JP2002262551A - ボルテージステップダウンｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
ボルテージステップダウンｄｃ−ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JP2002262551A JP2002262551A JP2001059249A JP2001059249A JP2002262551A JP 2002262551 A JP2002262551 A JP 2002262551A JP 2001059249 A JP2001059249 A JP 2001059249A JP 2001059249 A JP2001059249 A JP 2001059249A JP 2002262551 A JP2002262551 A JP 2002262551A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switch
- commutation
- converter
- inductor
- main switch
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
- H02M1/34—Snubber circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
- H02M1/34—Snubber circuits
- H02M1/342—Active non-dissipative snubbers
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 主スイッチの時比率を大きくして、制御が簡
単であるとともに、スイッチングロスが小さく、の効率
高いＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。 【解決手段】 バックコンバータの転流用インダクタに
中間タップを設け、このタップを通じて転流電流は流し
て時比率を広くするようにした。また、主スイッチをパ
ルストランスで駆動したり、あるいはＰチャンネルＦＥ
Ｔ又はＰＮＰトランジスタを使用して、主スイッチのド
ライブ回路を簡略化した。更に、ロスレススナバ回路を
設けたり、ソフトスイッチング動作をさせることによっ
て、中間タップを加えたことで生じる漏れインダクタン
スから発生するサージエネルギーを回生して、再利用す
るようにした。さらに、ソフトスイッチング動作用の補
助スイッチのドライブ回路も簡略化した。
単であるとともに、スイッチングロスが小さく、の効率
高いＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。 【解決手段】 バックコンバータの転流用インダクタに
中間タップを設け、このタップを通じて転流電流は流し
て時比率を広くするようにした。また、主スイッチをパ
ルストランスで駆動したり、あるいはＰチャンネルＦＥ
Ｔ又はＰＮＰトランジスタを使用して、主スイッチのド
ライブ回路を簡略化した。更に、ロスレススナバ回路を
設けたり、ソフトスイッチング動作をさせることによっ
て、中間タップを加えたことで生じる漏れインダクタン
スから発生するサージエネルギーを回生して、再利用す
るようにした。さらに、ソフトスイッチング動作用の補
助スイッチのドライブ回路も簡略化した。
Description
【０００１】
【発明を適用する技術分野】最近のパーソナルコンピュ
ータ（ＰＣ）は高速演算処理装置（ＭＰＵ）を搭載して
おり、この高速演算処理装置は、例えば１．６Ｖの低電
圧で駆動し、しかも大電流を必要とする。特に、ノート
型ＰＣはバッテリの動作時間を長くしたり、発熱を少な
くするために、上記の条件を満足させた上で高効率化が
要求されている。本願発明の電源装置は、例えば２０Ｖ
の電源から１．６Ｖの出力を得るというような極端に電
圧を降下させる場合に、好適に使用することができる。
ータ（ＰＣ）は高速演算処理装置（ＭＰＵ）を搭載して
おり、この高速演算処理装置は、例えば１．６Ｖの低電
圧で駆動し、しかも大電流を必要とする。特に、ノート
型ＰＣはバッテリの動作時間を長くしたり、発熱を少な
くするために、上記の条件を満足させた上で高効率化が
要求されている。本願発明の電源装置は、例えば２０Ｖ
の電源から１．６Ｖの出力を得るというような極端に電
圧を降下させる場合に、好適に使用することができる。
【０００２】
【従来の技術】このように極端に電圧を降下させたい場
合、従来は、図２に示すような通常のバックコンバータ
が主に使われてきた。しかし、従来のバックコンバータ
では、極端に降圧させようとすると主スイッチの時比率
が極めて小さくなるので、制御が簡単でなくなるととも
に、主スイッチのスイッチングロスが大きくなってしま
うという問題がある。このため、最近では、第１ステッ
プでまず中間的な電圧を生成し、第２ステップで最終的
な低電圧を生成するという２段階に分けたの降圧方式も
使われ始めている。しかし、この方式は回路が複雑にな
ることや装置の小型化が困難といった問題がある。
合、従来は、図２に示すような通常のバックコンバータ
が主に使われてきた。しかし、従来のバックコンバータ
では、極端に降圧させようとすると主スイッチの時比率
が極めて小さくなるので、制御が簡単でなくなるととも
に、主スイッチのスイッチングロスが大きくなってしま
うという問題がある。このため、最近では、第１ステッ
プでまず中間的な電圧を生成し、第２ステップで最終的
な低電圧を生成するという２段階に分けたの降圧方式も
使われ始めている。しかし、この方式は回路が複雑にな
ることや装置の小型化が困難といった問題がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本願発明は、主スイッ
チの時比率を広くすることで制御を簡単にすると同時
に、主スイッチのスイッチングロスを低減させて効率を
上げるようにしたＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること
を目的とする。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれ
ば、降圧ステップは１段階で済むので回路構成が簡単で
あり、装置の小型化を図り得ると共に、製造コストも削
減できる。
チの時比率を広くすることで制御を簡単にすると同時
に、主スイッチのスイッチングロスを低減させて効率を
上げるようにしたＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること
を目的とする。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれ
ば、降圧ステップは１段階で済むので回路構成が簡単で
あり、装置の小型化を図り得ると共に、製造コストも削
減できる。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本願発明にかかるＤＣ−
ＤＣコンバータでは、従来のバックコンバータの転流用
インダクタに中間タップを設け、転流電流はこのタップ
を通じて流すようにして、主スイッチの時比率を広くす
るようにした。
ＤＣコンバータでは、従来のバックコンバータの転流用
インダクタに中間タップを設け、転流電流はこのタップ
を通じて流すようにして、主スイッチの時比率を広くす
るようにした。
【０００５】また、転流側スイッチにＮチャンネルＦＥ
Ｔを用い、主スイッチにはＰチャンネルＦＥＴ又はＰＮ
Ｐトランジスタを使用することで両スイッチのドライブ
回路を簡略化するようにした。
Ｔを用い、主スイッチにはＰチャンネルＦＥＴ又はＰＮ
Ｐトランジスタを使用することで両スイッチのドライブ
回路を簡略化するようにした。
【０００６】なお、主スイッチにＮチャンネルＦＥＴ又
はＮＰＮトランジスタを使用する場合は、これにパルス
トランスを組み合わせて、ドライブ回路を簡略化するよ
うにした。
はＮＰＮトランジスタを使用する場合は、これにパルス
トランスを組み合わせて、ドライブ回路を簡略化するよ
うにした。
【０００７】更に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータで
は、ロスレススナバ回路を組み合わせたり、あるいは、
ソフトスイッチング用の補助スイッチを設けることで、
転流用インダクタに中間タップを設けることによって生
じる漏れインダクタンスから発生するサージエネルギー
を回生して再利用するようにした。なお、アクティブな
ロスレススナバ回路やソフトスイッチング用補助スイッ
チのドライブ回路を簡略化する工夫も加えた。
は、ロスレススナバ回路を組み合わせたり、あるいは、
ソフトスイッチング用の補助スイッチを設けることで、
転流用インダクタに中間タップを設けることによって生
じる漏れインダクタンスから発生するサージエネルギー
を回生して再利用するようにした。なお、アクティブな
ロスレススナバ回路やソフトスイッチング用補助スイッ
チのドライブ回路を簡略化する工夫も加えた。
【０００８】更に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、
