JP2007166887A - Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】スナバ回路等の部品を追加することなく、各スイッチ素子のシーケンス制御によってサージ電圧を抑制できるＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法を提供する。
【解決手段】スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３が共にオン、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ４が共にオフとなる第１の状態からスイッチ素子Ｑ２をオンする（同時オン状態）と、コイルＷｂのインダクタンスは、見掛け上、トランスＴの漏れインダクタンスになるため、コンデンサＣｏに蓄えられた電荷が放出されて、コイルＷｂに流れる電流の向きが反転する。その結果、スイッチ素子Ｑ１を流れる電流が速やかに減少し、「０Ａ」になった後、逆方向に流れる。その後、スイッチ素子Ｑ３をオフすると、第２電圧系回路２００に共振が起こるため、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になる。この時、スイッチ素子Ｑ１をオフすると、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ時に発生するサージ電圧は非常に小さくなる。
【選択図】図１
【解決手段】スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３が共にオン、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ４が共にオフとなる第１の状態からスイッチ素子Ｑ２をオンする（同時オン状態）と、コイルＷｂのインダクタンスは、見掛け上、トランスＴの漏れインダクタンスになるため、コンデンサＣｏに蓄えられた電荷が放出されて、コイルＷｂに流れる電流の向きが反転する。その結果、スイッチ素子Ｑ１を流れる電流が速やかに減少し、「０Ａ」になった後、逆方向に流れる。その後、スイッチ素子Ｑ３をオフすると、第２電圧系回路２００に共振が起こるため、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になる。この時、スイッチ素子Ｑ１をオフすると、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ時に発生するサージ電圧は非常に小さくなる。
【選択図】図１
Description
本発明は、直流電圧を変換するＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法に関する。
従来、トランス絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力側と出力側とを絶縁することが必要な用途において、広範囲に使用されている。例えば、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータは、入力側に２つのスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２と、出力側に２つのスイッチ素子Ｑ３、Ｑ４とを有し、これらのスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）が所定のゲートシーケンスに従ってオン／オフ制御される。
基本的なゲートシーケンスは、図３３（スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のゲート電圧）に示す様に、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ３およびスイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ４が共に同期動作し、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２およびスイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４がそれぞれ相補動作する。但し、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２およびスイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４のオン／オフが入れ替わる遷移時には、それぞれデッドタイムＴｄ１、Ｔｄ２（両スイッチ素子が共にオフの時間）が設けられている。
基本的なゲートシーケンスは、図３３（スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のゲート電圧）に示す様に、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ３およびスイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ４が共に同期動作し、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２およびスイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４がそれぞれ相補動作する。但し、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２およびスイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４のオン／オフが入れ替わる遷移時には、それぞれデッドタイムＴｄ１、Ｔｄ２（両スイッチ素子が共にオフの時間）が設けられている。
ところで、上記ＤＣ／ＤＣコンバータでは、入力電圧を昇圧するブーストオペレーション（第１電圧系回路１００から第２電圧系回路２００へ電力変換）の時は、入力側のスイッチ素子Ｑ１あるいはスイッチ素子Ｑ２をターンオフする際に、チョークコイルＬに蓄積された磁気エネルギーにより、スイッチ素子間に大きなサージ電圧が発生する。
一方、入力電圧を降圧するバックオペレーション（第２電圧系回路２００から第１電圧系回路１００へ電力変換）では、スイッチ素子Ｑ１あるいはスイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオード（ここでは、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２は寄生ダイオードを持つＭＯＳＦＥＴを使用する）の働きにより、スイッチ素子Ｑ１あるいはスイッチ素子Ｑ２のターンオフによるサージ電圧は一般的に殆ど発生しないか、低い値になる。
代わりに、スイッチ素子Ｑ１あるいはスイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオードがターンオフした時にサージ電圧が発生するが、このサージ電圧は、トランスの漏れインダクタンスとスイッチ素子の寄生容量との共振によるものであり、ブーストオペレーション時と比較すると、一般的には小さいレベルである。従って、ブーストオペレーション時に発生するサージ電圧は、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２に過剰なストレスを与え、さらにノイズの発生原因にもなるため、大きな問題である。
一方、入力電圧を降圧するバックオペレーション（第２電圧系回路２００から第１電圧系回路１００へ電力変換）では、スイッチ素子Ｑ１あるいはスイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオード（ここでは、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２は寄生ダイオードを持つＭＯＳＦＥＴを使用する）の働きにより、スイッチ素子Ｑ１あるいはスイッチ素子Ｑ２のターンオフによるサージ電圧は一般的に殆ど発生しないか、低い値になる。
代わりに、スイッチ素子Ｑ１あるいはスイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオードがターンオフした時にサージ電圧が発生するが、このサージ電圧は、トランスの漏れインダクタンスとスイッチ素子の寄生容量との共振によるものであり、ブーストオペレーション時と比較すると、一般的には小さいレベルである。従って、ブーストオペレーション時に発生するサージ電圧は、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２に過剰なストレスを与え、さらにノイズの発生原因にもなるため、大きな問題である。
また、ブーストオペレーション及びバックオペレーションの両機能を備えた双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、ブーストオペレーション時に発生するサージ電圧のため、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２に高耐圧なスイッチ素子を選定する必要が生じてしまう。
このため、例えば、特許文献１に示される様に、スイッチ素子にスナバ回路を接続してサージ電圧を吸収する技術が公知である。
また、図１４及び図２４に示されるＤＣ／ＤＣコンバータは、チョークコイルを必要としないタイプであるが、トランスの励磁インダクタンスあるいは漏れインダクタンスにより、図１のＤＣ／ＤＣコンバータと同様な問題が生じる。
特開２０００−１８４７１０号公報
このため、例えば、特許文献１に示される様に、スイッチ素子にスナバ回路を接続してサージ電圧を吸収する技術が公知である。
また、図１４及び図２４に示されるＤＣ／ＤＣコンバータは、チョークコイルを必要としないタイプであるが、トランスの励磁インダクタンスあるいは漏れインダクタンスにより、図１のＤＣ／ＤＣコンバータと同様な問題が生じる。
しかし、上記の公知技術では、スナバ回路を追加することで部品点数が増えると共に、回路構成が複雑になってコストが高くなる問題があった。
本発明は、上記事情に基づいて成されたもので、その目的は、スナバ回路等の部品を追加することなく、各スイッチ素子のシーケンス制御によってサージ電圧を抑制できるＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法を提供することにある。
本発明は、上記事情に基づいて成されたもので、その目的は、スナバ回路等の部品を追加することなく、各スイッチ素子のシーケンス制御によってサージ電圧を抑制できるＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法を提供することにある。
（請求項１の発明）
本発明は、少なくとも第１のスイッチ素子Ｑ１と第２のスイッチ素子Ｑ２を有する第１電圧系回路と、少なくとも第３のスイッチ素子Ｑ３と第４のスイッチ素子Ｑ４を有する第２電圧系回路と、第１電圧系回路と第２電圧系回路との間で電力変換を行う電力変換手段と、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とを交互にオン／オフ制御すると共に、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とに同期して、それぞれスイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４をオン／オフ制御するスイッチング制御回路とを有するＤＣ／ＤＣコンバータであって、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ３がオン、スイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ４がオフの状態を第１の状態とし、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ３がオフ、スイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ４がオンの状態を第２の状態とすると、スイッチング制御回路は、電力変換手段を介して第１電圧系回路から第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、第１の状態からスイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ３をオフする前にスイッチ素子Ｑ２をオンする同時オン状態を設定した後、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ３をオフして第２の状態に切り替えることを特徴とする。
本発明は、少なくとも第１のスイッチ素子Ｑ１と第２のスイッチ素子Ｑ２を有する第１電圧系回路と、少なくとも第３のスイッチ素子Ｑ３と第４のスイッチ素子Ｑ４を有する第２電圧系回路と、第１電圧系回路と第２電圧系回路との間で電力変換を行う電力変換手段と、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とを交互にオン／オフ制御すると共に、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とに同期して、それぞれスイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４をオン／オフ制御するスイッチング制御回路とを有するＤＣ／ＤＣコンバータであって、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ３がオン、スイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ４がオフの状態を第１の状態とし、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ３がオフ、スイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ４がオンの状態を第２の状態とすると、スイッチング制御回路は、電力変換手段を介して第１電圧系回路から第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、第１の状態からスイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ３をオフする前にスイッチ素子Ｑ２をオンする同時オン状態を設定した後、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ３をオフして第２の状態に切り替えることを特徴とする。
本発明では、第１の状態から第２の状態へ切り替える際に、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ３及びスイッチ素子Ｑ２とが同時にオンする状態（同時オン状態）を設定すると、第１電圧系回路では、スイッチ素子Ｑ１だけでなく、スイッチ素子Ｑ２にも電流が流れるため、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が減少する。そこで、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が、スイッチ素子Ｑ２をオンする前に流れていた電流より減少した後、スイッチ素子Ｑ１をオフすることで、ターンオフ時に発生するサージ電圧を抑制できる。
上記の制御方法によれば、各スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のシーケンス制御によってサージ電圧を抑制できるので、上述の公知技術に示される様なスナバ回路を追加する必要がなく、回路構成を簡単に且つ安価にできる。また、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が減少した後にスイッチ素子Ｑ１をオフすることでスイッチング損失を低減でき、高効率なＤＣ／ＤＣコンバータを提供できる。
上記の制御方法によれば、各スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のシーケンス制御によってサージ電圧を抑制できるので、上述の公知技術に示される様なスナバ回路を追加する必要がなく、回路構成を簡単に且つ安価にできる。また、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が減少した後にスイッチ素子Ｑ１をオフすることでスイッチング損失を低減でき、高効率なＤＣ／ＤＣコンバータを提供できる。
（請求項２の発明）
請求項１に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、スイッチング制御回路は、第１の状態から同時オン状態を設定して、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になった時点で、スイッチ素子Ｑ１をオフして第２の状態に切り替えることを特徴とする。
スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が大きい程、ターンオフ時の電流変化が大きくなるため、発生するサージ電圧も大きくなる。言い換えると、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が小さい程、ターンオフ時に発生するサージ電圧も小さくなる。従って、同時オン状態の設定により、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が減少して、略「０Ａ」になった時点でスイッチ素子Ｑ１をオフすることで、発生するサージ電圧を極めて小さくできる。
請求項１に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、スイッチング制御回路は、第１の状態から同時オン状態を設定して、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になった時点で、スイッチ素子Ｑ１をオフして第２の状態に切り替えることを特徴とする。
スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が大きい程、ターンオフ時の電流変化が大きくなるため、発生するサージ電圧も大きくなる。言い換えると、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が小さい程、ターンオフ時に発生するサージ電圧も小さくなる。従って、同時オン状態の設定により、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が減少して、略「０Ａ」になった時点でスイッチ素子Ｑ１をオフすることで、発生するサージ電圧を極めて小さくできる。
（請求項３の発明）
請求項１に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、スイッチング制御回路は、第１の状態から同時オン状態を設定して、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になった時点、あるいはスイッチ素子Ｑ１に流れる電流の向きが反転した後、スイッチ素子Ｑ１をオフして第２の状態に切り替えることを特徴とする。
スイッチ素子Ｑ１に流れる電流の向きが反転した後、スイッチ素子Ｑ１をオフした時に、その電流が小さければ、発生するサージ電圧を小さくできる。
また、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になった時点、あるいはスイッチ素子Ｑ１に流れる電流の向きが反転している時にスイッチ素子Ｑ１をオフすることにより、設計余裕度を大きくすることができ、検査費を抑えることが可能である。
請求項１に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、スイッチング制御回路は、第１の状態から同時オン状態を設定して、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になった時点、あるいはスイッチ素子Ｑ１に流れる電流の向きが反転した後、スイッチ素子Ｑ１をオフして第２の状態に切り替えることを特徴とする。
スイッチ素子Ｑ１に流れる電流の向きが反転した後、スイッチ素子Ｑ１をオフした時に、その電流が小さければ、発生するサージ電圧を小さくできる。
また、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になった時点、あるいはスイッチ素子Ｑ１に流れる電流の向きが反転している時にスイッチ素子Ｑ１をオフすることにより、設計余裕度を大きくすることができ、検査費を抑えることが可能である。
