JP2015095988A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】リカバリ電流による短絡電流を抑制する。【解決手段】主リアクトル１１及び第１の主スイッチング素子７を、主通電路に介在させ、第１の主スイッチング素子により、主リアクトルに通電される電流をオンオフ制御する。第２の主スイッチング素子１３は、主リアクトルに蓄積された電気的エネルギーを直流電圧出力端子側に放出する放電ループを形成する。補助リアクトル１０を、主通電路内で第１の主スイッチング素子と主リアクトルとの間に介在させ、補助スイッチング素子８により、補助リアクトル及び主リアクトルに蓄積された電気的エネルギーを主リアクトルを介して直流電圧出力端子側に放電させる。各主スイッチング素子と補助スイッチング素子とにそれぞれ逆並列にダイオードを接続し、補助リアクトルに並列に、アノードが主リアクトル側となるダイオード２５及びコンデンサ２６からなる直列回路を接続する。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、直流電圧を異なる値をもつ他の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源から出力された直流電圧を降圧または昇圧して異なる値を持つ他の直流電圧に変換する機能や、フィードバック制御とＰＷＭ制御とを付加した直流安定化電源の機能を持ち、通常は２個のスイッチング素子と１個のリアクトル、還流ダイオード等により直流チョッパ回路として構成される。基本的には、第１及び第２のスイッチング素子が直流電源の正負端子間に直列に接続され、負側に位置する第２のスイッチング素子と並列に、リアクトルが負荷を介して接続された構成である。

各スイッチング素子には、並列にスナバダイオード（snubber diode）或いは還流ダイオード（free-wheeling diode）が接続されており、第１及び第２のスイッチング素子は交互にオンオフ制御される。第１のスイッチング素子がオンしている期間は、直流電源から直流電流がリアクトルを介して負荷に供給され、前記素子がターンオフすると、リアクトルに逆起電力による電気的エネルギーが蓄積される。

この蓄積エネルギーは、第１のスイッチング素子のオフと同時に第２のスイッチング素子がターンオンすることで形成された閉ループを電流が循環し、負荷に直流電流として放電される。このようなＤＣ−ＤＣコンバータでは、直流電源の正負端子間に第１及び第２のスイッチング素子が直列に接続されているため、両スイッチング素子が同時にオンする期間があると短絡電流が流れて素子が破壊される。これを防止するため、通常はこれら両スイッチング素子が共にオフ状態になる時間帯，いわゆるデッドタイム（dead time）を介して夫々がオンオフに転ずるように制御する。

短絡電流の発生は、上記のようなデッドタイムの適用により防止できる原因の外に、リカバリ電流（recovery current）に起因する場合もある。共振型ＤＣ−ＤＣコンバータについてリカバリ電流の発生を抑制する技術が、例えば特許文献１に開示されている。リカバリ電流は、上記のようなスイッチング素子に逆並列接続されたスナバダイオード或いは還流ダイオードを逆方向に流れる瞬間的な大電流である。スイッチング素子がターンオフするとダイオードには逆方向電圧が加わるが、ダイオードの内部に蓄積されている残留キャリアによって逆方向電流が一瞬流れる。直流チョッパ回路を構成している一対の直列接続スイッチング素子がリカバリ電流によって短絡すると、直流出力電圧が変動したりノイズが放射されたりする。

特開２００９−２７３３３６号公報

リカバリ電流によって生じる短絡電流は鋭いインパルス状波形となり、大きなサージ電圧をもたらして激しいノイズを誘発する。例えばＤＣ−ＤＣコンバータが車両に搭載されている場合は、車体シャーシ電位を変動させ、制御の誤差を拡大させ、スイッチング損失を増大させる等様々な障害をもたらす。また、この種のＤＣ−ＤＣコンバータは、携帯用電気機器の直流電源回路としても多用されており、電気機器の小型化・小電力化が進められるのに伴い、短絡電流に起因する障害の除去が強く望まれている。
そこで、リカバリ電流によって生じる短絡電流を、簡単且つ廉価な構成で抑制できるＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。

実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、主リアクトル及び第１の主スイッチング素子を、直流電圧入力端子から直流電圧出力端子に至る主通電路に介在させ、第１の主スイッチング素子により、主リアクトルに通電される電流を断続するようにオンオフ制御する。第２の主スイッチング素子は、主リアクトルに蓄積された電気的エネルギーを直流電圧出力端子側に放出する放電ループを形成する。また、補助リアクトルを、主通電路内で第１の主スイッチング素子と主リアクトルとの間に介在させ、補助スイッチング素子により、補助リアクトル及び主リアクトルに蓄積された電気的エネルギーを主リアクトルを介して直流電圧出力端子側に放電させる。そして、各主スイッチング素子と補助スイッチング素子とに対して、それぞれ逆並列にダイオードを接続し、補助リアクトルに並列にアノードが主リアクトル側となるダイオード及びコンデンサからなる直列回路を接続する。