ハイサイド側のドライブ回路とローサイド側のドライブ
回路を直列に接続するようにして、入力電圧が高い場合
にドライブ電力を削減できるようにした。
ハイサイド側のドライブ回路とローサイド側のドライブ
回路を直列に接続するようにして、入力電圧が高い場合
にドライブ電力を削減できるようにした。
【０００９】また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、
同期整流回路を備えたフライバックコンバーターの構成
にＺＶＴ用の補助スイッチを設け、各スイッチをソフト
スイッチング動作させるようにした。また、この構成に
ロスレススナバ回路を組み合わせて、より好適な動作を
実現するようにした。
同期整流回路を備えたフライバックコンバーターの構成
にＺＶＴ用の補助スイッチを設け、各スイッチをソフト
スイッチング動作させるようにした。また、この構成に
ロスレススナバ回路を組み合わせて、より好適な動作を
実現するようにした。
【００１０】なお、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを２
個以上並列に接続して、多相のドライブ信号で駆動す
る、いわゆるインターリーブの構成をとることによっ
て、ノイズやリップルを一層低減させた電源装置を実現
することができる。
個以上並列に接続して、多相のドライブ信号で駆動す
る、いわゆるインターリーブの構成をとることによっ
て、ノイズやリップルを一層低減させた電源装置を実現
することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１は、本願発明の実施形態の構
成を示す回路図である。図１において、符号１０１は直
流電源であり、制御回路（図示せず）からの３つのドラ
イブ信号１０２、１０２、１０２が後段のスイッチ素子
１０３、１０４、１０７をそれぞれ制御している。なお
図１では電圧を安定化させる制御回路は省略されてい
る。
成を示す回路図である。図１において、符号１０１は直
流電源であり、制御回路（図示せず）からの３つのドラ
イブ信号１０２、１０２、１０２が後段のスイッチ素子
１０３、１０４、１０７をそれぞれ制御している。なお
図１では電圧を安定化させる制御回路は省略されてい
る。
【００１２】符号１０３は主スイッチであり、Ｐチャン
ネルＦＥＴが用いられている。符号１０７は転流側スイ
ッチで、ＮチャンネルＦＥＴが用いられている。スイッ
チ１０３と１０７は、ほぼ交互にオンする。符号１０６
は転流用インダクタであり、本願発明の特徴であるタッ
プが設けられている。符号１０８は出力を平滑化するた
めのコンデンサである。
ネルＦＥＴが用いられている。符号１０７は転流側スイ
ッチで、ＮチャンネルＦＥＴが用いられている。スイッ
チ１０３と１０７は、ほぼ交互にオンする。符号１０６
は転流用インダクタであり、本願発明の特徴であるタッ
プが設けられている。符号１０８は出力を平滑化するた
めのコンデンサである。
【００１３】符号１０４はソフトスイッチング用の補助
スイッチ、１０５はソフトスイッチング用の共振用コン
デンサである。補助スイッチ１０４には、Ｎチャンネル
ＦＥＴを用いている。各ＦＥＴ１０３、１０４、１０７
のソースとドレインに並列に設けたダイオードとコンデ
ンサはボデーダイオードと電極間容量である。ＦＥＴ１
０３、１０７には、更に別のダイオードやコンデンサー
を外付けで並列に接続しても良い。
スイッチ、１０５はソフトスイッチング用の共振用コン
デンサである。補助スイッチ１０４には、Ｎチャンネル
ＦＥＴを用いている。各ＦＥＴ１０３、１０４、１０７
のソースとドレインに並列に設けたダイオードとコンデ
ンサはボデーダイオードと電極間容量である。ＦＥＴ１
０３、１０７には、更に別のダイオードやコンデンサー
を外付けで並列に接続しても良い。
【００１４】まず、本発明の基本構成について説明す
る。基本構成としては、図１のソフトスイッチング用の
補助スイッチ１０４と共振用コンデンサ１０５がない場
合が考えられる。この場合、主スイッチ１０３がオンす
ると励磁電流がインダクタ１０６を励磁する。主スイッ
チ１０３がオフになり、転流スイッチ１０７かオンにな
ると、転流電流がスイッチ１０７からインダクタ１０６
の中間タップを通り、平滑コンデンサ１０８に向かって
流れ出す。ここで、インダクタ１０６に中間タップが設
けられているので、転流時のインダクタンスは整流時の
それより小さくなり、転流電流は短い時間に多く流れ、
この結果主スイッチ１０３の時比率を広げることができ
る。なお、図１の回路では、インダクタ１０６の中点に
中間タップを設けるようにしているが、任意の点を選択
して中間タップを設けることができる。当然ながら、転
流電流は別に設けた巻き線を通じて流す構成にも出来
る。
る。基本構成としては、図１のソフトスイッチング用の
補助スイッチ１０４と共振用コンデンサ１０５がない場
合が考えられる。この場合、主スイッチ１０３がオンす
ると励磁電流がインダクタ１０６を励磁する。主スイッ
チ１０３がオフになり、転流スイッチ１０７かオンにな
ると、転流電流がスイッチ１０７からインダクタ１０６
の中間タップを通り、平滑コンデンサ１０８に向かって
流れ出す。ここで、インダクタ１０６に中間タップが設
けられているので、転流時のインダクタンスは整流時の
それより小さくなり、転流電流は短い時間に多く流れ、
この結果主スイッチ１０３の時比率を広げることができ
る。なお、図１の回路では、インダクタ１０６の中点に
中間タップを設けるようにしているが、任意の点を選択
して中間タップを設けることができる。当然ながら、転
流電流は別に設けた巻き線を通じて流す構成にも出来
る。
【００１５】上述した基本構成に加えて、タップ付イン
ダクタ１０６によって生じる漏れインダクタンスと共振
する共振用のコンデンサーをスイッチ１０３に並列に接
続し、スイッチのオンオフのタイミングを、スイッチ１
０７オン、１０３オン、１０７オフ、１０３オフの順に
することで、スイッチ１０３をＺＶＳ（ゼロボルテージ
スイッチ）動作に、またスイッチ１０７をＺＣＳ（ゼロ
カレントスイッチ）動作にすることができる。このと
き、スイッチ１０３がオフの場合の電圧波形と、スイッ
チ１０７がオンの時の電流波形は、図６（ａ）に示すよ
うに、ともにサイン波の半波の様な形になる。スイッチ
１０３のオフ時間を固定してＰＦＭ制御を行うことによ
って、本装置を好適に動作させることができる。
ダクタ１０６によって生じる漏れインダクタンスと共振
する共振用のコンデンサーをスイッチ１０３に並列に接
続し、スイッチのオンオフのタイミングを、スイッチ１
０７オン、１０３オン、１０７オフ、１０３オフの順に
することで、スイッチ１０３をＺＶＳ（ゼロボルテージ
スイッチ）動作に、またスイッチ１０７をＺＣＳ（ゼロ
カレントスイッチ）動作にすることができる。このと
き、スイッチ１０３がオフの場合の電圧波形と、スイッ
チ１０７がオンの時の電流波形は、図６（ａ）に示すよ
うに、ともにサイン波の半波の様な形になる。スイッチ
１０３のオフ時間を固定してＰＦＭ制御を行うことによ
って、本装置を好適に動作させることができる。
【００１６】図６（ａ）は、上から順に、スイッチ１０
３の電圧波形、スイッチ１０３の電流波形、スイッチ１
０３のドライブ電圧波形、スイッチ１０７の電圧波形、
スイッチ１０７の電流波形、スイッチ１０７のドライブ
電圧波形を表している。なお、本例では、共振用コンデ
ンサーは電源１０１の＋側に接続することになるが、−
側に接続しても等価的にスイッチ１０３と並列的な動作
をする。
３の電圧波形、スイッチ１０３の電流波形、スイッチ１
０３のドライブ電圧波形、スイッチ１０７の電圧波形、
スイッチ１０７の電流波形、スイッチ１０７のドライブ
電圧波形を表している。なお、本例では、共振用コンデ
ンサーは電源１０１の＋側に接続することになるが、−
側に接続しても等価的にスイッチ１０３と並列的な動作
をする。
【００１７】上述した基本構成において、共振用コンデ
ンサーを転流側スイッチ１０７側に並列に設け、スイッ
チのオンオフのタイミングを上述したとおりにすると、
スイッチ１０３がＺＣＳ動作を、スイッチ１０７がＺＶ
Ｓ動作をする。この場合はスイッチ１０３のオン時間を
固定してＰＦＭ制御を行うことによって、本装置を好適
に動作させることができる。
ンサーを転流側スイッチ１０７側に並列に設け、スイッ
チのオンオフのタイミングを上述したとおりにすると、
スイッチ１０３がＺＣＳ動作を、スイッチ１０７がＺＶ
Ｓ動作をする。この場合はスイッチ１０３のオン時間を
固定してＰＦＭ制御を行うことによって、本装置を好適
に動作させることができる。
【００１８】なお、インダクタ１０６に中間タップを設
けた場合、転流時にインダクタ１０６の左端の電圧がマ
イナス側に振れるので、主スイッチにＮチャンネルＦＥ
ＴやＮＰＮトランジスタを用いると、ドライブ回路にプ
ラス電源に加えてマイナス電源が必要となる。主スイッ
チにＮチャンネルＦＥＴまたはＮＰＮトランジスタを用
いるとドライブ回路は複雑になるが、ＮチャンネルＦＥ
ＴまたはＮＰＮトランジスタにパルストランスを組み合
わせるようにすれば、マイナス電源が不要となり、ドラ
イブ回路を簡単な構成とすることができる。
けた場合、転流時にインダクタ１０６の左端の電圧がマ