（請求項４の発明）
請求項１に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、第１電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ１に並列接続されるダイオードＤ１を有し、スイッチング制御回路は、第１の状態から同時オン状態を設定して、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になった時点、あるいはスイッチ素子Ｑ１に流れる電流の向きが反転した後、スイッチ素子Ｑ１をオフして第２の状態に切り替えることを特徴とする。
スイッチ素子Ｑ１にダイオードが並列接続されていると、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流の向きが反転した後、スイッチ素子Ｑ１をオフした時に、それまでスイッチ素子Ｑ１に流れていた電流がダイオードを流れる。これにより、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流の向きが反転した後にスイッチ素子Ｑ１をオフした場合、サージ電圧は殆ど発生しない。代わりに、ダイオードＤ１がオフする時にサージ電圧が発生するが、スイッチ素子Ｑ１に過剰なストレスを与える程に大きくないため、殆ど問題はない。
請求項１に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、第１電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ１に並列接続されるダイオードＤ１を有し、スイッチング制御回路は、第１の状態から同時オン状態を設定して、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になった時点、あるいはスイッチ素子Ｑ１に流れる電流の向きが反転した後、スイッチ素子Ｑ１をオフして第２の状態に切り替えることを特徴とする。
スイッチ素子Ｑ１にダイオードが並列接続されていると、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流の向きが反転した後、スイッチ素子Ｑ１をオフした時に、それまでスイッチ素子Ｑ１に流れていた電流がダイオードを流れる。これにより、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流の向きが反転した後にスイッチ素子Ｑ１をオフした場合、サージ電圧は殆ど発生しない。代わりに、ダイオードＤ１がオフする時にサージ電圧が発生するが、スイッチ素子Ｑ１に過剰なストレスを与える程に大きくないため、殆ど問題はない。
（請求項５の発明）
請求項４に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、スイッチ素子Ｑ１に並列接続されるダイオードＤ１は、スイッチ素子Ｑ１の寄生ダイオードであることを特徴とする。
例えば、電界効果型トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）では、ソース・ドレイン間に寄生ダイオードが存在するため、このＭＯＳＦＥＴをスイッチ素子Ｑ１に使用できる。
請求項４に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、スイッチ素子Ｑ１に並列接続されるダイオードＤ１は、スイッチ素子Ｑ１の寄生ダイオードであることを特徴とする。
例えば、電界効果型トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）では、ソース・ドレイン間に寄生ダイオードが存在するため、このＭＯＳＦＥＴをスイッチ素子Ｑ１に使用できる。
（請求項６の発明）
請求項１〜５に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、電力変換手段は、第１電圧系回路に接続されるコイルＷａと第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂとを有するトランスであり、第１電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２が共にオンした状態で、コイルＷａの両端が短絡する様に構成され、第２電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成され、且つコイルＷｂまたはスイッチ素子Ｑ３に並列接続されるアクティブクランプ回路と、コイルＷｂに接続される電流供給手段とを有し、この電流供給手段は、トランスを介して第１電圧系回路から第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、第１の状態から同時オン状態が設定されると、スイッチ素子Ｑ２をオンする前にコイルＷｂに流れていた電流の流れ方向と逆向きにコイルＷｂに電流を供給する働きを有し、スイッチング制御回路により第１の状態から同時オン状態が設定され、コイルＷｂを流れる電流の流れ方向が反転することで、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とする。
請求項１〜５に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、電力変換手段は、第１電圧系回路に接続されるコイルＷａと第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂとを有するトランスであり、第１電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２が共にオンした状態で、コイルＷａの両端が短絡する様に構成され、第２電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成され、且つコイルＷｂまたはスイッチ素子Ｑ３に並列接続されるアクティブクランプ回路と、コイルＷｂに接続される電流供給手段とを有し、この電流供給手段は、トランスを介して第１電圧系回路から第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、第１の状態から同時オン状態が設定されると、スイッチ素子Ｑ２をオンする前にコイルＷｂに流れていた電流の流れ方向と逆向きにコイルＷｂに電流を供給する働きを有し、スイッチング制御回路により第１の状態から同時オン状態が設定され、コイルＷｂを流れる電流の流れ方向が反転することで、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とする。
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、第１電圧系回路から第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、第１の状態から同時オン状態が設定されると、トランスのコイルＷａの両端が短絡するため、コイルＷｂのインダクタンスは、見掛け上、トランスの漏れインダクタンスになる。その結果、スイッチ素子Ｑ２をオンする前にコイルＷｂに流れていた電流の流れ方向と逆向きに電流供給手段（例えばコンデンサＣｏ）よりコイルＷｂに電流が供給されるため、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が速やかに減少する。そこで、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が、スイッチ素子Ｑ２をオンする前に流れていた電流より減少した後、スイッチ素子Ｑ１をオフすることで、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ時に発生するサージ電圧を抑制できる。
（請求項７の発明）
請求項１〜５に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、電力変換手段は、第１電圧系回路に接続されるコイルＷａと第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２とを有するトランスであり、第１電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２が共にオンした状態で、コイルＷａの両端が短絡する様に構成され、第２電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成され、且つコイルＷｂ１またはコイルＷｂ２またはスイッチ素子Ｑ３に並列接続されるアクティブクランプ回路と、コイルＷｂ２とスイッチ素子Ｑ３とコンデンサＣ２とで形成される閉回路と、コイルＷｂ１に接続される電流供給手段とを有し、この電流供給手段は、トランスを介して第１電圧系回路から第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、第１の状態から同時オン状態が設定されると、スイッチ素子Ｑ２をオンする前にコイルＷｂ１に流れていた電流の流れ方向と逆向きにコイルＷｂ１に電流を供給する働きを有し、スイッチング制御回路により第１の状態から同時オン状態が設定され、コイルＷｂ１を流れる電流の流れ方向が反転することで、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とする。
請求項１〜５に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、電力変換手段は、第１電圧系回路に接続されるコイルＷａと第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２とを有するトランスであり、第１電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２が共にオンした状態で、コイルＷａの両端が短絡する様に構成され、第２電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成され、且つコイルＷｂ１またはコイルＷｂ２またはスイッチ素子Ｑ３に並列接続されるアクティブクランプ回路と、コイルＷｂ２とスイッチ素子Ｑ３とコンデンサＣ２とで形成される閉回路と、コイルＷｂ１に接続される電流供給手段とを有し、この電流供給手段は、トランスを介して第１電圧系回路から第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、第１の状態から同時オン状態が設定されると、スイッチ素子Ｑ２をオンする前にコイルＷｂ１に流れていた電流の流れ方向と逆向きにコイルＷｂ１に電流を供給する働きを有し、スイッチング制御回路により第１の状態から同時オン状態が設定され、コイルＷｂ１を流れる電流の流れ方向が反転することで、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とする。
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、第１電圧系回路から第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、第１の状態から同時オン状態が設定されると、トランスのコイルＷａの両端が短絡するため、コイルＷｂ１及びコイルＷｂ２のインダクタンスは、見掛け上、トランスの漏れインダクタンスになる。その結果、スイッチ素子Ｑ２をオンする前にコイルＷｂ１に流れていた電流の流れ方向と逆向きに電流供給手段（例えばコンデンサＣｏ）よりコイルＷｂ１に電流が供給されるため、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が速やかに減少する。そこで、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が、スイッチ素子Ｑ２をオンする前に流れていた電流より減少した後、スイッチ素子Ｑ１をオフすることで、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ時に発生するサージ電圧を抑制できる。
（請求項８の発明）
請求項１〜５に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、電力変換手段は、スイッチ素子Ｑ１に直列接続されるコイルＷａ１と第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ１を有する第１のトランスと、スイッチ素子Ｑ２に直列接続されるコイルＷａ２と第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ２を有する第２のトランスとで構成され、第１電圧系回路は、コイルＷａ１とスイッチ素子Ｑ１の直列回路と、コイルＷａ２とスイッチ素子Ｑ２の直列回路とで閉回路になる様に構成され、第２電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成され、且つコイルＷｂ１とコイルＷｂ２の直列回路またはスイッチ素子Ｑ３に並列接続されるアクティブクランプ回路と、コイルＷｂ１とコイルＷｂ２の直列回路に接続される電流供給手段とを有し、この電流供給手段は、トランスを介して第１電圧系回路から第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、第１の状態から同時オン状態が設定されると、スイッチ素子Ｑ２をオンする前にコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２に流れていた電流の流れ方向と逆向きにコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２に電流を供給する働きを有し、スイッチング制御回路により第１の状態から同時オン状態が設定され、コイルＷｂ１及びコイルＷｂ２を流れる電流の流れ方向が反転することで、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とする。
請求項１〜５に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、電力変換手段は、スイッチ素子Ｑ１に直列接続されるコイルＷａ１と第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ１を有する第１のトランスと、スイッチ素子Ｑ２に直列接続されるコイルＷａ２と第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ２を有する第２のトランスとで構成され、第１電圧系回路は、コイルＷａ１とスイッチ素子Ｑ１の直列回路と、コイルＷａ２とスイッチ素子Ｑ２の直列回路とで閉回路になる様に構成され、第２電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成され、且つコイルＷｂ１とコイルＷｂ２の直列回路またはスイッチ素子Ｑ３に並列接続されるアクティブクランプ回路と、コイルＷｂ１とコイルＷｂ２の直列回路に接続される電流供給手段とを有し、この電流供給手段は、トランスを介して第１電圧系回路から第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、第１の状態から同時オン状態が設定されると、スイッチ素子Ｑ２をオンする前にコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２に流れていた電流の流れ方向と逆向きにコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２に電流を供給する働きを有し、スイッチング制御回路により第１の状態から同時オン状態が設定され、コイルＷｂ１及びコイルＷｂ２を流れる電流の流れ方向が反転することで、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とする。
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、第１電圧系回路から第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、第１の状態から同時オン状態が設定されると、スイッチ素子Ｑ２をオンする前にコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２に流れていた電流の流れ方向と逆向きに電流供給手段（例えばコンデンサＣｏ）よりコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２に電流が流れるため、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が速やかに減少する。そこで、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が、スイッチ素子Ｑ２をオンする前に流れていた電流より減少した後、スイッチ素子Ｑ１をオフすることで、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ時に発生するサージ電圧を抑制できる。
（請求項９の発明）
請求項１〜５に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、電力変換手段は、スイッチ素子Ｑ１に直列接続されるコイルＷａ１と第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ１及びコイルＷｂ３を有する第１のトランスと、スイッチ素子Ｑ２に直列接続されるコイルＷａ２と第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ２及びコイルＷｂ４を有する第２のトランスとで構成され、第１電圧系回路は、コイルＷａ１とスイッチ素子Ｑ１の直列回路と、コイルＷａ２とスイッチ素子Ｑ２の直列回路とで閉回路を形成し、第２電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成され、且つコイルＷｂ１とコイルＷｂ２の直列回路またはコイルＷｂ３とコイルＷｂ４の直列回路またはスイッチ素子Ｑ３に並列接続されるアクティブクランプ回路と、コイルＷｂ３とコイルＷｂ４とスイッチ素子Ｑ３とコンデンサＣ２とで形成される閉回路と、コイルＷｂ１とコイルＷｂ２の直列回路に接続される電流供給手段とを有し、この電流供給手段は、トランスを介して第１電圧系回路から第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、第１の状態から同時オン状態が設定されると、スイッチ素子Ｑ２をオンする前にコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２に流れていた電流の流れ方向と逆向きにコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２に電流を供給する働きを有し、スイッチング制御回路により第１の状態から同時オン状態が設定され、コイルＷｂ１及びコイルＷｂ２を流れる電流の流れ方向が反転することで、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とする。
請求項１〜５に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、電力変換手段は、スイッチ素子Ｑ１に直列接続されるコイルＷａ１と第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ１及びコイルＷｂ３を有する第１のトランスと、スイッチ素子Ｑ２に直列接続されるコイルＷａ２と第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ２及びコイルＷｂ４を有する第２のトランスとで構成され、第１電圧系回路は、コイルＷａ１とスイッチ素子Ｑ１の直列回路と、コイルＷａ２とスイッチ素子Ｑ２の直列回路とで閉回路を形成し、第２電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成され、且つコイルＷｂ１とコイルＷｂ２の直列回路またはコイルＷｂ３とコイルＷｂ４の直列回路またはスイッチ素子Ｑ３に並列接続されるアクティブクランプ回路と、コイルＷｂ３とコイルＷｂ４とスイッチ素子Ｑ３とコンデンサＣ２とで形成される閉回路と、コイルＷｂ１とコイルＷｂ２の直列回路に接続される電流供給手段とを有し、この電流供給手段は、トランスを介して第１電圧系回路から第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、第１の状態から同時オン状態が設定されると、スイッチ素子Ｑ２をオンする前にコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２に流れていた電流の流れ方向と逆向きにコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２に電流を供給する働きを有し、スイッチング制御回路により第１の状態から同時オン状態が設定され、コイルＷｂ１及びコイルＷｂ２を流れる電流の流れ方向が反転することで、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とする。
