JP2013247766A - Ｄｃ‐ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】ＤＣ‐ＤＣコンバータを構成するスイッチング素子に逆向き並列に備えられたダイオードＤ１〜Ｄ４を介して流れるリカバリ電流による短絡電流を抑制する。
【解決手段】ＤＣ‐ＤＣコンバータは、直流電圧入力端子から直流電圧出力端子に至る主通電路に介在された主リアクトル１１と、前記主通電路に介在され前記主リアクトル１１を通る電流を断続するようにオンオフ制御される第１の主スイッチング素子７とを備える。前記主リアクトル１１に蓄積された電気的エネルギーを前記直流電圧出力端子側に放出する放電ループを形成する第２の主スイッチング素子１３と、前記主通電路内であって前記第１の主スイッチング素子７と前記主リアクトル１１との間に介在された補助リアクトル１０を備える。前記補助リアクトル１０に蓄積された電気的エネルギーを前記主リアクトル１１通じて前記直流電圧出力端子側に放電させる補助スイッチング素子８と、前記各主スイッチング素子と前記補助スイッチング素子に逆向き並列に備えられたダイオードＤ１〜Ｄ３を有する。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は直流電圧を異なる値をもつ他の直流電圧に変換するＤＣ‐ＤＣコンバータに関する。

ＤＣ‐ＤＣコンバータは、直流電源から出力された直流電圧を降圧または昇圧して異なる値を持つ他の直流電圧に変換する機能や、フィードバックとＰＷＭ制御を付加した直流安定化電源の機能を持ち、通常は２個のスイッチング素子と一個のリアクトル、還流ダイオード等により直流チョッパ回路として構成される。基本的には、第１及び第２の主スイッチング素子が直流電源の正負端子間に直列に接続され、負側に位置する第２の主スイッチング素子と並列にリアクトルが負荷を介して接続された構成である。各スイッチング素子には並列にスナバダイオード（snubber diode）或いは還流ダイオード（free-wheeling diode）が接続される。第１及び第２の主スイッチング素子は交互にオンオフ制御される。第１の主スイッチング素子のオン期間では、直流電源から直流電流がリアクトルを介して負荷に供給され、第１の主スイッチング素子がオフに転じた時にリアクトルに逆起電力による電気的エネルギーが蓄積される。

この蓄積エネルギーは、第１の主スイッチング素子のオフと同時に第２の主スイッチング素子がオンに転ずることにより形成された閉ループを循環する電流となって負荷に直流電流として放電される。このようなＤＣ−ＤＣコンバータでは、直流電源の正負端子間に第１及び第２の主スイッチング素子が直列に接続されているため、両スイッチング素子間に同時オン期間があると短絡電流が発生し素子を破壊させる。これを防止するために、通常はこれら両スイッチング素子が共にオフ状態なる時間帯（デットタイム（dead time））介して夫々がオンオフに転ずる制御をする。

短絡電流の発生は、上記のようなデットタイムの適用によって防止できる原因の外に、リカバリ電流による短絡電流の問題もある。共振型ＤＣ‐ＤＣコンバータにおけるリカバリ電流の発生を抑制する技術が例えは特許文献１により開示されている。リカバリ電流は、上記のようなスイッチング素子に逆向き並列接続されたスナバダイオード或いは還流ダイオードを逆向きに通る瞬間的な大電流である。スイッチング素子がターンオフに変化するとダイオードに逆方向電圧が加わり電流の流れが阻止されるはずであるが、ダイオードの内部に蓄積された残留キャリアによって逆方向電流が一瞬流れる。これがリカバリ電流（recovery current）である。直流チョッパ回路を構成している一対の直列接続スイッチング素子がリカバリ電流によって短絡し、瞬間的な大きな短絡電流によって直流出力電圧が変動したりノイズが放射されたりする。