イナス側に振れるので、主スイッチにＮチャンネルＦＥ
ＴやＮＰＮトランジスタを用いると、ドライブ回路にプ
ラス電源に加えてマイナス電源が必要となる。主スイッ
チにＮチャンネルＦＥＴまたはＮＰＮトランジスタを用
いるとドライブ回路は複雑になるが、ＮチャンネルＦＥ
ＴまたはＮＰＮトランジスタにパルストランスを組み合
わせるようにすれば、マイナス電源が不要となり、ドラ
イブ回路を簡単な構成とすることができる。
【００１９】一方、スイッチ１０３にＰチャンネルＦＥ
ＴやＰＮＰトランジスタを使用すればドライブ回路をよ
り簡単な構成にすることができるが、ＰチャンネルＦＥ
Ｔはオン抵抗が大きくなりやすいので、この大きなオン
抵抗によりロスが増えるという問題がある。本発明で
は、インダクタ１０６にタップを設けることによって、
主スイッチ１０３の実効電流が少なくなるので、スイッ
チ１０３にＰチャンネルＦＥＴを用いてオン抵抗が大き
くなったとしても、それによるロスが増えることはな
い。従って、スイッチ１０３にＰチャンネルＦＥＴやＰ
ＮＰトランジスタを用いてドライブ回路を簡単な構成に
した場合でも、ロスの少ない電源装置を実現することが
できる。
ＴやＰＮＰトランジスタを使用すればドライブ回路をよ
り簡単な構成にすることができるが、ＰチャンネルＦＥ
Ｔはオン抵抗が大きくなりやすいので、この大きなオン
抵抗によりロスが増えるという問題がある。本発明で
は、インダクタ１０６にタップを設けることによって、
主スイッチ１０３の実効電流が少なくなるので、スイッ
チ１０３にＰチャンネルＦＥＴを用いてオン抵抗が大き
くなったとしても、それによるロスが増えることはな
い。従って、スイッチ１０３にＰチャンネルＦＥＴやＰ
ＮＰトランジスタを用いてドライブ回路を簡単な構成に
した場合でも、ロスの少ない電源装置を実現することが
できる。
【００２０】また、インダクタ１０６にタップを設ける
ことによって、転流側スイッチに必要な耐圧が下がるの
で、転流側スイッチ１０７にオン抵抗の低い素子を選択
することができ、従って転流側のオン抵抗によるロスも
小さく抑えることができる。
ことによって、転流側スイッチに必要な耐圧が下がるの
で、転流側スイッチ１０７にオン抵抗の低い素子を選択
することができ、従って転流側のオン抵抗によるロスも
小さく抑えることができる。
【００２１】なお、転流用インダクタ１０６に中間タッ
プを設けると漏れインダクタンスが生じ、主スイッチ１
０３がオフになった瞬間にサージエネルギーが発生す
る。本発明では更に、後述するロスレススナバ回路や、
ソフトスイッチング動作をさせるようにして、このサー
ジエネルギーを回生し再利用するようにした。図１に示
す補助スイッチ１０４と共振用コンデンサ１０５はいわ
ゆるアクティブクランプを構成しており、上述のソフト
スイッチング動作を行うためのものである。この構成に
よれば、スイッチ１０４とスイッチ１０３を僅かな同時
オフ期間を持ちながら交互にオンさせることによって、
ソフトスイッチングによるＺＶＳ動作をさせることがで
き、その結果、装置の高効率化を図ると同時に低ノイズ
化を達成することができる。なお、スイッチ１０４にＮ
チャンネルＦＥＴを使用すればドライブ回路を簡単にす
ることができる。
プを設けると漏れインダクタンスが生じ、主スイッチ１
０３がオフになった瞬間にサージエネルギーが発生す
る。本発明では更に、後述するロスレススナバ回路や、
ソフトスイッチング動作をさせるようにして、このサー
ジエネルギーを回生し再利用するようにした。図１に示
す補助スイッチ１０４と共振用コンデンサ１０５はいわ
ゆるアクティブクランプを構成しており、上述のソフト
スイッチング動作を行うためのものである。この構成に
よれば、スイッチ１０４とスイッチ１０３を僅かな同時
オフ期間を持ちながら交互にオンさせることによって、
ソフトスイッチングによるＺＶＳ動作をさせることがで
き、その結果、装置の高効率化を図ると同時に低ノイズ
化を達成することができる。なお、スイッチ１０４にＮ
チャンネルＦＥＴを使用すればドライブ回路を簡単にす
ることができる。
【００２２】なお、ソフトスイッチング用のスイッチ１
０４と共振用コンデンサ１０５を設けた場合、オンオフ
のタイミングがベストの状態からずれてしまうことがあ
るが、これは転流用スイッチ１０７をオンにするタイミ
ングを適当に調整することによって解決することができ
る。
０４と共振用コンデンサ１０５を設けた場合、オンオフ
のタイミングがベストの状態からずれてしまうことがあ
るが、これは転流用スイッチ１０７をオンにするタイミ
ングを適当に調整することによって解決することができ
る。
【００２３】なお、入力電圧が十分に大きく、これを分
圧してもドライブに必要な電圧が得られる場合は、後述
するように主スイッチのドライブ回路と転流側スイッチ
のドライブ回路を直列に接続することでドライブ電力を
削減することができる。
圧してもドライブに必要な電圧が得られる場合は、後述
するように主スイッチのドライブ回路と転流側スイッチ
のドライブ回路を直列に接続することでドライブ電力を
削減することができる。
【００２４】また、転流用インダクタ１０６に中間タッ
プを設けることで、メインスイッチの電流と転流電流に
段差ができる。この段差により出力のリップル電流が増
えることになるが、このリップル電流はＥＳＲ（Ｅｑｕ
ｉｖａｌｅｎｔ Ｓｅｒｉｅｓ Ｒｅｇｉｓｔｅｒ）が
小さい平滑コンデンサを設けることによって減らすこと
ができる。しかし、スイッチングによって生じるリップ
ル電圧を極端に小さくしたい場合や、平滑コンデンサの
サイズを極限まで小型化したい場合は、本願発明のバッ
クコンバータ２個以上を並列接続し、これらのコンバー
タのスイッチング動作を多相で駆動することによりリッ
プル電流をキャンセルすることができる。この場合、サ
ーボ系は１つにできるが２つ以上にしても良い。この具
体的な実施方法は当業者には自明であるのでここではそ
の説明は省略する。
プを設けることで、メインスイッチの電流と転流電流に
段差ができる。この段差により出力のリップル電流が増
えることになるが、このリップル電流はＥＳＲ（Ｅｑｕ
ｉｖａｌｅｎｔ Ｓｅｒｉｅｓ Ｒｅｇｉｓｔｅｒ）が
小さい平滑コンデンサを設けることによって減らすこと
ができる。しかし、スイッチングによって生じるリップ
ル電圧を極端に小さくしたい場合や、平滑コンデンサの
サイズを極限まで小型化したい場合は、本願発明のバッ
クコンバータ２個以上を並列接続し、これらのコンバー
タのスイッチング動作を多相で駆動することによりリッ
プル電流をキャンセルすることができる。この場合、サ
ーボ系は１つにできるが２つ以上にしても良い。この具
体的な実施方法は当業者には自明であるのでここではそ
の説明は省略する。
【００２５】
【実施例】以下に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータのよ
り具体的な実施例を説明する。図３は、本発明の第１実
施例の構成を示す回路図である。入力電源３０１は抵抗
３０３と抵抗３０４で約１／２に分圧され、オペアンプ
３０５に入り、さらにこの出力は直列に接続された２つ
のドライブ回路の中点と制御回路３０２に供給される。
このように入力電圧を分圧してもドライブに必要な電圧
が得られる範囲であるならは、分圧することによってド
ライブ電力を削減することができる。コンデンサ３０６
はパルス電流が流れても電圧を安定化させるために設け
たものである。なお、オペアンプ３０５はエッミターフ
ォロワーなどでも良い。ここでは、制御回路３０２の出
力電圧を安定化させる回路についての記載は省略してい
る。
り具体的な実施例を説明する。図３は、本発明の第１実
施例の構成を示す回路図である。入力電源３０１は抵抗
３０３と抵抗３０４で約１／２に分圧され、オペアンプ
３０５に入り、さらにこの出力は直列に接続された２つ
のドライブ回路の中点と制御回路３０２に供給される。
このように入力電圧を分圧してもドライブに必要な電圧
が得られる範囲であるならは、分圧することによってド
ライブ電力を削減することができる。コンデンサ３０６
はパルス電流が流れても電圧を安定化させるために設け
たものである。なお、オペアンプ３０５はエッミターフ
ォロワーなどでも良い。ここでは、制御回路３０２の出
力電圧を安定化させる回路についての記載は省略してい
る。
【００２６】制御回路３０２の出力Ｏ１はトランジスタ
３０７、３０９、３１０と抵抗３０８で構成されたロー
サイドドライバを経由し、転流側スイッチであるＮチャ
ンネルＦＥＴ３１９をドライブする。出力Ｏ２はトラン
ジスタ３１１、３１４、３１５と抵抗３１２、３１３で
構成されたハイサイドドライバを経由し、更にパルスト
ランス３１６とコンデンサ３１７を経由して、主スイッ
チであるＮチャンネルＦＥＴ３１８をドライブする。出
力Ｏ１と出力Ｏ２はほぼ同じタイミングで動作している
が、パルストランスを図３に示す向きに接続しているの
で、スイッチ３１８と３１９はほぼ交互にオンする。
３０７、３０９、３１０と抵抗３０８で構成されたロー
サイドドライバを経由し、転流側スイッチであるＮチャ
ンネルＦＥＴ３１９をドライブする。出力Ｏ２はトラン
ジスタ３１１、３１４、３１５と抵抗３１２、３１３で
構成されたハイサイドドライバを経由し、更にパルスト
ランス３１６とコンデンサ３１７を経由して、主スイッ