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、第１電圧系回路から第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、第１の状態からスイッチ素子Ｑ２をオンして同時オン状態が設定されると、スイッチ素子Ｑ２をオンする前にコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２に流れていた電流の流れ方向と逆向きに電流供給手段（例えばコンデンサＣｏ）よりコイルＷｂ１及びＷｂ２に電流が供給されるため、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が速やかに減少する。そこで、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が、スイッチ素子Ｑ２をオンする前に流れていた電流より減少した後、スイッチ素子Ｑ１をオフすることで、ターンオフ時に発生するサージ電圧を抑制できる。
（請求項１０の発明）
本発明は、少なくとも第１のスイッチ素子Ｑ１と第２のスイッチ素子Ｑ２を有する第１電圧系回路と、少なくとも第３のスイッチ素子Ｑ３と第４のスイッチ素子Ｑ４を有する第２電圧系回路と、第１電圧系回路と第２電圧系回路との間で電力変換を行う電力変換手段と、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とを交互にオン／オフ制御すると共に、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とに同期して、それぞれスイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４をオン／オフ制御するスイッチング制御回路とを有するＤＣ／ＤＣコンバータであって、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ３がオン、スイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ４がオフの状態を第１の状態とし、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ３がオフ、スイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ４がオンの状態を第２の状態とすると、スイッチング制御回路は、電力変換手段を介して第１電圧系回路から第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、第２の状態からスイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ４をオフする前にスイッチ素子Ｑ１をオンする同時オン状態を設定した後、スイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ４をオフして第１の状態に切り替えることを特徴とする。
本発明は、少なくとも第１のスイッチ素子Ｑ１と第２のスイッチ素子Ｑ２を有する第１電圧系回路と、少なくとも第３のスイッチ素子Ｑ３と第４のスイッチ素子Ｑ４を有する第２電圧系回路と、第１電圧系回路と第２電圧系回路との間で電力変換を行う電力変換手段と、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とを交互にオン／オフ制御すると共に、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とに同期して、それぞれスイッチ素子Ｑ３とスイッチ素子Ｑ４をオン／オフ制御するスイッチング制御回路とを有するＤＣ／ＤＣコンバータであって、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ３がオン、スイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ４がオフの状態を第１の状態とし、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ３がオフ、スイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ４がオンの状態を第２の状態とすると、スイッチング制御回路は、電力変換手段を介して第１電圧系回路から第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、第２の状態からスイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ４をオフする前にスイッチ素子Ｑ１をオンする同時オン状態を設定した後、スイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ４をオフして第１の状態に切り替えることを特徴とする。
本発明では、第２の状態から第１の状態へ切り替える際に、スイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ４及びスイッチ素子Ｑ１とが同時にオンする状態（同時オン状態）を設定すると、第１電圧系回路では、スイッチ素子Ｑ２だけでなく、スイッチ素子Ｑ１にも電流が流れるため、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が減少する。そこで、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が、スイッチ素子Ｑ１をオンする前に流れていた電流より減少した後、スイッチ素子Ｑ２をオフすることで、ターンオフ時に発生するサージ電圧を抑制できる。
上記の制御方法によれば、各スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のシーケンス制御によってサージ電圧を抑制できるので、上述の公知技術に示される様なスナバ回路を追加する必要がなく、回路構成を簡単に且つ安価にできる。また、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が減少した後にスイッチ素子Ｑ２をオフすることでスイッチング損失を低減でき、高効率なＤＣ／ＤＣコンバータを提供できる。
上記の制御方法によれば、各スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のシーケンス制御によってサージ電圧を抑制できるので、上述の公知技術に示される様なスナバ回路を追加する必要がなく、回路構成を簡単に且つ安価にできる。また、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が減少した後にスイッチ素子Ｑ２をオフすることでスイッチング損失を低減でき、高効率なＤＣ／ＤＣコンバータを提供できる。
（請求項１１の発明）
請求項１０に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、スイッチング制御回路は、第２の状態から同時オン状態を設定して、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になった時点で、スイッチ素子Ｑ２をオフして第１の状態に切り替えることを特徴とする。
スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が大きい程、ターンオフ時の電流変化が大きくなるため、発生するサージ電圧も大きくなる。言い換えると、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が小さい程、ターンオフ時に発生するサージ電圧も小さくなる。従って、同時オン状態の設定により、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が減少して、略「０Ａ」になった時点でスイッチ素子Ｑ２をオフすることで、発生するサージ電圧を極めて小さくできる。
請求項１０に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、スイッチング制御回路は、第２の状態から同時オン状態を設定して、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になった時点で、スイッチ素子Ｑ２をオフして第１の状態に切り替えることを特徴とする。
スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が大きい程、ターンオフ時の電流変化が大きくなるため、発生するサージ電圧も大きくなる。言い換えると、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が小さい程、ターンオフ時に発生するサージ電圧も小さくなる。従って、同時オン状態の設定により、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が減少して、略「０Ａ」になった時点でスイッチ素子Ｑ２をオフすることで、発生するサージ電圧を極めて小さくできる。
（請求項１２の発明）
請求項１０に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、スイッチング制御回路は、第２の状態から同時オン状態を設定して、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になった時点、あるいはスイッチ素子Ｑ２に流れる電流の向きが反転した後、スイッチ素子Ｑ２をオフして第１の状態に切り替えることを特徴とする。
スイッチ素子Ｑ２に流れる電流の向きが反転した後、スイッチ素子Ｑ２をオフした時に、その電流が小さければ、発生するサージ電圧を小さくできる。
また、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になった時点、あるいはスイッチ素子Ｑ２に流れる電流の向きが反転した後にスイッチ素子Ｑ２をオフすることにより、設計余裕度を大きくすることができ、検査費を抑えることが可能である。
請求項１０に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、スイッチング制御回路は、第２の状態から同時オン状態を設定して、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になった時点、あるいはスイッチ素子Ｑ２に流れる電流の向きが反転した後、スイッチ素子Ｑ２をオフして第１の状態に切り替えることを特徴とする。
スイッチ素子Ｑ２に流れる電流の向きが反転した後、スイッチ素子Ｑ２をオフした時に、その電流が小さければ、発生するサージ電圧を小さくできる。
また、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になった時点、あるいはスイッチ素子Ｑ２に流れる電流の向きが反転した後にスイッチ素子Ｑ２をオフすることにより、設計余裕度を大きくすることができ、検査費を抑えることが可能である。
（請求項１３の発明）
請求項１０に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、第１電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ２に並列接続されるダイオードＤ２を有し、スイッチング制御回路は、第２の状態から同時オン状態を設定して、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になった時点、あるいはスイッチ素子Ｑ２に流れる電流の向きが反転した後、スイッチ素子Ｑ２をオフして第１の状態に切り替えることを特徴とする。
スイッチ素子Ｑ２にダイオードが並列接続されていると、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流の向きが反転した後、スイッチ素子Ｑ２をオフした時に、それまでスイッチ素子Ｑ２に流れていた電流がダイオードを流れる。これにより、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流の向きが反転した後にスイッチ素子Ｑ２をオフした場合、サージ電圧は殆ど発生しない。代わりに、ダイオードＤ２がオフする時にサージ電圧が発生するが、スイッチ素子Ｑ２に過剰なストレスを与える程に大きくないため、殆ど問題はない。
請求項１０に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、第１電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ２に並列接続されるダイオードＤ２を有し、スイッチング制御回路は、第２の状態から同時オン状態を設定して、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になった時点、あるいはスイッチ素子Ｑ２に流れる電流の向きが反転した後、スイッチ素子Ｑ２をオフして第１の状態に切り替えることを特徴とする。
スイッチ素子Ｑ２にダイオードが並列接続されていると、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流の向きが反転した後、スイッチ素子Ｑ２をオフした時に、それまでスイッチ素子Ｑ２に流れていた電流がダイオードを流れる。これにより、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流の向きが反転した後にスイッチ素子Ｑ２をオフした場合、サージ電圧は殆ど発生しない。代わりに、ダイオードＤ２がオフする時にサージ電圧が発生するが、スイッチ素子Ｑ２に過剰なストレスを与える程に大きくないため、殆ど問題はない。
（請求項１４の発明）
請求項１３に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、スイッチ素子Ｑ２に並列接続されるダイオードＤ２は、スイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオードであることを特徴とする。
例えば、電界効果型トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）では、ソース・ドレイン間に寄生ダイオードが存在するため、このＭＯＳＦＥＴをスイッチ素子Ｑ２に使用できる。
請求項１３に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、スイッチ素子Ｑ２に並列接続されるダイオードＤ２は、スイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオードであることを特徴とする。
例えば、電界効果型トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）では、ソース・ドレイン間に寄生ダイオードが存在するため、このＭＯＳＦＥＴをスイッチ素子Ｑ２に使用できる。
（請求項１５の発明）
請求項１０〜１４に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、電力変換手段は、第１電圧系回路に接続されるコイルＷａと第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂとを有するトランスであり、第１電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２が共にオンした状態で、コイルＷａの両端が短絡する様に構成され、第２電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成されるアクティブクランプ回路を有し、このアクティブクランプ回路がコイルＷｂまたはスイッチ素子Ｑ３に並列接続され、スイッチング制御回路により第２の状態から同時オン状態が設定され、コンデンサＣ１より供給される電流によってコイルＷｂを流れる電流が増加することで、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とする。
請求項１０〜１４に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、電力変換手段は、第１電圧系回路に接続されるコイルＷａと第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂとを有するトランスであり、第１電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２が共にオンした状態で、コイルＷａの両端が短絡する様に構成され、第２電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成されるアクティブクランプ回路を有し、このアクティブクランプ回路がコイルＷｂまたはスイッチ素子Ｑ３に並列接続され、スイッチング制御回路により第２の状態から同時オン状態が設定され、コンデンサＣ１より供給される電流によってコイルＷｂを流れる電流が増加することで、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とする。
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、第１電圧系回路から第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、第２の状態から同時オン状態が設定されると、トランスのコイルＷａの両端が短絡するため、コイルＷｂのインダクタンスは、見掛け上、トランスの漏れインダクタンスになる。その結果、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷が放出され、スイッチ素子Ｑ１をオンする前にコイルＷｂに流れていた電流が急激に増加するため、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が速やかに減少する。そこで、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が、スイッチ素子Ｑ１をオンする前に流れていた電流より減少した後、スイッチ素子Ｑ２をオフすることで、ターンオフ時に発生するサージ電圧を抑制できる。
（請求項１６の発明）
請求項１０〜１４に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、電力変換手段は、第１電圧系回路に接続されるコイルＷａと第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２とを有するトランスであり、第１電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２が共にオンした状態で、コイルＷａの両端が短絡する様に構成され、第２電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成され、且つコイルＷｂ１またはコイルＷｂ２またはスイッチ素子Ｑ３に並列接続されるアクティブクランプ回路と、コイルＷｂ２とスイッチ素子Ｑ３とコンデンサＣ２とで形成される閉回路とを有し、スイッチング制御回路により第２の状態から同時オン状態が設定され、コンデンサＣ１より供給される電流によってコイルＷｂ１を流れる電流が増加することで、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とする。