特開２００９−２７３３３６号公報

リカバリ電流によって生じる短絡電流は、鋭い針状波形であるので大きなサージ電圧をもたらして激しいノイズを誘発し、車用の使用では車体シャーシ電位を変動させ、制御の誤差を拡大させ、スイッチング損失を増大させる等様々な障害をもたらす。また、携帯用電気機器の直流電源回路として多用されているこの種のＤＣ‐ＤＣコンバータでは、電気機器の小型小電力化の進行とあいまってリカバリ電流によって生じる短絡電流による障害の除去が強く望まれる。

そこで本発明の実施形態では、リカバリ電流によって生じる短絡電流の抑制を簡単な構成で且つ廉価に、しかもエネルギーの節約も期待できるＤＣ‐ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

本実施形態のＤＣ‐ＤＣコンバータは、直流電圧入力端子から直流電圧出力端子に至る主通電路に介在された主リアクトルと、前記主通電路に介在され前記主リアクトルを通る電流を断続するようにオンオフ制御される第１の主スイッチング素子とを備える。
更に、前記主リアクトルに蓄積された電気的エネルギーを前記直流電圧出力端子側に放出する放電ループを形成する第２の主スイッチング素子と、前記主通電路内であって前記第１の主スイッチング素子と前記主リアクトルとの間に介在された補助リアクトルを備える。これに加え、前記補助リアクトルと前記主リアクトルに蓄積された電気的エネルギーを前記主リアクトル通じて前記直流電圧出力端子側に放電させる補助スイッチング素子と、前記各主スイッチング素子と前記補助スイッチング素子に逆向き並列に備えられたダイオードを有する。

第１の実施形態を示すＤＣ‐ＤＣコンバータの回路図 第１の実施形態の概略電圧電流波形図 第２の実施形態を示すＤＣ‐ＤＣコンバータの回路図 第２の実施形態の概略的電圧電流波形図

第１の実施形態を示す図１において、ＤＣ‐ＤＣコンバータは、その入力側には直流電源１に接続される直流電圧正側入力端子２及び直流電圧負側入力端子３を有し、出力側には負荷４に接続される直流電圧正側出力端子５及び直流電圧負側出力端子６を有する。ここで正側及び負側とは電位の高低を相対的に示す意味にすぎない。直流電源１にはバッテリ、交流‐直流間変換整流回路等を含む直流電力源を意味する。負荷とは抵抗負荷、モータ等の誘導負荷、被充電バッテリ、或いはこれらに類するものを含む。

前記直流電圧正側入力端子２及び直流電圧負側入力端子３間に第１の主スイッチング素子７及び補助スイッチング素子８を前者が正側に位置し後者が負側に位置するように直列に接続する。これら両スイッチング素子７、８の共通接続点９と前記直流電圧正側出力端子５との間に補助リアクトル１０及び主リアクトル１１を前者が共通接続点９側に後者が直流電圧正側出力端子５側に位置する関係で直列に接続する。これら両リアクトル１０、１１の共通接続点１２と前記直流電圧負側出力端子６との間に第２の主スイッチング素子１３を接続する。また、平滑用のために、前記直流電圧正側入力端子２及び直流電圧負側入力端子３間に平滑用コンデンサ１４ａを接続し、前記直流電圧正側出力端子５及び直流電圧負側出力端子６間に平滑用コンデンサ１４ｂを接続する。

前記各スイッチング素子７、８、１３と逆向き並列にダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３を備える。この実施形態では、各スイッチング素子７、８、１３はＦＥＴである。ＦＥＴはダイオード部分を内部に寄生しているので、前記ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３の図示はその寄生ダイオードを意味する。スイッチング素子はバイポーラトランジスタ等ダイオード部分を寄生しない素子でもよく、このような場合前記ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３はそのようなトランジスタや素子に外部で接続することにより備えられる。

前記補助リアクトル１０のインダクタンスは、主リアクトル１１のそれの略１／１００であり、その時定数が第１の主スイッチング素子７のオンオフサイクルの一周期を超えない値に選定してある。電流容量は、補助リアクトル１０の方が主リアクトル１１よりも小さい値でよく略７５％以下が好ましく、また、補助スイッチング素子８も第１の主スイッチング素子７より小さい値でよい。

