第一半桥电容Cb1及第二半桥电容Cb2，本实施例的功率变换电路1c的电容支路16包含第一半桥电容Cb1、第二半桥电容Cb2、第三半桥电容Cb3及第四半桥电容Cb4。第一半桥电容Cb1及第二半桥电容Cb2串联连接于输入电感Lin的第二端及输入负端Vin-之间，第三半桥电容Cb3及第四半桥电容Cb4串联连接于输入电感Lin的第二端及输入负端Vin-之间，第一半桥电容Cb1及第二半桥电容Cb2连接以形成第七连接点G，第三半桥电容Cb3及第四半桥电容Cb4以形成第八连接点H，其中第七连接点G及第二连接点B之间短接，第八连接点H及第五连接点E之间短接。且于本实施例中，功率变换电路1c更包含隔直电容Cc，连接于第七连接点G及第八连接点H之间。依靠上述连接方式及隔直电容Cc的设置，可以实现第一输出电感Lo1和第二输出电感Lo2的均流，从而可以避免耦合电感的两个绕组的电流不均时，三个磁柱(例如图8及图9所示的第一磁柱23、第三磁柱25及第五磁柱27)存在的直流磁通所导致的饱和问题。当然，本实施例的功率变换电路1c亦可利用两个预充电电路，以避免第一半桥电容Cb1、第二半桥电容Cb2、第一谐振电容Cr1及第二谐振电容Cr2受到电流冲击，而两个预充电电路的输入端皆连接于输入正端Vin+，而其中之一预充电电路的输出端连接于第七连接点G，另一预充电电路的输出端连接于第八连接点H，其中两个预充电电路的电路结构相似于图10所示的预充电电路3，故于此不再赘述。
而于一些实施例中，电容支路的第一半桥电容及第二半桥电容的连接方式并不局限于上述图1及图11的连接方式，请参阅图12，其为本公开第四实施例的功率变换电路的电路拓扑示意图。如图所示，本实施例的功率变换电路1d相似于图1所示的功率变换电路1，而相较于图1所示的功率变换电路1的电容支路16的第一半桥电容Cb1及第二半桥电容Cb2串联连接于输入电感Lin的第二端及输入负端Vin-之间，本实施例的功率变换电路1d的电容支路16的第一半桥电容Cb1连接于输入电感Lin的第二端及输入负端Vin-之间，第二半桥电容Cb2的一端连接于第二连接点B及第五连接点E，第二半桥电容Cb2的另一端则连接于输入负端Vin-。
综上所述，本公开的功率变换电路包含第一谐振电感及第二谐振电感，使第一谐振支路的支路电流及第二谐振支路的支路电流由0上升，且于第一谐振支路的支路电流幅值下降至接近0时关断第一开关或第二开关，并于第二谐振支路的支路电流幅值下降至接近0时关断第五开关或第六开关，进而分别实现了第一开关桥臂的第一开关及第二开关的零电流开通及零电流关断，以及第二开关桥臂的第五开关及第六开关的零电流开通及零电流关断，从而降低了第一开关桥臂及第二开关桥臂的开通损耗及关断损耗。此外，由于第一谐振支路包含第一谐振电感，因此第一半桥电容和第二半桥电容可选择大容量的电容，当开关切换时第一谐振支路不会产生冲击电流，而具有大容量的第一半桥电容和第二半桥电容可有效地对第一开关、第二开关、第三开关及第四开关进行电压钳位，相似的，由于第二谐振支路包含第二谐振电感，因此第一半桥电容和第二半桥电容可选择大容量的电容，当开关切换时第二谐振支路不会产生冲击电流，而具有大容量第一半桥电容和第二半桥电容可有效地对第五开关、第六开关、第七开关及第八开关进行电压钳位，因此本公开的第一开关桥臂的开关及第二开关桥臂的开关可以选用低额定电压的开关器件，以降低开关的导通损耗，使得本公开的功率变换电路的损耗较低且效率较高。此外，本公开的功率变换电路配合开关波形图可同时达成输出电压小于或等于0.25倍的输入电压，以及输出电压大于0.25倍的输入电压的两种降压方式，使得本公开的功率变换电路具有较宽的输出电压及输入电压之间的增益范围，并能在较宽的输入电压的范围条件下实现输出电压的稳压。

Claims (23)

1.一种功率变换电路，包含：
一输入正端、一输入负端、一输出正端及一输出负端，其中该输入负端和该输出负端电连接；
一第一开关桥臂，电连接于该输入正端及该输入负端之间，且包含串联电连接的一第一开关、一第二开关、一第三开关及一第四开关，该第一开关与该第二开关电连接以形成一第一连接点，该第二开关与该第三开关电连接以形成一第二连接点，该第三开关及该第四开关电连接以形成一第三连接点；