チであるＮチャンネルＦＥＴ３１８をドライブする。出
力Ｏ１と出力Ｏ２はほぼ同じタイミングで動作している
が、パルストランスを図３に示す向きに接続しているの
で、スイッチ３１８と３１９はほぼ交互にオンする。
【００２７】タップ付きトランス３２０は、コイルａ
と、平滑コンデンサ３２１に接続されたコイルｂによっ
て、基本的な動作をするが、図３に示す実施例では、更
にコイルｃが設けられている。このコイルｃは後述する
第２のロスレススナバ回路を動作させるためのものであ
る。以下、コイルａとコイルｂの結合の度合いで生じる
漏れインダクタンスからのサージエネルギーを吸収した
り、回生して再利用するロスレススナバ回路についての
説明をする。
と、平滑コンデンサ３２１に接続されたコイルｂによっ
て、基本的な動作をするが、図３に示す実施例では、更
にコイルｃが設けられている。このコイルｃは後述する
第２のロスレススナバ回路を動作させるためのものであ
る。以下、コイルａとコイルｂの結合の度合いで生じる
漏れインダクタンスからのサージエネルギーを吸収した
り、回生して再利用するロスレススナバ回路についての
説明をする。
【００２８】主スイッチ３１８がオフした瞬間に発生す
るサージエネルギーはダイオード３２２を通ってコンデ
ンサ３２３に蓄えられ、次に主スイッチ３１８がオンし
ている間にインダクタ３２４を通して出力に回生され
る。以上は第１のロスレススナバ回路である。このイン
ダクタ３２４は抵抗に置き換えることもできる。
るサージエネルギーはダイオード３２２を通ってコンデ
ンサ３２３に蓄えられ、次に主スイッチ３１８がオンし
ている間にインダクタ３２４を通して出力に回生され
る。以上は第１のロスレススナバ回路である。このイン
ダクタ３２４は抵抗に置き換えることもできる。
【００２９】主スイッチ３１８のオフした瞬間に発生す
るサージエネルギーはダイオード３２５を通ってコンデ
ンサ３２６に蓄えられる。次に主スイッチ３１８がオン
したタイミングで回生用スイッチ３２７が３２０のコイ
ルｃでドライブされ、インダクタ３２８を励磁する。次
に回生用スイッチ３２７がオフするとこのサージエネル
ギーがダイオード３２９を通じて入力電源に回生され
る。回生用スイッチ３２７のドライブ信号はパルストラ
ンス３１６に別な巻き線を追加してこの巻線から取るよ
うにしても良い。以上は第２のロスレススナバ回路であ
る。なお、コンデンサ３２６と並列に抵抗やツェナーダ
イオードを挿入し、これらによってサージエネルギーを
熱エネルギーに変換するようにすれば、回生用スイッチ
３２７、インダクタ３２８、ダイオード３２９を省略す
ることができる。
るサージエネルギーはダイオード３２５を通ってコンデ
ンサ３２６に蓄えられる。次に主スイッチ３１８がオン
したタイミングで回生用スイッチ３２７が３２０のコイ
ルｃでドライブされ、インダクタ３２８を励磁する。次
に回生用スイッチ３２７がオフするとこのサージエネル
ギーがダイオード３２９を通じて入力電源に回生され
る。回生用スイッチ３２７のドライブ信号はパルストラ
ンス３１６に別な巻き線を追加してこの巻線から取るよ
うにしても良い。以上は第２のロスレススナバ回路であ
る。なお、コンデンサ３２６と並列に抵抗やツェナーダ
イオードを挿入し、これらによってサージエネルギーを
熱エネルギーに変換するようにすれば、回生用スイッチ
３２７、インダクタ３２８、ダイオード３２９を省略す
ることができる。
【００３０】また、主スイッチ３１８がオフした瞬間に
発生するサージエネルギーはダイオード３３０を通って
コンデンサ３３１に蓄えられる。次に主スイッチ３１８
がオフすると、このエネルギーがインダクタ３３２とダ
イオード３３３を通って入力電源に回生される。以上は
第３のロスレススナバ回路である。以上の３種類のロス
レススナバ回路はどれか１つだけあるいは２つ搭載して
も、よく、また３つ全てを搭載しても良い。
発生するサージエネルギーはダイオード３３０を通って
コンデンサ３３１に蓄えられる。次に主スイッチ３１８
がオフすると、このエネルギーがインダクタ３３２とダ
イオード３３３を通って入力電源に回生される。以上は
第３のロスレススナバ回路である。以上の３種類のロス
レススナバ回路はどれか１つだけあるいは２つ搭載して
も、よく、また３つ全てを搭載しても良い。
【００３４】図４は、本発明の第２実施例の構成を示す
回路図であり、いわゆるＺＶＴ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａ
ｇｅ Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ）と呼ばれているソフトス
イッチング技法を本願発明に応用したものである。図３
と共通する部分については同じ符号を付して、その説明
は省略する。
回路図であり、いわゆるＺＶＴ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａ
ｇｅ Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ）と呼ばれているソフトス
イッチング技法を本願発明に応用したものである。図３
と共通する部分については同じ符号を付して、その説明
は省略する。
【００３５】制御回路３０２は第３の出力Ｏ３を備えて
いて、この出力がドライブ回路４２５を通じてソフトス
イッチング用の補助スイッチであるＦＥＴ４２６をドラ
イブする。ＦＥＴ４２６のドレインはダイオード４２７
とトランス３２０の巻き線ｃを通じて入力電源３０１に
接続されている。このように、補助スイッチ４２６のド
レインは巻き線ｃを使って入力電源３１０に接続するこ
とによって、補助スイッチ４２６のドライブ回路にパル
ストランスやハイサイドドライバーを設ける必要がなく
なる。勿論、主スイッチ３１８の接続点からＺＶＴ用の
巻き線を巻き足して、補助スイッチ４２６をハイサイド
側に設置することもできる。この場合、補助スイッチ４
２６はＮチャンネルＦＥＴとパルストランスを組み合わ
せたもので構成するか、あるいは、ＰチャンネルＦＥＴ
で構成してもよい。
いて、この出力がドライブ回路４２５を通じてソフトス
イッチング用の補助スイッチであるＦＥＴ４２６をドラ
イブする。ＦＥＴ４２６のドレインはダイオード４２７
とトランス３２０の巻き線ｃを通じて入力電源３０１に
接続されている。このように、補助スイッチ４２６のド
レインは巻き線ｃを使って入力電源３１０に接続するこ
とによって、補助スイッチ４２６のドライブ回路にパル
ストランスやハイサイドドライバーを設ける必要がなく
なる。勿論、主スイッチ３１８の接続点からＺＶＴ用の
巻き線を巻き足して、補助スイッチ４２６をハイサイド
側に設置することもできる。この場合、補助スイッチ４
２６はＮチャンネルＦＥＴとパルストランスを組み合わ
せたもので構成するか、あるいは、ＰチャンネルＦＥＴ
で構成してもよい。
【００３６】各スイッチの動作タイミングは転流側スイ
ッチ３１９がオン、補助スイッチ４２６がオン、転流側
３１９がオフ、主スイッチ３１８がオン、補助スイッチ
４２６がオフ、主スイッチ３１８がオフという順であ
る。これらのスイッチ３１８、３１９、４２６のボディ
ダイオードと並列にショットキーバリアダイオードやコ
ンデンサーを接続してもよい。トランス３２０の各巻き
線には漏れインダクタンスが存在し、本願発明ではこれ
を有効利用しているが、当然ながら外部にインダクタを
付け足して、そのインダクタンスを使用するように構成
することもできる。以上説明したＺＶＴの構成は、主ス
イッチ３１８のターンオンロスを効果的に削減し、ダイ
オード３２２、コンデンサ３２３、インダクタ３２４で
構成されるロスレススナバ回路は主スイッチ３１８のタ
ーンオフロスを効果的に削減するので、本実施例ではＺ
ＶＴとロスレススナバ回路の相乗効果により３つのスイ
ッチ３１８、３１９、４２６の全てをソフトスイッチン
グ化することができ、高効率化と高周波化を図ることが
できる。
ッチ３１９がオン、補助スイッチ４２６がオン、転流側
３１９がオフ、主スイッチ３１８がオン、補助スイッチ
４２６がオフ、主スイッチ３１８がオフという順であ
る。これらのスイッチ３１８、３１９、４２６のボディ
ダイオードと並列にショットキーバリアダイオードやコ
ンデンサーを接続してもよい。トランス３２０の各巻き
線には漏れインダクタンスが存在し、本願発明ではこれ
を有効利用しているが、当然ながら外部にインダクタを
付け足して、そのインダクタンスを使用するように構成
することもできる。以上説明したＺＶＴの構成は、主ス
イッチ３１８のターンオンロスを効果的に削減し、ダイ
オード３２２、コンデンサ３２３、インダクタ３２４で
構成されるロスレススナバ回路は主スイッチ３１８のタ
ーンオフロスを効果的に削減するので、本実施例ではＺ
ＶＴとロスレススナバ回路の相乗効果により３つのスイ
ッチ３１８、３１９、４２６の全てをソフトスイッチン
グ化することができ、高効率化と高周波化を図ることが
できる。
【００３７】図４に示す回路では、ＺＶＴ用の電源を電
源３０１から取るようにしているが、主スイッチ３１８
がオフになるときに発生するサージエネルギーを蓄える
コンデンサ３２３の電荷を、トランス３２０の巻線ｃ
と、ダイオード４２７と、補助スイッチ４２６とを介し
てＶＺＴ用の電源としても良い。この場合、第１のスナ