請求項１０〜１４に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、電力変換手段は、第１電圧系回路に接続されるコイルＷａと第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２とを有するトランスであり、第１電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２が共にオンした状態で、コイルＷａの両端が短絡する様に構成され、第２電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成され、且つコイルＷｂ１またはコイルＷｂ２またはスイッチ素子Ｑ３に並列接続されるアクティブクランプ回路と、コイルＷｂ２とスイッチ素子Ｑ３とコンデンサＣ２とで形成される閉回路とを有し、スイッチング制御回路により第２の状態から同時オン状態が設定され、コンデンサＣ１より供給される電流によってコイルＷｂ１を流れる電流が増加することで、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とする。
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、第１電圧系回路から第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、第２の状態から同時オン状態が設定されると、トランスのコイルＷａの両端が短絡するため、コイルＷｂ１及びコイルＷｂ２のインダクタンスは、見掛け上、トランスの漏れインダクタンスになる。その結果、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷が放出され、スイッチ素子Ｑ１をオンする前にコイルＷｂ２に流れていた電流が急激に増加するため、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が速やかに減少する。そこで、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が、スイッチ素子Ｑ１をオンする前に流れていた電流より減少した後、スイッチ素子Ｑ２をオフすることで、ターンオフ時に発生するサージ電圧を抑制できる。
（請求項１７の発明）
請求項１０〜１４に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、電力変換手段は、スイッチ素子Ｑ１に直列接続されるコイルＷａ１と第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ１を有する第１のトランスと、スイッチ素子Ｑ２に直列接続されるコイルＷａ２と第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ２を有する第２のトランスとで構成され、第１電圧系回路は、コイルＷａ１とスイッチ素子Ｑ１の直列回路と、コイルＷａ２とスイッチ素子Ｑ２の直列回路とで閉回路になる様に構成され、第２電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成されるアクティブクランプ回路を有し、このアクティブクランプ回路がコイルＷｂ１とコイルＷｂ２の直列回路またはスイッチ素子Ｑ３に並列接続され、スイッチング制御回路により第２の状態から同時オン状態が設定され、コンデンサＣ１より供給される電流によってコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２を流れる電流が増加することで、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とする。
請求項１０〜１４に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、電力変換手段は、スイッチ素子Ｑ１に直列接続されるコイルＷａ１と第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ１を有する第１のトランスと、スイッチ素子Ｑ２に直列接続されるコイルＷａ２と第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ２を有する第２のトランスとで構成され、第１電圧系回路は、コイルＷａ１とスイッチ素子Ｑ１の直列回路と、コイルＷａ２とスイッチ素子Ｑ２の直列回路とで閉回路になる様に構成され、第２電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成されるアクティブクランプ回路を有し、このアクティブクランプ回路がコイルＷｂ１とコイルＷｂ２の直列回路またはスイッチ素子Ｑ３に並列接続され、スイッチング制御回路により第２の状態から同時オン状態が設定され、コンデンサＣ１より供給される電流によってコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２を流れる電流が増加することで、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とする。
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、第１電圧系回路から第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、第２の状態からスイッチ素子Ｑ１をオンして同時オン状態が設定されると、コンデンサＣ１より供給される電流によってコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２に流れる電流が急激に増加する。このため、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が速やかに減少する。そこで、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が、スイッチ素子Ｑ１をオンする前に流れていた電流より減少した後、スイッチ素子Ｑ２をオフすることで、ターンオフ時に発生するサージ電圧を抑制できる。
（請求項１８の発明）
請求項１０〜１４に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、電力変換手段は、スイッチ素子Ｑ１に直列接続されるコイルＷａ１と第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ１及びコイルＷｂ３を有する第１のトランスと、スイッチ素子Ｑ２に直列接続されるコイルＷａ２と第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ２及びコイルＷｂ４を有する第２のトランスとで構成され、第１電圧系回路は、コイルＷａ１とスイッチ素子Ｑ１の直列回路と、コイルＷａ２とスイッチ素子Ｑ２の直列回路とで閉回路を形成し、第２電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成され、且つコイルＷｂ１とコイルＷｂ２の直列回路またはコイルＷｂ３とコイルＷｂ４の直列回路またはスイッチ素子Ｑ３に並列接続されるアクティブクランプ回路と、コイルＷｂ３とコイルＷｂ４とスイッチ素子Ｑ３とコンデンサＣ２とで形成される閉回路とを有し、スイッチング制御回路により第２の状態から同時オン状態が設定され、コンデンサＣ１より供給される電流によってコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２を流れる電流が増加することで、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とする。
請求項１０〜１４に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、電力変換手段は、スイッチ素子Ｑ１に直列接続されるコイルＷａ１と第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ１及びコイルＷｂ３を有する第１のトランスと、スイッチ素子Ｑ２に直列接続されるコイルＷａ２と第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ２及びコイルＷｂ４を有する第２のトランスとで構成され、第１電圧系回路は、コイルＷａ１とスイッチ素子Ｑ１の直列回路と、コイルＷａ２とスイッチ素子Ｑ２の直列回路とで閉回路を形成し、第２電圧系回路は、スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成され、且つコイルＷｂ１とコイルＷｂ２の直列回路またはコイルＷｂ３とコイルＷｂ４の直列回路またはスイッチ素子Ｑ３に並列接続されるアクティブクランプ回路と、コイルＷｂ３とコイルＷｂ４とスイッチ素子Ｑ３とコンデンサＣ２とで形成される閉回路とを有し、スイッチング制御回路により第２の状態から同時オン状態が設定され、コンデンサＣ１より供給される電流によってコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２を流れる電流が増加することで、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とする。
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、第１電圧系回路から第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、第２の状態からスイッチ素子Ｑ１をオンして同時オン状態が設定されると、コンデンサＣ１より供給される電流によってコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２に流れる電流が急激に増加する。このため、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が速やかに減少する。そこで、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が、スイッチ素子Ｑ１をオンする前に流れていた電流より減少した後、スイッチ素子Ｑ２をオフすることで、ターンオフ時に発生するサージ電圧を抑制できる。
本発明を実施するための最良の形態を以下の実施例により詳細に説明する。
図１はＤＣ／ＤＣコンバータ１の回路図である。
実施例１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１は、図１に示す様に、第１の直流電源Ｖｉｎに接続される第１電圧系回路１００と、第２の直流電源Ｖｏｕｔに接続される第２電圧系回路２００と、第１電圧系回路１００と第２電圧系回路２００との間で電力変換を行うトランスＴと、第１電圧系回路１００及び第２電圧系回路２００に設けられる各スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４をオン／オフ制御するスイッチング制御回路（図示せず）とを備える。なお、第２の直流電源Ｖｏｕｔの代わりに負荷を接続することもできる。
トランスＴは、第１電圧系回路１００に接続されるコイルＷａと、第２電圧系回路２００に接続されるコイルＷｂとを有し、両者が電気的に絶縁されている。
実施例１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１は、図１に示す様に、第１の直流電源Ｖｉｎに接続される第１電圧系回路１００と、第２の直流電源Ｖｏｕｔに接続される第２電圧系回路２００と、第１電圧系回路１００と第２電圧系回路２００との間で電力変換を行うトランスＴと、第１電圧系回路１００及び第２電圧系回路２００に設けられる各スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４をオン／オフ制御するスイッチング制御回路（図示せず）とを備える。なお、第２の直流電源Ｖｏｕｔの代わりに負荷を接続することもできる。
トランスＴは、第１電圧系回路１００に接続されるコイルＷａと、第２電圧系回路２００に接続されるコイルＷｂとを有し、両者が電気的に絶縁されている。
第１電圧系回路１００は、２つのスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２と平滑回路とを有する。
スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２は、半導体素子であり、例えば、ＭＯＳＦＥＴを使用する。このスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２は、第１の直流電源Ｖｉｎに並列接続され、且つスイッチ素子Ｑ１は、コイルＷａに直列に接続されている。
平滑回路は、チョークコイルＬとコンデンサＣｉｎとで構成される。チョークコイルＬは、第１の直流電源Ｖｉｎの高電位側に直列接続され、コンデンサＣｉｎは、第１の直流電源ＶｉｎとチョークコイルＬとの接続点と第１の直流電源Ｖｉｎの低電位側との間に直列接続されている。
スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２は、半導体素子であり、例えば、ＭＯＳＦＥＴを使用する。このスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２は、第１の直流電源Ｖｉｎに並列接続され、且つスイッチ素子Ｑ１は、コイルＷａに直列に接続されている。
平滑回路は、チョークコイルＬとコンデンサＣｉｎとで構成される。チョークコイルＬは、第１の直流電源Ｖｉｎの高電位側に直列接続され、コンデンサＣｉｎは、第１の直流電源ＶｉｎとチョークコイルＬとの接続点と第１の直流電源Ｖｉｎの低電位側との間に直列接続されている。
第２電圧系回路２００は、スイッチ素子Ｑ３と、アクティブクランプ回路、及び平滑用コンデンサＣｏを有している。
スイッチ素子Ｑ３は、第２の直流電源Ｖｏｕｔの低電位側に直列接続されている。
アクティブクランプ回路は、スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して構成され、第２の直流電源Ｖｏｕｔに対しトランスＴのコイルＷｂと並列に接続されている。 スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４は、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２と同じく半導体素子であり、例えば、ＭＯＳＦＥＴを使用する。なお、図１の回路図には省略されているが、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４には、図３に示す様に、寄生ダイオードＤと寄生容量Ｃが接続されている。
コンデンサＣｏは、第２の直流電源Ｖｏｕｔの高電位側と低電位側との間に直列接続されている。
スイッチ素子Ｑ３は、第２の直流電源Ｖｏｕｔの低電位側に直列接続されている。
アクティブクランプ回路は、スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して構成され、第２の直流電源Ｖｏｕｔに対しトランスＴのコイルＷｂと並列に接続されている。 スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４は、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２と同じく半導体素子であり、例えば、ＭＯＳＦＥＴを使用する。なお、図１の回路図には省略されているが、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４には、図３に示す様に、寄生ダイオードＤと寄生容量Ｃが接続されている。
コンデンサＣｏは、第２の直流電源Ｖｏｕｔの高電位側と低電位側との間に直列接続されている。
スイッチング制御回路は、図２の（ａ）〜（ｄ）に示すゲートシーケンスに従ってスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４をオン／オフ制御する。このオン／オフ制御は、図中の時刻ｔ０〜ｔ８に示される周期Ｔｓで繰り返される。
なお、図２（ａ）〜（ｄ）はＨｉでオン、Ｌｏでオフとなるスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のゲート電圧、同図（ｅ）、（ｆ）はスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン電流（但し、ドレイン→ソース方向をプラスとする）、同図（ｇ）、（ｈ）はスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２に掛かる電圧（ドレイン−ソース間の電圧）、同図（ｉ）はコイルＷｂを流れる電流（但し、回路図で上方向をプラスとする）、同図（ｊ）はコンデンサＣ１を流れる電流（但し、回路図で上方向をプラスとする）、同図（ｋ）はスイッチ素子Ｑ３のドレイン電流（但し、ソース→ドレイン方向をプラスとする）である。
また、同図（ｄ）に記載されたＴｄ１、Ｔｄ２は、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４の切り替え時に設定されるデッドタイム（スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４が共にオフの時間）であり、本制御においては、必ず設定される。
なお、図２（ａ）〜（ｄ）はＨｉでオン、Ｌｏでオフとなるスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のゲート電圧、同図（ｅ）、（ｆ）はスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン電流（但し、ドレイン→ソース方向をプラスとする）、同図（ｇ）、（ｈ）はスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２に掛かる電圧（ドレイン−ソース間の電圧）、同図（ｉ）はコイルＷｂを流れる電流（但し、回路図で上方向をプラスとする）、同図（ｊ）はコンデンサＣ１を流れる電流（但し、回路図で上方向をプラスとする）、同図（ｋ）はスイッチ素子Ｑ３のドレイン電流（但し、ソース→ドレイン方向をプラスとする）である。
また、同図（ｄ）に記載されたＴｄ１、Ｔｄ２は、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４の切り替え時に設定されるデッドタイム（スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４が共にオフの時間）であり、本制御においては、必ず設定される。
次に、第１電圧系回路１００から第２電圧系回路２００へ電力変換を行う時の動作を図２に示すタイムチャート及び各動作タイミングでの電流の流れを示す回路図を基に説明する。
以下の説明では、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３が共にオン、且つスイッチ素子Ｑ２、Ｑ４が共にオフの状態を第１の状態と呼び、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３が共にオフ、且つスイッチ素子Ｑ２、Ｑ４が共にオンの状態を第２の状態と呼ぶ。
ａ）ｔ０≦ｔ≦ｔ１
図４に示す様に、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３が共にオン、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ４が共にオフ（第１の状態）となっているため、第１電圧系回路１００では、第１の直流電源Ｖｉｎ→チョークコイルＬ→コイルＷａ→スイッチ素子Ｑ１に電流が流れる。その結果、チョークコイルＬに蓄積された磁気エネルギーと第１の直流電源Ｖｉｎの電力がトランスＴを介して第２電圧系回路２００へ送られることにより、トランスＴのコイルＷｂに図示矢印方向の電流が流れる。また、トランスＴには磁気エネルギーが蓄積される。
以下の説明では、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３が共にオン、且つスイッチ素子Ｑ２、Ｑ４が共にオフの状態を第１の状態と呼び、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３が共にオフ、且つスイッチ素子Ｑ２、Ｑ４が共にオンの状態を第２の状態と呼ぶ。
ａ）ｔ０≦ｔ≦ｔ１
図４に示す様に、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３が共にオン、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ４が共にオフ（第１の状態）となっているため、第１電圧系回路１００では、第１の直流電源Ｖｉｎ→チョークコイルＬ→コイルＷａ→スイッチ素子Ｑ１に電流が流れる。その結果、チョークコイルＬに蓄積された磁気エネルギーと第１の直流電源Ｖｉｎの電力がトランスＴを介して第２電圧系回路２００へ送られることにより、トランスＴのコイルＷｂに図示矢印方向の電流が流れる。また、トランスＴには磁気エネルギーが蓄積される。