一第一谐振支路，电连接于该第一连接点及该第三连接点之间，且包含串联电连接的一第一谐振电容及一第一谐振电感；
一电容支路，与该第一开关桥臂并联电连接；
一输出电感单元，包含一第一输出电感，该第一输出电感电连接于该第三连接点及该输出正端；以及
一输出电容，电连接于该输出正端及该输出负端之间。
2.如权利要求1所述的功率变换电路，其中该第一开关及该第三开关同步导通及关断，且该第一开关及该第三开关所接收的一第一驱动信号的占空比小于或等于50％，该第四开关所接收的一第二驱动信号与该第一驱动信号互补，该第二开关所接收的一第三驱动信号的占空比小于或等于50％，其中该第三驱动信号及该第一驱动信号错相180度。
3.如权利要求1所述的功率变换电路，其中该第三开关所接收的一第一驱动信号的占空比大于50％，该第二开关及该第四开关同步导通及关断，且该第二开关及该第四开关所接收的一第二驱动信号与该第一驱动信号互补，且该第一开关所接收的一第四驱动信号及该第二驱动信号错相180度。
4.如权利要求1所述的功率变换电路，其中该第一开关及该第三开关同步导通及关断，且该第一开关及该第三开关所接收的一第一驱动信号具有一占空比，该第二开关及该第四开关同步导通及关断，且该第二开关及该第四开关所接收的一第二驱动信号与该第一驱动信号互补。
5.如权利要求2、3或4所述的功率变换电路，其中该功率变换电路通过该输入正端及该输入负端接收一输入电压，并通过该输出正端及该输出负端输出一输出电压，其中该电容支路的一第七连接点的电压等于0.5倍的该输入电压，该输出电压等于该第七连接点的电压乘以该第一驱动信号的该占空比。
6.如权利要求1所述的功率变换电路，其中该功率变换电路包含：
一第二开关桥臂，电连接于该输入正端及该输入负端之间，并与该第一开关桥臂并联电连接，且包含串联电连接的一第五开关、一第六开关、一第七开关及一第八开关，该第五开关与该第六开关电连接以形成一第四连接点，该第六开关与该第七开关电连接以形成一第五连接点，该第七开关与该第八开关电连接以形成一第六连接点；以及
一第二谐振支路，电连接于该第四连接点及该第六连接点之间，且包含串联电连接的一第二谐振电容及一第二谐振电感。
7.如权利要求6所述的功率变换电路，其中该电容支路包含串联电连接的一第一半桥电容及一第二半桥电容，该第一半桥电容及该第二半桥电容电连接形成一第七连接点，且该第七连接点、该第二连接点及该第五连接点之间短接。
8.如权利要求6所述的功率变换电路，其中该第一开关、该第三开关及该第六开关同步导通及关断，且该第一开关、该第三开关及该第六开关所接收的一第一驱动信号的占空比小于或等于50％，该第四开关所接收的一第二驱动信号与该第一驱动信号互补，该第二开关、该第五开关及该第七开关同步导通及关断，且该第二开关、该第五开关及该第七开关所接收的一第三驱动信号的占空比小于或等于50％，该第八开关所接收的一第四驱动信号与该第三驱动信号互补，其中该第三驱动信号及该第一驱动信号错相180度。
9.如权利要求6所述的功率变换电路，其中该第三开关所接收的一第一驱动信号的占空比大于50％，该第二开关、该第四开关及该第五开关同步导通及关断，且该第二开关、该第四开关及该第五开关所接收的一第二驱动信号与该第一驱动信号互补，该第七开关所接收的一第三驱动信号的占空比大于50％，该第一开关、该第六开关及该第八开关同步导通及关断，且该第一开关、该第六开关及该第八开关所接收的一第四驱动信号与该第三驱动信号互补，其中该第四驱动信号及该第二驱动信号错相180度。
10.如权利要求6所述的功率变换电路，其中该第一开关及该第三开关同步导通及关断，且该第一开关及该第三开关所接收的一第一驱动信号具有一占空比，该第二开关及该第四开关同步导通及关断，且该第二开关及该第四开关所接收的一第二驱动信号与该第一驱动信号互补，该第五开关及该第七开关同步导通及关断，且该第五开关及该第七开关所接收的一第三驱动信号具有一占空比，该第六开关及该第八开关同步导通及关断，且该第六开关及该第八开关所接收的一第四驱动信号与该第三驱动信号互补，其中该第三驱动信号及该第一驱动信号错相180度。