また、実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、第１の主スイッチング素子及び補助スイッチング素子を、正側入力端子及び負側入力端子間に直列に接続し、両スイッチング素子の共通接続点と正側出力端子との間に、補助リアクトル及び主リアクトルを直列に接続する。また、両リアクトルの共通接続点と負側出力端子との間に第２の主スイッチング素子を接続し、各主スイッチング素子と補助スイッチング素子とに対してそれぞれ逆並列にダイオードを接続し、補助リアクトルに並列にダイオード及びコンデンサからなる直列回路を接続する。

また、実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、第１及び第２の主スイッチング素子を、正側入力端子及び負側入力端子間に直列に接続し、両主スイッチング素子の共通接続点と正側出力端子との間に主リアクトルを接続し、第１及び第２の補助スイッチング素子を、正側入力端子及び負側入力端子間に直列に接続する。そして、各主スイッチング素子及び各補助スイッチング素子に対してそれぞれ逆並列にダイオードを接続し、第１及び第２の主スイッチング素子の共通接続点と第１及び第２の補助スイッチング素子の共通接続点との間に補助リアクトルを、この補助リアクトルに並列にダイオード及びコンデンサからなる直列回路をそれぞれ接続する。

また、実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、主リアクトル及び第１の主スイッチング素子を、直流電圧入力端子から直流電圧出力端子に至る主通電路に介在させ、第１の主スイッチング素子により、主リアクトルに通電される電流を断続するようにオンオフ制御する。第２の主スイッチング素子は、主リアクトルに蓄積された電気的エネルギーを直流電圧出力端子側に放出する放電ループを形成する。また、補助リアクトルを、主通電路内で第１の主スイッチング素子と主リアクトルとの間に介在させ、補助スイッチング素子により、補助リアクトル及び主リアクトルに蓄積された電気的エネルギーを主リアクトルを介して直流電圧出力端子側に放電させる。そして、各主スイッチング素子と補助スイッチング素子とに対してそれぞれ逆並列にダイオードを接続し、補助リアクトル及び主リアクトルの共通接続点とグランドとの間に直列に接続されるダイオード及びコンデンサ，並びに前記コンデンサに並列に接続される電力消費素子からなる電力消費回路を接続する。

第１実施形態を示すＤＣ−ＤＣコンバータの回路図 概略電圧電流波形図 第２実施形態を示す図１相当図 図２相当図 第３実施形態を示す図１相当図 第４実施形態を示す図１相当図 第５実施形態を示す図１相当図 図２相当図

（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１及び図２を参照して説明する。図１において、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側には、直流電源１に接続される正側入力端子２及び負側入力端子３（直流電圧入力端子）を有し、出力側には負荷４に接続される正側出力端子５及び負側出力端子６（直流電圧出力端子）を有する。ここで正側及び負側とは、電位の高低を相対的に示す意味である。直流電源１は、バッテリ，交流−直流間変換整流回路等を含む直流電力源を意味する。直流電源のシンボルで示す負荷４は、抵抗負荷，モータ等の誘導負荷，被充電バッテリ，或いはこれらに類するものを含む。

第１の主スイッチング素子７及び補助スイッチング素子８の直列回路は、正側入力端子２及び負側入力端子３の間に接続されている。補助リアクトル１０及び主リアクトル１１の直列回路は、スイッチング素子７及び８の共通接続点９と、正側出力端子５との間に接続されている。第２の主スイッチング素子１３は、リアクトル１０及び１１の共通接続点１２と負側出力端子６との間に接続されている。また、平滑用コンデンサ１４ａは、正側入力端子２と負側入力端子３との間に接続され、平滑用コンデンサ１４ｂは、正側出力端子５と負側出力端子６との間に接続されている。

前記各スイッチング素子７，８，１３には、それぞれダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３が逆並列に接続されている。本実施形態では、各スイッチング素子７，８，１３はＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、前記ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３はＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードである。但しスイッチング素子は、バイポーラトランジスタ等寄生ダイオードを有しない素子でも良く、その場合、前記ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３は各素子の外部で接続される。
補助リアクトル１０のインダクタンスは、例えば主リアクトル１１の１／１００程度である。補助リアクトル１０の電流容量は、主リアクトル１１よりも小さい値で良く（例えば、７５％以下が好ましい）、また、補助スイッチング素子８の電流容量も、第１の主スイッチング素子７より小さい値で良い。