ｂ）ｔ１≦ｔ≦ｔ２
第１の状態から時刻ｔ１でスイッチ素子Ｑ２がオンする（同時オン状態）と、コイルＷａがスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２によりショートされるため、コイルＷａに印加される電圧は略０Ｖになる。これにより、コンデンサＣｏの両端がショートされる（実際には、コイルＷｂのインダクタンスは、見掛け上、トランスＴの漏れインダクタンスになるため、完全なショートではない）ため、図５に示す様に、コンデンサＣｏに蓄えられた電荷が図示矢印方向に放出されて、コイルＷｂに流れる電流の向きが反転する〔図２（ｉ）参照〕。この時、コンデンサＣｏの電圧は、略出力電圧になっている。
コイルＷｂに流れる電流の向きが反転すると、スイッチ素子Ｑ１を流れる電流が速やかに減少する〔図２（ｅ）参照〕。一方、スイッチ素子Ｑ２を流れる電流は、チョークコイルＬの働きにより、速やかに増加する〔図２（ｆ）参照〕。この同時オン状態が継続されると、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流は、間もなく「０Ａ」になり、その後、図６に示す様に、逆方向に流れる。
第１の状態から時刻ｔ１でスイッチ素子Ｑ２がオンする（同時オン状態）と、コイルＷａがスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２によりショートされるため、コイルＷａに印加される電圧は略０Ｖになる。これにより、コンデンサＣｏの両端がショートされる（実際には、コイルＷｂのインダクタンスは、見掛け上、トランスＴの漏れインダクタンスになるため、完全なショートではない）ため、図５に示す様に、コンデンサＣｏに蓄えられた電荷が図示矢印方向に放出されて、コイルＷｂに流れる電流の向きが反転する〔図２（ｉ）参照〕。この時、コンデンサＣｏの電圧は、略出力電圧になっている。
コイルＷｂに流れる電流の向きが反転すると、スイッチ素子Ｑ１を流れる電流が速やかに減少する〔図２（ｅ）参照〕。一方、スイッチ素子Ｑ２を流れる電流は、チョークコイルＬの働きにより、速やかに増加する〔図２（ｆ）参照〕。この同時オン状態が継続されると、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流は、間もなく「０Ａ」になり、その後、図６に示す様に、逆方向に流れる。
ｃ）ｔ２≦ｔ≦ｔ３
同時オン状態から時刻ｔ２でスイッチ素子Ｑ３をオフすると、第２電圧系回路２００では、トランスＴの漏れインダクタンスと、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４の寄生容量Ｃとで定まるある周波数に対して共振が起こる（図７参照）。その結果、第１電圧系回路１００では、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になる〔図２（ｅ）参照〕。このスイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になる時刻ｔ３でスイッチ素子Ｑ１をオフする。これにより、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ時に発生するサージ電圧は非常に小さくなるため、耐圧の低い半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ）をスイッチ素子Ｑ１に使用することが可能となる。さらに、スイッチ素子Ｑ１のターンオフは、電流が略「０Ａ」になる時に行われるので、ソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
同時オン状態から時刻ｔ２でスイッチ素子Ｑ３をオフすると、第２電圧系回路２００では、トランスＴの漏れインダクタンスと、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４の寄生容量Ｃとで定まるある周波数に対して共振が起こる（図７参照）。その結果、第１電圧系回路１００では、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になる〔図２（ｅ）参照〕。このスイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になる時刻ｔ３でスイッチ素子Ｑ１をオフする。これにより、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ時に発生するサージ電圧は非常に小さくなるため、耐圧の低い半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ）をスイッチ素子Ｑ１に使用することが可能となる。さらに、スイッチ素子Ｑ１のターンオフは、電流が略「０Ａ」になる時に行われるので、ソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
ｄ）ｔ３≦ｔ≦ｔ５
スイッチ素子Ｑ１をオフすると、図８に示す様に、第１電圧系回路１００には、第１の直流電源Ｖｉｎ→チョークコイルＬ→スイッチ素子Ｑ２に入力電流が流れるため、チョークコイルＬに磁気エネルギーが蓄えられる。
一方、第２電圧系回路２００では、アクティブクランプ回路（スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１）とコイルＷｂとで形成される閉回路にトランスＴの励磁電流が流れる。この時、アクティブクランプ回路の働きにより、始めは、コンデンサＣ１に電荷を充電する方向（閉回路を図示右回り）に電流が流れ、その後、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷を放出する方向（閉回路を図示左回り）に電流が流れる〔図２（ｊ）参照〕。
閉回路を右回り（コンデンサＣ１に電荷を充電する方向）に電流が流れている時、即ちスイッチ素子Ｑ４の寄生ダイオードＤに電流が流れている時（時刻ｔ４）にスイッチ素子Ｑ４をオンする（第２の状態に切り替わる）と、スイッチ素子Ｑ４のターンオンがソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
スイッチ素子Ｑ１をオフすると、図８に示す様に、第１電圧系回路１００には、第１の直流電源Ｖｉｎ→チョークコイルＬ→スイッチ素子Ｑ２に入力電流が流れるため、チョークコイルＬに磁気エネルギーが蓄えられる。
一方、第２電圧系回路２００では、アクティブクランプ回路（スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１）とコイルＷｂとで形成される閉回路にトランスＴの励磁電流が流れる。この時、アクティブクランプ回路の働きにより、始めは、コンデンサＣ１に電荷を充電する方向（閉回路を図示右回り）に電流が流れ、その後、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷を放出する方向（閉回路を図示左回り）に電流が流れる〔図２（ｊ）参照〕。
閉回路を右回り（コンデンサＣ１に電荷を充電する方向）に電流が流れている時、即ちスイッチ素子Ｑ４の寄生ダイオードＤに電流が流れている時（時刻ｔ４）にスイッチ素子Ｑ４をオンする（第２の状態に切り替わる）と、スイッチ素子Ｑ４のターンオンがソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
ｅ）ｔ５≦ｔ≦ｔ６
第２の状態から時刻ｔ５でスイッチ素子Ｑ１をオンする（同時オン状態）と、コイルＷａがスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２によりショートされるため、コイルＷａに印加される電圧は略０Ｖになる。これにより、コンデンサＣ１の両端がショートされる（実際には、コイルＷｂのインダクタンスは、見掛け上、トランスＴの漏れインダクタンスになるため、完全なショートではない）ため、図９に示す様に、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷が放出されて、コイルＷｂに流れる電流が急激に増加する〔図２（ｉ）参照〕。その結果、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が速やかに減少する〔図２（ｆ）参照〕。
一方、スイッチ素子Ｑ１を流れる電流は速やかに増加する〔図２（ｅ）参照〕。この同時オン状態が継続されると、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流は、間もなく「０Ａ」になり、その後、図１０に示す様に、逆方向に流れる。
第２の状態から時刻ｔ５でスイッチ素子Ｑ１をオンする（同時オン状態）と、コイルＷａがスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２によりショートされるため、コイルＷａに印加される電圧は略０Ｖになる。これにより、コンデンサＣ１の両端がショートされる（実際には、コイルＷｂのインダクタンスは、見掛け上、トランスＴの漏れインダクタンスになるため、完全なショートではない）ため、図９に示す様に、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷が放出されて、コイルＷｂに流れる電流が急激に増加する〔図２（ｉ）参照〕。その結果、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が速やかに減少する〔図２（ｆ）参照〕。
一方、スイッチ素子Ｑ１を流れる電流は速やかに増加する〔図２（ｅ）参照〕。この同時オン状態が継続されると、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流は、間もなく「０Ａ」になり、その後、図１０に示す様に、逆方向に流れる。
ｆ）ｔ６≦ｔ≦ｔ７
同時オン状態から時刻ｔ６でスイッチ素子Ｑ４をオフすると、第２電圧系回路２００では、トランスＴの漏れインダクタンスと、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４の寄生容量Ｃとで定まるある周波数に対して共振が起こる（図１１参照）。その結果、第１電圧系回路１００では、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になる〔図２（ｆ）参照〕。
このスイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になる時刻ｔ７でスイッチ素子Ｑ２をオフする。これにより、スイッチ素子Ｑ２のターンオフ時に発生するサージ電圧が非常に小さくなるため、スイッチ素子Ｑ２には、耐圧の低い半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ）を使用することが可能となる。さらに、スイッチ素子Ｑ２のターンオフは、電流が略「０Ａ」になる時に行われるので、ソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
同時オン状態から時刻ｔ６でスイッチ素子Ｑ４をオフすると、第２電圧系回路２００では、トランスＴの漏れインダクタンスと、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４の寄生容量Ｃとで定まるある周波数に対して共振が起こる（図１１参照）。その結果、第１電圧系回路１００では、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になる〔図２（ｆ）参照〕。
このスイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になる時刻ｔ７でスイッチ素子Ｑ２をオフする。これにより、スイッチ素子Ｑ２のターンオフ時に発生するサージ電圧が非常に小さくなるため、スイッチ素子Ｑ２には、耐圧の低い半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ）を使用することが可能となる。さらに、スイッチ素子Ｑ２のターンオフは、電流が略「０Ａ」になる時に行われるので、ソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
ｇ）ｔ７≦ｔ≦ｔ８
図１２に示す様に、スイッチ素子Ｑ１がオン、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４が共にオフとなっているため、第１電圧系回路１００では、第１の直流電源Ｖｉｎ→チョークコイルＬ→コイルＷａ→スイッチ素子Ｑ１に電流が流れる。一方、第２電圧系回路２００では、スイッチ素子Ｑ３がオフしているため、スイッチ素子Ｑ３の寄生ダイオードＤを通じて、コイルＷｂに図示矢印方向の電流が流れる。従って、スイッチ素子Ｑ３に印加される電圧は略「０Ｖ」（実際には寄生ダイオードＤの順電圧Ｖｆが印加されている）になる。この後、時刻ｔ８（＝ｔ０）でスイッチ素子Ｑ３をオンして、第１の状態に戻る。このスイッチ素子Ｑ３のターンオンは、印加電圧が略「０Ｖ」の状態で行われるので、ソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
また、スイッチ素子Ｑ３のターンオンによって同期整流を実施することにもなり、高効率化が図れる。
以降、上記動作ａ）〜ｇ）が繰り返し行われる。
図１２に示す様に、スイッチ素子Ｑ１がオン、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４が共にオフとなっているため、第１電圧系回路１００では、第１の直流電源Ｖｉｎ→チョークコイルＬ→コイルＷａ→スイッチ素子Ｑ１に電流が流れる。一方、第２電圧系回路２００では、スイッチ素子Ｑ３がオフしているため、スイッチ素子Ｑ３の寄生ダイオードＤを通じて、コイルＷｂに図示矢印方向の電流が流れる。従って、スイッチ素子Ｑ３に印加される電圧は略「０Ｖ」（実際には寄生ダイオードＤの順電圧Ｖｆが印加されている）になる。この後、時刻ｔ８（＝ｔ０）でスイッチ素子Ｑ３をオンして、第１の状態に戻る。このスイッチ素子Ｑ３のターンオンは、印加電圧が略「０Ｖ」の状態で行われるので、ソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
また、スイッチ素子Ｑ３のターンオンによって同期整流を実施することにもなり、高効率化が図れる。
以降、上記動作ａ）〜ｇ）が繰り返し行われる。
（実施例１の効果）
実施例１に記載したＤＣ／ＤＣコンバータ１の制御方法では、第１の状態から第２の状態へ切り替える際に、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３をオフする前にスイッチ素子Ｑ２をオンする同時オン状態を設定して、スイッチ素子Ｑ１を流れる電流が略「０Ａ」になった時にスイッチ素子Ｑ１をオフするので、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ時に発生するサージ電圧を小さく、理論的には「０」にできる。
同様に、第２の状態から第１の状態へ切り替える際には、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ４をオフする前にスイッチ素子Ｑ１をオンする同時オン状態を設定して、スイッチ素子Ｑ２を流れる電流が略「０Ａ」になった時にスイッチ素子Ｑ２をオフするので、スイッチ素子Ｑ２のターンオフ時に発生するサージ電圧を小さく、理論的には「０」にできる。
実施例１に記載したＤＣ／ＤＣコンバータ１の制御方法では、第１の状態から第２の状態へ切り替える際に、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３をオフする前にスイッチ素子Ｑ２をオンする同時オン状態を設定して、スイッチ素子Ｑ１を流れる電流が略「０Ａ」になった時にスイッチ素子Ｑ１をオフするので、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ時に発生するサージ電圧を小さく、理論的には「０」にできる。
同様に、第２の状態から第１の状態へ切り替える際には、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ４をオフする前にスイッチ素子Ｑ１をオンする同時オン状態を設定して、スイッチ素子Ｑ２を流れる電流が略「０Ａ」になった時にスイッチ素子Ｑ２をオフするので、スイッチ素子Ｑ２のターンオフ時に発生するサージ電圧を小さく、理論的には「０」にできる。
上記の制御方法によれば、各スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のシーケンス制御によってサージ電圧を抑制できるので、公知技術に示されるスナバ回路を追加する必要がなく、回路構成を簡単に且つ安価にできる。また、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のターンオフは、電流が略「０Ａ」になる時に行われるので、ソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できることから、高効率なＤＣ／ＤＣコンバータ１を提供できる。
なお、スイッチ素子Ｑ１（またはＱ２）をオフするタイミングは、例えば、ｔ２≦ｔ≦ｔ３（またはｔ６≦ｔ≦ｔ７）の間でコイルＷｂに流れる電流〔図２（ｉ）参照〕が反転した後、スイッチ素子Ｑ１（またはＱ２）に流れる電流が略「０Ａ」なるまでの経過時間を予め実験等により求めておき、その経過時間を基にスイッチ素子Ｑ１（またはＱ２）をオフするタイミングを決定することができる。
なお、スイッチ素子Ｑ１（またはＱ２）をオフするタイミングは、例えば、ｔ２≦ｔ≦ｔ３（またはｔ６≦ｔ≦ｔ７）の間でコイルＷｂに流れる電流〔図２（ｉ）参照〕が反転した後、スイッチ素子Ｑ１（またはＱ２）に流れる電流が略「０Ａ」なるまでの経過時間を予め実験等により求めておき、その経過時間を基にスイッチ素子Ｑ１（またはＱ２）をオフするタイミングを決定することができる。
図１３はＤＣ／ＤＣコンバータ１の回路図である。
この実施例２は、実施例１に記載したＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力側（第１電圧系回路１００から第２電圧系回路２００へ電力変換を行う場合の出力側）の回路構成が異なり、図１３に示す様に、トランスＴの出力側にコイルＷｂ１とコイルＷｂ２とが設けられ、そのコイルＷｂ２に接続されるコンデンサＣ２とで平滑機能を備えている。
実施例１に記載したコイルＷｂをコイルＷｂ１に置き換えると、平滑機能を除く回路構成は実施例１と同じである。言い換えると、実施例２に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１は、実施例１の回路構成に平滑機能を追加したものであり、実施例１と同様の効果を得ることができる。
この実施例２は、実施例１に記載したＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力側（第１電圧系回路１００から第２電圧系回路２００へ電力変換を行う場合の出力側）の回路構成が異なり、図１３に示す様に、トランスＴの出力側にコイルＷｂ１とコイルＷｂ２とが設けられ、そのコイルＷｂ２に接続されるコンデンサＣ２とで平滑機能を備えている。
実施例１に記載したコイルＷｂをコイルＷｂ１に置き換えると、平滑機能を除く回路構成は実施例１と同じである。言い換えると、実施例２に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１は、実施例１の回路構成に平滑機能を追加したものであり、実施例１と同様の効果を得ることができる。
図１４はＤＣ／ＤＣコンバータ１の回路図である。
本実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ１は、図１４に示す様に、２個のトランスＴ１、Ｔ２を有する場合の一例であり、トランス以外の回路構成は、実施例１と略同じである。
トランスＴ１、Ｔ２は、第１電圧系回路１００に接続されるコイルＷａ１、Ｗａ２と、第２電圧系回路２００に接続されるコイルＷｂ１、Ｗｂ２とを有している。
コイルＷａ１、Ｗａ２は、それぞれスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２に直列接続され、且つ第１の直流電源Ｖｉｎに対し並列接続されている。
コイルＷｂ１、Ｗｂ２は、スイッチ素子Ｑ３を介して第２の直流電源Ｖｏｕｔに直列接続され、且つ第２の直流電源Ｖｏｕｔに対しアクティブクランプ回路と並列に接続されている。
本実施例のＤＣ／ＤＣコンバータ１は、図１４に示す様に、２個のトランスＴ１、Ｔ２を有する場合の一例であり、トランス以外の回路構成は、実施例１と略同じである。