前記各スイッチング素子７、８、１３をオンオフ制御するためのスイッチング制御ユニット（ＳＣＵ）１５を有する。このスイッチング制御ユニット１５はマイクロコンピュータから構成されゲート制御信号を出力する。このゲート制御信号をゲート駆動回路１６を介して前記各スイッチング素子７、８、１３のゲートに与える。詳細な図示は省略しているが、このスイッチング制御ユニット１５によって前記直流電圧正側及び負側出力端子５、６間電圧が目標値を維持するように前記第１及び第２の主スイッチング素子７、１３を周知と同様にＰＷＭ制御する。

上記の結線構成において、直流電圧正側入力端子２から直流電圧正側出力端子５に至る主通電路に介在された補助リアクトル１０及び主リアクトル１１を通る電流がこの主通電路に介在され前記第１の主スイッチング素子７により断続され、その断続電流により両リアクトル１０、１１に逆起電力が生じ電気的エネルギーが蓄積される。このうち、主リアクトル１１に蓄積された電気的エネルギーは第２の主スイッチング素子１３のオンにより直流電圧正側出力端子５方向に放電され、補助リアクトル１０に蓄積された電気的エネルギーは補助スイッチング素子８のオンにより前記主リアクトル１１を介して前記直流電圧正側出力端子５側に放電される。

次に上記動作を図２を参照しながら詳細に説明する。第１の主スイッチング素子７及び第２の主スイッチング素子１３は夫々図２の（ａ）及び(ｂ)に示すように、交互にオンオフ制御される。この場合、前者のオン期間に後者がオフ期間をもつ関係、すなわち相互に逆相の関係である。但し、両主スイッチング素子７、１３が同時オン状態を形成しないようにするために、第１の主スイッチング素子７のターンオン及びターンオフ前後に両素子７、１３が同時オフ状態を示す時間帯であるデットタイムｔ１を設けている。

第１の主スイッチング素子７がオンに転ずると閉ループＣＬ１が形成され、直流電流がこの第１の主スイッチング素子７、補助リアクトル１０及び主リアクトル１１を介して負荷４側に流れ、このときの主リアクトル１１を通過する電流ｉLを図２の(ｄ)に示す。主リアクトル１１を通過する電流ｉLは、その自己誘導作用により図示のように第１の主スイッチング素子７のオン期間で徐々に増加し、逆起電力として電気的エネルギーが蓄積される。

第１の主スイッチング素子７がオフ期間に移ると第２の主スイッチング素子１３がオン期間に移行し、第２の主スイッチング素子１３、主リアクトル１１及び負荷４を通る閉ループ（放電ループ）ＣＬ２が形成される。この閉ループＣＬ２を介して主リアクトル１１に蓄積された電気的エネルギーが図１及び図２(ｆ)に電流ｉｂで示すように負荷４に放電される。こうして、第１の主スイッチング素子７及び第２の主スイッチング素子１３のオンオフ制御により負荷４に直流電圧が持続的に印加される。この動作における前記第１の主スイッチング素子７の通過電流ｉａを図２(ｅ)に示す。

この動作と並行して補助スイッチング素子８は、図２の(ｃ)に示すように第２の主スイッチング素子１３と同時的にオンオフ制御される。この補助スイッチング素子８がオンすると、補助スイッチング素子８、補助リアクトル１０、主リアクトル１１及び負荷４を通る閉ループ（放電ループ）ＣＬ３が形成され、第１の主スイッチング素子７のオンにより補助リアクトル１０に蓄積された電気的エネルギーがこの閉ループＣＬ３内で主リアクトル１１を通じて負荷４に放電される。このときに補助スイッチング素子８を通過する電流ｉｃを図２に(ｇ)に示す。

次にリカバリ電流による短絡電流の抑制作用について述べる。第１の主スイッチング素子７及び第２のスイッチング素子１３に夫々逆方向並列に備えられたダイオードＤ１及びＤ２は、これら主スイッチング素子７、１３がオンからオフに転じた瞬間に逆バイアス電圧が印加されターンオフに向かうが、内部に残留キャリアが存在する。このため、第１の主スイッチング素子７及び第２のスイッチング素子１３が共にオフ状態を呈する瞬間（図２のデットタイムｔ１）に、前記直流電圧正側入力端子２からダイオードＤ１、補助リアクトル１０、ダイオードＤ３及び前記直流電圧負側出力端子６に至るリカバリ電流が流れる。

この実施形態では、このリカバリ電流路に補助リアクトル１０を設けているのでリカバリ電流による短絡電流が抑制される。この結果、リカバリ電流が原因で発生する従来から問題視にされていた様々な障害を除去することができるばかりでなく、補助リアクトル１０に蓄積された電気的エネルギーが補助スイッチング素子８のオンによって電流ｉｃとして負荷４に放電され、負荷消費エネルギーとして再利用される。これはスイッチング損失を補う点でエネルギーの節約にもつながる。
また、構成においても前述のように補助スイッチング素子８及び補助リアクトル１０も小電流容量でよく、特に補助リアクトル１０はインダクタンスが小さいので基板上に配線した銅板上にコアを添わせる程度の小型構造で済む。

次に第２の実施形態について図３を参照しながら説明する。なお、図３の構成中図１と同一部分には図１と同一の符号を付し説明を省略する。直流電圧正側入力端子２及び負側入力端子３間に第１の主スイッチング素子７及び第２の主スイッチング素子１３を前者が正側に位置し後者が負側に位置するように直列に接続する。これら両主スイッチング素子７、１３の共通接続点１７と前記直流電圧正側出力端子５との間に主リアクトルリ１１を接続する。前記直流電圧正側入力端子２及び負側入力端子３間に第１の補助スイッチング素子１８及び第２の補助スイッチング素子８を前者が正側に位置し後者が負側に位置するように直列に接続する。
前記第１及び第２の主スイッチング素子７、１３の共通接続点１７と前記第１及び第２の補助スイッチング素子１８、８の共通接続点１９との間に補助リアクトル１０を接続する。

前記第１の補助スイッチング素子１８にもダイオードＤ４を逆向き並列に備える。前記各スイッチング素子７、１３、１８、８をオンオフ制御するためのスイッチング制御ユニット２０を有する。このスイッチング制御ユニット２０日はマイクロコンピュータから構成されゲート制御信号を出力する。このゲート制御信号のうち、前記第１及び第２の主スイッチング素子７、１３用の信号をゲート駆動回路２１を介して前記各主スイッチング素子７、１３のゲートに与え、前記第１及び第２の補助スイッチング素子１８、８用の信号をゲート駆動回路２２を介して前記各補助スイッチング素子１８、８に与える。なお、補助リアクトル１０の電流容量は主リアクトル１１のそれよりもかなり小さい値でよい。

次に上記構成の動作を図４を参照しながら説明する。第１及び第２のスイッチング素子７、１３は、図４の(ｂ)及び(ｄ)に示すように、第１の実施形態の場合と同様に互いにオン期間が重複しないように、且つ逆相のモードを持つようにオンオフ制御される。第１の補助スイッチング素子１８は、図４の(ａ)示すように、第２の主スイッチング素子１３のオフ期間にあって第１の主スイッチング素子７のオンタイミングに先行してオンしその直後にオフに転ずることを繰り返す。第２の補助スイッチング素子８は、図４の(ｃ)示すように、第１の主スイッチング素子７のオフ期間にあって第２の主スイッチング素子１３のオンタイミングに先行してオンしその直後にオフに転ずることを繰り返す。

図４に示すｔ２は第２の主スイッチング素子１３のターンオフと第１の補助スイッチング素子１８のターンオンとの間に介在されたデットタイム、ｔ３は第１の主スイッチング素子７のターンオフタと第２の補助スイッチング素子８のターンオンとの間に介在されたデットタイムである。図４に示す時刻Ｔ１で第１の補助スイッチング素子７がオンすると閉ループＣＬ４が形成され、電流が直流電圧正側入力端子２、第１の補助スイッチング素子１８、補助リアクトル１０、及び主リアクトル１１を介して負荷４に流れる。続いて時刻Ｔ２で第１の主スイッチング素子７がオンすると閉ループＣＬ５が形成され、電流は直流電圧正側入力端子２から第１の主スイッチング素子７、主リアクトル１１を介して負荷４に流れるようになる。この図３中のバッテリ記号は後述する負荷４をバッテリとした場合を示す。

第１の主スイッチング素子７が時刻Ｔ４でオフした後の時刻Ｔ５で第２の補助スイッチング素子８がオンし、第１の実施形態と同様の閉ループＣＬ３が形成される。すると第１の補助主スイッチング素子１８のオンオフ動作により補助リアクトル１０に蓄積された電気的エネルギーが主リアクトル１１を通じて負荷４側に放電され負荷の消費エネルギーとし利用される。その直後の時刻Ｔ６で第２の主スイッチング素電子１３がオンすると第１の実施形態と同様の閉ループＣＬ２が形成され主リアクトル１１に蓄積された電気的エネルギーが負荷４に放電される。

上記動作における主リアクトル１１を通る電流ｉLを図４の(ｅ)に、第１の補助スイッチング素子１８の通過電流すなわち補助リアクトル１１を通る電流ｉｄを図４の（ｆ）に、第１の主スイッチング素子７の通過電流ｉａを同図(ｇ)に、第２の補助スイッチング素子８の通過電流ｉｃを同図(ｈ)に、第２の主スイッチング素子１３の通過電流ｉｂを同図（ｉ）に夫々示す。上記説明から理解されるように、主リアクトル１１への通電開始は、第１の主スイッチング７のオンに先行して時刻Ｔ１でオンする第１の補助スイッチング１８を通じて開始される。この時刻Ｔ１でダイオードＤ４及びＤ３を逆向きに通るリカバリ電流が発生するが、このリカバリ電流は補助リアクトル１０を通過するので短絡電流にはならない。

また、ダイオードＤ１、Ｄ３を備えた第１及び第２の主スイッチング素子７、１３の直列回路において両スイッチング素子７、１３が共にオフされる時刻Ｔ１−Ｔ２間では、第１の補助スイッチング１８がオンしているので、ダイオードＤ１、Ｄ３を通るリカバリ電流は生じない。同様に、新たに追加された第１及び第２の補助スイッチング素子１８、８の直列回路においてこれら両スイッチング素子１８、８に備えられたダイオードＤ４、Ｄ２については、これら両スイッチング素子１８、８が共にオフされる時刻Ｔ４−Ｔ５では、主リアクトル１１の逆起電力による電流ｉLが閉ループＣＬ３を通じてダイオードＤ２を通るのでリカバリ電流は流れない。

前記第１の実施形態に対するこの第２の実施形態の特徴は、第１の主スイッチング素子７のオン動作に先行してオンする第１の補助スイッチング素子１８を設け、主リアクトル１１への通電を、補助リアクトル１０を介する時間帯とこれに続いて補助リアクトル１０を介さずに第１の主スイッチング素子７を介する時間帯とに時分割した点にある。

この第２の実施形態の構成を電気自動車の昇圧電源装置に次のようにして利用することができる。すなわち、負荷として１２ボルトの低圧バッテリ４をその正電極が直流正側出力端子５になるように接続する。この低圧バッテリ４は自動車の低圧電気設備の電源になる。他方、前記直流電源１を電気自動車のアシストモータを駆動する４００ボルトの高圧バッテリとする。この接続構成において、第１、第２の主スイッチング素子７、１３オンデューティが５０％を超えるモードでオンオフ制御すると、低圧バッテリ４の電圧を４００ボルトまで昇圧して高圧バッテリ１に電力を補充する緊急対策が可能になる。なお、前記第１、第２の補助スイッチング素子１８、８は前記第１、第２の主スイッチング素子７、１３のオンオフ動作に前述のように付随する。

以上のように、第１及び第２の実施形態によれば、小インダクタンス・小電流容量の補助リアクタンス及び補助スイッチング素子を追加する簡単且つ廉価な構成でリカバリ電流による短絡電流を確実に抑制することができると共にその抑制分を負荷消費電力として利用できるＤＣ‐ＤＣコンバータを提供することができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

図面中、２は直流電圧正側入力端子、３は直流電圧負側入力端子、５は直流電圧正側出力端子、６は直流電圧負側出力端子、７は第１の主スイッチング素子、８は補助スイッチング素子（第２の補助スイッチング素子）、９、１２、１７、及び１９は共通接続点、１０は補助リアクトル、１１は主リアクトル、１３は第２の主スイッチング素子、１８は第１の補助スイッチング素子である。

Claims (10)

1. 直流電圧入力端子から直流電圧出力端子に至る主通電路に介在された主リアクトルと、前記主通電路に介在され前記主リアクトルを通る電流を断続するようにオンオフ制御される第１の主スイッチング素子と、前記主リアクトルに蓄積された電気的エネルギーを前記直流電圧出力端子側に放出する放電ループを形成する第２の主スイッチング素子と、前記主通電路内であって前記第１の主スイッチング素子と前記主リアクトルとの間に介在された補助リアクトルと、この補助リアクトルと前記主リアクトルに蓄積された電気的エネルギーを前記主リアクトル通じて前記直流電圧出力端子側に放電させる補助スイッチング素子と、前記各主スイッチング素子と前記補助スイッチング素子に逆向き並列に備えられたダイオードとからなるＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記補助リアクトルのインダクタンスは、その時定数が前記第１の主スイッチング素子のオンオフサイクルの一周期を超えない値であることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記補助リアクトルの電流容量が前記主リアクトルのそれよりも小さいことを特徴とする請求項１または２の何れか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記補助スイッチング素子の電流容量が第１の主スイッチング素子のそれよりも小さいことを特徴とする請求項１ないし３の何れか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 直流電圧正側入力端子及び直流電圧負側入力端子と、直流電圧正側出力端子及び直流電圧負側出力端子と、前記正側入力端子及び負側入力端子間に直列に接続されてそれぞれ正側及び負側に位置する第１の主スイッチング素子及び補助スイッチング素子と、これら両スイッチング素子の共通接続点と前記正側出力端子との間に直列に接続され前記共通接続点側に位置する補助リアクトル及び前記正側出力端子側に位置する主リアクトルリと、前記両リアクトルの共通接続点と前記負側出力端子との間に接続された第２の主スイッチング素子と、前記各主スイッチング素子と前記補助スイッチング素子に逆向き並列に備えられたダイオードとからなるＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 直流電圧正側入力端子及び直流電圧負側入力端子と、直流電圧正側出力端子及び直流電圧負側出力端子と、前記正側入力端子及び負側入力端子間に直列に接続された第１の主スイッチング素子及び第２の主スイッチング素子と、これら両主スイッチング素子の共通接続点と前記正側出力端子との間に接続された主リアクトルリと、前記正側入力端子及び負側入力端子間に直列に接続された第１の補助スイッチング素子及び第２の補助スイッチング素子と、前記第１及び第２の主スイッチング素子の共通接続点と前記第１及び第２の補助スイッチング素子の共通接続点との間に接続された補助リアクトルと、前記各主スイッチング素子及び前記各補助スイッチング素子に逆向き並列に備えられたダイオードとからなるＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 前記第１及び第２の補助スイッチング素子のオン動作が夫々前記第１及び第２の主スイッチング素子のオン動作に先行し、オフ動作が夫々前記第１及び第２の主スイッチング素子のオフ動作前になされることを特徴とする請求項６に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. 前記補助リアクトルのインダクタンスは、その時定数が前記第１の主スイッチング素子のオンオフサイクルの一周期を超えない値であることを特徴とする請求項６または７の何れか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
9. 第１及び第２の補助スイッチング素子の電流容量が前記第１の主スイッチング素子のそれよりも小さいことを特徴とする請求項６ないし８の何れか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
10. 前記補助リアクトルの電流容量が前記主リアクトルのそれよりも小さいことを特徴とする請求項６ないし９の何れか一つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
    
    
    

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