バ回路を構成するインダクタ３２４は省略することもで
きる。また、ドライブしやすいように、ダイオード３２
２とコンデンサ３２３の位置を交換しても良い。
源３０１から取るようにしているが、主スイッチ３１８
がオフになるときに発生するサージエネルギーを蓄える
コンデンサ３２３の電荷を、トランス３２０の巻線ｃ
と、ダイオード４２７と、補助スイッチ４２６とを介し
てＶＺＴ用の電源としても良い。この場合、第１のスナ
バ回路を構成するインダクタ３２４は省略することもで
きる。また、ドライブしやすいように、ダイオード３２
２とコンデンサ３２３の位置を交換しても良い。
【００３８】図６（ｂ）は、ＺＶＴの動作波形の一例を
示す。図６（ｂ）において、上から二つの波形は主スイ
ッチ３１８の動作を、次の二つの波形は転流スイッチ３
１９の動作を、下の二つの波形はＺＶＴスイッチ（スイ
ッチ４２６）の動作を示している。なお、図６（ｂ）で
は、ソフトスイッチング動作によって生じる（電圧×電
流）の隙間を明確に表すために、電圧と電流が交叉して
示されている。主スイッチ３１８の波形については、時
比率の狭い方が電流波形であり、転流スイッチ３１９の
波形については、時比率の狭い方が電圧波形である。ま
た、ＺＶＴの波形については、三角形状のものが電流波
形である。それぞれの下側の波形は、各スイッチのドラ
イブ信号である。
示す。図６（ｂ）において、上から二つの波形は主スイ
ッチ３１８の動作を、次の二つの波形は転流スイッチ３
１９の動作を、下の二つの波形はＺＶＴスイッチ（スイ
ッチ４２６）の動作を示している。なお、図６（ｂ）で
は、ソフトスイッチング動作によって生じる（電圧×電
流）の隙間を明確に表すために、電圧と電流が交叉して
示されている。主スイッチ３１８の波形については、時
比率の狭い方が電流波形であり、転流スイッチ３１９の
波形については、時比率の狭い方が電圧波形である。ま
た、ＺＶＴの波形については、三角形状のものが電流波
形である。それぞれの下側の波形は、各スイッチのドラ
イブ信号である。
【００３９】図５は、本発明の第３実施例の構成を示す
回路図である。バックコンバータのインダクタにタップ
を設けると、その動作はバックコンバーターとフライバ
ックコンバータの中間の動作をする。しかし、図５に示
すように、完全なフライバックコンバータの構成にし
て、トランス３２０の主スイッチ側の巻線に中間タップ
を設けることによって、全てのスイッチ３１８、３１
９、４２６をＮチャンネルＦＥＴで構成することが可能
となり、しかも、ドライブ回路を、パルストランスやハ
イサイドドライバーを設ける必要のない非常にシンプル
な回路にすることができる。当然ながら、図５において
スイッチ３１８、４２６のソースはコンデンサー３２１
の上側に接続する構成にも出来る。
回路図である。バックコンバータのインダクタにタップ
を設けると、その動作はバックコンバーターとフライバ
ックコンバータの中間の動作をする。しかし、図５に示
すように、完全なフライバックコンバータの構成にし
て、トランス３２０の主スイッチ側の巻線に中間タップ
を設けることによって、全てのスイッチ３１８、３１
９、４２６をＮチャンネルＦＥＴで構成することが可能
となり、しかも、ドライブ回路を、パルストランスやハ
イサイドドライバーを設ける必要のない非常にシンプル
な回路にすることができる。当然ながら、図５において
スイッチ３１８、４２６のソースはコンデンサー３２１
の上側に接続する構成にも出来る。
【００４０】図５に示す例では、各スイッチ３１８、３
１９、４２６のオンオフのタイミングは図４に示す回路
のタイミングと同じである。なお、これらのスイッチの
ドライブ回路は制御回路３０２に含まれている。図５に
示す回路は、スイッチ３１８を主スイッチとするフライ
バックコンバータをＦＥＴ３１９で同期整流させ、さら
に補助スイッチ４２６、ダイオード４２７、巻線ｃ’を
加えてＺＶＴ動作をさせ、さらにダイオード３２２、コ
ンデンサ３２３、インダクタ３２４で構成されるロスレ
ススナバを組み合わせたものである。このように構成す
ることによって３つのスイッチ３１８、３１９、４２６
を全てソフトスイッチング化できる。なお、図５の例で
はロスレススナバ回路を構成するダイオード３２２、と
インダクタ３２４の位置を図４に示す位置と反対にする
ことによって、適切に動作するようにした。
１９、４２６のオンオフのタイミングは図４に示す回路
のタイミングと同じである。なお、これらのスイッチの
ドライブ回路は制御回路３０２に含まれている。図５に
示す回路は、スイッチ３１８を主スイッチとするフライ
バックコンバータをＦＥＴ３１９で同期整流させ、さら
に補助スイッチ４２６、ダイオード４２７、巻線ｃ’を
加えてＺＶＴ動作をさせ、さらにダイオード３２２、コ
ンデンサ３２３、インダクタ３２４で構成されるロスレ
ススナバを組み合わせたものである。このように構成す
ることによって３つのスイッチ３１８、３１９、４２６
を全てソフトスイッチング化できる。なお、図５の例で
はロスレススナバ回路を構成するダイオード３２２、と
インダクタ３２４の位置を図４に示す位置と反対にする
ことによって、適切に動作するようにした。
【００４１】
【発明の効果】本願発明のバックコンバータは、転流用
インダクタに中間タップを設けることで主スイッチの時
比率を広げるようにしており、制御が簡単になると同時
に、スイッチングロスを低減させることができるので、
効率が上がる。また、ＰチャンネルＦＥＴを主スイッチ
に使用したり、ＮチャンネルＦＥＴあるいはＮＰＮトラ
ンジスタにパルストランスを組み合わせて使用すること
でドライブ回路を簡単にすることができる。更にロスレ
ススナバ回路やソフトスイッチングによる共振動作を組
み合わせて、低ノイズ化と高効率化も達成できるので、
動作電圧の低いＭＰＵを持つＰＣ、特に小型化を要求さ
れるノート型ＰＣの電源に好適に用いることができる。
インダクタに中間タップを設けることで主スイッチの時
比率を広げるようにしており、制御が簡単になると同時
に、スイッチングロスを低減させることができるので、
効率が上がる。また、ＰチャンネルＦＥＴを主スイッチ
に使用したり、ＮチャンネルＦＥＴあるいはＮＰＮトラ
ンジスタにパルストランスを組み合わせて使用すること
でドライブ回路を簡単にすることができる。更にロスレ
ススナバ回路やソフトスイッチングによる共振動作を組
み合わせて、低ノイズ化と高効率化も達成できるので、
動作電圧の低いＭＰＵを持つＰＣ、特に小型化を要求さ
れるノート型ＰＣの電源に好適に用いることができる。
【図１】本願発明のＤＣ−ＤＣコンバータの実施形態を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図２】従来のバックコンバータの構成を示す回路図で
ある。
ある。
【図３】本願発明のＤＣ−ＤＣコンバータの実施例の詳
細な構成を示す回路図である。
細な構成を示す回路図である。
【図４】本願発明のＤＣ−ＤＣコンバータの他の実施例
の詳細な構成を示す回路図である。
の詳細な構成を示す回路図である。
【図５】本願発明のＤＣ−ＤＣコンバータの更なる実施
例の詳細な構成を示す回路図である。
例の詳細な構成を示す回路図である。
【図６】本願発明のＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形の
例を示す図である。
例を示す図である。
１０１、３０１：直流電源 １０２：制御回路からのドライブ信号 １０３、３１８：整流側スイッチ １０４：ソフトスイッチング用補助スイッチ １０５：ソフトスイッチング用共振コンデンサ １０６、３２０：転流用インダクタ １０７、３１９：転流側スイッチ １０８、３２１：平滑コンデンサ ３０３、３０４、３０８、３１２、３１３：抵抗 ３０２：制御回路 ３０５：ＯＰアンプ ３０６、３１７、３２３、３２６、３３１：コンデンサ ３０７、３０９、３１０、３１１、３１４、３１５：ト
ランジスタ ３１６：パルストランス ３２２、３２５，３２９、３３０、３３３、４２７：ダ
イオード ３２４、３２８、３３２：インダクタ ３２７、４２６：ＦＥＴ ４２５：ドライブ回路
ランジスタ ３１６：パルストランス ３２２、３２５，３２９、３３０、３３３、４２７：ダ
イオード ３２４、３２８、３３２：インダクタ ３２７、４２６：ＦＥＴ ４２５：ドライブ回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０２Ｍ 3/28 Ｈ０２Ｍ 3/28 Ｒ Ｅ
Claims (10)
- 【請求項１】 直流電源と主スイッチング手段とインダ
クタと転流手段を備えるバックコンバータにおいて、前
記インダクタに中間タップを設け、転流電流は前記タッ
プを通じて流すことを特徴とするバックコンバータ。 - 【請求項２】 直流電源と主スイッチング手段とインダ
クタと転流手段を備えるバックコンバータにおいて、前
記インダクタに中間タップを設け、転流電流は前記タッ
プを通じ、かつ、前記転流電流はＦＥＴを用いた同期整
流手段を通じて流すことを特徴とするバックコンバー
タ。 - 【請求項３】 主スイッチング手段に、パルストランス
とＮチャンネルＦＥＴ又はパルストランスとＮＰＮトラ
ンジスタを組み合わせることを特徴とする請求項１又は