トランスＴ１、Ｔ２は、第１電圧系回路１００に接続されるコイルＷａ１、Ｗａ２と、第２電圧系回路２００に接続されるコイルＷｂ１、Ｗｂ２とを有している。
コイルＷａ１、Ｗａ２は、それぞれスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２に直列接続され、且つ第１の直流電源Ｖｉｎに対し並列接続されている。
コイルＷｂ１、Ｗｂ２は、スイッチ素子Ｑ３を介して第２の直流電源Ｖｏｕｔに直列接続され、且つ第２の直流電源Ｖｏｕｔに対しアクティブクランプ回路と並列に接続されている。
次に、第１電圧系回路１００から第２電圧系回路２００へ電力変換を行う時の動作を図２に示すタイムチャート〔実施例１と同じ、但し、同図（ｉ）はコイルＷｂ１、Ｗｂ２を流れる電流〕、及び各動作タイミングでの電流の流れを示す回路図を基に説明する。
ａ）ｔ０≦ｔ≦ｔ１
図１５に示す様に、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３が共にオン、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ４が共にオフ（第１の状態）となっているため、第１電圧系回路１００では、第１の直流電源Ｖｉｎ→コイルＷａ１→スイッチ素子Ｑ１に電流が流れる。その結果、第１の直流電源Ｖｉｎの電力がトランスＴ１を介して第２電圧系回路２００へ送られる。また、トランスＴ１には磁気エネルギーが蓄積され、トランスＴ２に蓄積された磁気エネルギーは、第２電圧系回路２００へ送られる。これにより、第２電圧系回路２００では、コイルＷｂ１、Ｗｂ２に図示矢印方向の電流が流れる。
ａ）ｔ０≦ｔ≦ｔ１
図１５に示す様に、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３が共にオン、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ４が共にオフ（第１の状態）となっているため、第１電圧系回路１００では、第１の直流電源Ｖｉｎ→コイルＷａ１→スイッチ素子Ｑ１に電流が流れる。その結果、第１の直流電源Ｖｉｎの電力がトランスＴ１を介して第２電圧系回路２００へ送られる。また、トランスＴ１には磁気エネルギーが蓄積され、トランスＴ２に蓄積された磁気エネルギーは、第２電圧系回路２００へ送られる。これにより、第２電圧系回路２００では、コイルＷｂ１、Ｗｂ２に図示矢印方向の電流が流れる。
ｂ）ｔ１≦ｔ≦ｔ２
第１の状態から時刻ｔ１でスイッチ素子Ｑ２をオンする（同時オン状態）と、コイルＷａ１には電圧（＋Ｖｉｎ）、コイルＷａ２には電圧（−Ｖｉｎ）が掛かるので、図１６におけるＡ−Ｂ間のインダクタンスは、見掛け上、トランスＴ１とトランスＴ２との合計の漏れインダクタンスになる。
これにより、コンデンサＣｏに蓄えられた電荷が放出されるため、図１７に示す様に、コイルＷｂ１、Ｗｂ２に流れる電流が逆向きになる。この時、コンデンサＣｏの電圧は、略出力電圧になっている。
コイルＷｂ１、Ｗｂ２に流れる電流が逆向きになると、スイッチ素子Ｑ１を流れる電流が速やかに減少する〔図２（ｅ）参照〕。この同時オン状態が継続されると、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流は、間もなく「０Ａ」になり、その後、逆方向に流れる。
第１の状態から時刻ｔ１でスイッチ素子Ｑ２をオンする（同時オン状態）と、コイルＷａ１には電圧（＋Ｖｉｎ）、コイルＷａ２には電圧（−Ｖｉｎ）が掛かるので、図１６におけるＡ−Ｂ間のインダクタンスは、見掛け上、トランスＴ１とトランスＴ２との合計の漏れインダクタンスになる。
これにより、コンデンサＣｏに蓄えられた電荷が放出されるため、図１７に示す様に、コイルＷｂ１、Ｗｂ２に流れる電流が逆向きになる。この時、コンデンサＣｏの電圧は、略出力電圧になっている。
コイルＷｂ１、Ｗｂ２に流れる電流が逆向きになると、スイッチ素子Ｑ１を流れる電流が速やかに減少する〔図２（ｅ）参照〕。この同時オン状態が継続されると、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流は、間もなく「０Ａ」になり、その後、逆方向に流れる。
ｃ）ｔ２≦ｔ≦ｔ３
同時オン状態から時刻ｔ２でスイッチ素子Ｑ３をオフすると、第２電圧系回路２００では、トランスＴ１、Ｔ２の漏れインダクタンスと、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４の寄生容量Ｃとで定まるある周波数に対して共振が起こる（図１８参照）。その結果、第１電圧系回路１００では、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になる〔図２（ｅ）参照〕。このスイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になる時刻ｔ３でスイッチ素子Ｑ１をオフする。これにより、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ時に発生するサージ電圧は非常に小さくなるため、耐圧の低い半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ）をスイッチ素子Ｑ１に使用することが可能となる。さらに、スイッチ素子Ｑ１のターンオフは、電流が略「０Ａ」になる時に行われるので、ソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
同時オン状態から時刻ｔ２でスイッチ素子Ｑ３をオフすると、第２電圧系回路２００では、トランスＴ１、Ｔ２の漏れインダクタンスと、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４の寄生容量Ｃとで定まるある周波数に対して共振が起こる（図１８参照）。その結果、第１電圧系回路１００では、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になる〔図２（ｅ）参照〕。このスイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になる時刻ｔ３でスイッチ素子Ｑ１をオフする。これにより、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ時に発生するサージ電圧は非常に小さくなるため、耐圧の低い半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ）をスイッチ素子Ｑ１に使用することが可能となる。さらに、スイッチ素子Ｑ１のターンオフは、電流が略「０Ａ」になる時に行われるので、ソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
ｄ）ｔ３≦ｔ≦ｔ５
スイッチ素子Ｑ１をオフすると、図１９に示す様に、第１電圧系回路１００では、第１の直流電源ＶｉｎよりコイルＷａ２→スイッチ素子Ｑ２に入力電流が流れるため、トランスＴ２の励磁インダクタンスに磁気エネルギーが蓄えられる。
一方、第２電圧系回路２００では、アクティブクランプ回路（スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１）とコイルＷｂ１、Ｗｂ２とで形成される閉回路にトランスＴ１、Ｔ２の励磁電流が流れる。この時、アクティブクランプ回路の働きにより、始めは、コンデンサＣ１に電荷を充電する方向（閉回路を図示右回り）に電流が流れ、その後、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷を放出する方向（閉回路を図示左回り）に電流が流れる〔図２（ｊ）参照〕。
閉回路を右回り（コンデンサＣ１に電荷を充電する方向）に電流が流れている時、即ちスイッチ素子Ｑ４の寄生ダイオードＤに電流が流れている時（時刻ｔ４）にスイッチ素子Ｑ４をオンする（第２の状態に切り替わる）と、スイッチ素子Ｑ４のターンオンがソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
スイッチ素子Ｑ１をオフすると、図１９に示す様に、第１電圧系回路１００では、第１の直流電源ＶｉｎよりコイルＷａ２→スイッチ素子Ｑ２に入力電流が流れるため、トランスＴ２の励磁インダクタンスに磁気エネルギーが蓄えられる。
一方、第２電圧系回路２００では、アクティブクランプ回路（スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１）とコイルＷｂ１、Ｗｂ２とで形成される閉回路にトランスＴ１、Ｔ２の励磁電流が流れる。この時、アクティブクランプ回路の働きにより、始めは、コンデンサＣ１に電荷を充電する方向（閉回路を図示右回り）に電流が流れ、その後、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷を放出する方向（閉回路を図示左回り）に電流が流れる〔図２（ｊ）参照〕。
閉回路を右回り（コンデンサＣ１に電荷を充電する方向）に電流が流れている時、即ちスイッチ素子Ｑ４の寄生ダイオードＤに電流が流れている時（時刻ｔ４）にスイッチ素子Ｑ４をオンする（第２の状態に切り替わる）と、スイッチ素子Ｑ４のターンオンがソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
ｅ）ｔ５≦ｔ≦ｔ６
第２の状態から時刻ｔ５でスイッチ素子Ｑ１をオンする（同時オン状態）と、コイルＷａ１には電圧（＋Ｖｉｎ）、コイルＷａ２には電圧（−Ｖｉｎ）が掛かるので、図２０におけるＡ−Ｂ間のインダクタンスは、見掛け上、トランスＴ１とトランスＴ２との合計の漏れインダクタンスになる。
これにより、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷が放出されるため、コイルＷｂ１、Ｗｂ２に流れる電流が急激に増加する〔図２（ｉ）参照〕。その結果、スイッチ素子Ｑ２を流れる電流が速やかに減少する〔図２（ｆ）参照〕。この同時オン状態が継続されると、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流は、間もなく「０Ａ」になり、その後、図２１に示す様に、逆方向に流れる。
第２の状態から時刻ｔ５でスイッチ素子Ｑ１をオンする（同時オン状態）と、コイルＷａ１には電圧（＋Ｖｉｎ）、コイルＷａ２には電圧（−Ｖｉｎ）が掛かるので、図２０におけるＡ−Ｂ間のインダクタンスは、見掛け上、トランスＴ１とトランスＴ２との合計の漏れインダクタンスになる。
これにより、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷が放出されるため、コイルＷｂ１、Ｗｂ２に流れる電流が急激に増加する〔図２（ｉ）参照〕。その結果、スイッチ素子Ｑ２を流れる電流が速やかに減少する〔図２（ｆ）参照〕。この同時オン状態が継続されると、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流は、間もなく「０Ａ」になり、その後、図２１に示す様に、逆方向に流れる。
ｆ）ｔ６≦ｔ≦ｔ７
同時オン状態から時刻ｔ６でスイッチ素子Ｑ４をオフすると、第２電圧系回路２００では、トランスＴ１、Ｔ２の漏れインダクタンスと、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４の寄生容量Ｃとで定まるある周波数に対して共振が起こる（図２２参照）。その結果、第１電圧系回路１００では、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になる〔図２（ｆ）参照〕。
このスイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になる時刻ｔ７でスイッチ素子Ｑ２をオフする。これにより、スイッチ素子Ｑ２のターンオフ時に発生するサージ電圧が非常に小さくなるため、スイッチ素子Ｑ２には、耐圧の低い半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ）を使用することが可能となる。さらに、スイッチ素子Ｑ２のターンオフは、電流が略「０Ａ」になる時に行われるので、ソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
同時オン状態から時刻ｔ６でスイッチ素子Ｑ４をオフすると、第２電圧系回路２００では、トランスＴ１、Ｔ２の漏れインダクタンスと、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４の寄生容量Ｃとで定まるある周波数に対して共振が起こる（図２２参照）。その結果、第１電圧系回路１００では、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になる〔図２（ｆ）参照〕。
このスイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になる時刻ｔ７でスイッチ素子Ｑ２をオフする。これにより、スイッチ素子Ｑ２のターンオフ時に発生するサージ電圧が非常に小さくなるため、スイッチ素子Ｑ２には、耐圧の低い半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ）を使用することが可能となる。さらに、スイッチ素子Ｑ２のターンオフは、電流が略「０Ａ」になる時に行われるので、ソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
ｇ）ｔ７≦ｔ≦ｔ８
図２３に示す様に、スイッチ素子Ｑ１がオン、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４が共にオフとなっているため、第１電圧系回路１００では、第１の直流電源Ｖｉｎ→コイルＷａ１→スイッチ素子Ｑ１を通じて電流が流れる。一方、第２電圧系回路２００では、スイッチ素子Ｑ３がオフしているため、スイッチ素子Ｑ３の寄生ダイオードＤを通じて、コイルＷｂ１、Ｗｂ２に図示矢印方向の電流が流れる。従って、スイッチ素子Ｑ３に印加される電圧は略「０Ｖ」（実際には寄生ダイオードＤの順電圧Ｖｆが印加されている）になる。
この後、時刻ｔ８（＝ｔ０）でスイッチ素子Ｑ３をオンして、第１の状態に戻る。このスイッチ素子Ｑ３のターンオンは、印加電圧が略「０Ｖ」の状態で行われるので、ソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
また、スイッチ素子Ｑ３のターンオンによって同期整流を実施することにもなり、高効率化が図れる。
以降、上記動作ａ）〜ｇ）が繰り返し行われる。
図２３に示す様に、スイッチ素子Ｑ１がオン、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４が共にオフとなっているため、第１電圧系回路１００では、第１の直流電源Ｖｉｎ→コイルＷａ１→スイッチ素子Ｑ１を通じて電流が流れる。一方、第２電圧系回路２００では、スイッチ素子Ｑ３がオフしているため、スイッチ素子Ｑ３の寄生ダイオードＤを通じて、コイルＷｂ１、Ｗｂ２に図示矢印方向の電流が流れる。従って、スイッチ素子Ｑ３に印加される電圧は略「０Ｖ」（実際には寄生ダイオードＤの順電圧Ｖｆが印加されている）になる。
この後、時刻ｔ８（＝ｔ０）でスイッチ素子Ｑ３をオンして、第１の状態に戻る。このスイッチ素子Ｑ３のターンオンは、印加電圧が略「０Ｖ」の状態で行われるので、ソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
また、スイッチ素子Ｑ３のターンオンによって同期整流を実施することにもなり、高効率化が図れる。
以降、上記動作ａ）〜ｇ）が繰り返し行われる。
この実施例３においても、実施例１と同じく、第１の状態から第２の状態へ切り替える際に、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３をオフする前にスイッチ素子Ｑ２をオンする同時オン状態を設定して、スイッチ素子Ｑ１を流れる電流が略「０Ａ」になった時にスイッチ素子Ｑ１をオフするので、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ時に発生するサージ電圧を小さく、理論的には「０」にできる。
同様に、第２の状態から第１の状態へ切り替える際には、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ４をオフする前にスイッチ素子Ｑ１をオンする同時オン状態を設定して、スイッチ素子Ｑ２を流れる電流が略「０Ａ」になった時にスイッチ素子Ｑ２をオフするので、スイッチ素子Ｑ２のターンオフ時に発生するサージ電圧を小さく、理論的には「０」にできる。
同様に、第２の状態から第１の状態へ切り替える際には、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ４をオフする前にスイッチ素子Ｑ１をオンする同時オン状態を設定して、スイッチ素子Ｑ２を流れる電流が略「０Ａ」になった時にスイッチ素子Ｑ２をオフするので、スイッチ素子Ｑ２のターンオフ時に発生するサージ電圧を小さく、理論的には「０」にできる。
図２４はＤＣ／ＤＣコンバータ１の回路図である。
この実施例４は、２個のトランスＴ１、Ｔ２を有する他の例であり、実施例３に記載したＤＣ／ＤＣコンバータ１とは出力側の回路構成が異なる。
即ち、図２４に示す様に、トランスＴ１、Ｔ２の出力側にコイルＷｂ３とコイルＷｂ４とが追加され、更にコイルＷｂ３、Ｗｂ４に接続されるコンデンサＣ２を有することで、平滑機能を備える。
この実施例４は、２個のトランスＴ１、Ｔ２を有する他の例であり、実施例３に記載したＤＣ／ＤＣコンバータ１とは出力側の回路構成が異なる。
即ち、図２４に示す様に、トランスＴ１、Ｔ２の出力側にコイルＷｂ３とコイルＷｂ４とが追加され、更にコイルＷｂ３、Ｗｂ４に接続されるコンデンサＣ２を有することで、平滑機能を備える。
次に、第１電圧系回路１００から第２電圧系回路２００へ電力変換を行う時の動作を図２５に示すタイムチャート及び各動作タイミングでの電流の流れを示す回路図を基に説明する。
なお、図２５（ａ）〜（ｄ）はＨｉでオン、Ｌｏでオフとなるスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のゲート電圧、同図（ｅ）、（ｆ）はスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン電流（但し、ドレイン→ソース方向をプラスとする）、同図（ｇ）、（ｈ）はスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２に掛かる電圧（ドレイン−ソース間の電圧）、同図（ｉ）はコイルＷｂ１、Ｗｂ２を流れる電流（但し、回路図で上方向をプラスとする）、同図（ｊ）はコイルＷｂ３、Ｗｂ４を流れる電流（但し、回路図でコイルＷｂ３に対して下方向をプラスとする）、同図（ｋ）はコンデンサＣ１を流れる電流（但し、回路図で上方向をプラスとする）、同図（ｌ）はスイッチ素子Ｑ３のドレイン電流（但し、ソース→ドレイン方向をプラスとする）である。 また、同図（ｄ）に記載されたＴｄ１、Ｔｄ２は、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４の切り替え時に設定されるデッドタイムであり、本制御においては、必ず設定される。
なお、図２５（ａ）〜（ｄ）はＨｉでオン、Ｌｏでオフとなるスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のゲート電圧、同図（ｅ）、（ｆ）はスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン電流（但し、ドレイン→ソース方向をプラスとする）、同図（ｇ）、（ｈ）はスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２に掛かる電圧（ドレイン−ソース間の電圧）、同図（ｉ）はコイルＷｂ１、Ｗｂ２を流れる電流（但し、回路図で上方向をプラスとする）、同図（ｊ）はコイルＷｂ３、Ｗｂ４を流れる電流（但し、回路図でコイルＷｂ３に対して下方向をプラスとする）、同図（ｋ）はコンデンサＣ１を流れる電流（但し、回路図で上方向をプラスとする）、同図（ｌ）はスイッチ素子Ｑ３のドレイン電流（但し、ソース→ドレイン方向をプラスとする）である。 また、同図（ｄ）に記載されたＴｄ１、Ｔｄ２は、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４の切り替え時に設定されるデッドタイムであり、本制御においては、必ず設定される。
ａ）ｔ０≦ｔ≦ｔ１