11.如权利要求8、9或10所述的功率变换电路，其中该功率变换电路通过该输入正端及该输入负端接收一输入电压，并通过该输出正端及该输出负端输出一输出电压，其中该电容支路的一第七连接点的电压等于0.5倍的该输入电压，该输出电压等于该第七连接点的电压乘以该第一驱动信号的该占空比。
12.如权利要求6所述的功率变换电路，其中该电容支路包含一第一半桥电容及一第二半桥电容，该第一半桥电容电连接于该输入正端及该输入负端之间，该第二半桥电容的一端电连接于该第二连接点及该第五连接点，该第二半桥电容的另一端电连接于该输入负端。
13.如权利要求6所述的功率变换电路，其中该输出电感单元包含一第二输出电感，该第二输出电感电连接该第六连接点及该输出正端之间。
14.如权利要求13所述的功率变换电路，其中该第一输出电感及该第二输出电感相互耦合而形成一耦合电感。
15.如权利要求14所述的功率变换电路，其中该第三连接点的电压波形与该第六连接点的电压波形的相位差为180度。
16.如权利要求14所述的功率变换电路，其中该耦合电感包含一磁性组件，该磁性组件包含一第一磁盖、一第二磁盖、一第一磁柱、一第二磁柱、一第三磁柱、一第四磁柱、一第五磁柱、一第一绕组及一第二绕组，该第一磁盖及该第二磁盖相对设置，该第一磁柱、该第二磁柱、该第三磁柱、该第四磁柱及该第五磁柱位于该第一磁盖与该第二磁盖之间，该第一磁柱及该第三磁柱位于该磁性组件的相对两侧，该第二磁柱及该第四磁柱位置于该磁性组件的另外相对两侧，该第五磁柱位于该第一磁柱及该第三磁柱之间，其中该第一绕组的输入端与该第三连接点连接，且与该第一磁柱及该第四磁柱邻近设置，该第一绕组的输出端与该输出正端连接，且与该第三磁柱及该第四磁柱邻近设置，该第二绕组的输入端与该第六连接点连接，且与该第一磁柱及该第二磁柱邻近设置，该第二绕组的输出端与该输出正端连接，且与该第二磁柱及该第三磁柱邻近设置。
17.如权利要求16所述的功率变换电路，其中该第一绕组依序通过该第一磁柱与该第四磁柱之间、该第一磁柱与该第五磁柱之间、该第五磁柱与该第二磁柱之间、该第五磁柱与该第三磁柱之间以及该第三磁柱与该第四磁柱之间，该第二绕组依序通过该第一磁柱与该第二磁柱之间、该第一磁柱与该第五磁柱之间、该第五磁柱与该第四磁柱之间、该第五磁柱与该第三磁柱之间以及该第三磁柱与该第二磁柱之间。
18.如权利要求16所述的功率变换电路，其中该第二磁柱及该第四磁柱分别包含气隙或包含大气隙，该第一磁柱、该第三磁柱及该第五磁柱不具有气隙或包含小气隙。
19.如权利要求16所述的功率变换电路，其中该第二磁柱的磁阻及该第四磁柱的磁阻大小相等，且分别大于三倍的该第一磁柱的磁阻、或大于三倍的该第三磁柱的磁阻或大于三倍的该第五磁柱的磁阻，该第一磁柱的磁阻与该第三磁柱的磁阻大小相等，且分别为该第五磁柱的磁阻的2倍。
20.如权利要求16所述的功率变换电路，其中该第一绕组的该输入端及该第一绕组的该输出端之间具有一第一电压，该第二绕组的该输入端及该第二绕组的该输出端之间具有一第二电压，其中该第一电压及该第二电压之间错相180度。
21.如权利要求6所述的功率变换电路，其中该电容支路包含一第一半桥电容、一第二半桥电容、一第三半桥电容及一第四半桥电容，该第一半桥电容及该第二半桥电容串联电连接于该输入正端及该输入负端之间，该第三半桥电容及该第四半桥电容串联电连接于该输入正端及该输入负端之间，该第一半桥电容及该第二半桥电容电连接以形成一第七连接点，该第三半桥电容及该第四半桥电容电连接以形成一第八连接点，其中该第七连接点及该第二连接点之间短接，该第八连接点及该第五连接点之间短接，其中该功率变换电路包含一隔直电容，电连接于该第七连接点及该第八连接点之间。
22.如权利要求6所述的功率变换电路，其中该功率变换电路包含一输入电感，该输入电感的一第一端与该输入正极连接，该输入电感的一第二端与该第一开关桥臂、该第二开关桥臂及该电容支路电连接。
23.如权利要求6所述的功率变换电路，其中该功率变换电路包含一预充电电路，该预充电电路的一输入端电连接于该输入正端，该预充电电路的一输出端电连接于该电容支路的一第七连接点。
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