２に記載のバックコンバータ。 - 【請求項４】 主スイッチに、ＰチャンネルＦＥＴ又は
ＰＮＰトランジスタを用いることを特徴とする請求項１
又は２に記載のバックコンバータ。 - 【請求項５】 主スイッチまたは転流スイッチと並列に
共振用コンデンサーを接続し、ＺＶＳまたはＺＣＳのソ
フトスイッチング動作をさせることを特徴とする請求項
１ないし４に記載のバックコンバータ。 - 【請求項６】 アクティブクランプ用補助スイッチまた
はＺＶＴ用補助スイッチを設けソフトスイッチング動作
をさせることを特徴とする請求項１ないし４に記載のコ
ンバータ。 - 【請求項７】 ロスレススナバ回路を有することを特徴
とする請求項１ないし６に記載のコンバータ。 - 【請求項８】 ２次側整流手段がＦＥＴを用いた同期整
流方式の、フライバックコンバーターにいおて、ＺＶＴ
用の補助スイッチを有することを特徴とするコンバータ
ー。 - 【請求項９】 請求項９のコンバーターにおいてさらに
ロスレススナバを有することを特徴とするコンバータ
ー。 - 【請求項１０】 請求項１ないし１０のコンバータ２個
以上を並列接続し、前記２個以上のコンバータのスイッ
チング動作を多相にて駆動することを特徴とするコンバ
ータ。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001059249A JP2002262551A (ja) | 2000-02-07 | 2001-01-27 | ボルテージステップダウンｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US09/777,079 US6429628B2 (en) | 2000-02-07 | 2001-02-05 | Voltage step down type DC-DC converter having a coupled inductor |
| EP01102727A EP1126585A3 (en) | 2000-02-07 | 2001-02-06 | A voltage step down type dc-dc converter having a coupled inductor |
Applications Claiming Priority (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000-69443 | 2000-02-07 | ||
| JP2000069443 | 2000-02-07 | ||
| JP2000-145736 | 2000-04-10 | ||
| JP2000145736 | 2000-04-10 | ||
| JP2000-404755 | 2000-12-27 | ||
| JP2000404755 | 2000-12-27 | ||
| JP2001059249A JP2002262551A (ja) | 2000-02-07 | 2001-01-27 | ボルテージステップダウンｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002262551A true JP2002262551A (ja) | 2002-09-13 |
Family
ID=27481115
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001059249A Pending JP2002262551A (ja) | 2000-02-07 | 2001-01-27 | ボルテージステップダウンｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6429628B2 (ja) |
| EP (1) | EP1126585A3 (ja) |
| JP (1) | JP2002262551A (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005287291A (ja) * | 2004-03-26 | 2005-10-13 | Marvell World Trade Ltd | 電圧調整器 |
| JP2005318766A (ja) * | 2004-04-30 | 2005-11-10 | Minebea Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US7321224B2 (en) | 2004-06-24 | 2008-01-22 | Minebea Co., Ltd. | DC-DC converter with clamping capacitor and output winding for reduced output voltage ripple |
| WO2010113762A1 (ja) * | 2009-04-02 | 2010-10-07 | 三菱電機株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| KR101033933B1 (ko) | 2008-12-30 | 2011-05-11 | 서울과학기술대학교 산학협력단 | 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ｄｃｄｃ 컨버터 |
| JP2011108017A (ja) * | 2009-11-18 | 2011-06-02 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 定電流電源装置 |
| JP2011120354A (ja) * | 2009-12-02 | 2011-06-16 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 定電流電源装置 |
| WO2017065220A1 (ja) * | 2015-10-16 | 2017-04-20 | ローム株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御回路、システム電源 |
| WO2022190855A1 (ja) * | 2021-03-09 | 2022-09-15 | ローム株式会社 | スイッチング電源装置、スイッチ制御装置、車載機器、及び車両 |
| WO2022190856A1 (ja) * | 2021-03-09 | 2022-09-15 | ローム株式会社 | スイッチング電源装置、スイッチ制御装置、車載機器、及び車両 |
Families Citing this family (35)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20030030326A1 (en) * | 2001-08-10 | 2003-02-13 | Shakti Systems, Inc. | Distributed power and supply architecture |
| WO2003044934A2 (de) * | 2001-11-19 | 2003-05-30 | Siemens Aktiengesellschaft | Anordnung zur dc/dc-wandlung |
| EP1313204A1 (de) * | 2001-11-19 | 2003-05-21 | Siemens Aktiengesellschaft | Anordnung zur DC/DC-Wandlung |
| US6727605B1 (en) | 2002-10-09 | 2004-04-27 | Delphi Technologies, Inc. | Duty cycle phase number control of polyphase interleaved converters |
| US6989997B2 (en) * | 2003-06-25 | 2006-01-24 | Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. | Quasi-resonant DC-DC converters with reduced body diode loss |
| US7107468B2 (en) * | 2003-07-08 | 2006-09-12 | California Micro Devices | Peak current sharing in a multi-phase buck converter power system |
| US7138789B2 (en) * | 2004-01-21 | 2006-11-21 | Intersil Corporation | Multiphase converter with zero voltage switching |
| US20070205969A1 (en) | 2005-02-23 | 2007-09-06 | Pixtronix, Incorporated | Direct-view MEMS display devices and methods for generating images thereon |