図２６に示す様に、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３が共にオン、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ４が共にオフとなっている（第１の状態）ため、第１電圧系回路１００では、第１の直流電源Ｖｉｎ→コイルＷａ１→スイッチ素子Ｑ１に電流が流れる。その結果、第１の直流電源Ｖｉｎの電力がトランスＴ１を介して第２電圧系回路２００へ送られる。また、トランスＴ１には磁気エネルギーが蓄積され、トランスＴ２に蓄積された磁気エネルギーは、第２電圧系回路２００へ送られる。
図２６に示す様に、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３が共にオン、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ４が共にオフとなっている（第１の状態）ため、第１電圧系回路１００では、第１の直流電源Ｖｉｎ→コイルＷａ１→スイッチ素子Ｑ１に電流が流れる。その結果、第１の直流電源Ｖｉｎの電力がトランスＴ１を介して第２電圧系回路２００へ送られる。また、トランスＴ１には磁気エネルギーが蓄積され、トランスＴ２に蓄積された磁気エネルギーは、第２電圧系回路２００へ送られる。
ｂ）ｔ１≦ｔ≦ｔ２
第１の状態から時刻ｔ１でスイッチ素子Ｑ２をオンする（同時オン状態）と、コイルＷａ１には電圧（＋Ｖｉｎ）、コイルＷａ２には電圧（−Ｖｉｎ）が掛かるので、図２７におけるＡ−Ｂ間、Ｂ−Ｃ間のインダクタンスは、見掛け上、トランスＴ１とトランスＴ２との合計の漏れインダクタンスになる。
これにより、コンデンサＣｏに蓄えられた電荷が放出されるため、コイルＷｂ１、Ｗｂ２に流れる電流が逆向きになる〔図２５（ｉ）参照〕。この時、コンデンサＣｏの電圧は、略出力電圧になっている。
コイルＷｂ１、Ｗｂ２に流れる電流が逆向きになると、スイッチ素子Ｑ１を流れる電流が速やかに減少する〔図２５（ｅ）参照〕。この同時オン状態が継続されると、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流は、間もなく「０Ａ」になり、その後、図２８に示す様に、逆方向に流れる。
第１の状態から時刻ｔ１でスイッチ素子Ｑ２をオンする（同時オン状態）と、コイルＷａ１には電圧（＋Ｖｉｎ）、コイルＷａ２には電圧（−Ｖｉｎ）が掛かるので、図２７におけるＡ−Ｂ間、Ｂ−Ｃ間のインダクタンスは、見掛け上、トランスＴ１とトランスＴ２との合計の漏れインダクタンスになる。
これにより、コンデンサＣｏに蓄えられた電荷が放出されるため、コイルＷｂ１、Ｗｂ２に流れる電流が逆向きになる〔図２５（ｉ）参照〕。この時、コンデンサＣｏの電圧は、略出力電圧になっている。
コイルＷｂ１、Ｗｂ２に流れる電流が逆向きになると、スイッチ素子Ｑ１を流れる電流が速やかに減少する〔図２５（ｅ）参照〕。この同時オン状態が継続されると、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流は、間もなく「０Ａ」になり、その後、図２８に示す様に、逆方向に流れる。
ｃ）ｔ２≦ｔ≦ｔ３
同時オン状態からスイッチ素子Ｑ３をオフすると、第２電圧系回路２００では、トランスＴ１、Ｔ２の漏れインダクタンスと、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４の寄生容量Ｃとで定まるある周波数に対して共振が起こる。その結果、第１電圧系回路１００では、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になる〔図２５（ｅ）参照〕。このスイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になる時刻ｔ３でスイッチ素子Ｑ１をオフする。これにより、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ時に発生するサージ電圧は非常に小さくなるため、耐圧の低い半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ）をスイッチ素子Ｑ１に使用することが可能となる。さらに、スイッチ素子Ｑ１のターンオフは、電流が略「０Ａ」になる時に行われるので、ソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
同時オン状態からスイッチ素子Ｑ３をオフすると、第２電圧系回路２００では、トランスＴ１、Ｔ２の漏れインダクタンスと、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４の寄生容量Ｃとで定まるある周波数に対して共振が起こる。その結果、第１電圧系回路１００では、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になる〔図２５（ｅ）参照〕。このスイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になる時刻ｔ３でスイッチ素子Ｑ１をオフする。これにより、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ時に発生するサージ電圧は非常に小さくなるため、耐圧の低い半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ）をスイッチ素子Ｑ１に使用することが可能となる。さらに、スイッチ素子Ｑ１のターンオフは、電流が略「０Ａ」になる時に行われるので、ソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
ｄ）ｔ３≦ｔ≦ｔ５
スイッチ素子Ｑ１をオフすると、図２９に示す様に、第１電圧系回路１００では、第１の直流電源ＶｉｎよりコイルＷａ２→スイッチ素子Ｑ２に入力電流が流れるため、トランスＴ２の励磁インダクタンスに磁気エネルギーが蓄えられる。
一方、第２電圧系回路２００では、アクティブクランプ回路（スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１）にトランスＴ１、Ｔ２の励磁電流が流れる。この時、アクティブクランプ回路の働きにより、始めは、コンデンサＣ１に電荷を充電する方向（図示上向き）に電流が流れ、その後、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷を放出する方向（図示下向き）に電流が流れる。
コンデンサＣ１に電荷を充電する方向に電流が流れている時、即ちスイッチ素子Ｑ４の寄生ダイオードＤに電流が流れている時（時刻ｔ４）にスイッチ素子Ｑ４をオンする（第２の状態に切り替わる）と、スイッチ素子Ｑ４のターンオンがソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
スイッチ素子Ｑ１をオフすると、図２９に示す様に、第１電圧系回路１００では、第１の直流電源ＶｉｎよりコイルＷａ２→スイッチ素子Ｑ２に入力電流が流れるため、トランスＴ２の励磁インダクタンスに磁気エネルギーが蓄えられる。
一方、第２電圧系回路２００では、アクティブクランプ回路（スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１）にトランスＴ１、Ｔ２の励磁電流が流れる。この時、アクティブクランプ回路の働きにより、始めは、コンデンサＣ１に電荷を充電する方向（図示上向き）に電流が流れ、その後、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷を放出する方向（図示下向き）に電流が流れる。
コンデンサＣ１に電荷を充電する方向に電流が流れている時、即ちスイッチ素子Ｑ４の寄生ダイオードＤに電流が流れている時（時刻ｔ４）にスイッチ素子Ｑ４をオンする（第２の状態に切り替わる）と、スイッチ素子Ｑ４のターンオンがソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
ｅ）ｔ５≦ｔ≦ｔ６
第２の状態から時刻ｔ５でスイッチ素子Ｑ１をオンする（同時オン状態）と、コイルＷａ１には電圧（＋Ｖｉｎ）、コイルＷａ２には電圧（−Ｖｉｎ）が掛かるので、図３０におけるＡ−Ｂ間、Ｂ−Ｃ間のインダクタンスは、見掛け上、トランスＴ１とトランスＴ２との合計の漏れインダクタンスになる。
これにより、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷が放出されるため、コイルＷｂ１、Ｗｂ２に流れる電流が急激に増加する〔図２５（ｉ）参照〕。その結果、スイッチ素子Ｑ２を流れる電流が速やかに減少する〔図２５（ｆ）参照〕。この同時オン状態が継続されると、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流は、間もなく「０Ａ」になり、その後、図３１に示す様に、逆方向に流れる。
第２の状態から時刻ｔ５でスイッチ素子Ｑ１をオンする（同時オン状態）と、コイルＷａ１には電圧（＋Ｖｉｎ）、コイルＷａ２には電圧（−Ｖｉｎ）が掛かるので、図３０におけるＡ−Ｂ間、Ｂ−Ｃ間のインダクタンスは、見掛け上、トランスＴ１とトランスＴ２との合計の漏れインダクタンスになる。
これにより、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷が放出されるため、コイルＷｂ１、Ｗｂ２に流れる電流が急激に増加する〔図２５（ｉ）参照〕。その結果、スイッチ素子Ｑ２を流れる電流が速やかに減少する〔図２５（ｆ）参照〕。この同時オン状態が継続されると、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流は、間もなく「０Ａ」になり、その後、図３１に示す様に、逆方向に流れる。
ｆ）ｔ６≦ｔ≦ｔ７
同時オン状態から時刻ｔ６でスイッチ素子Ｑ４をオフすると、第２電圧系回路２００では、トランスＴ１、Ｔ２の漏れインダクタンスと、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４の寄生容量Ｃとで定まるある周波数に対して共振が起こる。その結果、第１電圧系回路１００では、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になる〔図２５（ｆ）参照〕。このスイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になる時刻ｔ７でスイッチ素子Ｑ２をオフする。これにより、スイッチ素子Ｑ２のターンオフ時に発生するサージ電圧が非常に小さくなるため、スイッチ素子Ｑ２には、耐圧の低い半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ）を使用することが可能となる。
さらに、スイッチ素子Ｑ２のターンオフは、電流が略「０Ａ」になる時に行われるので、ソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
同時オン状態から時刻ｔ６でスイッチ素子Ｑ４をオフすると、第２電圧系回路２００では、トランスＴ１、Ｔ２の漏れインダクタンスと、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４の寄生容量Ｃとで定まるある周波数に対して共振が起こる。その結果、第１電圧系回路１００では、スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になる〔図２５（ｆ）参照〕。このスイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になる時刻ｔ７でスイッチ素子Ｑ２をオフする。これにより、スイッチ素子Ｑ２のターンオフ時に発生するサージ電圧が非常に小さくなるため、スイッチ素子Ｑ２には、耐圧の低い半導体素子（ＭＯＳＦＥＴ）を使用することが可能となる。
さらに、スイッチ素子Ｑ２のターンオフは、電流が略「０Ａ」になる時に行われるので、ソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
ｇ）ｔ７≦ｔ≦ｔ８
図３２に示す様に、スイッチ素子Ｑ１がオン、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４が共にオフとなっているため、第１電圧系回路１００では、第１の直流電源Ｖｉｎ→コイルＷａ１→スイッチ素子Ｑ１を通じて電流が流れる。一方、第２電圧系回路２００では、スイッチ素子Ｑ３がオフしているため、スイッチ素子Ｑ３の寄生ダイオードＤを電流が流れる。従って、スイッチ素子Ｑ３に印加される電圧は略「０Ｖ」（実際には寄生ダイオードＤの順電圧Ｖｆが印加されている）になる。
この後、時刻ｔ８（＝ｔ０）でスイッチ素子Ｑ３をオンして、第１の状態に戻る。このスイッチ素子Ｑ３のターンオンは、印加電圧が略「０Ｖ」の状態で行われるので、ソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
また、スイッチ素子Ｑ３のターンオンによって同期整流を実施することにもなり、高効率化が図れる。
以降、上記動作ａ）〜ｇ）が繰り返し行われる。
図３２に示す様に、スイッチ素子Ｑ１がオン、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４が共にオフとなっているため、第１電圧系回路１００では、第１の直流電源Ｖｉｎ→コイルＷａ１→スイッチ素子Ｑ１を通じて電流が流れる。一方、第２電圧系回路２００では、スイッチ素子Ｑ３がオフしているため、スイッチ素子Ｑ３の寄生ダイオードＤを電流が流れる。従って、スイッチ素子Ｑ３に印加される電圧は略「０Ｖ」（実際には寄生ダイオードＤの順電圧Ｖｆが印加されている）になる。
この後、時刻ｔ８（＝ｔ０）でスイッチ素子Ｑ３をオンして、第１の状態に戻る。このスイッチ素子Ｑ３のターンオンは、印加電圧が略「０Ｖ」の状態で行われるので、ソフトスイッチングとなり、スイッチング損失を大幅に低減できる。
また、スイッチ素子Ｑ３のターンオンによって同期整流を実施することにもなり、高効率化が図れる。
以降、上記動作ａ）〜ｇ）が繰り返し行われる。
この実施例４においても、実施例１と同じく、第１の状態から第２の状態へ切り替える際に、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ３をオフする前にスイッチ素子Ｑ２をオンする同時オン状態を設定して、スイッチ素子Ｑ１を流れる電流が略「０Ａ」になった時にスイッチ素子Ｑ１をオフするので、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ時に発生するサージ電圧を小さく、理論的には「０」にできる。
同様に、第２の状態から第１の状態へ切り替える際には、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ４をオフする前にスイッチ素子Ｑ１をオンする同時オン状態を設定して、スイッチ素子Ｑ２を流れる電流が略「０Ａ」になった時にスイッチ素子Ｑ２をオフするので、スイッチ素子Ｑ２のターンオフ時に発生するサージ電圧を小さく、理論的には「０」にできる。
同様に、第２の状態から第１の状態へ切り替える際には、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ４をオフする前にスイッチ素子Ｑ１をオンする同時オン状態を設定して、スイッチ素子Ｑ２を流れる電流が略「０Ａ」になった時にスイッチ素子Ｑ２をオフするので、スイッチ素子Ｑ２のターンオフ時に発生するサージ電圧を小さく、理論的には「０」にできる。
（変形例）
実施例１では、各スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４にＭＯＳＦＥＴを使用する一例を記載したが、ＭＯＳＦＥＴ以外の半導体素子、例えば、バイポーラトランジスタ等を使用することもできる。
また、ＭＯＳＦＥＴを使用するスイッチ素子Ｑ３、Ｑ４には、それぞれ寄生ダイオードＤが接続されているが、寄生ダイオードＤを持たない半導体素子をスイッチ素子Ｑ３、Ｑ４に使用した場合に、ダイオードを外付けしても良い。
実施例１〜４では、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２の寄生ダイオードＤを説明していないが、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４と同様に、寄生ダイオードＤが接続されていると考えることができる。あるいは、ダイオードＤを外付けしても良い。
実施例１では、各スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４にＭＯＳＦＥＴを使用する一例を記載したが、ＭＯＳＦＥＴ以外の半導体素子、例えば、バイポーラトランジスタ等を使用することもできる。
また、ＭＯＳＦＥＴを使用するスイッチ素子Ｑ３、Ｑ４には、それぞれ寄生ダイオードＤが接続されているが、寄生ダイオードＤを持たない半導体素子をスイッチ素子Ｑ３、Ｑ４に使用した場合に、ダイオードを外付けしても良い。
実施例１〜４では、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２の寄生ダイオードＤを説明していないが、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４と同様に、寄生ダイオードＤが接続されていると考えることができる。あるいは、ダイオードＤを外付けしても良い。
実施例１〜４では、同時オン状態からスイッチ素子Ｑ１をオフする際に、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が減少して間もなく「０Ａ」になり、その後、逆方向に流れてから、再度、略「０Ａ」になった時にスイッチ素子Ｑ１をオフしているが、最初に「０Ａ」になった時点でスイッチ素子Ｑ１をオフしても良い。同様に、同時オン状態からスイッチ素子Ｑ２をオフする際にも、最初に「０Ａ」になった時点でスイッチ素子Ｑ２をオフしても良い。また、スイッチ素子Ｑ１にダイオードＤが接続されている場合は、スイッチ素子Ｑ１を逆方向に電流が流れ出してからオフしても良い。この場合、スイッチ素子Ｑ１をオフするとダイオードＤに電流が流れるため、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ時にサージ電圧は殆ど発生することはなく、ダイオードＤがオフする時に僅かなサージ電圧が発生するだけであり、サージ電圧を抑制できる効果は大きい。
図２及び図２５に示すタイムチャートでは、第１の状態から第２の状態へ切り替える際に、時刻ｔ２でスイッチ素子Ｑ３をオフした後、時刻ｔ３でスイッチ素子Ｑ１をオフしているが、この順序を逆にしても良い。つまり、時刻ｔ２でスイッチ素子Ｑ１をオフした後、時刻ｔ３でスイッチ素子Ｑ３をオフしても良い。あるいは、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ３を同時（ｔ２＝ｔ３）にオフしても良い。
同様に、第２の状態から第１の状態へ切り替える際には、時刻ｔ６でスイッチ素子Ｑ２をオフした後、時刻ｔ７でスイッチ素子Ｑ４をオフしても良い。あるいは、スイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ４を同時（ｔ６＝ｔ７）にオフしても良い。
また、ｔ１≦ｔ≦ｔ２、ｔ２≦ｔ≦ｔ３、ｔ５≦ｔ≦ｔ６、及びｔ６≦ｔ≦ｔ７に記載したトランスＴ１、Ｔ２の漏れインダクタンスは、当然のことながら、トランスＴ１、Ｔ２と直列に接続した共振用コイルでも代用できる。
同様に、第２の状態から第１の状態へ切り替える際には、時刻ｔ６でスイッチ素子Ｑ２をオフした後、時刻ｔ７でスイッチ素子Ｑ４をオフしても良い。あるいは、スイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ４を同時（ｔ６＝ｔ７）にオフしても良い。
また、ｔ１≦ｔ≦ｔ２、ｔ２≦ｔ≦ｔ３、ｔ５≦ｔ≦ｔ６、及びｔ６≦ｔ≦ｔ７に記載したトランスＴ１、Ｔ２の漏れインダクタンスは、当然のことながら、トランスＴ１、Ｔ２と直列に接続した共振用コイルでも代用できる。
１ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１００ 第１電圧系回路
２００ 第２電圧系回路
Ｑ１ スイッチ素子（第１のスイッチ素子）
Ｑ２ スイッチ素子（第２のスイッチ素子）
Ｑ３ スイッチ素子（第３のスイッチ素子）
Ｑ４ スイッチ素子（第４のスイッチ素子）
Ｃ１ コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｃｏ コンデンサ（電流供給手段）
Ｄ ダイオード
Ｔ トランス（電力変換手段）
Ｔ１ トランス（第１のトランス）
Ｔ２ トランス（第２のトランス）
Ｗａ コイル
Ｗｂ コイル
Ｗａ１ コイル
Ｗａ２ コイル
Ｗｂ１ コイル
Ｗｂ２ コイル
Ｗｂ３ コイル
Ｗｂ４ コイル
１００ 第１電圧系回路
２００ 第２電圧系回路
Ｑ１ スイッチ素子（第１のスイッチ素子）
Ｑ２ スイッチ素子（第２のスイッチ素子）
Ｑ３ スイッチ素子（第３のスイッチ素子）
Ｑ４ スイッチ素子（第４のスイッチ素子）
Ｃ１ コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｃｏ コンデンサ（電流供給手段）
Ｄ ダイオード
Ｔ トランス（電力変換手段）
Ｔ１ トランス（第１のトランス）
Ｔ２ トランス（第２のトランス）
Ｗａ コイル
Ｗｂ コイル
Ｗａ１ コイル
Ｗａ２ コイル
Ｗｂ１ コイル
Ｗｂ２ コイル
Ｗｂ３ コイル
Ｗｂ４ コイル
Claims (18)
- 少なくとも第１のスイッチ素子Ｑ１と第２のスイッチ素子Ｑ２を有する第１電圧系回路と、
少なくとも第３のスイッチ素子Ｑ３と第４のスイッチ素子Ｑ４を有する第２電圧系回路と、
前記第１電圧系回路と前記第２電圧系回路との間で電力変換を行う電力変換手段と、
前記スイッチ素子Ｑ１と前記スイッチ素子Ｑ２とを交互にオン／オフ制御すると共に、前記スイッチ素子Ｑ１と前記スイッチ素子Ｑ２とに同期して、それぞれ前記スイッチ素子Ｑ３と前記スイッチ素子Ｑ４をオン／オフ制御するスイッチング制御回路とを有するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記スイッチ素子Ｑ１と前記スイッチ素子Ｑ３がオン、前記スイッチ素子Ｑ２と前記スイッチ素子Ｑ４がオフの状態を第１の状態とし、
前記スイッチ素子Ｑ１と前記スイッチ素子Ｑ３がオフ、前記スイッチ素子Ｑ２と前記スイッチ素子Ｑ４がオンの状態を第２の状態とすると、
前記スイッチング制御回路は、前記電力変換手段を介して前記第１電圧系回路から前記第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、前記第１の状態から前記スイッチ素子Ｑ１と前記スイッチ素子Ｑ３をオフする前に前記スイッチ素子Ｑ２をオンする同時オン状態を設定した後、前記スイッチ素子Ｑ１と前記スイッチ素子Ｑ３をオフして前記第２の状態に切り替えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 請求項１に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、
前記スイッチング制御回路は、前記第１の状態から前記同時オン状態を設定して、前記スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になった時点で、前記スイッチ素子Ｑ１をオフして前記第２の状態に切り替えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 請求項１に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、
前記スイッチング制御回路は、前記第１の状態から前記同時オン状態を設定して、前記スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になった時点、あるいは前記スイッチ素子Ｑ１に流れる電流の向きが反転した後、前記スイッチ素子Ｑ１をオフして前記第２の状態に切り替えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 請求項１に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、
前記第１電圧系回路は、前記スイッチ素子Ｑ１に並列接続されるダイオードＤ１を有し、
前記スイッチング制御回路は、前記第１の状態から前記同時オン状態を設定して、前記スイッチ素子Ｑ１に流れる電流が略「０Ａ」になった時点、あるいは前記スイッチ素子Ｑ１に流れる電流の向きが反転した後、前記スイッチ素子Ｑ１をオフして前記第２の状態に切り替えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 請求項４に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、
前記スイッチ素子Ｑ１に並列接続されるダイオードＤ１は、前記スイッチ素子Ｑ１の寄生ダイオードであることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 請求項１〜５に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、
前記電力変換手段は、前記第１電圧系回路に接続されるコイルＷａと前記第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂとを有するトランスであり、
前記第１電圧系回路は、前記スイッチ素子Ｑ１と前記スイッチ素子Ｑ２が共にオンした状態で、前記コイルＷａの両端が短絡する様に構成され、
前記第２電圧系回路は、前記スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成され、前記コイルＷｂまたは前記スイッチ素子Ｑ３に並列接続されるアクティブクランプ回路と、前記コイルＷｂに接続される電流供給手段とを有し、
この電流供給手段は、前記トランスを介して前記第１電圧系回路から前記第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、前記第１の状態から前記同時オン状態が設定されると、前記スイッチ素子Ｑ２をオンする前に前記コイルＷｂに流れていた電流の流れ方向と逆向きに前記コイルＷｂに電流を供給する働きを有し、
前記スイッチング制御回路により前記第１の状態から前記同時オン状態が設定され、前記コイルＷｂを流れる電流の流れ方向が反転することで、前記スイッチ素子Ｑ１に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 請求項１〜５に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、
前記電力変換手段は、前記第１電圧系回路に接続されるコイルＷａと前記第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２とを有するトランスであり、
前記第１電圧系回路は、前記スイッチ素子Ｑ１と前記スイッチ素子Ｑ２が共にオンした状態で、前記コイルＷａの両端が短絡する様に構成され、
前記第２電圧系回路は、前記スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成され、且つ前記コイルＷｂ１または前記コイルＷｂ２または前記スイッチ素子Ｑ３に並列接続されるアクティブクランプ回路と、前記コイルＷｂ２と前記スイッチ素子Ｑ３とコンデンサＣ２とで形成される閉回路と、前記コイルＷｂ１に接続される電流供給手段とを有し、
この電流供給手段は、前記トランスを介して前記第１電圧系回路から前記第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、前記第１の状態から前記同時オン状態が設定されると、前記スイッチ素子Ｑ２をオンする前に前記コイルＷｂ１に流れていた電流の流れ方向と逆向きに前記コイルＷｂ１に電流を供給する働きを有し、
前記スイッチング制御回路により前記第１の状態から前記同時オン状態が設定され、前記コイルＷｂ１を流れる電流の流れ方向が反転することで、前記スイッチ素子Ｑ１に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 請求項１〜５に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、
前記電力変換手段は、前記スイッチ素子Ｑ１に直列接続されるコイルＷａ１と前記第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ１を有する第１のトランスと、前記スイッチ素子Ｑ２に直列接続されるコイルＷａ２と前記第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ２を有する第２のトランスとで構成され、
前記第１電圧系回路は、前記コイルＷａ１と前記スイッチ素子Ｑ１の直列回路と、前記コイルＷａ２と前記スイッチ素子Ｑ２の直列回路とで閉回路になる様に構成され、
前記第２電圧系回路は、前記スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成され、且つ前記コイルＷｂ１と前記コイルＷｂ２の直列回路または前記スイッチ素子Ｑ３に並列接続されるアクティブクランプ回路と、前記コイルＷｂ１と前記コイルＷｂ２の直列回路に接続される電流供給手段とを有し、
この電流供給手段は、前記トランスを介して前記第１電圧系回路から前記第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、前記第１の状態から前記同時オン状態が設定されると、前記スイッチ素子Ｑ２をオンする前に前記コイルＷｂ１及び前記コイルＷｂ２に流れていた電流の流れ方向と逆向きに前記コイルＷｂ１及び前記コイルＷｂ２に電流を供給する働きを有し、
前記スイッチング制御回路により前記第１の状態から前記同時オン状態が設定され、前記コイルＷｂ１及び前記コイルＷｂ２を流れる電流の流れ方向が反転することで、前記スイッチ素子Ｑ１に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 請求項１〜５に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、
前記電力変換手段は、前記スイッチ素子Ｑ１に直列接続されるコイルＷａ１と前記第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ１及びコイルＷｂ３を有する第１のトランスと、前記スイッチ素子Ｑ２に直列接続されるコイルＷａ２と前記第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ２及びコイルＷｂ４を有する第２のトランスとで構成され、
前記第１電圧系回路は、前記コイルＷａ１と前記スイッチ素子Ｑ１の直列回路と、前記コイルＷａ２と前記スイッチ素子Ｑ２の直列回路とで閉回路を形成し、
前記第２電圧系回路は、前記スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成され、且つ前記コイルＷｂ１と前記コイルＷｂ２の直列回路または前記コイルＷｂ３と前記コイルＷｂ４の直列回路または前記スイッチ素子Ｑ３に並列接続されるアクティブクランプ回路と、前記コイルＷｂ３と前記コイルＷｂ４と前記スイッチ素子Ｑ３とコンデンサＣ２とで形成される閉回路と、前記コイルＷｂ１と前記コイルＷｂ２の直列回路に接続される電流供給手段とを有し、
この電流供給手段は、前記トランスを介して前記第１電圧系回路から前記第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、前記第１の状態から前記同時オン状態が設定されると、前記スイッチ素子Ｑ２をオンする前に前記コイルＷｂ１及び前記コイルＷｂ２に流れていた電流の流れ方向と逆向きに前記コイルＷｂ１及び前記コイルＷｂ２に電流を供給する働きを有し、
前記スイッチング制御回路により前記第１の状態から前記同時オン状態が設定され、前記コイルＷｂ１及び前記コイルＷｂ２を流れる電流の流れ方向が反転することで、前記スイッチ素子Ｑ１に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 少なくとも第１のスイッチ素子Ｑ１と第２のスイッチ素子Ｑ２を有する第１電圧系回路と、
少なくとも第３のスイッチ素子Ｑ３と第４のスイッチ素子Ｑ４を有する第２電圧系回路と、
前記第１電圧系回路と前記第２電圧系回路との間で電力変換を行う電力変換手段と、
前記スイッチ素子Ｑ１と前記スイッチ素子Ｑ２とを交互にオン／オフ制御すると共に、前記スイッチ素子Ｑ１と前記スイッチ素子Ｑ２とに同期して、それぞれ前記スイッチ素子Ｑ３と前記スイッチ素子Ｑ４をオン／オフ制御するスイッチング制御回路とを有するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記スイッチ素子Ｑ１と前記スイッチ素子Ｑ３がオン、前記スイッチ素子Ｑ２と前記スイッチ素子Ｑ４がオフの状態を第１の状態とし、
前記スイッチ素子Ｑ１と前記スイッチ素子Ｑ３がオフ、前記スイッチ素子Ｑ２と前記スイッチ素子Ｑ４がオンの状態を第２の状態とすると、
前記スイッチング制御回路は、前記電力変換手段を介して前記第１電圧系回路から前記第２電圧系回路へ電力変換を行う際に、前記第２の状態から前記スイッチ素子Ｑ２と前記スイッチ素子Ｑ４をオフする前に前記スイッチ素子Ｑ１をオンする同時オン状態を設定した後、前記スイッチ素子Ｑ２と前記スイッチ素子Ｑ４をオフして前記第１の状態に切り替えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 請求項１０に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、
前記スイッチング制御回路は、前記第２の状態から前記同時オン状態を設定して、前記スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になった時点で、前記スイッチ素子Ｑ２をオフして前記第１の状態に切り替えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 請求項１０に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、
前記スイッチング制御回路は、前記第２の状態から前記同時オン状態を設定して、前記スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になった時点、あるいは前記スイッチ素子Ｑ２に流れる電流の向きが反転した後、前記スイッチ素子Ｑ２をオフして前記第１の状態に切り替えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 請求項１０に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、
前記第１電圧系回路は、前記スイッチ素子Ｑ２に並列接続されるダイオードＤ２を有し、
前記スイッチング制御回路は、前記第２の状態から前記同時オン状態を設定して、前記スイッチ素子Ｑ２に流れる電流が略「０Ａ」になった時点、あるいは前記スイッチ素子Ｑ２に流れる電流の向きが反転した後、前記スイッチ素子Ｑ２をオフして前記第１の状態に切り替えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 請求項１３に記載したＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、
前記スイッチ素子Ｑ２に並列接続されるダイオードＤ２は、前記スイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオードであることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 請求項１０〜１４に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、
前記電力変換手段は、前記第１電圧系回路に接続されるコイルＷａと前記第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂとを有するトランスであり、
前記第１電圧系回路は、前記スイッチ素子Ｑ１と前記スイッチ素子Ｑ２が共にオンした状態で、前記コイルＷａの両端が短絡する様に構成され、
前記第２電圧系回路は、前記スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成されるアクティブクランプ回路を有し、このアクティブクランプ回路が前記コイルＷｂまたは前記スイッチ素子Ｑ３に並列接続され、
前記スイッチング制御回路により前記第２の状態から前記同時オン状態が設定され、前記コンデンサＣ１より供給される電流によって前記コイルＷｂを流れる電流が増加することで、前記スイッチ素子Ｑ２に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 請求項１０〜１４に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、
前記電力変換手段は、前記第１電圧系回路に接続されるコイルＷａと前記第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ１及びコイルＷｂ２とを有するトランスであり、
前記第１電圧系回路は、前記スイッチ素子Ｑ１と前記スイッチ素子Ｑ２が共にオンした状態で、前記コイルＷａの両端が短絡する様に構成され、
前記第２電圧系回路は、前記スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成され、且つ前記コイルＷｂ１または前記コイルＷｂ２または前記スイッチ素子Ｑ３に並列接続されるアクティブクランプ回路と、前記コイルＷｂ２と前記スイッチ素子Ｑ３とコンデンサＣ２とで形成される閉回路とを有し、
前記スイッチング制御回路により前記第２の状態から前記同時オン状態が設定され、前記コンデンサＣ１より供給される電流によって前記コイルＷｂ１を流れる電流が増加することで、前記スイッチ素子Ｑ２に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 請求項１０〜１４に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、
前記電力変換手段は、前記スイッチ素子Ｑ１に直列接続されるコイルＷａ１と前記第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ１を有する第１のトランスと、前記スイッチ素子Ｑ２に直列接続されるコイルＷａ２と前記第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ２を有する第２のトランスとで構成され、
前記第１電圧系回路は、前記コイルＷａ１と前記スイッチ素子Ｑ１の直列回路と、前記コイルＷａ２と前記スイッチ素子Ｑ２の直列回路とで閉回路になる様に構成され、
前記第２電圧系回路は、前記スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成されるアクティブクランプ回路を有し、このアクティブクランプ回路が前記コイルＷｂ１と前記コイルＷｂ２の直列回路または前記スイッチ素子Ｑ３に並列接続され、
前記スイッチング制御回路により前記第２の状態から前記同時オン状態が設定され、前記コンデンサＣ１より供給される電流によって前記コイルＷｂ１及び前記コイルＷｂ２を流れる電流が増加することで、前記スイッチ素子Ｑ２に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 請求項１０〜１４に記載した何れかのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法において、
前記電力変換手段は、前記スイッチ素子Ｑ１に直列接続されるコイルＷａ１と前記第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ１及びコイルＷｂ３を有する第１のトランスと、前記スイッチ素子Ｑ２に直列接続されるコイルＷａ２と前記第２電圧系回路に接続されるコイルＷｂ２及びコイルＷｂ４を有する第２のトランスとで構成され、
前記第１電圧系回路は、前記コイルＷａ１と前記スイッチ素子Ｑ１の直列回路と、前記コイルＷａ２と前記スイッチ素子Ｑ２の直列回路とで閉回路を形成し、
前記第２電圧系回路は、前記スイッチ素子Ｑ４とコンデンサＣ１とを直列接続して形成され、且つ前記コイルＷｂ１と前記コイルＷｂ２の直列回路または前記コイルＷｂ３と前記コイルＷｂ４の直列回路または前記スイッチ素子Ｑ３に並列接続されるアクティブクランプ回路と、前記コイルＷｂ３と前記コイルＷｂ４と前記スイッチ素子Ｑ３とコンデンサＣ２とで形成される閉回路とを有し、
前記スイッチング制御回路により前記第２の状態から前記同時オン状態が設定され、前記コンデンサＣ１より供給される電流によって前記コイルＷｂ１及び前記コイルＷｂ２を流れる電流が増加することで、前記スイッチ素子Ｑ２に流れる電流の減少が速やかに行われることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
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