スイッチング制御ユニット（ＳＣＵ）１５はマイクロコンピュータから構成され、各スイッチング素子７，８，１３にゲート制御信号を出力してそれらをオンオフ制御する。各ゲート制御信号は、ゲート駆動回路１６〜１８を介して各スイッチング素子７，８，１３のゲートに与えられる。これらのゲート駆動回路１６〜１８は、前記スイッチング素子７，８，１３に例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴを使用した場合、ソースに対して約１５Ｖのゲート電圧を印加する回路である。

ゲート駆動回路１６〜１８は、ロジック回路１９と、２つのＮチャネルＭＯＳＦＥＴの直列回路でなるプリドライバ２０と、このプリドライバ２０に並列に接続される平滑コンデンサ２１とを備えている（これらの符号は、ゲート駆動回路１６のみに示す）。ゲート駆動回路１７及び１８には、駆動用電源として電圧源２２からの電源が直接供給されている。また、ゲート駆動回路１６には、電圧源２２からの電源がダイオード２３及び抵抗素子２４を介して供給されている。

プリドライバ２０を構成する２つのＮチャネルＭＯＳＦＥＴは、ロジック回路１９より出力される信号により排他的にオンオフ制御される。前記スイッチング素子７のソース電圧は、スイッチング動作により直流電源１の負側と正側の電圧に変化するため、スイッチング電圧に追従するよう、上述のように例えばブートストラップ回路などで構成されるが、フライバックコンバータで構成しても良い。

これらのゲート駆動回路１６〜１８の出力端子は、各スイッチング素子７，８，１３のゲートに抵抗素子を介して接続されている。また、各スイッチング素子７，８，１３のゲートとソースとの間にはコンデンサが接続されており、ゲート−ソース間に寄生的に存在する容量及び前記抵抗素子と共に、ゲート駆動回路１６〜１８の出力負荷として接続されている。
また、補助リアクトル１０には、ダイオード２５及びコンデンサ２６の直列回路が並列に接続されており、前記ダイオード２５のアノードは共通接続点１２に接続されている。そして、ダイオード２５のカソードは、抵抗素子２４と平滑コンデンサ２１との共通接続点に接続されている。

上記の構成において、正側入力端子２から正側出力端子５に至る主通電路に介在された補助リアクトル１０及び主リアクトル１１を通る電流が、この主通電路に介在する第１の主スイッチング素子７により断続されると、その断続電流により両リアクトル１０，１１に逆起電力が生じて電気的（電磁的）エネルギーが蓄積される。主リアクトル１１に蓄積された電気的エネルギーは、第２の主スイッチング素子１３のオンにより正側出力端子５方向に放電される。また、補助リアクトル１０に蓄積された電気的エネルギーは、補助スイッチング素子８のオンにより主リアクトル１１を介して正側出力端子５側に放電されると共に、ダイオード２５を介して前記スイッチング素子７の駆動電圧源となるコンデンサ２１を充電する。

次に、上記動作の詳細について図２を参照して説明する。図２（ａ）及び(ｃ)に示すように、第１の主スイッチング素子７（上素子駆動信号）及び第２の主スイッチング素子１３（下素子駆動信号）は交互にオンオフ制御され、両者のゲート制御信号は相互に逆相の関係をなす。但し、両主スイッチング素子７及び１３が同時オンする状態を回避するために、第１の主スイッチング素子７のターンオン及びターンオフの前後に、両素子７，１３が同時にオフ状態を示す期間であるデッドタイムｔ１を設けている。

第１の主スイッチング素子７がターンオンすると図１に示すように閉ループＣＬ１が形成され、直流電流が第１の主スイッチング素子７，補助リアクトル１０及び主リアクトル１１を介して負荷４側に流れる。このとき、主リアクトル１１を介して流れる電流ｉLを図２（ｈ）に示す。電流ｉLは、その自己誘導作用により第１の主スイッチング素子７のオン期間で徐々に増加し、逆起電力として主リアクトル１１に電気的エネルギーが蓄積される。

第１の主スイッチング素子７がターンオフした後に、第２の主スイッチング素子１３がターンオンすると、第２の主スイッチング素子１３，主リアクトル１１及び負荷４を通る閉ループ（放電ループ）ＣＬ２が形成される。すると、主リアクトル１１に蓄積された電気的エネルギーが、閉ループＣＬ２を電流ｉｂとして流れ（図２（ｆ）参照）負荷４に放電される。このような第１の主スイッチング素子７及び第２の主スイッチング素子１３のオンオフ制御によって、負荷４に直流電圧が持続的に印加される。この動作において、第１の主スイッチング素子７を介して流れる電流ｉａを図２（ｇ）に示す。

この動作と並行して補助スイッチング素子８は、図２（ｂ）補助ＳＷ素子駆動信号に示すように、第２の主スイッチング素子１３に先立ってオンオフ制御される。補助スイッチング素子８がオンすると、補助スイッチング素子８，補助リアクトル１０，主リアクトル１１及び負荷４を通る閉ループ（放電ループ）ＣＬ３が形成される。すると、第１の主スイッチング素子７のオンにより補助リアクトル１０に蓄積された電気的エネルギーが、閉ループＣＬ３内で主リアクトル１１を通じて負荷４に放電される。このとき、補助スイッチング素子８を介して流れる電流ｉｃを図２（ｅ）に示す。

次に、リカバリ電流に起因する短絡電流を抑制する作用について述べる。ダイオードＤ１，Ｄ２は、主スイッチング素子７，１３がターンオフした瞬間に逆バイアス電圧が印加されてターンオフしようとする。しかし、ダイオードＤ１，Ｄ２の内部には残留キャリアが存在しているため、主スイッチング素子７及び１３が共にオフ状態となる期間（図２に示すデッドタイムｔ１）に、正側入力端子２からダイオードＤ１,補助リアクトル１０，ダイオードＤ３及び負側入力端子３に至る経路に、リカバリ電流により生じた電流が流れる。

しかし本実施形態では、上記の経路中に補助リアクトル１０を設けているので、リカバリ電流に起因する短絡電流が抑制されるようになり、従来、リカバリ電流が原因で発生していた様々な障害が除去できる。また、補助リアクトル１０に蓄積された電気的エネルギーが、補助スイッチング素子８のオンにより電流ｉｃとして負荷４に放電され、負荷４でエネルギーとして消費され、再利用される。これはスイッチング損失を補う点でエネルギーの節約にもつながる。そして、前述したように、補助スイッチング素子８及び補助リアクトル１０は小電流容量の素子で良く、特に補助リアクトル１０のインダクタンスは小さいので、基板上に配線した銅板上にコアを添わせる程度の小型構造で済む。

また、図２（ｂ，ｅ）に示すように、補助スイッチング素子８をオンしている期間に電流ｉｃを流して、補助リアクトル１０及び主リアクトル１１に蓄積された電気的エネルギーを放電させているが、この期間に放電できる電力は、リアクトル１０及び１１のインダクタンスと負荷４とに応じて変化する。そのため、ダイオード２５及びコンデンサ２６の直列回路が無い場合を想定すると、補助リアクトル１０に蓄積された電気的エネルギーを放電し切れないケースもあり得る。

これに対して本実施形態では、上記直列回路を備えることで、補助リアクトル１０に発生した電気的エネルギーを、ゲート駆動回路１６の電源に回生させる経路が形成されている。これにより、以下の作用が生じる。図２（ａ，ｄ，ｇ）に示すように、第１の主スイッチング素子７がターンオンしたタイミングで、電流ｉａが補助リアクトル１０に流れて電気的エネルギーが発生し、共通接続点１２においてリンギングが生じる。このリンギングによるサージ電圧が、ゲート駆動回路１６の電源電圧にダイオード２６の順方向電圧Ｖｆを加えた電圧以上に上昇すると、ダイオード２５を介して上記電源側に電流が流れて回生作用が生じる。この時点で、補助リアクトル１０に発生した電気的エネルギーが予め消費（吸収）される。したがって、その後、補助スイッチング素子８をオンして電流ｉｃを流した際に、残留している電気的エネルギーを十分に消費させることができる。

以上のように本実施形態によれば、主リアクトル１１及び第１の主スイッチング素子７を、正側入力端子２から正側出力端子５に至る主通電路に介在させ、ＳＣＵ１５は、第１の主スイッチング素子７により、主リアクトル１１に通電される電流を断続するようにオンオフ制御する。第２の主スイッチング素子１３は、主リアクトル１１に蓄積された電気的エネルギーを直流電圧出力端子側に放出する放電ループＣＬ２を形成する。

また、補助リアクトル１０を主通電路内で第１の主スイッチング素子７と主リアクトル１１との間に介在させ、補助スイッチング素子８により、補助リアクトル１０及び主リアクトル１１に蓄積された電気的エネルギーを主リアクトル１１を介して正側出力端子５側に放電させる。そして、補助リアクトル１０に並列にアノードが主リアクトル１１側となるダイオード２５及びコンデンサ２６からなる直列回路を接続し、ダイオード２５のカソードをゲート駆動回路１６の電源に接続した。また、ＳＣＵ１５は、補助スイッチング素子８を、第２の主スイッチング素子１３のターンオンに先行してターンオンさせ、同素子１３のターンオフに先行してターンオフさせるようにした。

したがって、第１の主スイッチング素子７がターンオンしたタイミングで、電流ｉａが補助リアクトル１０に流れて発生した電気的エネルギーを、ゲート駆動回路１６の電源側に回生させて予め消費させることができ、その後、補助スイッチング素子８をターンオンさせて電流ｉｃを流した際に、補助リアクトル１０に残留している電気的エネルギーを十分に消費させることができる。これにより、補助リアクトル１０のインダクタンスを、第１の主スイッチング素子７をオンオフ制御する周期の時定数を考慮して決定する必要が無くなり、素子の選択をより容易に行うことができる。

（第２実施形態）
図３及び図４は第２実施形態であり、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。尚、図３において、制御装置１０１として示しているのは、図１に示すＳＣＵ１５及びゲート駆動回路１６〜１８を含むものである。図３に示す第２実施形態では、ダイオード２５のカソードをゲート駆動回路１６の電源に接続せず、コンデンサ２６に対して並列に抵抗素子２７（電力消費素子）を接続している。ここで、ダイオード２５，コンデンサ２６及び抵抗素子２７は、電力消費回路２８を構成している。

次に、第２実施形態の作用について図４を参照して説明する。第１実施形態と同様に、第１の主スイッチング素子７がターンオンしたタイミングで、電流ｉａが補助リアクトル１０に流れて電気的エネルギーが発生し、共通接続点１２においてリンギングが生じる。このリンギングによる電圧が、ゲート駆動回路１６の電源電圧を超えて上昇すると、ダイオード２５を介してコンデンサ２６及び抵抗素子２７の並列回路に電流が流れ、抵抗素子２７により電流が消費される（図４（ｉ，ｊ）参照）。したがって、この時点で、補助リアクトル１０に発生した電気的エネルギーが予め消費されるので、その後、補助スイッチング素子８をオンして電流ｉｃを流した際に、残留している電気的エネルギーを十分に消費させることができる。

以上のように第２実施形態によれば、コンデンサ２６に対して並列に抵抗素子２７を接続することで電力消費回路２８を構成した。これにより、補助リアクトル１０に発生した電気的エネルギーを、抵抗素子２７により消費させることができる。

（第３実施形態）
図５に示す第３実施形態では、コンデンサ２６及び抵抗素子２７の一端側を共通接続点９に接続せず、負側入力端子３（負側出力端子６）に接続している。このように構成した場合も第２実施形態と同様に、補助リアクトル１０に発生した電気的エネルギーは、ダイオード２５を介してコンデンサ２６及び抵抗素子２７の並列回路に電流として流れ、消費される。但し、電気的エネルギーを消費する速度は、第３実施形態の方がより速くなる。

（第４実施形態）
図６に示す第４実施形態は、第１実施形態におけるコンデンサ２６を削除し、平滑コンデンサ２１と共通化したコンデンサ２９を接続した構成である。コンデンサ２９の容量は、例えばコンデンサ２１の容量以上で、コンデンサ２１及び２６の並列容量値以下の範囲で設定すれば良い。以上のように第４実施形態によれば、第１実施形態におけるコンデンサ２６に相当する容量を、ゲート駆動回路１６の電源に接続される平滑コンデンサ２１と共通化したので、回路素子を削減してサイズを小型にできる。

（第５実施形態）
次に、第４実施形態について図７及び図８を参照して説明する。図７に示すように、第１の主スイッチング素子７及び第２の主スイッチング素子１３の直列回路は、正側入力端子２及び負側入力端子３間に接続されている。主リアクトル１１は、主スイッチング素子７及び１３の共通接続点３１と正側出力端子５との間に接続されている。第１の補助スイッチング素子３０及び第２の補助スイッチング素子８の直列回路は、正側入力端子２及び負側入力端子３間に接続されている。補助リアクトル１０は、前記共通接続点３１と、第１及び第２の補助スイッチング素子３０及び８の共通接続点３２との間に接続されている。

第１の補助スイッチング素子３０もＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、そのドレイン−ソース間に（寄生）ダイオードＤ４が逆並列接続されている。スイッチング制御ユニット３３はマイクロコンピュータから構成され、各スイッチング素子７，１３，１８，８に対し、ゲート制御信号を出力してこれらをオンオフ制御する。第１の補助スイッチング素子３０に対しては、ゲート駆動回路３４を介してゲート制御信号が与えられるが、ゲート駆動回路３４の構成はゲート駆動回路１６と同様である。なお、補助リアクトル１０の電流容量は、主リアクトル１１よりもかなり小さい値でよい。

次に、第５実施形態の作用について図８を参照しながら説明する。第１及び第２のスイッチング素子７及び１３は、図８（ｂ）上素子駆動信号及び（ｄ）下素子駆動信号に示すように、第１実施形態と同様に互いにオン期間が重複しないように、且つ逆相のモードを持つようにオンオフ制御される。第１の補助スイッチング素子３０は、図８（ａ）に示すように（上補助駆動信号）、第２の主スイッチング素子１３のオフ期間において、第１の主スイッチング素子７のオンタイミングに先行してターンオンし、第１の主スイッチング素子１３がターンオンした後にターンオフするスイッチングパターンを繰り返す。

第２の補助スイッチング素子８は、図８（ｃ）に示すように（下補助駆動信号）、第１の主スイッチング素子７のオフ期間において、第２の主スイッチング素子１３のオンタイミングに先行してターンオンし、第２の主スイッチング素子１３がターンオンした後にターンオフするスイッチングパターンを繰り返す。
図８に示すｔ２は、第２の主スイッチング素子１３のターンオフと第１の補助スイッチング素子３０のターンオンとの間に挿入されたデッドタイム、ｔ３は第１の主スイッチング素子７のターンオフと第２の補助スイッチング素子８のターンオンとの間に挿入されたデッドタイムである。

図８に示す時刻Ｔ１で第１の補助スイッチング素子３０がオンすると閉ループＣＬ４が形成され、電流が正側入力端子２、第１の補助スイッチング素子３０、補助リアクトル１０、及び主リアクトル１１を介して負荷４に流れる。続いて時刻Ｔ２で第１の主スイッチング素子７がオンすると閉ループＣＬ５が形成され、電流は正側入力端子２から第１の主スイッチング素子７、主リアクトル１１を介して負荷４に流れる。この図７中のバッテリ記号は、後述する負荷４をバッテリとした場合を示す。

第１の主スイッチング素子７が時刻Ｔ４でオフした後の時刻Ｔ５で第２の補助スイッチング素子８がオンし、第１実施形態と同様の閉ループＣＬ３が形成される。すると第１の補助スイッチング素子３０のオンオフ動作により補助リアクトル１０に蓄積された電気的エネルギーが、主リアクトル１１を通じて負荷４側に放電され、負荷４の消費エネルギーとし利用される。その直後の時刻Ｔ６で第２の主スイッチング素電子１３がオンすると、第１実施形態と同様の閉ループＣＬ２が形成され、主リアクトル１１に蓄積された電気的エネルギーが負荷４に放電される。

上記動作における主リアクトル１１を通る電流ｉLを図８（ｊ）に、第１の補助スイッチング素子３０の通過電流すなわち補助リアクトル１１を通る電流ｉｄを図８（ｆ）に、第１の主スイッチング素子７の通過電流ｉａを図８（ｇ）に、第２の補助スイッチング素子８の通過電流ｉｃを図８（ｈ）に、第２の主スイッチング素子１３の通過電流ｉｂを図８（ｉ）にそれぞれ示す。上記説明から理解されるように、主リアクトル１１への通電開始は、第１の主スイッチング７のオンに先行して時刻Ｔ１でオンする第１の補助スイッチング素子３０を通じて開始される。この時刻Ｔ１でダイオードＤ４及びＤ３を逆向きに通るリカバリ電流が発生するが、このリカバリ電流は補助リアクトル１０を通過するので短絡電流にはならない。

また、ダイオードＤ１，Ｄ３を備えた第１及び第２の主スイッチング素子７，１３の直列回路において、両スイッチング素子７，１３が共にオフされる時刻Ｔ１−Ｔ２間では、第１の補助スイッチング素子３０がオンしているので、ダイオードＤ１，Ｄ３を通るリカバリ電流は生じない。同様に、新たに追加された第１及び第２の補助スイッチング素子３０，８の直列回路におけるダイオードＤ４，Ｄ２については、これら両スイッチング素子３０，８が共にオフされる時刻Ｔ４−Ｔ５では、主リアクトル１１の逆起電力による電流ｉＬが閉ループＣＬ３を通じてダイオードＤ２を通るので、リカバリ電流は流れない。

第５実施形態では、第１の主スイッチング素子７のオン動作に先行してオンする第１の補助スイッチング素子３０を設け、主リアクトル１１への通電を、補助リアクトル１０を介する時間帯と、これに続いて補助リアクトル１０を介さずに第１の主スイッチング素子７を介する時間帯とに分割して行っている。

そして、第５実施形態でも、補助リアクトル１０に並列にダイオード２５及びコンデンサ２６の直列回路を接続している。これにより第１実施形態と同様に、第１の主スイッチング素子７がターンオンしたタイミングで、電流ｉａが補助リアクトル１０に流れて電気的エネルギーが発生し、共通接続点３１に発生したリンギングによる電圧が、ゲート駆動回路３４の電源電圧を超えて上昇すると、ダイオード２５を介して上記電源側に電流が流れて回生作用が生じる。したがって、その後、補助スイッチング素子８をオンしている電流ｉｃを流した際に、残留している電気的エネルギーを十分に消費させることができる。

この第５実施形態の構成を電気自動車の昇圧電源装置として、次のようにして利用することができる。すなわち、負荷として１２Ｖの低圧バッテリ４をその正電極が直流正側出力端子５となるように接続する。この低圧バッテリ４は自動車の低圧電気設備の電源になる。他方、前記直流電源１を、電気自動車のアシストモータを駆動する４００Ｖの高圧バッテリとする。

この接続構成において、第１，第２の主スイッチング素子７，１３をオンデューティが５０％を超えるモードでオンオフ制御すると、低圧バッテリ４の電圧を４００Ｖまで昇圧して高圧バッテリ１に電力を補充する緊急対策が可能になる。なお、第１，第２の補助スイッチング素子３０，８は、第１，第２の主スイッチング素子７，１３のオンオフ動作に前述のように付随する。

以上のように第５実施形態によれば、第１及び第２の主スイッチング素子７及び１３を、正側入力端子２及び負側入力端子３間に直列に接続し、両主スイッチング素子７及び１３の共通接続点３１と正側出力端子５との間に主リアクトル１１を接続し、第１及び第２の補助スイッチング素子８及び３０を、正側入力端子２及び負側入力端子３間に直列に接続する。そして、共通接続点３１と第１及び第２の補助スイッチング素子８及び３０の共通接続点３２との間に補助リアクトル１０を接続し、この補助リアクトル１０に並列にダイオード２５及びコンデンサ２６からなる直列回路を接続し、ダイオード２５のカソードをゲート駆動回路３４の電源に接続した。

したがって、第１実施形態と同様に、第１の主スイッチング素子７がターンオンしたタイミングで、電流ｉａが補助リアクトル１０に流れて発生した電気的エネルギーをゲート駆動回路３４の電源側に回生させて予め消費させることができる。これにより、その後、補助スイッチング素子８をターンオンさせて電流ｉｃを流した際に、補助リアクトル１０に残留している電気的エネルギーを十分に消費させることができる。そして、小インダクタンス・小電流容量の補助リアクトル１０及び補助スイッチング素子８及び３０を追加するという簡単且つ廉価な構成で、リカバリ電流による短絡電流を確実に抑制することができると共に、その抑制分を負荷消費電力として利用可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供できる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
例えば第１実施形態において、ダイオード２５のカソードを、正側入力端子２に接続しても良い。この場合、補助リアクトル１０に生じる逆起電力により発生するサージ電圧のうち、直流電源１の電圧を超える電力のみ平滑コンデンサ１４ａに放電されて回生作用が行われる。
第５実施形態の構成に、第２〜第４実施形態の構成を適用しても良い。
スイッチング素子に、ＩＧＢＴやパワートランジスタ等を用いても良い。

図面中、２，３は正側，負側入力端子（直流電圧入力端子）、５，６は正側，負側出力端子（直流電圧出力端子）、７は第１の主スイッチング素子、８は補助スイッチング素子（第２の補助スイッチング素子）、９，１２，１７，及び１９は共通接続点、１０は補助リアクトル、１１は主リアクトル、１３は第２の主スイッチング素子、２１はコンデンサ、２５はダイオード、２６はコンデンサ、２７は抵抗素子（電力消費素子）、２８は電力消費回路、３０は第１の補助スイッチング素子、３１，３２は共通接続点である。

Claims (11)

1. 直流電圧入力端子から直流電圧出力端子に至る主通電路に介在された主リアクトルと、
   前記主通電路に介在され、前記主リアクトルを通る電流を断続するようにオンオフ制御される第１の主スイッチング素子と、
   前記主リアクトルに蓄積された電気的エネルギーを前記直流電圧出力端子側に放出する放電ループを形成する第２の主スイッチング素子と、
   前記主通電路内であって前記第１の主スイッチング素子と前記主リアクトルとの間に介在された補助リアクトルと、
   この補助リアクトル及び前記主リアクトルに蓄積された電気的エネルギーを、前記主リアクトル通じて前記直流電圧出力端子側に放電させる補助スイッチング素子と、
   前記各主スイッチング素子と前記補助スイッチング素子とに対して、それぞれ逆方向で且つ並列に接続されるダイオードと、
   前記補助リアクトルに並列に接続される、アノードが前記主リアクトル側となるダイオード及びコンデンサからなる直列回路とを備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 正側入力端子及び負側入力端子と、
   正側出力端子及び負側出力端子と、
   前記正側入力端子及び負側入力端子間に直列に接続され、それぞれ正側及び負側に位置する第１の主スイッチング素子及び補助スイッチング素子と、
   これら両スイッチング素子の共通接続点と前記正側出力端子との間に直列に接続され、前記共通接続点側に位置する補助リアクトル及び前記正側出力端子側に位置する主リアクトルと、
   前記両リアクトルの共通接続点と前記負側出力端子との間に接続される第２の主スイッチング素子と、
   前記各主スイッチング素子と前記補助スイッチング素子とに対して、それぞれ逆方向で且つ並列に接続されるダイオードと、
   前記補助リアクトルに並列に接続される、アノードが前記主リアクトル側となるダイオード及びコンデンサからなる直列回路とを備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記補助スイッチング素子を、前記第２の主スイッチング素子のターンオンに先行してターンオンさせ、前記第２の主スイッチング素子のターンオフに先行してターンオフさせることを特徴とする請求項１又は２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 正側入力端子及び負側入力端子と、
   正側出力端子及び負側出力端子と、
   前記正側入力端子及び負側入力端子間に直列に接続される第１の主スイッチング素子及び第２の主スイッチング素子と、
   これら両主スイッチング素子の共通接続点と前記正側出力端子との間に接続される主リアクトルと、
   前記正側入力端子及び負側入力端子間に直列に接続される第１の補助スイッチング素子及び第２の補助スイッチング素子と、
   前記第１及び第２の主スイッチング素子の共通接続点と前記第１及び第２の補助スイッチング素子の共通接続点との間に接続される補助リアクトルと、
   前記各主スイッチング素子及び前記各補助スイッチング素子に対して、それぞれ逆方向で且つ並列に接続されるダイオードと、
   前記補助リアクトルに並列に接続される、アノードが前記主リアクトル側となるダイオード及びコンデンサからなる直列回路とを備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 前記第１及び第２の補助スイッチング素子が、それぞれ前記第１及び第２の主スイッチング素子のターンオンに先行してターンオンし、それぞれ前記第１及び第２の主スイッチング素子のターンオフに先行してターンオフすることを特徴とする請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 前記直列回路の共通接続点を、前記直流電圧源又は前記第１の主スイッチング素子を駆動する駆動回路の電源に接続したことを特徴とする請求項１から５の何れか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 前記コンデンサを、前記電源の平滑用コンデンサと共用したことを特徴とする請求項６記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. 前記コンデンサに並列に接続される電力消費素子を備えたことを特徴とする請求項１から７の何れか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
9. 直流電圧入力端子から直流電圧出力端子に至る主通電路に介在された主リアクトルと、
   前記主通電路に介在され、前記主リアクトルを通る電流を断続するようにオンオフ制御される第１の主スイッチング素子と、
   前記主リアクトルに蓄積された電気的エネルギーを、前記直流電圧出力端子側に放出する放電ループを形成する第２の主スイッチング素子と、
   前記主通電路内であって前記第１の主スイッチング素子と前記主リアクトルとの間に介在された補助リアクトルと、
   この補助リアクトル及び前記主リアクトルに蓄積された電気的エネルギーを前記主リアクトル通じて前記直流電圧出力端子側に放電させる補助スイッチング素子と、
   前記各主スイッチング素子と前記補助スイッチング素子とに対して、それぞれ逆方向で且つ並列に接続されるダイオードと、
   前記補助リアクトル及び前記主リアクトルの共通接続点とグランドとの間に直列に接続される、アノードが前記共通接続点側となるダイオード及びコンデンサ，並びに前記コンデンサに並列に接続される電力消費素子からなる電力消費回路とを備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
10. 前記補助リアクトルは、前記主リアクトルよりも電流容量が小さく設定されていることを特徴とする請求項１から９の何れか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
11. 前記補助スイッチング素子は、前記主スイッチング素子よりも電流容量が小さく設定されていることを特徴とする請求項１から１０の何れか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。

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