| US9082353B2 (en) | 2010-01-05 | 2015-07-14 | Pixtronix, Inc. | Circuits for controlling display apparatus |
| US7999994B2 (en) | 2005-02-23 | 2011-08-16 | Pixtronix, Inc. | Display apparatus and methods for manufacture thereof |
| US9229222B2 (en) | 2005-02-23 | 2016-01-05 | Pixtronix, Inc. | Alignment methods in fluid-filled MEMS displays |
| US9261694B2 (en) | 2005-02-23 | 2016-02-16 | Pixtronix, Inc. | Display apparatus and methods for manufacture thereof |
| US8310442B2 (en) * | 2005-02-23 | 2012-11-13 | Pixtronix, Inc. | Circuits for controlling display apparatus |
| US8159428B2 (en) | 2005-02-23 | 2012-04-17 | Pixtronix, Inc. | Display methods and apparatus |
| US8482496B2 (en) | 2006-01-06 | 2013-07-09 | Pixtronix, Inc. | Circuits for controlling MEMS display apparatus on a transparent substrate |
| US9158106B2 (en) | 2005-02-23 | 2015-10-13 | Pixtronix, Inc. | Display methods and apparatus |
| US8519945B2 (en) | 2006-01-06 | 2013-08-27 | Pixtronix, Inc. | Circuits for controlling display apparatus |
| US20070030612A1 (en) * | 2005-07-23 | 2007-02-08 | Hypertherm, Inc. | Reduced rating output rectifier snubber for plasma cutting power supply |
| US8526096B2 (en) | 2006-02-23 | 2013-09-03 | Pixtronix, Inc. | Mechanical light modulators with stressed beams |
| US9176318B2 (en) | 2007-05-18 | 2015-11-03 | Pixtronix, Inc. | Methods for manufacturing fluid-filled MEMS displays |
| US7977926B2 (en) * | 2007-07-06 | 2011-07-12 | Advanced Analogic Technologies, Inc. | Boost and up-down switching regulator with synchronous freewheeling MOSFET |
| US8169679B2 (en) | 2008-10-27 | 2012-05-01 | Pixtronix, Inc. | MEMS anchors |
| BR112012019383A2 (pt) | 2010-02-02 | 2017-09-12 | Pixtronix Inc | Circuitos para controlar aparelho de exibição |
| CN102314187B (zh) * | 2010-06-30 | 2014-01-01 | 比亚迪股份有限公司 | 一种直流电压比例输出电路及其控制方法 |
| JP5898875B2 (ja) * | 2011-07-22 | 2016-04-06 | ミネベア株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| KR20130078386A (ko) * | 2011-12-30 | 2013-07-10 | 엘에스산전 주식회사 | 전기자동차 충전기용 ｄｃ-ｄｃ 컨버터 |
| JP2013247766A (ja) * | 2012-05-25 | 2013-12-09 | Toshiba Corp | Ｄｃ‐ｄｃコンバータ |
| US9134552B2 (en) | 2013-03-13 | 2015-09-15 | Pixtronix, Inc. | Display apparatus with narrow gap electrostatic actuators |
| JP2015095988A (ja) * | 2013-11-13 | 2015-05-18 | 株式会社東芝 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US9433059B2 (en) * | 2014-06-17 | 2016-08-30 | Shenzhen China Star Optoelectronics Technology Co., Ltd | Boost circuits, LED backlight driving circuits and liquid crystal devices |
| RU2614532C1 (ru) * | 2015-11-23 | 2017-03-28 | Федеральное Государственное Бюджетное Образовательное Учреждение Высшего Образования "Новосибирский Государственный Технический Университет" | Понижающий преобразователь постоянного напряжения |
| US10298132B2 (en) * | 2016-10-13 | 2019-05-21 | Intersil Americas LLC | Switching power supply for low step down conversion ratio with reduced switching losses |
| CN106602875A (zh) * | 2016-12-02 | 2017-04-26 | 杭州先途电子有限公司 | 直流电磁阀驱动回路以及基于驱动回路的pwm控制方法 |
| US10644601B2 (en) | 2018-06-22 | 2020-05-05 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. | Dead-time conduction loss reduction for buck power converters |
| CN109560701A (zh) * | 2018-11-27 | 2019-04-02 | 上海交通大学 | 一种零电流零电压软开关Buck变换器 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4245286A (en) * | 1979-05-21 | 1981-01-13 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Buck/boost regulator |
| US5477132A (en) * | 1992-01-10 | 1995-12-19 | Space Systems/Loral, Inc. | Multi-sectioned power converter having current-sharing controller |
| US5402329A (en) * | 1992-12-09 | 1995-03-28 | Ernest H. Wittenbreder, Jr. | Zero voltage switching pulse width modulated power converters |
| FR2720567B1 (fr) * | 1994-05-27 | 1996-07-26 | Europ Agence Spatiale | Convertisseur continu continu à rendement élevé. |
| US5594629A (en) * | 1994-06-20 | 1997-01-14 | General Electric Company | High-frequency switching circuits operable in a natural zero-voltage switching mode |
| US5895982A (en) * | 1996-05-02 | 1999-04-20 | Hughes Electronics Corporation | Fully regulated power bus using multiple source bus regulators |
| US5736842A (en) * | 1996-07-11 | 1998-04-07 | Delta Electronics, Inc. | Technique for reducing rectifier reverse-recovery-related losses in high-voltage high power converters |
| US6094038A (en) * | 1999-06-28 | 2000-07-25 | Semtech Corporation | Buck converter with inductive turn ratio optimization |
-
2001
- 2001-01-27 JP JP2001059249A patent/JP2002262551A/ja active Pending
- 2001-02-05 US US09/777,079 patent/US6429628B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2001-02-06 EP EP01102727A patent/EP1126585A3/en not_active Withdrawn
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005287291A (ja) * | 2004-03-26 | 2005-10-13 | Marvell World Trade Ltd | 電圧調整器 |
| JP2005318766A (ja) * | 2004-04-30 | 2005-11-10 | Minebea Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| WO2005107052A1 (ja) * | 2004-04-30 | 2005-11-10 | Minebea Co., Ltd. | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US7486055B2 (en) | 2004-04-30 | 2009-02-03 | Mineba Co., Ltd. | DC-DC converter having a diode module with a first series circuit and a second series with a flywheel diode |
| JP4534223B2 (ja) * | 2004-04-30 | 2010-09-01 | ミネベア株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US7321224B2 (en) | 2004-06-24 | 2008-01-22 | Minebea Co., Ltd. | DC-DC converter with clamping capacitor and output winding for reduced output voltage ripple |
| KR101033933B1 (ko) | 2008-12-30 | 2011-05-11 | 서울과학기술대학교 산학협력단 | 고승압비를 갖는 비절연 소프트 스위칭 ｄｃｄｃ 컨버터 |
| WO2010113762A1 (ja) * | 2009-04-02 | 2010-10-07 | 三菱電機株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2011108017A (ja) * | 2009-11-18 | 2011-06-02 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 定電流電源装置 |
| JP2011120354A (ja) * | 2009-12-02 | 2011-06-16 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 定電流電源装置 |
| WO2017065220A1 (ja) * | 2015-10-16 | 2017-04-20 | ローム株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御回路、システム電源 |
| JPWO2017065220A1 (ja) * | 2015-10-16 | 2018-06-07 | ローム株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御回路、システム電源 |
| WO2022190855A1 (ja) * | 2021-03-09 | 2022-09-15 | ローム株式会社 | スイッチング電源装置、スイッチ制御装置、車載機器、及び車両 |
| WO2022190856A1 (ja) * | 2021-03-09 | 2022-09-15 | ローム株式会社 | スイッチング電源装置、スイッチ制御装置、車載機器、及び車両 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1126585A3 (en) | 2003-04-02 |
| US20010011885A1 (en) | 2001-08-09 |
| US6429628B2 (en) | 2002-08-06 |
| EP1126585A2 (en) | 2001-08-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2002262551A (ja) | ボルテージステップダウンｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP4426115B2 (ja) | フローティングゲートを有する同期整流器のための一般的なセルフドライブ同期整流方式 | |
| JP3400443B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2806320B2 (ja) | 同期整流回路 | |
| KR100852550B1 (ko) | 자기-구동 동기식 정류를 위한 방법 및 회로 | |
| US7239530B1 (en) | Apparatus for isolated switching power supply with coupled output inductors | |
| US7663898B2 (en) | Switching power supply with direct conversion off AC power source | |
| US7110265B2 (en) | Non-isolated DC-DC converters with direct primary to load current | |
| JP4553881B2 (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 | |
| TWI231087B (en) | Isolated voltage regulator with one core structure | |
| JP4613915B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP4543174B2 (ja) | タップインダクタ降圧形コンバータ | |
| CN115864858A (zh) | 一种辅助电源、电源系统和电子装置 | |
| US9748851B2 (en) | Switching power supply apparatus with snubber circuit | |
| JP4323049B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2616713B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータとそれを用いた電子計算機 | |
| JP4355712B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP4434010B2 (ja) | 直流変換装置 | |
| JP3124921B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| Yang et al. | A new transformer-based non-isolated topology optimized for VRM application | |
| CN113258787A (zh) | Dc-dc转换器及电源装置 | |
| JP2988405B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2002345240A (ja) | スイッチングコンバータ | |
| JP2001037221A (ja) | 電源装置 | |
| JP2005210773A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |