JP6369808B2 - 駆動装置、電力変換装置 - Google Patents

Description

本開示は、制御端子を備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置、その駆動装置を備えた電力変換装置に関する。

近年、ゲート容量が大きい高出力用のパワースイッチング素子を駆動する駆動装置は、低損失化とスイッチング速度の向上とが求められている。

スイッチング素子の駆動方式の代表的なものにＲＣ方式とＬＣ方式がある。ＲＣ方式は電源とゲート端子の間に設けられる電流制御素子に抵抗を用いる方式である。ＬＣ方式は電流制御素子にコイルを用いる方式である（例えば、特許文献１参照）。ＲＣ方式の駆動装置の電力損失は、ゲート容量が大きいほど、ゲート電圧が高いほど、またはスイッチング周波数が高いほど、大きくなる。ＬＣ方式の駆動装置の電力損失は、ＬＣ共振でゲート電圧を上げ、下げするため、ゲート容量が大きい場合でも低減されうる。

特開平１０−５２０６１号公報

従来の駆動装置において、効率的なスイッチングが望まれている。

本開示は、効率的なスイッチングを実現できる駆動装置を提供する。

本開示の一態様の駆動装置は、制御端子を備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、第一電位を与える第一電位線と、前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、第一端子と第二端子とを有し、前記第二端子が前記スイッチング素子の制御端子に接続されるコイルと、前記第一電位線と前記コイルの前記第一端子との間に接続され、前記第一電位線と前記コイルとの間の通電をオンオフする充電用スイッチと、前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子の間に接続され、前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、前記第二電位線と前記コイルの前記第一端子との間に接続され、前記第二電位線から前記コイルの前記第一端子に電流を流す充電用ダイオードと、前記充電用スイッチをターンオンさせ、前記スイッチング素子の前記制御端子の電位が前記第一電位に到達する前に前記充電用スイッチをターンオフさせる充電制御信号と、前記充電用スイッチがターンオンされた後に前記クランプスイッチをターンオンさせるクランプ制御信号とを出力する制御回路とを備える。

これらの包括的または具体的な態様は、電力変換装置、モータ駆動システム、車両、蓄電システム、制御回路または制御方法として実現されてもよく、それらの任意の組み合わせで実現されてもよい。

本開示によれば、効率的なスイッチングを実現できる。

図１は、実施の形態１に係るゲート駆動装置の構成例を示す図である。 図２は、検討例に係る制御方法を模式的に示す図である。 図３は、図２に示される制御方法による電流経路を示す図である。 図４は、図２に示される制御方法による電流経路を示す図である。 図５は、実施の形態１に係る制御方法１の一例を模式的に示す図である。 図６は、図５に示される制御方法１による電流経路を示す図である。 図７は、図５に示される制御方法１による電流経路を示す図である。 図８は、検討例に係るシミュレーション結果を示す図である。 図９は、実施の形態１の実施例１に係るシミュレーション結果を示す図である。 図１０は、検討例に係る実験結果を示す図である。 図１１は、実施の形態１の実施例１に係る実験結果を示す図である。 図１２は、オン時間／共振周期と、ドレイン電圧の時間変化率及びドライバ損失との関係を示す図である。 図１３は、中点方式で駆動されるゲート駆動部の構成例を示す図である。 図１４は、参考例１〜６におけるオン時間とゲート電圧との関係の一例を示す図である。 図１５は、実施の形態１の変形例１に係るゲート駆動装置の構成を示す図である。 図１６は、実施の形態１の変形例２に係るゲート駆動装置の構成を示す図である。 図１７は、実施の形態１の変形例３に係るゲート駆動装置の構成を示す図である。 図１８は、実施の形態１の変形例４に係るゲート駆動装置の構成を示す図である。 図１９は、実施の形態１の変形例５に係るゲート駆動装置の構成を示す図である。 図２０は、実施の形態１の変形例６に係るゲート駆動装置の構成を示す図である。 図２１は、実施の形態１の変形例７に係るゲート駆動装置の構成を示す図である。 図２２は、実施の形態１の変形例７に係る制御方法の一例を模式的に示す図である。 図２３は、実施の形態１の変形例８に係るゲート駆動装置の構成を示す図である。 図２４は、実施の形態１の変形例９に係るゲート駆動装置の構成を示す図である。 図２５は、実施の形態１の変形例９に係る制御方法を模式的に示す図である。 図２６は、実施の形態２に係る制御方法２の一例を模式的に示す図である。 図２７は、図２６に示される制御方法２による電流経路を示す図である。 図２８は、図２６に示される制御方法２による電流経路を示す図である。 図２９は、実施の形態２に係る制御方法３の一例を模式的に示す図である。 図３０は、図２９に示される制御方法３による電流経路を示す図である。 図３１は、図２９に示される制御方法３による電流経路を示す図である。 図３２は、実施の形態２の実施例２に係るシミュレーション結果を示す図である。 図３３は、実施の形態２の実施例３に係るシミュレーション結果を示す図である。 図３４は、実施の形態２の実施例２に係る実験結果を示す図である。 図３５は、未クランプ時間／共振周期と、ドレイン電圧の時間変化率及びドライバ損失との関係を示す図である。 図３６は、実施の形態２の変形例７に係る制御方法の一例を模式的に示す図である。 図３７は、実施の形態２の変形例８に係る制御方法の一例を模式的に示す図である。 図３８は、実施の形態２の変形例９に係るゲート駆動装置の構成を示す図である。 図３９は、実施の形態２の変形例１０に係る制御方法の一例を模式的に示す図である。 図４０は、実施の形態３に係るモータ駆動システムの第１構成例を示す図である。 図４１は、実施の形態３に係るモータ駆動システムの第２構成例を示す図である。 図４２は、実施の形態３に係る車両の構成例を示す図である。 図４３は、実施の形態３に係る蓄電システムの構成例を示す図である。

（本開示に至った経緯）
本発明者らは、効率的なスイッチングを実現できる駆動装置について鋭意検討を行った。

第一に、駆動装置の損失を低減することが検討された。ＬＣ方式を用いた従来の駆動装置において、スイッチング後のゲート電圧を安定させるために、スイッチング素子のゲート端子にクランプ電圧を印加する構成が提案されている。この構成において、共振コイルに蓄積されたエネルギーによって、共振電流がクランプ用の経路を介して循環する場合、または、共振電流がクランプ用の経路を介して電源に回生する場合がある。このとき、循環電流または回生電流が流れる経路は、配線抵抗を有するため、電流が流れることにより損失を発生させる。

本発明者らは、駆動装置の電力損失を低減する技術を検討し、本開示のある態様を得るに至った。

第二に、スイッチング素子の損失を低減することが検討された。スイッチング素子のスイッチング損失は、例えば、スイッチング素子のゲート容量を高速に充電することによって、低減される。ゲート容量の充電速度は、ゲート端子に供給されるゲート電流を増加させることによって、向上する。従来の方法でゲート電流を増加させようとすると、駆動装置の回路規模が増大する。

本発明者らは、駆動装置において回路規模の増大を抑制しつつ、スイッチング特性を向上させる技術を検討し、本開示のある態様を得るに至った。

（実施の形態の概要）
本開示の一態様に係る駆動装置は、例えば、制御端子を備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、第一電位を与える第一電位線と、前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、第一端子と第二端子とを有し、前記第二端子が前記スイッチング素子の制御端子に接続されるコイルと、前記第一電位線と前記コイルの前記第一端子との間に接続され、前記第一電位線と前記コイルとの間の通電をオンオフする充電用スイッチと、前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子の間に接続され、前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、前記第二電位線と前記コイルの前記第一端子との間に接続され、前記第二電位線から前記コイルの前記第一端子に電流を流す充電用ダイオードと、前記充電用スイッチをターンオンさせ、前記スイッチング素子の前記制御端子の電位が前記第一電位に到達する前に前記充電用スイッチをターンオフさせる充電制御信号と、前記充電用スイッチがターンオンされた後に前記クランプスイッチをターンオンさせるクランプ制御信号とを出力する制御回路とを備える。

スイッチング素子の制御端子の電位が第一電位に到達する前に充電用スイッチがターンオフされるため、無駄な循環電流および回生電流が抑制される。その結果、駆動装置の電力損失が低減される。これにより効率的なスイッチングが実現される。

本開示の一態様の駆動装置において、例えば、前記クランプ制御信号は、前記スイッチング素子の前記制御端子の電位が前記第一電位に到達する前に、前記クランプスイッチをターンオンさせてもよい。

本開示の一態様の駆動装置において、例えば、前記クランプ制御信号は、前記充電用スイッチがターンオフされる前に、前記クランプスイッチをターンオンさせてもよい。

充電用スイッチを介して流れる電流と、クランプスイッチを介して流れる電流とによって、スイッチング素子の制御端子に電荷が供給される。これにより、スイッチング素子がターンオンするタイミングの近辺で、スイッチング素子の制御端子に流れる電流を大きくすることができる。電流が効率的にスイッチング素子のターンオンに使用されるため、効率的なスイッチングが実現される。

本開示の一態様の駆動装置において、例えば、前記クランプ制御信号は、前記充電用スイッチがターンオフされた後に、前記クランプスイッチをターンオンさせてもよい。

本開示の一態様の駆動装置において、例えば、前記充電用ダイオード及び前記コイルを通る経路で前記スイッチング素子の前記制御端子に電荷が供給されてもよい。

本開示の一態様の駆動装置は、例えば、前記コイルから流れる電流と前記第一電位線から前記クランプスイッチを介して流れる電流とを前記スイッチング素子の前記制御端子に同時に流す期間を有してもよい。

これにより、スイッチング素子がターンオンするタイミングの近辺で、スイッチング素子の制御端子に流れる電流を大きくすることができる。電流が効率的にスイッチング素子のターンオンに使用されるため、効率的なスイッチングが実現される。

本開示の一態様の駆動装置において、例えば、前記スイッチング素子は、第一導通端子と第二導通端子とをさらに備え、前記制御端子と前記第一導通端子との間に容量を有し、前記コイルと前記容量との間に共振電流が流れてもよい。

これにより、コイルと容量とによって構成されるＬＣ直列共振回路に、共振電流が流れる。

本開示の一態様の駆動装置において、例えば、前記容量のキャパシタンスをＣ、前記コイルのインダクタンスをＬとし、前記充電用スイッチがターンオンされてからターンオフされるまでの期間をｔ _ＯＮ とするとき、ｔ _ＯＮ ＜π（ＬＣ） ^１／２ の関係を満たしてもよい。

この関係をみたすことにより、過剰な共振電流が発生しない。そのため、無駄な循環電流および回生電流が抑制され、駆動装置の電力損失が低減される。これにより効率的なスイッチングが実現される。

本開示の一態様の駆動装置は、例えば、前記クランプスイッチは第一クランプスイッチであり、前記クランプ制御信号は第一クランプ制御信号であり、前記駆動装置は、前記第二電位線と前記コイルの前記第一端子との間に接続され、前記第二電位線と前記コイルとの間の通電をオンオフする放電用スイッチと、前記第二電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子の間に接続され、前記第二電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフする第二クランプスイッチと、前記第一電位線と前記コイルの前記第一端子との間に接続され、前記第二電位線から前記コイルの前記第一端子に電流を流す放電用ダイオードとをさらに備え、前記制御回路は、前記放電用スイッチをターンオンさせ、前記スイッチング素子の前記制御端子の電位が前記第二電位に到達する前に前記放電用スイッチをターンオフさせる放電制御信号と、前記放電用スイッチがターンオンされた後に前記第二クランプスイッチをターンオンさせる第二クランプ制御信号とをさらに出力してもよい。

スイッチング素子の制御端子の電位が第二電位に到達する前に放電用スイッチがターンオフされるため、無駄な循環電流および回生電流が抑制される。その結果、駆動装置の電力損失が低減される。これにより効率的なスイッチングが実現される。

本開示の一態様の駆動装置において、例えば、前記第二クランプ制御信号は、前記スイッチング素子の前記制御端子の電位が前記第二電位に到達する前に、前記第二クランプスイッチをターンオンさせてもよい。

本開示の一態様の駆動装置において、例えば、前記第二クランプ制御信号は、前記放電用スイッチがターンオフされる前に、前記第二クランプスイッチをターンオンさせてもよい。

放電用スイッチを介して流れる電流と、第二クランプスイッチを介して流れる電流とによって、スイッチング素子の制御端子から電荷が引き抜かれる。これにより、スイッチング素子がターンオフするタイミングの近辺で、スイッチング素子の制御端子から流れる電流を大きくすることができる。電流が効率的にスイッチング素子のターンオフに使用されるため、効率的なスイッチングが実現される。

本開示の一態様の駆動装置において、例えば、前記第二クランプ制御信号は、前記放電用スイッチがターンオフされた後に、前記第二クランプスイッチをターンオンさせてもよい。

本開示の一態様の駆動装置において、例えば、前記スイッチング素子は、第一導通端子と第二導通端子とをさらに備え、前記第二電位線は、前記スイッチング素子の前記第一導通端子に接続されてもよい。

本開示の一態様の駆動装置において、例えば、前記スイッチング素子は、第一導通端子と第二導通端子とをさらに備え、前記駆動装置は、前記第二電位線と前記スイッチング素子の前記第一導通端子の間に、前記スイッチング素子の前記第一導通端子の電位を前記第二電位線の電位よりも高くする補助電源をさらに備えてもよい。

これにより、スイッチング素子の制御端子と第二電位線とが通電したときに、スイッチング素子の制御端子と第一導通端子との間に負の電圧が印加されうる。

本開示の一態様の電力変換装置は、例えば、入力される電力を変換して出力する電力変換装置であって、前記スイッチング素子と、前記スイッチング素子を駆動する上記のいずれか１つの駆動装置とを備える。

本開示の別の態様の駆動装置は、例えば、制御端子を備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、第一電位を与える第一電位線と、前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、第一端子と第二端子とを有し、前記第二端子が前記スイッチング素子の制御端子に接続されるコイルと、前記第二電位線と前記コイルの前記第一端子との間に接続され、前記第二電位線と前記コイルとの間の通電をオンオフする放電用スイッチと、前記第二電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子の間に接続され、前記第二電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、前記第一電位線と前記コイルの前記第一端子との間に接続され、前記第二電位線から前記コイルの前記第一端子に電流を流す放電用ダイオードと、前記放電用スイッチをターンオンさせ、前記スイッチング素子の前記制御端子の電位が前記第二電位に到達する前に前記放電用スイッチをターンオフさせる放電制御信号と、前記放電用スイッチがターンオンされた後に前記クランプスイッチをターンオンさせるクランプ制御信号とを出力する制御回路とを備えてもよい。

スイッチング素子の制御端子の電位が第二電位に到達する前に放電用スイッチがターンオフされるため、無駄な循環電流および回生電流が抑制される。その結果、駆動装置の電力損失が低減される。これにより効率的なスイッチングが実現される。

本開示の一態様の駆動装置は、例えば、制御端子と第一導通端子と第二導通端子とを備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、前記スイッチング素子の前記制御端子に接続される出力端子と、前記スイッチング素子の前記第一導通端子及び前記第二導通端子の一方に接続される基準端子と、共振用電源を含む共振部と、前記出力端子及び前記基準端子間に固定電圧を印加するクランプ部と、を備え、前記スイッチング素子の前記制御端子と前記基準端子との間に印加される電圧の立ち上がり波形の振幅は、前記共振用電源の電圧から、共振開始前の前記制御端子と前記基準端子間の電圧を減算した電圧より小さく、前記出力端子及び前記基準端子間に印加される出力電圧の絶対値が増加し始めるときに前記出力端子を流れる出力電流の絶対値が増加し始め、前記出力電圧が前記固定電圧に到達する前に前記出力電流の絶対値が最大ピークに到達し、前記出力電圧が前記固定電圧に到達するときに前記出力電流の絶対値は前記最大ピークの値よりも減少してもよい。

以下、実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、以下の全ての図において、同一又は相当部分には、同一の符号が付され、重複する説明は省略される場合がある。

また、以下で説明される実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置、接続形態、波形などは、一例であり、本開示を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。

（実施の形態１）
［ゲート駆動装置の全体構成］
図１は、実施の形態１に係るゲート駆動装置１００の構成例を示す。ゲート駆動装置１００は、電圧制御型のパワースイッチング素子Ｐを、共振により発生する制御信号をもとに駆動する。電圧制御型のパワースイッチング素子Ｐは、ゲートを容量とみなせるパワースイッチング素子である。パワースイッチング素子Ｐは、例えば、ＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等であってもよい。図３以降では、電圧制御型のパワースイッチング素子Ｐのうち、入力容量Ｃｉｓｓに相当する部分を、等価回路で容量Ｃ１として描く場合がある。なお、後述のとおり、容量Ｃ１は、パワースイッチング素子Ｐの入力容量Ｃｉｓｓと、その他の寄生容量とから構成されてもよい。

パワースイッチング素子Ｐは、制御端子と、第一導通端子と、第二導通端子とを備える。例えば、パワースイッチング素子ＰがＭＯＳＦＥＴである場合、制御端子はゲート端子であり、第一導通端子及び第二導通端子の一方はソース端子であり、他方はドレイン端子である。例えば、パワースイッチング素子ＰがＩＧＢＴである場合、制御端子はゲート端子であり、第一導通端子及び第二導通端子の一方はコレクタ端子であり、他方はエミッタ端子である。また、第一導通端子及び第二導通端子の一方は、制御端子の電圧の基準となる基準端子となる。以下では、パワースイッチング素子ＰがＭＯＳＦＥＴであり、制御端子はゲート端子であり、第一導通端子がソース端子であり、第二導通端子がドレイン端子であり、ソース端子が基準端子である例について説明する。また、ゲート端子とソース端子の間の電圧を、ゲート電圧と呼ぶ場合がある。ドレイン端子とソース端子の間の電圧をドレイン電圧と呼ぶ場合がある。ただし、パワースイッチング素子Ｐはこれに限定されず、上記の通り適宜読み替えることによって他の形態も説明される。

ゲート駆動装置１００は、ゲート駆動部１０及び制御回路２０を備える。ゲート駆動部１０と制御回路２０は同一基板に実装されてもよいし、別々の基板に実装されてもよい。ゲート駆動部１０は、電源Ｅ１、共振回路部１１及びクランプ部１２を有する。共振回路部１１は、コイルＬ１及び回収部を有する。回収部は、第１回収スイッチＳＷ１、第２回収スイッチＳＷ２、第１回収ダイオードＤ１及び第２回収ダイオードＤ２を含む。クランプ部１２は、第１クランプスイッチＳＷ３、第２クランプスイッチＳＷ４、第１クランプダイオードＤ３、第２クランプダイオードＤ４、第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２を含む。

共振回路部１１のコイルＬ１の入力側端子は、第１回収スイッチＳＷ１を介して電源Ｅ１の第１基準電位線と接続可能な構成である。第１基準電位線は、第１基準電位Ｖｃｃを与える。共振回路部１１のコイルＬ１の入力側端子は、第２回収スイッチＳＷ２を介して電源Ｅ１の第２基準電位線と接続可能な構成である。第２基準電位線は、第２基準電位Ｖｓｓを与える。第１基準電位Ｖｃｃは、第２基準電位Ｖｓｓよりも高い。コイルＬ１の出力側端子は、パワースイッチング素子Ｐの制御端子であるゲート端子に直列に接続される。電源Ｅ１の第２基準電位Ｖｓｓと、パワースイッチング素子Ｐのソース電位は共通する。従ってコイルＬ１と容量Ｃ１はＬＣ直列共振回路を構成する。

なお、第１基準電位Ｖｃｃは第一電位の一例であり、第二基準電位Ｖｓｓは第二電位の一例である。第１基準電位線は第一電位線の一例であり、第二基準電位線は第二電位線の一例である。また、本開示において、第一電位線は、第一電位を有する電流経路であればよく、配線でなくてもよい。同様に、第二電位線は、第二電位を有する電流経路であればよく、配線でなくてもよい。例えば、配線でない電流経路は、回路素子の端子同士を接続することによって形成される電流経路であってもよい。

本開示において第１回収スイッチが充電用スイッチと呼ばれ、第２回収スイッチが放電用スイッチと呼ばれることがある。本開示において、後述する中点方式以外の場合において、第１回収ダイオードが放電用ダイオードと呼ばれ、第２回収ダイオードが充電用ダイオードと呼ばれることがある。本開示において、コイルの入力側端子が第一端子と呼ばれ、出力側端子が第二端子と呼ばれることがある。

電源Ｅ１は、パワースイッチング素子のゲート端子に第１基準電位Ｖｃｃまたは第２基準電位Ｖｓｓを供給する。例えば、電源Ｅ１は、パワースイッチング素子Ｐがオン状態のとき、パワースイッチング素子Ｐのゲート電位を第１基準電位Ｖｃｃと同電位に固定し、パワースイッチング素子Ｐがオフ状態のとき、ゲート電位を第２基準電位Ｖｓｓと同電位に固定する。換言すれば、電源Ｅ１は、パワースイッチング素子Ｐのスイッチングが完了した後の安定した状態において、パワースイッチング素子Ｐのゲート端子及びソース端子間に、固定電圧を印加する。

図１に示される例では、第２基準電位Ｖｓｓとパワースイッチング素子Ｐのソース端子とが同電位である。そのため、パワースイッチング素子Ｐのゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに固定されるとき、パワースイッチング素子Ｐのソース端子を基準とするゲート端子の電圧は、Ｖｃｃ−Ｖｓｓ、すなわち電源Ｅ１の電圧と等しい。パワースイッチング素子Ｐのゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓに固定されるとき、パワースイッチング素子Ｐのソース端子を基準とするゲート端子の電圧は、０Ｖである。なお、本開示において、「ＡとＢが同じ電位である」「Ａの電位がＢの電位に到達する」とは、Ａの電位とＢの電位との間に、例えば配線抵抗、トランジスタのオン抵抗、及び電気素子の寄生抵抗に由来する微小な電位差が生じる場合をも含む。なお、電源Ｅ１は、ゲート駆動装置１００の外部に配置されてもよい。

第１回収スイッチＳＷ１は、第１基準電位線とコイルＬ１の入力側端子の間に設けられる。第２回収スイッチＳＷ２は、第２基準電位線とコイルＬ１の入力側端子の間に設けられる。図１は、第１回収スイッチＳＷ１がｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴであり、第２回収スイッチＳＷ２がｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴである例を示す。ｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴには、ドレインからソース方向を順方向とする寄生ダイオードが形成される。ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴには、ソースからドレイン方向を順方向とする寄生ダイオードが形成される。なお、第１回収スイッチＳＷ１および第２回収スイッチＳＷ２は、例えば、バイポーラトランジスタ、リレー等の他のスイッチング素子であってもよい。

第１回収ダイオードＤ１は、第１基準電位線とコイルＬ１の入力側端子の間に逆方向に設けられる。逆方向とは、第１基準電位Ｖｃｃ側から第２基準電位Ｖｓｓ側の方向に電流が流れている状態で、電位が高い方の端子にカソード端子が接続され、電位が低い方の端子にアノード端子が接続される方向である。すなわち、第１回収ダイオードＤ１は、第１基準電位線とコイルＬ１の入力側端子の間に逆バイアスで接続される。第２回収ダイオードＤ２は、コイルＬ１の入力側端子と第２基準電位線との間に逆方向に設けられる。すなわち、第２回収ダイオードＤ２は、コイルＬ１の入力側端子と第２基準電位線との間に逆バイアスで接続される。図面上ではダイオードが接続されるべき２点のうち、上側の点にカソード端子が接続され、下側の点にアノード端子が接続されている。後述するように、回生電流または循環電流が発生すると、第２基準電位線側から第１基準電位線側の方向に電流が流れる場合がある。その場合、逆方向に設けられた第１回収ダイオードＤ１及び第２回収ダイオードＤ２は通電する。第１回収ダイオードＤ１のカソード端子は、第１基準電位線に接続され、第２回収ダイオードＤ２のアノード端子は、第２基準電位線に接続される。第１回収ダイオードＤ１及び第２回収ダイオードＤ２は、例えば、ショットキーバリアダイオードであってもよい。

第１クランプスイッチＳＷ３は、第１基準電位線とコイルＬ１の出力側端子の間に設けられる。第２クランプスイッチＳＷ４は、第２基準電位線とコイルＬ１の出力側端子の間に設けられる。図１は、第１クランプスイッチＳＷ３がｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴであり、第２クランプスイッチＳＷ４がｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴである例を示す。第１クランプダイオードＤ３は、第１基準電位ＶｃｃとコイルＬ１の出力側端子の間に逆方向に設けられる。すなわち、第１クランプダイオードＤ３は、第１基準電位線とコイルＬ１の出力側端子との間に逆バイアス接続される。第２クランプダイオードＤ４は、コイルＬ１の出力側端子と第２基準電位線との間に逆方向に設けられる。すなわち第２クランプダイオードＤ４は、コイルＬ１の出力側端子と第２基準電位線との間に逆バイアス接続される。第１クランプダイオードＤ３及び第２クランプダイオードＤ４は、例えば、ショットキーバリアダイオードであってもよい。

第１抵抗Ｒ１は、第１クランプスイッチＳＷ３とコイルＬ１の出力側端子との間に挿入される。第２抵抗Ｒ２は、コイルＬ１の出力側端子と第２クランプスイッチＳＷ４との間に挿入される。第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２は、パワースイッチング素子Ｐのゲート及びソース間のリンギングを抑制するためのものである。なお、第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２は省略されてもよい。その場合、ゲート駆動部１０はリンギング抑制機能を有しない。

ゲート駆動部１０は、コイルＬ１、４つのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４、及び４つのダイオードＤ１〜Ｄ４を含むブリッジ回路を有する。第１クランプスイッチＳＷ３及び第１クランプダイオードＤ３は並列接続される。第１クランプスイッチＳＷ３がオン状態のとき、パワースイッチング素子Ｐのゲート電位は第１基準電位Ｖｃｃにクランプされる。パワースイッチング素子Ｐのゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃより高くなると、第１クランプダイオードＤ３を介してゲート端子から電流が引き抜かれる。パワースイッチング素子Ｐのゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃより低くなると、第１クランプスイッチＳＷ３を介してゲート端子に電流が供給される。

第２クランプスイッチＳＷ４及び第２クランプダイオードＤ４は並列接続される。第２クランプスイッチＳＷ４がオン状態のとき、パワースイッチング素子Ｐのゲート電位は第２基準電位Ｖｓｓにクランプされる。パワースイッチング素子Ｐのゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓより高くなると、第２クランプスイッチＳＷ４を介してゲート端子から電流が引き抜かれる。パワースイッチング素子Ｐのゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓより低くなると、第２クランプダイオードＤ４を介してゲート端子に電流が供給される。

パワースイッチング素子Ｐがターンオンされる際、第１回収スイッチＳＷ１がターンオンすることによって、容量Ｃ１が充電され始め、コイルＬ１にエネルギーが蓄積される。その後、第１回収スイッチＳＷ１がターンオフするとコイルＬ１、容量Ｃ１及び第２回収ダイオードＤ２により閉ループが形成され、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーによって、容量Ｃ１が充電される。

パワースイッチング素子Ｐがターンオフされる際、第２回収スイッチＳＷ２がターンオンすることによって、容量Ｃ１が放電され始め、放電されたエネルギーがコイルＬ１に蓄積される。その後、第２回収スイッチＳＷ２がターンオフすると、コイルＬ１と容量Ｃ１に残っているエネルギーが、第１回収ダイオードＤ１を介して電源Ｅ１に回生される。

制御回路２０は、第１回収スイッチＳＷ１、第２回収スイッチＳＷ２、第１クランプスイッチＳＷ３及び第２クランプスイッチＳＷ４を制御する。具体的には、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４の制御端子（図１ではゲート端子）にパルス信号を入力して、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のオン／オフ状態を制御する。以下、具体的な動作例を説明する。

［検討例］
実施の形態１に係る制御方法を説明する前に、本発明者らが検討した検討例について説明する。

図２は、検討例に係る、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４に入力される制御信号の波形、ゲート電圧Ｖｇｓ、およびコイル電流ＩＬの波形を模式的に示す。ゲート電圧Ｖｇｓはゲート駆動部１０からパワースイッチング素子Ｐのゲート端子及びソース端子間に印加される電圧を示す。ここでは、ゲート電圧Ｖｇｓの基準電位は第２基準電位Ｖｓｓである。コイル電流ＩＬはコイルＬ１に流れる電流を示す。検討例において、パワースイッチング素子Ｐは、ゲート電圧Ｖｇｓがローレベルからハイレベルに立ち上がることによりターンオンし、ゲート電圧Ｖｇｓがハイレベルからローレベルに立ち下がることによりターンオフする。

図３の（ａ）、（ｂ）および（ｃ）は、それぞれ、図２に示される第１状態（i）、第２状態（ii）および第３状態（iii）において、ゲート駆動部１０内とパワースイッチング素子Ｐの入力容量とを流れる電流経路を示す。図４の（ａ）、（ｂ）および（ｃ）は、それぞれ、図２に示される第４状態（iv）、第５状態（v）および第６状態（vi）において、ゲート駆動部１０内とパワースイッチング素子Ｐの入力容量とを流れる電流経路を示す。図３及び図４において、回路構成を分かりやすくするために、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、ＭＯＳＦＥＴの記号ではなくスイッチの記号で描かれている。また、図３及び図４において、第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２が省略されている。

図２において、パワースイッチング素子Ｐをターンオンする場合について説明する。

まず、制御回路２０は、第１回収スイッチＳＷ１をターンオンすることによって、第１回収スイッチＳＷ１がオンであって、かつ、第１クランプスイッチＳＷ３、第２回収スイッチＳＷ２及び第２クランプスイッチＳＷ４がオフである状態にする。この状態は、第１状態（i）または第２状態（ii）と呼ばれる。第１状態（i）は、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達する前の状態である。第２状態（ii）は、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達した後の状態である。第１基準電位Ｖｃｃは、パワースイッチング素子Ｐがオン状態であるときの固定電位である。

図３（ａ）に示すように、第１状態（i）において、電源Ｅ１から第１回収スイッチＳＷ１を介してコイルＬ１及び容量Ｃ１に電流が流れる。これにより、コイルＬ１にエネルギーが蓄積され、容量Ｃ１が充電される。図２に示すように、ゲート電圧Ｖｇｓ及びコイル電流ＩＬは共に増加している。このとき、コイルＬ１と容量Ｃ１とが共振しているため、第１基準電位線からパワースイッチング素子Ｐのゲート端子に向かう方向に共振電流が流れている。

図２に示すように、第２状態（ii）において、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達している。この状態において、コイルＬ１の両端の電位は第１基準電位Ｖｃｃになる。そのため、図３（ｂ）に示すように、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーによって流れる電流は、容量Ｃ１を充電しなくなり、第１クランプダイオードＤ３及び第１回収スイッチＳＷ１を介して循環する。このとき、配線抵抗がゼロである理想的な配線であれば、循環電流による電力損失は発生しない。しかし、実際には、配線抵抗が存在するため、循環電流による電力損失が発生する。図２に示すように、この期間のコイル電流ＩＬは、一定ではなく、少し減少している。このコイル電流ＩＬの減少は、配線抵抗と、各回収スイッチのオン抵抗及び各クランプスイッチのオン抵抗による電力損失を示している。

次に、制御回路２０は、第１回収スイッチＳＷ１をターンオフすることによって、第１回収スイッチＳＷ１、第１クランプスイッチＳＷ３、第２回収スイッチＳＷ２及び第２クランプスイッチＳＷ４がオフである第３状態（iii）にする。図３（ｃ）に示すように、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーによって流れる電流は、第１クランプダイオードＤ３、電源Ｅ１、第２回収ダイオードＤ２の経路で電源Ｅ１に回生する。このとき、配線抵抗がゼロである理想的な配線であれば、回生電流による電力損失は発生しない。しかし、実際には、配線抵抗が存在するため、回生電流による電力損失が発生する。コイルＬ１に蓄積されたエネルギーが消滅すると、回生電流が流れなくなり、図２に示すようにコイル電流ＩＬがゼロになる。

次に、制御回路２０は、第１クランプスイッチＳＷ３をターンオンすることによって、第１クランプスイッチＳＷ３がオンであって、かつ、第１回収スイッチＳＷ１、第２回収スイッチＳＷ２及び第２クランプスイッチＳＷ４がオフである状態にする。この状態では、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに固定される。

次に、図２において、パワースイッチング素子Ｐをターンオフする場合について説明する。

まず、制御回路２０は、第２回収スイッチＳＷ２をターンオンすることによって、第２回収スイッチＳＷ２がオンであって、かつ、第１回収スイッチＳＷ１、第１クランプスイッチＳＷ３及び第２クランプスイッチＳＷ４がオフである状態にする。この状態は、第４状態（iv）または第５状態（v）と呼ばれる。第４状態（iv）はゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓに到達する前の状態である。第５状態（v）はゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓに到達した後の状態である。第２基準電位Ｖｓｓは、パワースイッチング素子Ｐがオフ状態であるときの固定電位である。

図４（ａ）に示すように、第４状態（iv）において、容量Ｃ１が放電され、コイルＬ１および第２回収スイッチＳＷ２を流れる電流によって、コイルＬ１にエネルギーが蓄積される。図２に示すように、ゲート電圧Ｖｇｓが低下し、コイル電流ＩＬが負方向に増加している。このとき、コイルＬ１と容量Ｃ１とが共振しているため、パワースイッチング素子Ｐのゲート端子から第２基準電位線に向かう方向に共振電流が流れている。

図２に示すように、第５状態（v）において、ゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓに到達している。この状態において、コイルＬ１の両端の電位は第２基準電位Ｖｓｓになる。そのため、図４（ｂ）に示すように、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーによって流れる電流は、第２回収スイッチＳＷ２及び第２クランプダイオードＤ４を介して循環する。この循環電流により電力損失が発生する。

次に、制御回路２０は、第２回収スイッチＳＷ２をターンオフすることによって、第１回収スイッチＳＷ１、第１クランプスイッチＳＷ３、第２回収スイッチＳＷ２及び第２クランプスイッチＳＷ４がオフである第６状態（vi）にする。図４（ｃ）に示すように、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーによって流れる電流は、第１回収ダイオードＤ１、電源Ｅ１、第２クランプダイオードＤ４の経路で電源Ｅ１に回生する。この回生電流により電力損失が発生する。コイルＬ１に蓄積されたエネルギーが消滅すると、回生電流が流れなくなり、図２に示すようにコイル電流ＩＬがゼロになる。

次に、制御回路２０は、第２クランプスイッチＳＷ４をターンオンすることによって、第２クランプスイッチＳＷ４がオンであって、かつ、第１回収スイッチＳＷ１、第２回収スイッチＳＷ２及び第１クランプスイッチＳＷ３がオフである状態にする。この状態では、ゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓに固定される。図２において、コイル電流ＩＬの斜線領域は、容量Ｃ１の充放電に利用されない無駄な電流が流れている状態を示している。

［制御方法１］
図５は、実施の形態１に係る、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４に入力される制御信号の波形、ゲート電圧Ｖｇｓ、およびゲート電流Ｉｇの波形の一例を模式的に示す。ゲート電圧Ｖｇｓはゲート駆動部１０からパワースイッチング素子Ｐのゲート端子及びソース端子間に印加される電圧を示す。ここでは、ゲート電圧Ｖｇｓの基準電位は第２基準電位Ｖｓｓである。ゲート電流Ｉｇはゲート駆動部１０からパワースイッチング素子Ｐのゲート端子に流れる電流を示す。

図６の（ａ）、（ｂ）および（ｃ）は、それぞれ、図５に示される第１状態（i）、第２状態（ii）および第３状態（iii）において、ゲート駆動部１０内とパワースイッチング素子Ｐの入力容量とを流れる電流経路を示す。図７の（ａ）、（ｂ）および（ｃ）は、それぞれ、図５に示される第４状態（iv）、第５状態（v）および第６状態（vi）において、ゲート駆動部１０内とパワースイッチング素子Ｐの入力容量とを流れる電流経路を示す。図６及び図７において、回路構成を分かりやすくするために、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、ＭＯＳＦＥＴの記号ではなくスイッチの記号で描かれている。また、図３及び図４において、第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２が省略されている。

図５において、パワースイッチング素子Ｐをターンオンする場合について説明する。
まず、制御回路２０は、第１回収スイッチＳＷ１をターンオンすることによって、第１回収スイッチＳＷ１がオンであって、かつ、第１クランプスイッチＳＷ３、第２回収スイッチＳＷ２及び第２クランプスイッチＳＷ４がオフである第１状態（i）にする。図６（ａ）に示すように、第１状態（i）において、電源Ｅ１から第１回収スイッチＳＷ１を介してコイルＬ１及び容量Ｃ１に電流が流れる。これにより、コイルＬ１にエネルギーが蓄積され、容量Ｃ１が充電される。図５に示すように、ゲート電圧Ｖｇｓ及びゲート電流Ｉｇは共に増加している。このとき、コイルＬ１と容量Ｃ１とが共振しているため、第１基準電位線からパワースイッチング素子Ｐのゲート端子へ向かう方向に共振電流が流れている。

次に、制御回路２０は、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達する前に、第１回収スイッチＳＷ１をターンオフし、第１回収スイッチＳＷ１、第１クランプスイッチＳＷ３、第２回収スイッチＳＷ２及び第２クランプスイッチＳＷ４がオフである第２状態（ii）にする。図６（ｂ）に示すように、第２状態（ii）において、コイルＬ１、容量Ｃ１、第２回収ダイオードＤ２により閉ループが形成される。コイルＬ１に蓄積されたエネルギーによって流れる電流が、容量Ｃ１を充電する。すなわち、コイルＬ１から容量Ｃ１に向かう方向に共振電流が流れる。コイルＬ１に蓄積されたエネルギーによって流れる電流は、還流電流および回生電流とならず、全て容量Ｃ１に充電される。

次に、制御回路２０は、第１クランプスイッチＳＷ３をターンオンすることによって、第１クランプスイッチＳＷ３がオンであって、かつ、第１回収スイッチＳＷ１、第２回収スイッチＳＷ２及び第２クランプスイッチＳＷ４がオフである第３状態（iii）にする。図６（ｃ）に示すように、第１クランプスイッチＳＷ３がターンオンされた時点でゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達していない場合、第１基準電位Ｖｃｃから第１クランプスイッチＳＷ３を介して、ゲート端子にクランプ電流が流れる。その後、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達すると、クランプ電流が流れなくなり、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに固定される。なお、図２に示される検討例のように、第１クランプスイッチＳＷ３がターンオンされた時点でゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達している場合、クランプ電流は流れない。

次にパワースイッチング素子Ｐをターンオフする場合について説明する。

まず、制御回路２０は、第２回収スイッチＳＷ２をターンオンすることによって、第２回収スイッチＳＷ２がオンであって、かつ、第１回収スイッチＳＷ１、第１クランプスイッチＳＷ３及び第２クランプスイッチＳＷ４がオフである第４状態（iv）にする。図７（ａ）に示すように、第４状態（iv）において、容量Ｃ１が放電され、コイルＬ１および第２回収スイッチＳＷ２を流れる電流によって、コイルＬ１にエネルギーが蓄積される。図５に示すように、ゲート電圧Ｖｇｓが低下し、ゲート電流Ｉｇが負方向に増加している。コイルＬ１と容量Ｃ１とが共振しているため、パワースイッチング素子Ｐのゲート端子から第２基準電位線に向かう方向に共振電流が流れている。

次に、制御回路２０は、ゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓに到達する前に第２回収スイッチＳＷ２をターンオフし、第１回収スイッチＳＷ１、第１クランプスイッチＳＷ３、第２回収スイッチＳＷ２及び第２クランプスイッチＳＷ４がオフである第５状態（v）にする。図７（ｂ）に示すように、第５状態（v）において、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーによって流れる電流が、容量Ｃ１を放電させ、第１回収ダイオードＤ１を介して電源Ｅ１にエネルギーを回生させる。すなわち、共振電流は、容量Ｃ１及びコイルＬ１から第１回収ダイオードＤ１を介して電源Ｅ１に回生される。このようにコイルＬ１に蓄積されたエネルギーは全て電源Ｅ１に回生される。

次に、制御回路２０は、第２クランプスイッチＳＷ４をターンオンすることによって、第２クランプスイッチＳＷ４がオンであって、かつ、第１回収スイッチＳＷ１、第２回収スイッチＳＷ２及び第１クランプスイッチＳＷ３がオフである第６状態（vi）にする。図７（ｃ）に示すように、第２クランプスイッチＳＷ４がターンオンされた時点でゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓに到達していない場合、容量Ｃ１から第２クランプスイッチＳＷ４を介して第２基準電位Ｖｓｓにクランプ電流が流れる。その後、ゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓに到達すると、クランプ電流が流れなくなり、ゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓに固定される。なお、図２に示される検討例のように、第２クランプスイッチＳＷ４がターンオンされた時点でゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓに到達している場合、クランプ電流は流れない。

［検討例と制御方法１の実施例１との比較］
図８は、検討例に係るシミュレーション結果の一例を示す。図９は、実施の形態１の実施例１に係るシミュレーション結果の一例を示す。図８および図９は、ゲート電圧Ｖｇｓ、コイル電流ＩＬ、およびゲート電流Ｉｇの関係を示している。実験の前提条件は以下の通りであった。駆動対象のパワースイッチング素子Ｐは、ドレイン電流Ｉｄが１００Ａクラスのパワーモジュールであった。第１基準電位Ｖｃｃが２０Ｖ、第２基準電位Ｖｓｓが−５Ｖに設定された。コイルＬ１のインダクタンス値が数１００ｎＨ、ゲート抵抗の抵抗値が数Ω、容量Ｃ１の容量値が数１０ｎＦにそれぞれ設定された。

実施例１と検討例の違いは、第１回収スイッチＳＷ１をターンオフするタイミングである。実施例において、制御回路２０は、第１回収スイッチＳＷ１がターンオンされた後であって、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達する前に、第１回収スイッチＳＷ１をターンオフした。一方、検討例において、制御回路２０は、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達した後に、第１回収スイッチＳＷ１をターンオフした。第１基準電位Ｖｃｃは、パワースイッチング素子Ｐをオン状態に固定するための固定電位である。

第１回収スイッチＳＷ１のオン時間を長くすれば、ゲート電位を確実に固定電位まで到達させることができる。しかし、第１回収スイッチＳＷ１のオン時間を長くすれば、コイルＬ１に過剰なエネルギーが蓄積され、過剰な電流が発生しやすくなる。コイルＬ１から流れる過剰な電流は、循環電流または回生電流として流れる。図８において、ゲート電流Ｉｇとコイル電流ＩＬとが途中一致しない箇所がある。これは、コイル電流ＩＬが循環電流または回生電流として流れる期間であり、コイル電流ＩＬが容量Ｃ１に充電されない期間である。上述のように、循環電流または回生電流が流れると、電流経路上の抵抗成分によって損失が発生する。

抵抗成分が存在しない理想的なＬＣ直列共振回路において、コイルと容量の間のノード電位が入力電位の１／２に到達した時点で、コイルから容量に電流を流し始めると、容量への充電に過不足が発生しない。そのため、実施例１において、第２基準電位Ｖｓｓを基準として、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃの１／２に到達した時点で第１回収スイッチＳＷ１がターンオフされて、コイルＬ１を流れる電流によって容量Ｃ１を充電し始める。コイルと容量の間のノード電位が入力電位の１／２に到達する時点は、共振周期の１／６の時点に相当する。なお、共振周期Ｔは、２π√（ＬＣ）で表される。Ｃはゲート−ソース間に存在する寄生容量である。例えば、キャパシタンスＣは、パワースイッチング素子Ｐのゲート−ソース間容量とその他のキャパシタの容量との合計であってもよい。なお、パワースイッチング素子Ｐのゲート−ソース間容量は、実際にはドレイン電圧Ｖｄｓにより変動するが、ドレイン電圧Ｖｄｓが０Ｖの時の容量として定義される。また、インダクタンスＬは、容量Ｃを含む閉ループ内のインダクタンスである。例えば、インダクタンスＬは、コイルＬ１のインダクタンスと、その閉ループ内の配線によるインダクタンスとの合計である。

実施例１において、制御回路２０は、第１回収スイッチＳＷ１がターンオンされてから共振周期の約１／６が経過した時点（すなわち、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃの約１／２の電位に到達した時点）で、第１回収スイッチＳＷ１をターンオフした。これに対して検討例において、制御回路２０は、第１回収スイッチＳＷ１がターンオンされてから共振周期の約３０％が経過した時点で、第１回収スイッチＳＷ１をターンオフしている。なお、検討例は、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達するまでの時間が抵抗によって大きくなるため、第１回収スイッチＳＷ１がターンオンされてからターンオフされるまでの期間は、共振周期の３０％に設定された。

実施例１において、制御回路２０は、第１回収スイッチＳＷ１をターンオフしてから、設定期間が経過した後に、第１クランプスイッチＳＷ３をターンオンした。実施例１において、共振電流がゼロになった後に、第１クランプスイッチＳＷ３がターンオンされた。第１クランプスイッチＳＷ３がターンオンされることにより、パワースイッチング素子Ｐのゲート電位が、第１基準電位Ｖｃｃにクランプされた。ただし、第１クランプスイッチＳＷ３がターンオンされるタイミングは、共振電流がゼロになる前であってもよい。

実施例１は、パワースイッチング素子Ｐのゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達する前に第１回収スイッチＳＷ１がターンオフされた。そのため、共振電流のみでは、パワースイッチング素子Ｐのゲート電位を第１基準電位Ｖｃｃに到達させることができなかった。具体的には、図５及び図９に示す例において、第１基準電位Ｖｃｃに基づいて生じる共振電流と、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーに基づいて生じる共振電流とだけでは、ゲート電位を第１基準電位Ｖｃｃに到達させることができなかった。このため、第１クランプスイッチＳＷ３がターンオンされることによって、第１基準電位線から第１クランプスイッチＳＷ３を介してパワースイッチング素子Ｐのゲート端子にクランプ電流が流れ、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達するまでゲート端子に電荷が供給された。

検討例と実施例１とは、第１回収スイッチＳＷ１がターンオンされてからターンオフされるまでのオン時間が異なるため、ゲート電流Ｉｇの波形が異なった。検討例において、ゲート電流Ｉｇは、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達した時点で、ピーク値を示した。一方、実施例１において、ゲート電流Ｉｇは、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達する前にピーク値を示し、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達した時点では、ゲート電流Ｉｇがピーク値から減少していた。

以下、実施例１のゲート電流Ｉｇについて、より詳細に説明する。パワースイッチング素子Ｐをターンオンする動作は、第１回収スイッチＳＷ１をターンオンすることにより始まった。ゲート電流Ｉｇの絶対値は、第１回収スイッチＳＷ１のターンオン時から増加し続けた。ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達する前に、ゲート電流Ｉｇの絶対値は最大ピーク値に到達した。ゲート電流Ｉｇの絶対値は、最大ピーク値に到達した後に減少した。その後、ゲート電流Ｉｇの絶対値は、再度増加し、当該最大ピーク値より小さいピーク値に到達した。その後、ゲート電流Ｉｇの絶対値は、再度減少した。

実施例１において、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達する前に第１回収スイッチＳＷ１がターンオフされ、その後、ゲート電流Ｉｇが減少した後に第１クランプスイッチＳＷ３がターンオンされた。そのため、ゲート電流Ｉｇに２つの山が発生した。２つの山のピークのうち、最初のピークのほうが大きかった。なお、第１クランプスイッチＳＷ３がターンオンされた際に、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達している場合、クランプ電流が流れないため、山は１つになる。いずれの場合も、共振電流のほうがクランプ電流より大きいため、最初に発生する山のピークが、ゲート電流Ｉｇの最大ピーク値になると予測される。

ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達したときのゲート電流Ｉｇの絶対値は、ゲート電流Ｉｇの絶対値の最大ピーク値の２／３より小さくてもよい。ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達したときのゲート電流Ｉｇの絶対値は、ゲート電流Ｉｇの絶対値の最大ピーク値の１／２より小さくてもよい。ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達したときのゲート電流Ｉｇの絶対値は、実質的にゼロであってもよい。この場合、回生電流が完全に抑制される。

検討例および実施例１において、制御回路２０は、第１回収スイッチＳＷ１、第２回収スイッチＳＷ２、第１クランプスイッチＳＷ３、及び第２クランプスイッチＳＷ４のオン／オフを制御する。これにより、ゲート電圧Ｖｇｓ及びゲート電流Ｉｇが発生し、パワースイッチング素子Ｐのゲート端子に供給される。なお、第１回収スイッチＳＷ１、第２回収スイッチＳＷ２、第１クランプスイッチＳＷ３、及び第２クランプスイッチＳＷ４がオンまたはオフされるタイミングは、理論値、又は実験もしくはシミュレーションにより得られた値にもとづき決定されてもよい。それらのタイミングの情報は制御回路２０内に予め記録されていてもよい。なお、実施例１とは異なるが、例えば、ゲート駆動装置１００が、ゲート電圧Ｖｇｓ及び／又はゲート電流Ｉｇを検出する検出部を備え、検出部によって検出された検出値が制御回路２０にフィードバックされてもよい。この場合、制御回路２０が、検出値にもとづいて、各スイッチのオン／オフのタイミングを決定してもよい。

図１０は、制御方法の検討例の実験結果を詳細に示す。図１１は、実施の形態１に係る制御方法１の実施例１の実験結果を詳細に示す。図１０および図１１は、ゲート電圧Ｖｇｓ、コイル電流ＩＬ、およびゲート電流Ｉｇに加えて、ドレイン電圧Ｖｄｓ、ドレイン電流Ｉｄ、およびターンオン損失Ｅｏｎの関係を示している。図１０に示される実験結果は、図８に示されるシミュレーション結果に対応しており、図１１に示される実験結果は、図９に示されるシミュレーション結果に対応している。

パワースイッチング素子Ｐは、例えば、ゲート電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｔｈを超えるとターンオンする。パワースイッチング素子Ｐのスイッチング速度は、閾値電圧Ｖｔｈを超える付近におけるゲート電圧の時間変化率ΔＶｇｓ／Δｔが大きいほど、早い。そして、ゲート電圧の時間変化率ΔＶｇｓ／Δｔは、ゲート電流Ｉｇが大きいほど、大きい。

以下、より具体的に説明する。パワースイッチング素子Ｐの入力容量Ｃｉｓｓが理想キャパシタである場合、下記式（１）が成り立つ。
Ｉｇ＝Ｃｉｓｓ・ΔＶｇｓ／Δｔ ・・・式（１）

このように、ゲート電圧の時間変化率ΔＶｇｓ／Δｔは、ゲート電流Ｉｇに比例する。なお、実際のパワースイッチング素子Ｐにおいて、入力容量Ｃｉｓｓはドレイン電圧Ｖｄｓに依存する。そのため、電圧の時間変化率ΔＶｇｓ／Δｔとゲート電流Ｉｇとは完全には比例しない。しかしながら、電圧の時間変化率ΔＶｇｓ／Δｔとゲート電流Ｉｇとは比例関係に似た関係となる。パワースイッチング素子Ｐのオン抵抗は、ゲート電圧Ｖｇｓが高いほど低い。そのため、スイッチング時のゲート電流Ｉｇを大きくすることによって、電圧の時間変化率ΔＶｇｓ／Δｔが大きくなり、パワースイッチング素子Ｐのオン抵抗を早く減少させることができる。

図１０及び図１１において、パワースイッチング素子Ｐがターンオンされるタイミングは、ターンオン損失Ｅｏｎが最大となる時点に相当する。図１０に示す検討例において、パワースイッチング素子がターンオンされるタイミングと、ゲート電流Ｉｇがピークとなるタイミングとは時間的に離れていた。具体的には、パワースイッチング素子Ｐのゲート電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｔｈを超えることによってパワースイッチング素子Ｐがターンオンされ、その後、共振電流によってゲート電流Ｉｇが最大となった。一方、図１１に示される実施例１において、パワースイッチング素子がターンオンされるタイミングの近辺で、ゲート電流Ｉｇが最大ピークとなった。

図１０に示す検討例に係る実験結果と、図１１に示す実施例１に係る実験結果とを比較すると、ドレイン電圧の時間変化率ΔＶｄｓ／Δｔはほぼ同じであった。ターンオン損失Ｅｏｎも両者の間でほぼ同じであった。ゲート−ソース間のリンギング電圧も両者の間でほぼ同じであった。ゲート駆動部１０の損失であるドライバ損失Ｐｄｒｖは、実施例１のほうが検討例よりも小さかった。

上述のように、検討例と実施例１とは、第１回収スイッチＳＷ１がターンオフされるタイミングが異なる。以下では、共振周期に対する第１回収スイッチＳＷ１のオン時間の割合を、オン時間／共振周期と呼ぶ場合がある。実施例１のオン時間／共振周期は１／６（≒１６．７％）であり、検討例のオン時間／共振周期は３０％であった。

図１２は、オン時間／共振周期と、ドレイン電圧の時間変化率ΔＶｄｓ／Δｔ及びドライバ損失Ｐｄｒｖとの関係の一例を示す。三角マークでプロットされている折れ線グラフがドレイン電圧の時間変化率ΔＶｄｓ／Δｔを示し、丸マークでプロットされている折れ線グラフがドライバ損失Ｐｄｒｖを示している。ドレイン電圧の時間変化率ΔＶｄｓ／Δｔは、ゲート駆動装置１００がパワースイッチング素子Ｐをスイッチングする際のスイッチング特性を示す指標の１つである。従って、ドレイン電圧の時間変化率ΔＶｄｓ／Δｔが高く、かつ、ドライバ損失Ｐｄｒｖが小さいゲート駆動装置が、高品質なゲート駆動装置となる。

ドレイン電圧の時間変化率ΔＶｄｓ／Δｔは、オン時間／共振周期が１５％以上となる範囲において、一定の値で安定した。オン時間／共振周期が１５％以上となる範囲において、オン時間／共振周期が大きくなるほど、ドライバ損失Ｐｄｒｖが大きくなった。これは、オン時間／共振周期が大きくなるほど、不要な循環電流や回生電流が発生するためである。一方、オン時間／共振周期が１５％より低い範囲において、オン時間／共振周期が小さくなるほど、ドライバ損失Ｐｄｒｖが大きくなった。これは、オン時間／共振周期が小さ過ぎると、共振電流によって到達させることのできる電位が低くなり、クランプ電流による損失が大きくなるためである。

上述のように検討例のオン時間／共振周期は３０％、実施例１のオン時間／共振周期は１６．７％であった。図１２に示される通り、オン時間／共振周期が３０％の場合と１６．７％との場合とを比べると、ドレイン電圧の時間変化率ΔＶｄｓ／Δｔはほぼ同じであった。一方、ドライバ損失Ｐｄｒｖは、オン時間／共振周期が１６．７％の場合のほうが、３０％の場合よりも、かなり小さかった。図１２に示される例では、オン時間／共振周期が１６．７％の場合のドライバ損失Ｐｄｒｖは、オン時間／共振周期が３０％の場合のドライバ損失Ｐｄｒｖに比べて、約１７％低くなっていた。

このように、実施例１に係る駆動方法は、検討例に係る駆動方法と比較して、スイッチング特性が同等でありながら、ドライバ損失を大幅に削減でき、リンギング電圧も小さくできる。実施例１に係る駆動方法は、不要な循環電流および回生電流を発生させないため、ドライバ損失が低減された。また、スイッチング特性が同等である理由は、実施例１に係る駆動方法が、ゲート電流Ｉｇが最大になるタイミング付近でパワースイッチング素子Ｐをターンオンさせるためである。これにより、ゲート電流Ｉｇが効率的に使用される。

［共振電圧とゲート電圧の関係］
駆動装置に含まれる共振用電源及びコイルと、パワースイッチング素子の入力容量とは、ＬＣ直列共振回路を構成する。共振用の電源とは、共振時に構成される閉ループ内にある電源である。パワースイッチング素子の入力容量の電圧は、ゲート電圧に相当する。以下、共振電圧の振幅と、ゲート電圧の振幅との関係について説明する。

まず、共振電圧の振幅について説明する。共振が開始されると、パワースイッチング素子のゲート端子に、共振電流が流れ始める。このとき、共振電圧は、共振用電源が与える電位を基準として、実質的な共振源電圧を振幅とする波形で変動し始める。すなわち、もし閉ループ内を流れる電流が遮断されることがなく共振現象が継続されれば、パワースイッチング素子のゲート電圧は、実質的な共振源電圧の２倍の範囲を変動することができる。

ここで、実質的な共振源電圧とは、共振用電源が供給する電圧に対して、共振開始直前のゲート電圧を減算または加算した値である。例えば、ゲート電圧の立ち上がり直前において、パワースイッチング素子の入力容量が有する初期ゲート電圧が正の極性である場合、初期ゲート電圧は、共振用電源が供給する電圧を打ち消す方向に作用する。すなわち、ゲート電圧の立ち上がり時において、実質的な共振源電圧は、共振用電源が供給する電圧から、初期ゲート電圧を減算した値になる。例えば、ゲート電圧の立ち下がり直前において、パワースイッチング素子の入力容量が有する初期ゲート電圧が正の極性である場合、その初期ゲート電圧は、共振用電源が供給する電圧に上乗せされる方向に作用する。すなわち、ゲート電圧の立ち下がり時において、実質的な共振源電圧は、共振用電源が供給する電圧に、初期ゲート電圧を加算した値になる。なお、実質的な共振源電圧は、共振開始直後のコイルの両端電圧と等しい。ＬＣ直列共振回路において、コイルの両端に印加された電圧と等しい値が、容量に印加される共振電圧の振幅となる。

次に、ゲート電圧の振幅について説明する。パワースイッチング素子の制御端子の電位は、第二基準電位Ｖｓｓ及び第一基準電位Ｖｃｃの間で切り替わる。別の見方をすれば、パワースイッチング素子のゲート電圧は、第一基準電位Ｖｃｃと第二基準電位Ｖｓｓの中間値を基準として、（Ｖｃｃ−Ｖｓｓ）×１／２の振幅で変化する。本開示では、この振幅を、ゲート電圧の振幅と呼ぶ場合がある。

パワースイッチング素子は、実質的な共振源電圧がゲート電圧の振幅以上である場合に、共振電流によって一方の基準電位から他方の基準電位へと到達させることができる。しかし、実質的な共振源電圧が、ゲート電圧の振幅よりも大きい場合、過剰な電流が発生しうる。例えば、図１に示されるように、共振用電源が供給する電圧がＶｃｃ−Ｖｓｓである場合、過剰な電流が発生しうる。

図２に示される検討例では、上述のように、過剰な電流は、循環電流及び回生電流として回収される。しかし、この場合、電力損失が生じる。図５に示される実施の形態１に係る制御方法の例では、入力容量の電圧がＶｃｃ−Ｖｓｓに到達する前に、第１回収スイッチＳＷ１がオフされる。そのため、循環電流及び回生電流が発生せず、電力損失が発生しない。すなわち、実施の形態１は、実質的な共振源電圧がゲート電圧の振幅よりも大きい場合に、適用されうる。

一方、実質的な共振源電圧を、ゲート電圧の振幅と等しくすることによって、過剰な電流を生じさせない方法が考えられる。例えば、図１３に示される駆動装置は、第一基準電位Ｖｃｃ及び第二基準電位Ｖｓｓを与える電源Ｅ１と、電源Ｅ１の半分の電圧（Ｖｃｃ−Ｖｓｓ）×１／２を与える共振用補助電源Ｅ２とを備える。この場合、入力容量Ｃ１に印加される電圧が（Ｖｃｃ−Ｖｓｓ）×１／２に達した時点で、コイルへのエネルギーの蓄積が完了し、コイルに蓄積されたエネルギーが放出され始める。そのため、第１回収スイッチＳＷ１がオフにされなくても、パワースイッチング素子に供給される共振電流が減衰する。そのため、共振用電源はＬＣ直列共振回路に電圧を供給し続けても、パワースイッチング素子の制御端子を流れる共振電流が０近傍に減衰する。そのため、循環電流及び回生電流が発生しない。本開示では、パワースイッチング素子の制御端子を流れる共振電流が０近傍に減衰するまで共振用電源からの電圧がＬＣ直列共振回路に供給され続ける方式を、中点方式（Middle voltage methodなど）と呼ぶ。

以下、実施の形態１に係る駆動方法と、中点方式に係る駆動方法と違いについて説明する。

図１３は、中点方式で駆動されるゲート駆動部と、スイッチング素子Ｐの入力容量Ｃ１との構成を示す。図１３に示されるゲート駆動部は、図１に示されるゲート駆動装置１００と構成が異なる。図１３に示されるゲート駆動部は、図１に示される実施の形態１のゲート駆動部１０と比較して、補助電源Ｅ２を備える点、第１クランプダイオードＤ３及び第２クランプダイオードＤ４が省略されている点で相違する。補助電源Ｅ２は、電源Ｅ１により生成される第１基準電位Ｖｃｃの１／２の電位を生成する。以下、補助電源Ｅ２が生成する電位を第３基準電位と呼び、第３基準電位を供給する電流経路を第３基準電位線と呼ぶ場合がある。図１３に示される例において、補助電源Ｅ２の低電位側の基準電位は、第２基準電位Ｖｓｓと共通である。

第１回収スイッチＳＷ１と第２回収スイッチＳＷ２の接続点に第３基準電位線が接続され、補助電源Ｅ２が共振用電源となる。

第１回収スイッチＳＷ１の一端は第３基準電位線に接続され、他端は第１回収ダイオードＤ１のアノード端子に接続される。第１回収ダイオードＤ１のカソード端子は、コイルＬ１の入力側端子に接続される。図１３は、第１回収スイッチＳＷ１がｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴのソース端子が第３基準電位線に接続され、ドレイン端子が第１回収ダイオードＤ１のアノード端子に接続される例を示す。図１３に示される例において、第１回収ダイオードＤ１のアノード端子は、ｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続され、カソード端子はコイルＬ１の入力側端子に接続される。

第２回収スイッチＳＷ２の一端は第３基準電位線に接続され、他端は第２回収ダイオードＤ２のカソード端子に接続される。第２回収ダイオードＤ２のアノード端子は、コイルＬ１の入力側端子に接続される。図１３は、第２回収スイッチＳＷ２がｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴのソース端子が第３基準電位線に接続され、ドレイン端子が第２回収ダイオードＤ２のカソード端子に接続される例を示す。図１３に示される例において、第２回収ダイオードＤ２のカソード端子は、ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に接続され、アノード端子はコイルＬ１の入力側端子に接続される。

なお、第１回収スイッチＳＷ１と第１回収ダイオードＤ１は第３基準電位線とコイルＬ１の入力側端子との間に直列に設けられればよい。例えば、第１回収スイッチＳＷ１と第３基準電位線との間に第１回収ダイオードＤ１が設けられてもよい。第２回収スイッチＳＷ２と第２回収ダイオードＤ２は第３基準電位線とコイルＬ１の入力端子との間に直列に設けられればよい。例えば、第２回収スイッチＳＷ２と第３基準電位線との間に第２回収ダイオードＤ２が設けられてもよい。中点方式のゲート駆動部において、第１回収ダイオードが充電用ダイオードと呼ばれ、第２回収ダイオードが放電用ダイオードと呼ばれることがある。

中点方式において、パワースイッチング素子Ｐをターンオンする場合について説明する。まず、第１回収スイッチＳＷ１がターンオンされて、コイルＬ１にエネルギーが蓄積され、容量Ｃ１が充電される。補助電源Ｅ２の電圧は、電源Ｅ１の電圧の１／２であるため、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃの１／２の電位である第３基準電位に到達すると、コイルＬ１へのエネルギーの蓄積が完了する。その後、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーが放出され始める。従って、第１回収スイッチＳＷ１がターンオフされなくても、ゲート電位が第３基準電位に到達すると、共振電流が減少し始める。次いで、共振電流がゼロになる近辺において、第１クランプスイッチＳＷ３がターンオンされて、パワースイッチング素子Ｐのゲート端子にクランプ電流が流れる。このように、中点方式では、コイルＬ１に過剰なエネルギーが蓄積されず、過剰な共振電流が流れないため、不要な循環電流および回生電流が流れない。パワースイッチング素子Ｐをターンオフする場合についても、同様に説明される。

図１４は、参考例１〜６における、第１回収スイッチＳＷ１がターンオンされてからの経過時間とゲート電圧Ｖｇｓとの関係を示す。参考例１〜３は、図１３に示される回路に対して、入力容量Ｃ１に直列に接続された抵抗Ｒｓがさらに追加された回路を想定し、この回路の第１回収スイッチＳＷ１をターンオンした後のゲート電圧Ｖｇｓの時間変化をシミュレートした。参考例１、２および３における抵抗Ｒｓの抵抗値は、それぞれ、０Ω、１Ω、２Ωとした。参考例４〜６は、図１に示される回路に対して、入力容量Ｃ１に直列に接続された抵抗Ｒｓがさらに追加された回路を想定し、この回路の第１回収スイッチＳＷ１をターンオンした後のゲート電圧Ｖｇｓの時間変化をシミュレートした。参考例４、５および６における抵抗Ｒｓの抵抗値は、それぞれ、０Ω、１Ω、２Ωとした。なお、参考例４、５および６は、ゲート電圧Ｖｇが固定電圧に到達した後にも第１回収スイッチＳＷ１がオン状態に維持される点で、実施の形態１の制御方法１と相違する。なお、参考例１〜６において、ゲート電圧Ｖｇｓの固定電圧は、いずれも２５Ｖに設定された。なお、参考例１〜６において、抵抗Ｒｓは、例えば、ゲート駆動部１０内のコイルＬ１もしくは配線の抵抗成分、または、パワースイッチング素子Ｐの内部の抵抗に相当する。

図１４に示されるとおり、参考例１〜３、および、参考例４〜６において、ゲート電圧Ｖｇｓが固定電圧レベルに到達するタイミングは、抵抗Ｒｓの抵抗値が増大するほど遅くなった。

参考例２および参考例３において、ゲート電圧Ｖｇｓは固定電圧まで到達しなかった。これは、図１３に示されるゲート駆動装置において、共振用電源Ｅ２が供給する電圧の２倍が、固定電圧と等しいことに起因する。この場合、抵抗Ｒｓによって損失が生じた場合に、ゲート電圧Ｖｇｓを固定電圧まで到達させることが困難になる。中点方式で制御される参考例１〜３の場合、例えば、第１クランプスイッチＳＷ３がターンオンされれば、クランプ電流による電荷が入力容量Ｃ１に供給され、ゲート電圧Ｖｇｓが固定電圧まで到達しうる。しかし、クランプ電流が大きくなるほど、クランプ部１２での損失が大きくなる。

一方、参考例４〜６において、タイミングが異なるものの、いずれもゲート電圧Ｖｇｓが固定電圧に到達した。これは、図１に示されるゲート駆動装置１００において、共振用電源Ｅ１が供給する電圧の２倍が、固定電圧よりも十分大きいことに起因する。したがって、この参考例４〜６の結果は、実施の形態１のゲート駆動装置１００の次の効果を裏付ける。すなわち、実施の形態１のゲート駆動装置１００は、たとえ寄生抵抗Ｒｓを有する場合であっても、第１回収スイッチＳＷ１をターンオフするタイミングが制御されることによって、ゲート電位を固定電位に近づけるために十分な共振電流が発生しうる。なお、同様の効果は、パワースイッチング素子Ｐをターンオフする場合にも奏される。すなわち、実施の形態１のゲート駆動装置１００は、たとえ寄生抵抗Ｒｓを有する場合であっても、第２回収スイッチＳＷ２がターンオフされるタイミングを制御することによって、ゲート電位を固定電位に近づけるために十分な共振電流が発生しうる。

中点方式の制御方法の場合、オン時間／共振周期は１／２以上となる。一方、実施の形態１の制御方法の場合、オン時間／共振周期は１／６以上であればよい。すなわち、実施の形態１の制御方法は、第１回収スイッチＳＷ１がターンオンしてから、共振周期の１／６の期間が経過した後であって、共振周期の１／２の期間が経過する前に、第１回収スイッチＳＷ１をターンオフすることができる。

［まとめ］
実施の形態１に係る駆動方法は、無駄な循環電流および回生電流を抑制できるため、ゲート駆動装置１００の電力損失を低減できる。また、実施の形態１に係る駆動方法は、ゲート電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｔｈを超える近辺で、ゲート電流Ｉｇが最大ピーク値となるように制御する。従って、ゲート電流Ｉｇが効率的に使用されるため、パワースイッチング素子Ｐのスイッチング特性が維持または向上しうる。

（実施の形態１の種々の変形例）
以下、実施の形態１に係るゲート駆動装置１００の変形例について説明する。なお、以下の説明において、図１に示される駆動装置１００、および図５に示される制御方法と重複する部分については、説明および図示が省略される場合がある。例えば、図１５〜２１、２３および２４は、ゲート駆動部１０およびパワースイッチング素子の入力容量Ｃ１を例示する。例えば、図１５〜２０に示されるゲート駆動装置１００は、例えば図５に示される制御方法によって駆動されうる。

図１５は、実施の形態１の変形例１に係るゲート駆動装置１００の構成を示す。変形例１に係るゲート駆動装置１００は、図１に示されるゲート駆動装置１００に対して、第１回収ダイオードＤ１及び第２回収ダイオードＤ２が省略されている。変形例１に係るゲート駆動装置１００は、第１回収スイッチＳＷ１が第１ＭＯＳＦＥＴであり、第２回収スイッチＳＷ２が第２ＭＯＳＦＥＴであり、第１回収ダイオードＤ１は第１ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードであり、第２回収ダイオードＤ２は第２ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードである。なお、図１に示されるように、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードと他のダイオードとが併用される場合、特性がよいダイオードに優先的に電流が流れる。

図１６は、実施の形態１の変形例２に係るゲート駆動装置１００の構成を示す。変形例２に係るゲート駆動装置１００は、第１回収スイッチＳＷ１及び第１クランプスイッチＳＷ３が、ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴである。

図１７は、実施の形態１の変形例３に係るゲート駆動装置１００の構成を示す。変形例３に係るゲート駆動装置１００は、電源Ｅ１の第２基準電位Ｖｓｓが負電位に設定されている。パワースイッチング素子Ｐのソース端子と第２基準電位線との間に、補助電源Ｅ３が設けられている。そのため、パワースイッチング素子Ｐのソース端子には、第２基準電位線から第２基準電位Ｖｓｓが供給されず、補助電源Ｅ３の電位が供給される。図１７の例において、電源Ｅ１の第１基準電位Ｖｃｃが２０Ｖ、第２基準電位Ｖｓｓが−５Ｖ、補助電源Ｅ３が供給する電圧は５Ｖであってもよい。この場合、変形例３に係るゲート駆動装置１００は、パワースイッチング素子Ｐのゲート−ソース間に−５Ｖのゲート電圧を印加できる。変形例３に係るゲート駆動装置１００は、例えば、パワースイッチング素子Ｐがノーマリーオン型のパワーデバイスまたは閾値の低いパワーデバイスである場合に、パワースイッチング素子Ｐのゲート−ソース間に負バイアスを印加させることができる。すなわち、変形例３に係るゲート駆動装置１００は、パワースイッチング素子Ｐをターンオフした後に、パワースイッチング素子のゲート−ソース間の電圧を負電圧に固定できる。

図１８は、実施の形態１の変形例４に係るゲート駆動装置１００の構成を示す。変形例４に係るゲート駆動装置１００は、第１回収スイッチＳＷ１とコイルＬ１の入力側端子との間に逆流防止用のダイオードＤ５と、第２回収スイッチＳＷ２とコイルＬ１の入力側端子との間に逆流防止用のダイオードＤ６とを、備える。逆流防止用のダイオードＤ５は、第１回収スイッチＳＷ１のボディダイオードに電流が流れることを阻止でき、その電流を専ら第１回収ダイオードＤ１に流すことができる。逆流防止用のダイオードＤ６は、第２回収スイッチＳＷ２のボディダイオードに電流が流れることを阻止でき、その電流を専ら第２回収ダイオードＤ２に流すことができる。

図１９は、実施の形態１の変形例５に係るゲート駆動装置１００の構成を示す。変形例５に係るゲート駆動装置１００は、図１に示されるゲート駆動装置１００に対して、第１クランプダイオードＤ３及び第２クランプダイオードＤ４が省略されている。第１クランプスイッチＳＷ３が第３ＭＯＳＦＥＴである場合、第１クランプダイオードＤ３は第１ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードである。第２クランプスイッチＳＷ４が第４ＭＯＳＦＥＴである場合、第２クランプダイオードＤ４は第２ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードである。なお、図１に示されるように、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードと他のダイオードが併用される場合、特性がよいダイオードに優先的に電流が流れる。

図２０は、実施の形態１の変形例６に係るゲート駆動装置１００の構成を示す。変形例６に係るゲート駆動装置１００は、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２とを備える。これにより、ゲート電圧Ｖｇｓの立ち上がり波形と、立ち下がり波形とが異なる形状になりうる。具体的には、第１コイルＬ１の入力側端子と第１基準電位線の間に第１回収スイッチＳＷ１が接続され、第１コイルＬ１の入力側端子と第２基準電位線の間に逆方向に第２回収ダイオードＤ２が接続される。第１コイルＬ１の出力側端子はパワースイッチング素子Ｐのゲート端子に接続される。第２コイルＬ２の入力側端子と第１基準電位線の間に逆方向に第１回収ダイオードＤ１が接続され、第２コイルＬ２の入力側端子と第２基準電位線の間に第２回収スイッチＳＷ２が接続される。第２コイルＬ２の出力側端子はパワースイッチング素子Ｐのゲート端子に接続される。この構成において、コイルＬ１とコイルＬ２のインダクタンス値を異ならせた場合、ゲート電圧Ｖｇｓの立ち上がり波形と、立ち下がり波形とが異なる。

図２１は、実施の形態１の変形例７に係るゲート駆動装置１００の構成を示す。変形例７に係るゲート駆動装置１００は、図１に示されるゲート駆動装置１００に対して第１クランプスイッチＳＷ３及び第２クランプスイッチＳＷ４が省略されている。変形例７に係るゲート駆動装置１００は、パワースイッチング素子Ｐのゲート端子にクランプ電流を追加で流すことができない。そのため、変形例７に係るゲート駆動装置において、ゲート電圧Ｖｇｓが固定電圧に到達するために十分な共振電流が、パワースイッチング素子Ｐのゲート端子に供給される。

図２２は、実施の形態１の変形例７に係る、スイッチＳＷ１およびスイッチＳＷ２に入力される制御信号の波形、ゲート電圧Ｖｇｓ、およびゲート電流Ｉｇの波形の一例を模式的に示す。図２２のゲート電流Ｉｇの波形と図５のゲート電流Ｉｇの波形を比較すると、図２２のゲート電流Ｉｇはクランプ電流による２つ目の山がない。また、図２２のゲート電圧Ｖｇｓの波形と図５のゲート電圧Ｖｇｓの波形を比較すると、図２２のゲート電圧Ｖｇｓの波形は、急速に立ち上がる。これは、変形例７に係るゲート駆動装置１００において、比較的大きな共振電流が流れるためである。

図２３は、実施の形態１の変形例８に係るゲート駆動装置１００の構成を示す。変形例８に係るゲート駆動装置１００は、図１に示されるゲート駆動装置１００に対して第１クランプスイッチＳＷ３、第２クランプスイッチＳＷ４、第１クランプダイオードＤ３及び第２クランプダイオードＤ４が省略され、第１ツィナーダイオードＤｚ１及び第２ツィナーダイオードＤｚ２を追加されている。具体的には、コイルＬ１の出力側端子に第１ツィナーダイオードＤｚ１のカソード端子が接続され、第１ツィナーダイオードＤｚ１のアノード端子に第２ツィナーダイオードＤｚ２のアノード端子が接続され、第２ツィナーダイオードＤｚ２のカソード端子に第２基準電位線が接続される。変形例８に係るゲート駆動装置１００は、図２２に示される制御方法によって駆動されうる。これにより、変形例７と同様の効果を奏することができる。

図２４は、実施の形態１の変形例９に係るゲート駆動装置１００の構成を示す。変形例９に係るゲート駆動装置１００は、図１に示されるゲート駆動装置１００に対して、第２回収スイッチＳＷ２及び第１回収ダイオードＤ１が省略されている。

図２５は、実施の形態１の変形例９に係る、スイッチＳＷ１、ＳＷ３およびＳＷ４に入力される制御信号の波形、ゲート電圧Ｖｇｓ、およびゲート電流Ｉｇの波形の一例を模式的に示す。図２５における、第１回収スイッチＳＷ１および第１クランプスイッチＳＷ３に入力される制御信号の波形、ゲート電圧Ｖｇｓの立ち上がり波形、および立ち上がり時のゲート電流Ｉｇの波形は、図５に示される例と同様である。一方、図２５における、第２クランプスイッチＳＷ４に入力される制御信号の波形、ゲート電圧Ｖｇｓの立ち下がり波形、および立ち下がり時のゲート電流Ｉｇの波形は、図５に示される例と異なる。具体的には、変形例９において、ゲート電圧Ｖｇｓの立ち下がり波形は、第２クランプスイッチＳＷ４がターンオンされてから、ＲＣ時定数に従って減少する。なお、変形例９に係るゲート駆動装置１００は、図１に示されるゲート駆動装置１００に対して、第１回収スイッチＳＷ１及び第２回収ダイオードＤ２が省略されてもよい。この場合、ゲート電圧Ｖｇｓの立ち上がり波形がＲＣ時定数に従い増加する。

実施の形態１の変形例１〜９に係るゲート駆動装置１００のうち、図１に示されるゲート駆動装置１００から少なくとも一つの電気素子が省略されるものは、図１に示される例と比較して、回路面積およびコストが削減されうる。

（実施の形態２）
実施の形態２に係るゲート駆動装置および駆動方法について説明する。なお、実施の形態２は、実施の形態１と異なる部分のみが説明され、実施の形態１と同一の部分については説明が省略される場合がある。

実施の形態２に係るゲート駆動装置１００は、例えば、図１に示される構成を備え、図５と異なる制御方法によってゲート駆動部１０が駆動される。

［制御方法２］
図２６は、実施の形態２に係る、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４に入力される制御信号の波形、ゲート電圧Ｖｇｓ、およびゲート電流Ｉｇの波形の第１の例を模式的に示す。ゲート電圧Ｖｇｓはゲート駆動部１０からパワースイッチング素子Ｐのゲート端子及びソース端子間に印加される電圧を示す。ここでは、ゲート電圧Ｖｇｓの基準電位は第２基準電位Ｖｓｓである。ゲート電流Ｉｇはゲート駆動部１０からパワースイッチング素子Ｐのゲート端子に流れる電流を示す。

図２７の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）および（ｄ）は、それぞれ、図２６に示される第１状態（i）、第２状態（ii）、第３状態（iii）および第４状態（iv）において、ゲート駆動部１０内とパワースイッチング素子Ｐの入力容量とを流れる電流経路を示す。図２８の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）および（ｄ）は、図２６の第５状態（v）、第６状態（vi）、第７状態（vii）および第８状態（viii）におけるゲート駆動部１０内とパワースイッチング素子Ｐの入力容量とを流れる電流経路を示す。図２８及び図２９において、回路構成を分かりやすくするために、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、ＭＯＳＦＥＴの記号ではなくスイッチの記号で描かれている。また、第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２が省略されている。

図２６において、パワースイッチング素子Ｐをターンオンする場合について説明する。

まず、制御回路２０は、第１回収スイッチＳＷ１をターンオンすることによって、第１回収スイッチＳＷ１がオンであって、かつ、第１クランプスイッチＳＷ３、第２回収スイッチＳＷ２及び第２クランプスイッチＳＷ４がオフである第１状態（i）にする。図２７（ａ）に示すように、第１状態（i）において、電源Ｅ１から第１回収スイッチＳＷ１を介してコイルＬ１及び容量Ｃ１に電流が流れる。これにより、コイルＬ１にエネルギーが蓄積され、容量Ｃ１が充電される。図２６に示すように、ゲート電圧Ｖｇｓ及びゲート電流Ｉｇは共に増加している。このとき、コイルＬ１と容量Ｃ１とが共振しているため、第１基準電位線からパワースイッチング素子Ｐのゲート端子へ向かう方向に共振電流が流れている。

次に、制御回路２０は、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達する前に第１回収スイッチＳＷ１をターンオフし、第１回収スイッチＳＷ１、第１クランプスイッチＳＷ３、第２回収スイッチＳＷ２及び第２クランプスイッチＳＷ４がオフである第２状態（ii）にする。図２７（ｂ）に示すように、第２状態（ii）において、コイルＬ１、容量Ｃ１、第２回収ダイオードＤ２により閉ループが形成される。コイルＬ１に蓄積されたエネルギーによって流れる電流が、容量Ｃ１を充電する。すなわち、コイルＬ１から容量Ｃ１に向かう方向に共振電流が流れる。

次に、制御回路２０は、共振電流が流れている間に第１クランプスイッチＳＷ３をターンオンすることによって、第１クランプスイッチＳＷ３がオンであって、かつ、第１回収スイッチＳＷ１、第２回収スイッチＳＷ２及び第２クランプスイッチＳＷ４がオフである第３状態（iii）にする。第１クランプスイッチＳＷ３がターンオンされた時点でゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達していない。そのため、図２７（ｃ）に示されるように、共振電流が第２回収ダイオードＤ２及びコイルＬ１を介して容量Ｃ１に流れ、クランプ電流が第１基準電位線から第１クランプスイッチＳＷ３を介して容量Ｃ１に流れる。従って、第３状態（iii）では、共振電流とクランプ電流が同時にパワースイッチング素子Ｐのゲート端子に供給される。クランプ電流は、共振電流が流れる経路とは異なる経路を流れる。

コイルＬ１に蓄積されたエネルギーが無くなっても、まだゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達していない場合、図２７（ｄ）に示されるように、クランプ電流は、第１基準電位線から第１クランプスイッチＳＷ３を介して、パワースイッチング素子Ｐのゲート端子に至る経路で流れる。ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達すると、クランプ電流が流れなくなり、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに固定される。この状態は、第４状態（iv）と呼ばれる。

次に、パワースイッチング素子Ｐをターンオフする場合について説明する。

まず、制御回路２０は、第２回収スイッチＳＷ２をターンオンすることによって、第２回収スイッチＳＷ２がオンであって、かつ、第１回収スイッチＳＷ１、第１クランプスイッチＳＷ３及び第２クランプスイッチＳＷ４がオフである第５状態（v）にする。図２８（ａ）に示すように、第５状態（v）において、容量Ｃ１が放電され、コイルＬ１および第２回収スイッチＳＷ２を流れる電流によって、コイルＬ１にエネルギーが蓄積される。図２６に示すように、ゲート電圧Ｖｇｓが低下し、ゲート電流Ｉｇが負方向に増加している。コイルＬ１と容量Ｃ１とが共振しているため、パワースイッチング素子Ｐのゲート端子から第２基準電位線に向かう方向に共振電流が流れている。

次に、制御回路２０は、ゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓに到達する前に第２回収スイッチＳＷ２をターンオフし、第１回収スイッチＳＷ１、第１クランプスイッチＳＷ３、第２回収スイッチＳＷ２及び第２クランプスイッチＳＷ４がオフである第６状態（vi）にする。図２８（ｂ）に示すように、第６状態（vi）において、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーによって流れる電流が、容量Ｃ１を放電させ、第１回収ダイオードＤ１を介して電源Ｅ１にエネルギーを回生させる。すなわち、共振電流は、容量Ｃ１及びコイルＬ１から第１回収ダイオードＤ１を介して電源Ｅ１に回生される。

次に、制御回路２０は、共振電流が流れている間に第２クランプスイッチＳＷ４をターンオンすることによって、第２クランプスイッチＳＷ４がオンであって、かつ、第１回収スイッチＳＷ１、第２回収スイッチＳＷ２及び第１クランプスイッチＳＷ３がオフである第７状態（vii）にする。第２クランプスイッチＳＷ４がターンオンされた時点でゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓに到達していない。そのため、図２８（ｃ）に示されるように、共振電流が容量Ｃ１からコイルＬ１と第１回収ダイオードＤ１を介して電源Ｅ１へ流れ、かつ、クランプ電流が容量Ｃ１から第２クランプスイッチＳＷ４を介して第２基準電位Ｖｓｓへ流れる。従って、第７状態（vii）において、共振電流とクランプ電流が同時にゲート端子から電荷を引き抜く。

コイルＬ１に蓄積されたエネルギーが無くなっても、またゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓに到達していない場合、図２８（ｄ）に示されるように、クランプ電流は、ゲート端子から第２クランプスイッチＳＷ４を介して、第２基準電位線に至る経路で流れる。ゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓに到達すると、クランプ電流が流れなくなり、ゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓに固定される。この状態は、第８状態（viii）と呼ばれる。

このように実施の形態２に係る制御方法２は、パワースイッチング素子Ｐがターンオンされる時、および／または、ターンオフされる時に、共振電流とクランプ電流が、パワースイッチング素子Ｐのゲート端子に同時に流れる期間を有する。

［制御方法３］
図２９は、実施の形態２に係る、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４に入力される制御信号の波形、ゲート電圧Ｖｇｓ、およびゲート電流Ｉｇの波形の第２の例を模式的に示す。図３０（ａ）、（ｂ）、（ｃ）および（ｄ）は、それぞれ、図２９に示される第１状態（i）、第２状態（ii）、第３状態（iii）および第４状態（iv）において、ゲート駆動部１０内とパワースイッチング素子Ｐの入力容量とを流れる電流経路を示す。図３１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）および（ｄ）は、図２９の第５状態（v）、第６状態（vi）、第７状態（vii）および第８状態（viii）におけるゲート駆動部１０内とパワースイッチング素子Ｐの入力容量とを流れる電流経路を示す。

図２９において、パワースイッチング素子Ｐをターンオンする場合について説明する。

まず、制御回路２０は、第１回収スイッチＳＷ１をターンオンすることによって、第１回収スイッチＳＷ１がオンであって、かつ、第１クランプスイッチＳＷ３、第２回収スイッチＳＷ２及び第２クランプスイッチＳＷ４がオフである第１状態（i）にする。図３０（ａ）に示すように、第１状態（i）において、電源Ｅ１から第１回収スイッチＳＷ１を介してコイルＬ１及び容量Ｃ１に電流が流れる。これにより、コイルＬ１にエネルギーが蓄積され、容量Ｃ１が充電される。

次に、制御回路２０は、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達する前であって、かつ、第１回収スイッチＳＷ１がターンオフされる前に第１クランプスイッチＳＷ３をターンオンし、第１回収スイッチＳＷ１及び第１クランプスイッチＳＷ３がオンであって、かつ、第２回収スイッチＳＷ２及び第２クランプスイッチＳＷ４がオフである第２状態（ii）にする。図３０（ｂ）に示すように、第２状態（ii）において、電源Ｅ１から第１回収スイッチＳＷ１、コイルＬ１を介して容量Ｃ１に流れる共振電流と、電源Ｅ１から第１クランプスイッチＳＷ３を介して容量Ｃ１に流れるクランプ電流とが同時にゲート端子に供給される。

次に、制御回路２０は、共振電流およびクランプ電流が流れている間に第１回収スイッチＳＷ１をターンオフし、第１クランプスイッチＳＷ３がオンであって、かつ、第１回収スイッチＳＷ１、第２回収スイッチＳＷ２及び第２クランプスイッチＳＷ４がオフである第３状態（iii）にする。第１回収スイッチＳＷ１がターンオフされた時点でゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達していないため、図３０（ｃ）に示されるように、共振電流とクランプ電流とが、同時にパワースイッチング素子Ｐのゲート端子に供給される。なお、第１回収スイッチＳＷ１がターンオフされた時点でゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達していてもよい。この場合、ゲート端子にゲート電流Ｉｇは流れない。

コイルＬ１に蓄積されたエネルギーが無くなっても、まだゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達していない場合、図３０（ｄ）に示されるように、クランプ電流は、第１基準電位線から第１クランプスイッチＳＷ３を介して、パワースイッチング素子Ｐのゲート端子に至る経路で流れる。ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達すると、クランプ電流が流れなくなり、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに固定される。この状態は、第４状態（iv）と呼ばれる。

次に、パワースイッチング素子Ｐをターンオフする場合について説明する。

まず、制御回路２０は、第２回収スイッチＳＷ２をターンオンすることによって、第２回収スイッチＳＷ２がオンであって、かつ、第１回収スイッチＳＷ１、第１クランプスイッチＳＷ３及び第２クランプスイッチＳＷ４がオフである第５状態（v）にする。図３１（ａ）に示すように、第５状態（v）において、容量Ｃ１が放電され、コイルＬ１および第２回収スイッチＳＷ２を流れる電流によって、コイルＬ１にエネルギーが蓄積される。

次に、制御回路２０は、ゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓに到達する前であり、かつ第２回収スイッチＳＷ２がターンオフされる前に第２クランプスイッチＳＷ４をターンオンすることによって、第１回収スイッチＳＷ１及び第１クランプスイッチＳＷ３がオフであって、かつ、第２回収スイッチＳＷ２及び第２クランプスイッチＳＷ４がオンである第６状態（vi）にする。図３１（ｂ）に示すように、第６状態（vi）において、共振電流が容量Ｃ１からコイルＬ１、及び第２回収スイッチＳＷ２を介して第２基準電位線へ流れ、かつ、クランプ電流が容量Ｃ１から第２クランプスイッチＳＷ４を介して第２基準電位線へ流れる。従って、第６状態（vi）において、共振電流とクランプ電流とが同時にゲート端子から電荷を引き抜く。

次に、制御回路２０は、共振電流およびクランプ電流が流れている間に第２回収スイッチＳＷ２をターンオフし、第２クランプスイッチＳＷ４がオンであって、かつ、第１回収スイッチＳＷ１、第２回収スイッチＳＷ２及び第１クランプスイッチＳＷ３がオフである第７状態（vii）にする。第２回収スイッチＳＷ２がターンオフされた時点でゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓに到達していないため、図３１（ｃ）に示されるように、共振電流とクランプ電流とが同時にゲート端子から電荷を引き抜く。なお、第１回収スイッチＳＷ１がターンオフされた時点でゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓに到達していてもよい。この場合、ゲート端子からゲート電流Ｉｇは流れない。

コイルＬ１に蓄積されたエネルギーが無くなっても、まだゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓに到達していない場合、図３１（ｄ）に示されるように、クランプ電流は、ゲート端子から第２クランプスイッチＳＷ４を介して、第２基準電位Ｖｓｓに至る経路で流れる。ゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓに到達すると、クランプ電流が流れなくなり、ゲート電位が第２基準電位Ｖｓｓに固定される。この状態は、第８状態（viii）と呼ばれる。

［検討例と、制御方法２の実施例２および制御方法３の実施例３との比較］
以下、実施の形態１で検討例と、制御方法２の実施例２および制御方法３の実施例３とを比較する。

図３２は、実施の形態２の実施例２に係るシミュレーション結果の一例を示す。図３３は、実施の形態３の実施例３に係るシミュレーション結果の一例を示す。図３２および図３３は、ゲート電圧Ｖｇｓ、コイル電流ＩＬ、およびゲート電流Ｉｇの関係を示している。実験の前提条件は以下の通りであった。駆動対象のパワースイッチング素子Ｐは、ドレイン電流Ｉｄが１００Ａクラスのパワーモジュールであった。第１基準電位Ｖｃｃが２０Ｖ、第２基準電位Ｖｓｓが−５Ｖに設定された。コイルＬ１のインダクタンス値が数１００ｎＨ、ゲート抵抗の抵抗値が数Ω、容量Ｃ１の容量値が数１０ｎＦにそれぞれ設定された。

実施例２および実施例３と検討例の違いは、第１回収スイッチＳＷ１をターンオフするタイミング、及び、第１クランプスイッチＳＷ３をターンオンするタイミングである。実施例２および実施例３において、制御回路２０は、第１回収スイッチＳＷ１がターンオンされた後であって、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達する前に、第１回収スイッチＳＷ１をターンオフした。実施例２および実施例３において、制御回路２０は、第１回収スイッチＳＷ１がターンオフされるタイミングに近接するタイミングで、第１クランプスイッチＳＷ３をターンオンした。具体的には、実施例２において、制御回路２０は、第１回収スイッチＳＷ１がターンオフされた後に、第１クランプスイッチＳＷ３をターンオンした。実施例３において、制御回路２０は、第１回収スイッチＳＷ１がターンオフされる前に、第１クランプスイッチＳＷ３をターンオンした。なお、実施の形態２において、制御回路２０は、第１回収スイッチＳＷ１をターンオフするときに、同時に、第１クランプスイッチＳＷ３をターンオンしてもよい。

一方、検討例において、制御回路２０は、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達した後に第１回収スイッチＳＷ１をターンオフし、その後、第１クランプスイッチＳＷ３をターンオンした。

第１回収スイッチＳＷ１がターンオフされるタイミング、及び第１クランプスイッチＳＷ３がターンオンされるタイミングが異なるため、検討例、実施例２、および実施例３のゲート電流Ｉｇの波形が異なった。検討例において、ゲート電流Ｉｇは、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達した時点で、ピーク値を示した。一方、実施例２および実施例３において、ゲート電流Ｉｇは、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達する前にピーク値を示し、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達した時点では、ゲート電流Ｉｇがピーク値から減少していた。

以下、実施例２および実施例３のゲート電流Ｉｇについて、より詳細に説明する。実施例２および実施例３において、ゲート電流Ｉｇの絶対値の増加率は、ゲート電流Ｉｇの絶対値が最大ピーク値に到達するまでに、複数段階で変化した。また、実施例２および実施例３において、ゲート電流Ｉｇの絶対値の増加率は、ゲート電流Ｉｇの絶対値が最大ピーク値に到達する直前の段階で、最大になった。一方、検討例において、ゲート電流Ｉｇの絶対値の増加率は、ゲート電流Ｉｇの絶対値が最大ピーク値に到達する直前の段階では、最大にならなかった。また、実施例２および実施例３のゲート電流Ｉｇの絶対値の最大ピーク値は、検討例のゲート電流Ｉｇの絶対値の最大ピーク値より大きくなった。

ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達したときのゲート電流Ｉｇの絶対値は、ゲート電流Ｉｇの絶対値の最大ピーク値の２／３より小さくてもよい。ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達したときのゲート電流Ｉｇの絶対値は、ゲート電流Ｉｇの絶対値の最大ピーク値の１／２より小さくてもよい。ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃに到達したときのゲート電流Ｉｇの絶対値は、実質的にゼロであってもよい。

検討例、実施例２および実施例３において、制御回路２０は、第１回収スイッチＳＷ１、第２回収スイッチＳＷ２、第１クランプスイッチＳＷ３及び第２クランプスイッチＳＷ４のオン／オフを制御する。これにより、ゲート電圧Ｖｇｓ及びゲート電流Ｉｇが発生し、パワースイッチング素子Ｐのゲート端子に供給される。なお、第１回収スイッチＳＷ１、第２回収スイッチＳＷ２、第１クランプスイッチＳＷ３、及び第２クランプスイッチＳＷ４がオンまたはオフされるタイミングは、理論値、又は実験もしくはシミュレーションにより得られた値にもとづき決定されてもよい。それらのタイミングの情報は、制御回路２０内に予め記録されていてもよい。なお、実施例２および実施例３とは異なるが、例えば、ゲート駆動装置１００は、ゲート電圧Ｖｇｓ及び／又はゲート電流Ｉｇを検出する検出部を備え、検出部によって検出された検出値が制御回路２０にフィードバックされてもよい。この場合、制御回路２０が、検出値にもとづいて、各スイッチのオン／オフのタイミングを決定してもよい。

図３４は、実施の形態２に係る制御方法２の実施例２の実験結果を詳細に示す。図３４は、ゲート電圧Ｖｇｓ、コイル電流ＩＬ、ゲート電流Ｉｇに加えて、ドレイン電圧Ｖｄｓ、ドレイン電流Ｉｄ、およびターンオン損失Ｅｏｎの関係を示している。図３４に示される実験結果は、図３２に示されるシミュレーション結果に対応している。

図３４において、パワースイッチング素子Ｐがターンオンされるタイミングは、ターンオン損失Ｅｏｎが最大となる時点に相当する。図３４に示される実施例２において、パワースイッチング素子Ｐがターンオンされるタイミングの近辺でゲート電流Ｉｇが最大ピークとなった。これは、パワースイッチング素子Ｐがターンオンされるタイミングの近辺で、共振電流と、クランプ電流とが同時にゲート端子に流れ込んだと考えられる。

図１０に示す検討例に係る実験結果と、図３４に示す実施例２に係る実験結果とを比較すると、実施例２のドレイン電圧の時間変化率ΔＶｄｓ／Δｔは、検討例よりも顕著に大きかった。実施例２のターンオン損失Ｅｏｎは、検討例よりも顕著に小さかった。実施例２のゲート−ソース間のリンギング電圧は検討例よりもやや小さかった。

上述のように、検討例と実施例２とは、第１クランプスイッチＳＷ３がターンオンされるタイミングが異なる。以下、第１回収スイッチＳＷ１がターンオンされてから第１クランプスイッチＳＷ３がターンオンされるまでの時間が未クランプ時間と呼ばれ、共振周期に対する未クランプ時間の割合が未クランプ時間／共振周期と呼ばれる場合がある。実施例２の未クランプ時間は、検討例よりも大幅に短かった。実施例２の未クランプ時間／共振周期は、検討例よりも大幅に小さかった。なお、共振周期Ｔは、２π√（ＬＣ）で表される。Ｃはゲート−ソース間に存在する寄生容量である。例えば、キャパシタンスＣは、パワースイッチング素子Ｐのゲート−ソース間容量とその他のキャパシタの容量の合計であってもよい。なお、パワースイッチング素子Ｐのゲート−ソース間容量は、実際にはドレイン電圧Ｖｄｓにより変動するが、ドレイン電圧Ｖｄｓが０Ｖの時の容量として定義される。また、インダクタンスＬは、容量Ｃを含む閉ループ内のインダクタンスである。例えば、インダクタンスＬは、コイルＬ１のインダクタンスと、その閉ループ内の配線によるインダクタンスとの合計である。実施例２では未クランプ時間／共振周期が約１２％に設定された。

図３５は、未クランプ時間／共振周期と、ドレイン電圧の時間変化率ΔＶｄｓ／Δｔ及びドライバ損失Ｐｄｒｖとの関係の一例を示す。三角マークでプロットされている折れ線グラフがドレイン電圧の時間変化率ΔＶｄｓ／Δｔを示し、丸マークでプロットされている折れ線グラフがドライバ損失Ｐｄｒｖを示している。ドレイン電圧の時間変化率ΔＶｄｓ／Δｔは、ゲート駆動装置１００がパワースイッチング素子Ｐをスイッチングする際のスイッチング特性を示す指標の１つである。従って、ドレイン電圧の時間変化率ΔＶｄｓ／Δｔが高く、かつ、ドライバ損失Ｐｄｒｖが小さいゲート駆動装置が、高品質なゲート駆動装置となる。

ドレイン電圧の時間変化率ΔＶｄｓ／Δｔは、未クランプ時間が短くなるほど高くなる。未クランプ時間が短くなるほど、より早いタイミングでクランプ電流が供給開始されるため、ゲート電流Ｉｇがより急峻に増加する。その結果、パワースイッチング素子Ｐのスイッチング特性が向上する。未クランプ時間／共振周期が２０％より小さい範囲において、未クランプ時間が短くなるにつれてドレイン電圧の時間変化率ΔＶｄｓ／Δｔが急激に増加した。ドライバ損失Ｐｄｒｖは、未クランプ時間が短くなるにつれて大きくなった。これは、未クランプ時間が早くなるほど、ＲＣ方式による電流が多くなったためである。

実施例２は検討例に比べて、未クランプ時間が大幅に短いため、ドレイン電圧の時間変化率ΔＶｄｓ／Δｔが大幅に増大した。従って、実施例２のパワースイッチング素子Ｐのスイッチング特性は、検討例よりも高い。実施例２のターンオン損失Ｅｏｎは、検討例よりも大幅に短かった。実施例２のゲート−ソース間のリンギング電圧は、検討例よりも小さかった。

実施例２および実施例３によれば、パワースイッチング素子Ｐのゲート端子に共振電流とクランプ電流が同時に供給されることにより、パワースイッチング素子Ｐがターンオンするタイミングの近辺でゲート電流Ｉｇの絶対値の最大ピークが発生する。また、パワースイッチング素子Ｐがターンオンするタイミングの近辺で、ゲート電流Ｉｇの傾きが最も急峻になる。ゲート電流Ｉｇの傾きが最も急峻になるとは、ゲート電流の時間変化率ΔＩｇ／Δｔが最大になることを意味する。

［まとめ］
実施の形態２に係る制御方法２および制御方法３は、パワースイッチング素子Ｐがスイッチングするタイミングの近辺で、ゲート電流Ｉｇの絶対値が最大のピークを示す。これにより、ゲート電流Ｉｇが効率的に使用されるため、パワースイッチング素子Ｐのスイッチング損失が低減され、スイッチング速度が向上しうる。また、効果的なタイミングでゲート電流Ｉｇの絶対値が大きくなるため、不要な循環電流または回生電流が発生しにくく、ゲート駆動装置１００の電力損失が低減されうる。

なお、実施の形態２に係る制御方法３において、第１回収スイッチＳＷ１がターンオフされる前に、第１クランプスイッチＳＷ３がターンオンされる。これにより、パワースイッチング素子Ｐのゲート端子に流れている共振電流が増加しているときに、ゲート端子にクランプ電流が流れ始める。従って、ゲート電流Ｉｇの絶対値の最大ピークは、制御方法２よりも大きくなる。そのため、制御方法３は、制御方法２に比べて、パワースイッチング素子Ｐがターンオンするタイミング近辺におけるゲート電圧の時間変化率ΔＶｇｓ／Δｔをより大きくできる。

（実施の形態２の種々の変形例）
以下、実施の形態２に係るゲート駆動装置１００の変形例について説明する。なお、以下の説明において、図１に示される駆動装置１００、および図２６および図２９に示される制御方法と重複する部分については、説明および図示が省略される場合がある。例えば、図１３、１５〜２０、２４および３８は、ゲート駆動装置１００のうち、ゲート駆動部１０およびパワースイッチング素子の入力容量Ｃ１のみを例示する。例えば、図１５〜２０に示されるゲート駆動装置１００は、例えば図２６および図２９に示される制御方法によって駆動されうる。

実施の形態２に係る制御方法２および制御方法３は、図１に示されるゲート駆動装置１００に替えて、図１５〜２０に示されるゲート駆動装置１００に対して適用されうる。すなわち、実施の形態２の変形例１〜６は、それぞれ、実施の形態１の変形例１〜６で説明された回路で実現されうる。
実施の形態２の変形例７のゲート駆動装置１００の構成は、図１に示されるゲート駆動装置１００に替えて、図２４に示されるゲート駆動装置１００に対して適用されうる。すなわち、実施の形態２の変形例７は、実施の形態１の変形例９で説明された回路で実現されうる。

図３６は、実施の形態２の変形例７に係る、スイッチＳＷ１、ＳＷ３、およびＳＷ４に入力される制御信号の波形、ゲート電圧Ｖｇｓ、およびゲート電流Ｉｇの波形の一例を模式的に示す。図３６における、第１回収スイッチＳＷ１および第１クランプスイッチＳＷ３に入力される制御信号の波形、ゲート電圧Ｖｇｓの立ち上がり波形、および立ち上がり時のゲート電流Ｉｇの波形は、図２９に示される例と同様である。一方、図３６における、第２クランプスイッチＳＷ４に入力される制御信号の波形、ゲート電圧Ｖｇｓの立ち下がり波形、および立ち下がり時のゲート電流Ｉｇの波形は、図２９に示される例と異なる。具体的には、変形例７において、ゲート電圧Ｖｇｓの立ち下がり波形は、第２クランプスイッチＳＷ４がターンオフされてから、ＲＣ時定数に従って減少する。なお、変形例７に係るゲート駆動装置１００は、図１に示されるゲート駆動装置１００に対して、第１回収スイッチＳＷ１及び第２回収ダイオードＤ２が省略されてもよい。この場合、ゲート電圧Ｖｇｓの立ち上がり波形がＲＣ時定数に従い増加する。

実施の形態２の変形例８に係るゲート駆動装置１００は、図１に示されるゲート駆動装置１００に替えて、図１３に示されるゲート駆動装置１００に対して適用されうる。

図３７は、実施の形態２の変形例８に係る、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４に入力される制御信号の波形、ゲート電圧Ｖｇｓ、およびゲート電流Ｉｇの波形の一例を模式的に示す。図３７に示される制御方法は、上述の中点方式の制御方法に対して、第１クランプスイッチＳＷ３がターンオンされるタイミングを早めたものである。パワースイッチング素子Ｐをターンオンする場合について説明する。まず、第１回収スイッチＳＷ１がターンオンされて、コイルＬ１にエネルギーが蓄積され、容量Ｃ１が充電される。図１３に示される補助電源Ｅ２の電圧は、電源Ｅ１の電圧の１／２である。そのため、ゲート電位が第１基準電位Ｖｃｃの１／２の電位である第３基準電位に到達すると、コイルＬ１へのエネルギーの蓄積が完了し、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーが放出され始める。従って、第１回収スイッチＳＷ１がターンオフされなくても、ゲート電位が第３基準電位に到達すると、共振電流が減少し始める。次いで、ゲート電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｔｈを超える近辺で、第１クランプスイッチＳＷ３がターンオンされる。これにより、ゲート端子にクランプ電流が流れる。このように、中点方式では、コイルＬ１に過剰なエネルギーが蓄積されず、過剰な共振電流が流れないため、不要な循環電流および回生電流が流れない。パワースイッチング素子Ｐをターンオフする場合についても、同様に説明される。

図３８は、実施の形態２の変形例９に係るゲート駆動装置１００の構成を示す。変形例９に係るゲート駆動装置１００は、電源Ｅ１の第２基準電位Ｖｓｓが負電位に設定されている。パワースイッチング素子Ｐのソース端子と第２基準電位線との間に、補助電源Ｅ３が設けられている。そのため、パワースイッチング素子Ｐのソース端子には、第２基準電位線から第２基準電位Ｖｓｓが供給されず、補助電源Ｅ３の電位が供給される。また、第３基準電位線は、補助電源Ｅ３およびソース端子に接続されている。図３８の例において、電源Ｅ１の第１基準電位Ｖｃｃが２０Ｖ、第２基準電位Ｖｓｓが−５Ｖ、補助電源Ｅ３が供給する電圧は５Ｖであってもよい。この場合、変形例９に係るゲート駆動装置１００は、パワースイッチング素子Ｐのゲート−ソース間に−５Ｖのゲート電圧を印加できる。変形例９に係るゲート駆動装置１００は、例えば図３７に示される制御方法によって駆動されうる。

図３９は、変形例１０に係る、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４に入力される制御信号の波形、ゲート電圧Ｖｇｓ、およびゲート電流Ｉｇの波形を示す。変形例１０の制御方法は、例えば、図１に示されるゲート駆動装置１００に適用されうる。変形例１０の制御方法は、予めコイルＬ１がプリチャージされてから、パワースイッチング素子Ｐのゲート端子に電流が供給される。

パワースイッチング素子Ｐをターンオンする場合について説明する。まず、制御回路２０は、第１回収スイッチＳＷ１及び第２クランプスイッチＳＷ４がオンであって、かつ、第２回収スイッチＳＷ２及び第１クランプスイッチＳＷ３がオフである状態にする。これにより、コイルＬ１にエネルギーが蓄積される。この状態において、容量Ｃ１は充電されない。次に、制御回路２０は、第２クランプスイッチＳＷ４をターンオフする。これにより、容量Ｃ１への充電が開始される。このとき、コイルＬ１に予めエネルギーが蓄積されているため、ゲート電流Ｉｇの立ち上がりが早くなる。パワースイッチング素子Ｐをターンオフする場合についても、予めコイルＬ１にエネルギーがプリチャージされることにより、ゲート電流Ｉｇの負方向への立ち上がりが早くなる。なお、第１回収スイッチＳＷ１は、第１クランプスイッチＳＷ３がオンになった後に、ターンオフされてもよい。

実施の形態２の変形例１〜９に係るゲート駆動装置１００のうち、図１に示されるゲート駆動装置１００の構成から少なくとも一つの電気素子が省略されるものは、図１に示される例と比較して、回路面積およびコストが削減されうる。

（実施の形態３）
実施の形態３に係る電力変換回路は、実施の形態１および実施の形態２に係るゲート駆動装置１００と、パワースイッチング素子Ｐとを含む。以下では、電力変換回路が、ＤＣ−ＤＣコンバータである例、及びインバータである例について説明する。特に、ＤＣ−ＤＣコンバータまたはインバータは、例えば、車両または蓄電システムに搭載される。

図４０は、実施の形態１または実施の形態２に係るゲート駆動装置１００を含むモータ駆動システム６００の第１構成例を示す。モータ駆動システム６００は、バッテリ２００、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００、インバータ（ＤＣ−ＡＣコンバータ）４００及びモータ５００を備える。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３００は、コイル３１０、容量３２０、ハイサイドパワースイッチング素子Ｐ１、ローサイドパワースイッチング素子Ｐ２、容量３３０、及びゲート駆動装置１００ａを備える。ハイサイドパワースイッチング素子Ｐ１及びローサイドパワースイッチング素子Ｐ２は、例えばＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴで構成される。ハイサイドパワースイッチング素子Ｐ１及びローサイドパワースイッチング素子Ｐ２は、それぞれゲート駆動装置１００ａにより駆動される。ゲート駆動装置１００ａは、例えば、上述の実施の形態１または実施の形態２に係るゲート駆動装置１００である。

まず、昇圧動作について説明する。ゲート駆動装置１００ａがローサイドパワースイッチング素子Ｐ２をオン／オフ制御することにより、バッテリ２００のエネルギーは、コイル３１０を介して容量３３０に移動する。容量３３０の電圧は、バッテリ２００の電圧に対して昇圧されている。この昇圧された電圧はインバータ４００で交流電圧に変換され、その交流電圧でモータ５００が駆動される。

次に、降圧動作について説明する。モータ５００で発電された交流電力は、インバータ４００で直流電力に変換され、直流電力が容量３３０に蓄えられる。ゲート駆動装置１００ａがハイサイドパワースイッチング素子Ｐ１をオン／オフ制御することにより、容量３３０に蓄えられたエネルギーが、コイル３１０を介してバッテリ２００に移動する。バッテリ２００の電圧は、容量３３０の電圧に対して降圧されている。

ゲート駆動装置１００ａは、制御回路２０からの制御信号を受けて、ハイサイドパワースイッチング素子Ｐ１及びローサイドパワースイッチング素子Ｐ２のゲート端子に駆動信号を供給する。ハイサイドパワースイッチング素子Ｐ１及びローサイドパワースイッチング素子Ｐ２は、例えばＰＷＭ制御によってオン／オフされる。

図４１は、実施の形態１または実施の形態２に係るゲート駆動装置１００を含むモータ駆動システム６００の第２構成例を示す。第２構成例において、実施の形態１または実施の形態２に係るゲート駆動装置１００は、インバータ４００に含まれる。

図４１は、レグが３個並列接続された３相インバータの例を示している。図４１に示すインバータ４００は、Ｕ相ハイサイドパワースイッチング素子Ｐ３、Ｕ相ローサイドパワースイッチング素子Ｐ４、Ｖ相ハイサイドパワースイッチング素子Ｐ５、Ｖ相ローサイドパワースイッチング素子Ｐ６、Ｗ相ハイサイドパワースイッチング素子Ｐ７、Ｗ相ローサイドパワースイッチング素子Ｐ８、およびゲート駆動装置１００ｂを備える。６個のパワースイッチング素子Ｐ３〜Ｐ８は３相ブリッジ接続される。ブリッジ接続された６個のパワースイッチング素子Ｐ３〜Ｐ８は、例えばＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴで構成される。パワースイッチング素子Ｐ３〜Ｐ８は、それぞれゲート駆動装置１００ｂにより駆動される。ゲート駆動装置１００ｂは、例えば、上述の実施の形態１または実施の形態２に係るゲート駆動装置１００が使用される。

３相ブリッジ接続された６個のパワースイッチング素子Ｐ３〜Ｐ８は、ゲート駆動装置１００ｂから供給される駆動信号に応じて、スイッチングされる。これにより、３相ブリッジ接続された６個のパワースイッチング素子Ｐ３〜Ｐ８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００から与えられる直流電力を可変電圧および可変周波数の交流電力に変換して、交流電力をモータ５００に供給する。

ゲート駆動装置１００ｂは、制御回路２０からのＰＷＭ制御信号を受けて、３相ブリッジ接続された６個のパワースイッチング素子Ｐ３〜Ｐ８のゲート端子に駆動信号を供給する。６個のパワースイッチング素子Ｐ３〜Ｐ８は、例えば、ＰＷＭ制御によってオン／オフされる。

図４０に示される第１構成例と図４１に示される第２構成例とは、組み合わせて使用されうる。すなわち、モータ駆動システム６００のうち、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００とインバータ４００とのそれぞれが、実施の形態１または実施の形態２に係るゲート駆動装置１００を備えてもよい。なお、バッテリ２００の電圧とインバータ４００の電圧とが同じに設計される場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００が省略されてもよい。

図４２は、図４０または図４１のモータ駆動システム６００を搭載する車両７００の構成例を示す。図４２に示される車両７００は、走行用のモータ５００を搭載するハイブリッドカー（ＨＶ）、プラグインハイブリッドカー（ＰＨＶ）または電気自動車（ＥＶ）である。なおモータ５００は自走可能な高出力モータに限らず、マイルドハイブリッドカーに搭載される走行アシストモータであってもよい。モータ５００は、例えば交流同期モータである。

図４２に示す車両７００は、バッテリ２００、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００、インバータ４００、及びモータ５００を備える。バッテリ２００は、例えば、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池などの蓄電池であってもよい。バッテリ２００、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００、インバータ４００、及びモータ５００は、図４０または図４１に示される構成であってもよい。なお、車両７００が減速時のエネルギー回生機能を搭載している場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００及びインバータ４００は、双方向のＤＣ−ＤＣコンバータ及びインバータであってもよい。

車両７００において、図４０及び図４１のゲート駆動装置１００ａ、１００ｂに、ＥＣＵ（Electronic Control Unit）からＣＡＮ（Controller Area Network）を介して制御信号が供給されてもよい。

図４３は、実施の形態１または実施の形態２に係るゲート駆動装置１００を含む蓄電システム８００の構成例を示す。図４３に示す蓄電システム８００は、太陽電池２００ａ、蓄電池２００ｂ、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００ａ、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００ｂ、およびインバータ４００を備える。太陽電池２００ａにより発電された直流電力は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００ａによって所定電圧の直流電力に変換される。直流電力は、インバータ４００によって交流電力に変換されて系統９００に出力される。または、直流電力は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００ｂによって蓄電用電圧の直流電力に変換されて、蓄電池２００ｂに蓄積される。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３００ａ及びＤＣ−ＤＣコンバータ３００ｂの少なくとも一方は、図４０の構成のＤＣ−ＤＣコンバータ３００であってもよい。インバータ４００は、図４１の構成のインバータ４００であってもよい。

なお、蓄電池２００ｂ及びＤＣ−ＤＣコンバータ３００ｂは省略されてもよい。すなわち、実施の形態１または実施の形態２に係るゲート駆動装置１００は、蓄電機能のない太陽光発電システムに適用されうる。また、太陽電池２００ａ及びＤＣ−ＤＣコンバータ３００ａは省略されてもよい。すなわち、実施の形態１または実施の形態２に係るゲート駆動装置１００は、発電機能のない蓄電システムに適用されうる。

モータ駆動システム６００、車両７００または蓄電システム８００は、実施の形態１または実施の形態２に係るゲート駆動装置１００を備えることにより、システムまたは装置全体の消費電力が低減されうる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３００またはインバータ４００を構成するパワースイッチング素子のスイッチング特性が維持または向上する。そのため、モータ駆動システム６００、車両７００または蓄電システム８００全体の動作特性が維持または向上する。

以上、本開示を実施の形態をもとに説明した。実施の形態１〜３は例示である。実施の形態１〜３で説明された各構成要素や各制御プロセスは、いろいろな変形例が可能である。そうした変形例も本開示に含まれる。

例えば、コイルＬ１は、ゲート端子に接続される配線の寄生インダクタンスで代替されうる。この場合も、直列共振回路が構成される。

第１回収スイッチＳＷ１及び第２回収スイッチＳＷ２は、ワンチップのＩＣで構成されてもよい。第１回収スイッチＳＷ１、第２回収スイッチＳＷ２及びコイルＬ１は、ワンチップのＩＣで構成されてもよい。

本開示は、上記回路構成と同様に、本開示の特徴的な機能を実現できる回路も含む。例えば、上記回路構成と同様の機能を実現できる範囲で、ある素子に対して、直列または並列に、スイッチング素子（トランジスタ）、抵抗素子、または容量素子等の素子を接続したものも本開示に含まれる。言い換えれば、本開示における「接続される」は、２つの端子（ノード）が直接接続される場合に限定されるものではなく、同様の機能が実現できる範囲において、当該２つの端子（ノード）が、素子を介して接続される場合が含まれる。

例えば、駆動装置は、制御端子を備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、第一電位を与える第一電位線と、前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、第一端子と第二端子とを有し、前記第二端子が前記スイッチング素子の制御端子に接続されるコイルと、前記第一電位線と前記コイルの前記第一端子との間に接続され、前記第一電位線と前記コイルとの間の通電をオンオフするスイッチと、前記スイッチをターンオンさせ、前記スイッチング素子の前記制御端子の電位が前記第一電位に到達する前に前記スイッチをターンオフさせ、前記スイッチを再びターンオンさせる制御信号を出力する制御回路とを備えてもよい。

例えば、駆動装置は、制御端子を備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、第一電位を与える第一電位線と、前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、第一端子と第二端子とを有し、前記第二端子が前記スイッチング素子の制御端子に接続されるコイルと、前記第二電位線と前記コイルの前記第一端子との間に接続され、前記第一電位線と前記コイルとの間の通電をオンオフするスイッチと、前記スイッチをターンオンさせ、前記スイッチング素子の前記制御端子の電位が前記第二電位に到達する前に前記スイッチをターンオフさせ、前記スイッチを再びターンオンさせる制御信号を出力する制御回路とを備えてもよい。

例えば、駆動装置は、制御端子を備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、第一電位を与える第一電位線と、前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、第一端子と第二端子とを有し、前記第二端子が前記スイッチング素子の制御端子に接続されるコイルと、前記第一電位線と前記コイルの前記第一端子との間に接続され、前記第一電位線と前記コイルとの間の通電をオンオフする充電用スイッチと、前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子の間に接続され、前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、前記第二電位線と前記コイルの前記第一端子との間に接続され、前記第二電位線から前記コイルの前記第一端子に電流を流す充電用ダイオードと、前記充電用スイッチをターンオンさせ、その後ターンオフさせる充電制御信号と、前記スイッチング素子の前記制御端子の電位が前記第一電位に到達する前に前記クランプスイッチをターンオンさせるクランプ制御信号とを出力する制御回路とを備えてもよい。

例えば、駆動装置は、制御端子を備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、第一電位を与える第一電位線と、前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、第一端子と第二端子とを有し、前記第二端子が前記スイッチング素子の制御端子に接続されるコイルと、前記第二電位線と前記コイルの前記第一端子との間に接続され、前記第二電位線と前記コイルとの間の通電をオンオフする放電用スイッチと、前記第二電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子の間に接続され、前記第二電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、前記第一電位線と前記コイルの前記第一端子との間に接続され、前記第二電位線から前記コイルの前記第一端子に電流を流す放電用ダイオードと、前記放電用スイッチをターンオンさせ、その後ターンオフさせる充電制御信号と、前記スイッチング素子の前記制御端子の電位が前記第二電位に到達する前に前記クランプスイッチをターンオンさせるクランプ制御信号とを出力する制御回路とを備えてもよい。

例えば、駆動装置は、制御端子を備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、第一電位を与える第一電位線と、前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、前記第一電位よりも小さく前記第二電位よりも大きい第三電位を与える第三電位線と、第一端子と第二端子とを有し、前記第二端子が前記スイッチング素子の制御端子に接続されるコイルと、前記第三電位線と前記コイルの前記第一端子との間に設けられ、前記第三電位線と前記コイルとの間の通電をオンオフする充電用スイッチと、前記第三電位線と前記コイルの前記第一端子との間において前記充電用スイッチと直列に接続され、前記第三電位線から前記コイルの前記第一端子に電流を流す充電用ダイオードと、前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子の間に接続され、前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、前記充電用スイッチをターンオンさせ、その後ターンオフさせる充電制御信号と、前記スイッチング素子の前記制御端子の電位が前記第一電位に到達する前に前記クランプスイッチをターンオンさせるクランプ制御信号とを出力する制御回路とを備えてもよい。

例えば、駆動装置は、制御端子を備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、第一電位を与える第一電位線と、前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、前記第一電位よりも小さく前記第二電位よりも大きい第三電位を与える第三電位線と、第一端子と第二端子とを有し、前記第二端子が前記スイッチング素子の制御端子に接続されるコイルと、前記第三電位線と前記コイルの前記第一端子との間に接続され、前記第三電位線と前記コイルとの間の通電をオンオフする放電用スイッチと、前記第三電位線と前記コイルの前記第一端子との間において前記放電用スイッチと直列に接続され、前記コイルの前記第一端子から前記第三電位線に電流を流す放電用ダイオードと、前記第二電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子の間に接続され、前記第二電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、前記放電用スイッチをターンオンさせ、その後ターンオフさせる充電制御信号と、前記スイッチング素子の前記制御端子の電位が前記第二電位に到達する前に前記クランプスイッチをターンオンさせるクランプ制御信号とを出力する制御回路とを備えてもよい。

例えば、駆動装置は、電圧制御型のスイッチング素子を、共振により発生する信号をもとに駆動する駆動装置であって、前記スイッチング素子の制御端子と電位固定の基準端子間に印加する電圧の立ち上がり波形の振幅が、共振源の電圧から、共振開始前の前記制御端子と前記基準端子間の電圧を減算した電圧より小さく、前記制御端子に流れる電流の絶対値がスイッチング開始から増加し続け、前記制御端子と前記基準端子間の電圧が、前記スイッチング素子のスイッチング後に固定されるべき固定電圧に到達する前に当該電流の絶対値がその増加方向の最大ピーク値に到達し、かつ前記制御端子と前記基準端子間の電圧が前記固定電圧に到達したとき当該電流の絶対値が前記最大ピーク値より減少しているよう、前記制御端子に信号を入力してもよい。

例えば、駆動装置は、電圧制御型のスイッチング素子を、共振により発生する信号をもとに駆動する駆動装置であって、前記スイッチング素子の制御端子と電位固定の基準端子間に印加する電圧の立ち下がり波形の振幅が、共振源の電圧に、共振開始前の前記制御端子と前記基準端子間の電圧を加算した電圧より小さく、前記制御端子に流れる電流の絶対値がスイッチング開始から増加し続け、前記制御端子と前記基準端子間の電圧が、前記スイッチング素子のスイッチング後に固定されるべき固定電圧に到達する前に当該電流の絶対値がその増加方向の最大ピーク値に到達し、かつ前記制御端子と前記基準端子間の電圧が前記固定電圧に到達したとき当該電流の絶対値が前記最大ピーク値より減少しているよう、前記制御端子に信号を入力してもよい。

例えば、駆動装置は、前記制御端子に流れる電流の絶対値が、前記最大ピーク値に到達した後に減少し、その後に前記最大ピーク値より小さいピーク値まで再度増加し、その後に減少するよう、前記制御端子に信号を入力してもよい。

例えば、駆動装置は、前記制御端子と前記基準端子間の電圧が前記固定電圧レベルに到達したときの当該制御端子に流れる電流が、前記最大ピーク値の２／３より減少しているよう、前記制御端子に信号を入力してもよい。

例えば、駆動装置は、電圧制御型のスイッチング素子の制御端子に直列に接続されるコイルと、本駆動装置の電源の一方の電位である第１電位と、前記コイルの入力側端子の間に設けられる第１スイッチと、前記電源の他方の電位である第２電位と、前記コイルの入力側端子の間に逆方向に設けられる第１ダイオードと、を備え、前記制御端子に流れる電流の絶対値がスイッチング開始から増加し続け、前記制御端子と電位固定の基準端子間の電圧が、前記スイッチング素子のスイッチング後に固定されるべき固定電圧に到達する前に当該電流の絶対値がその増加方向の最大ピーク値に到達し、かつ前記制御端子と前記基準端子間の電圧が前記固定電圧に到達したとき当該電流の絶対値が前記最大ピーク値より減少しているよう、前記制御端子に信号を入力してもよい。

例えば、駆動装置は、電圧制御型のスイッチング素子の制御端子に直列に接続されるコイルと、本駆動装置の電源の一方の電位である第１電位と、前記コイルの入力側端子の間に設けられる第１スイッチと、前記電源の他方の電位である第２電位と、前記コイルの入力側端子の間に逆方向に設けられる第１ダイオードと、前記第１スイッチを制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記第１スイッチをターンオンした後、前記制御端子の電位が前記第１電位と同電位に到達する前に、前記第１スイッチをターンオフしてもよい。

例えば、駆動装置は、前記制御回路は、２π（√ＬＣ）で定義される共振周期Ｔの１／２以下の時点で前記第１スイッチをターンオフしてもよい。

例えば、駆動装置は、前記第１電位と、前記コイルの出力側端子の間に逆方向に設けられる第２ダイオードと、前記第１電位と、前記コイルの出力側端子の間に設けられる第２スイッチと、をさらに備え、前記制御回路は、前記第１スイッチをターンオフしてから設定時間経過後、前記第２スイッチをターンオンしてもよい。

例えば、駆動装置は、電圧制御型のスイッチング素子を、共振により発生する信号をもとに駆動する駆動装置であって、前記スイッチング素子のターンオンまたはターンオフ時に、共振電流と、当該共振電流が流れる経路以外の経路を流れる別の電流を、前記スイッチング素子の制御端子に同時に流す期間を有してもよい。

例えば、駆動装置は、前記制御端子に流れている共振電流の絶対値がその増加方向の最大ピークに到達する前に、前記制御端子に、前記別の電流を流し始めてもよい。

例えば、駆動装置は、前記制御端子の電圧が、スイッチング後に固定されるべき固定電圧に到達する前に、前記制御端子に流れる電流の絶対値がその増加方向の最大ピーク値に到達してもよい。

例えば、駆動装置は、前記制御端子に流れる電流の絶対値がその増加方向の最大ピーク値に到達する前に、当該電流の傾きが複数段階あり、当該最大ピーク値に到達する最後の段階で当該電流の傾きが最大になるよう、前記制御端子に信号を入力してもよい。

例えば、駆動装置は、スイッチング後に固定されるべき固定電圧レベルと同電位を供給する電源を共振源として前記共振電流を生成するとともに、前記制御端子と前記電源の一端を導通させて、前記別の電流を生成してもよい。

例えば、駆動装置は、電圧制御型のスイッチング素子の制御端子に直列に接続されるコイルと、本駆動装置の電源の一方の電位である第１電位と、前記コイルの入力側端子の間に設けられる第１スイッチと、前記電源の他方の電位である第２電位と、前記コイルの入力側端子の間に逆方向に設けられる第１ダイオードと、前記第１電位と、前記コイルの出力側端子の間に設けられる第２スイッチと、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記第１スイッチをターンオフさせた後であって、前記制御端子の電圧が前記第１電位に到達する前に前記第２スイッチをターンオンさせてもよい。

例えば、駆動装置は、電圧制御型のスイッチング素子の制御端子に直列に接続されるコイルと、本駆動装置の電源の一方の電位である第１電位と、前記コイルの入力側端子の間に設けられる第１スイッチと、前記電源の他方の電位である第２電位と、前記コイルの入力側端子の間に逆方向に設けられる第１ダイオードと、前記第１電位と、前記コイルの出力側端子の間に設けられる第２スイッチと、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記第１スイッチをターンオフさせる前であって、前記制御端子の電圧が前記第１電位に到達する前に前記第２スイッチをターンオンさせてもよい。

例えば、駆動装置は、前記スイッチング素子のスイッチング後に前記制御端子を負電圧に固定してもよい。

例えば、電力変換装置は、入力電力を別の出力電力に変換する電力変換装置であって、少なくとも一つの電圧制御型のスイッチング素子と、前記電圧制御型のスイッチング素子を駆動する駆動装置とを備えてもよい。

本開示は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、インバータに使用されるパワースイッチング素子の駆動装置に利用可能である。

１００，１００ａ，１００ｂ ゲート駆動装置
１０ ゲート駆動部
２０ 制御回路
Ｅ１ 電源
Ｅ２，Ｅ３ 補助電源
１１ 共振回路部
１２ クランプ部
Ｌ１，Ｌ２ コイル
Ｃ１ 容量
ＳＷ１ 第１回収スイッチ
ＳＷ２ 第２回収スイッチ
Ｄ１ 第１回収ダイオード
Ｄ２ 第２回収ダイオード
ＳＷ３ 第１クランプスイッチ
ＳＷ４ 第２クランプスイッチ
Ｄ３ 第１クランプダイオード
Ｄ４ 第２クランプダイオード
Ｒ１ 第１抵抗
Ｒ２ 第２抵抗
Ｐ パワースイッチング素子
Ｐ１ ハイサイドパワースイッチング素子
Ｐ２ ローサイドパワースイッチング素子
Ｐ３ Ｕ相ハイサイドパワースイッチング素子
Ｐ４ Ｕ相ローサイドパワースイッチング素子
Ｐ５ Ｖ相ハイサイドパワースイッチング素子
Ｐ６ Ｖ相ローサイドパワースイッチング素子
Ｐ７ Ｗ相ハイサイドパワースイッチング素子
Ｐ８ Ｗ相ローサイドパワースイッチング素子
２００ バッテリ
２００ａ 太陽電池
２００ｂ 蓄電池
３００，３００ａ，３００ｂ ＤＣ−ＤＣコンバータ
３１０ コイル
３２０，３３０ 容量
４００ インバータ
５００ モータ
６００ モータ駆動システム
７００ 車両
８００ 蓄電システム
９００ 系統

Claims (17)

1. 制御端子を備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、
   第一電位を与える第一電位線と、
   前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、
   第一端子と第二端子とを有し、前記第二端子が前記スイッチング素子の制御端子に接続されるコイルと、
   前記第一電位線と前記コイルの前記第一端子との間に接続され、前記第一電位線と前記コイルとの間の通電をオンオフする充電用スイッチと、
   前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子の間に接続され、前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、
   前記第二電位線と前記コイルの前記第一端子との間に接続され、前記第二電位線から前記コイルの前記第一端子に電流を流す充電用ダイオードと、
   前記充電用スイッチをターンオンさせ、前記スイッチング素子の前記制御端子の電位が前記第一電位に到達する前に前記充電用スイッチをターンオフさせる充電制御信号と、前記充電用スイッチがターンオンされた後に前記クランプスイッチをターンオンさせるクランプ制御信号とを出力する制御回路とを備える、
   駆動装置。
2. 前記クランプ制御信号は、前記スイッチング素子の前記制御端子の電位が前記第一電位に到達する前に、前記クランプスイッチをターンオンさせる、
   請求項１に記載の駆動装置。
3. 前記クランプ制御信号は、前記充電用スイッチがターンオフされる前に、前記クランプスイッチをターンオンさせる、
   請求項１に記載の駆動装置。
4. 前記クランプ制御信号は、前記充電用スイッチがターンオフされた後に、前記クランプスイッチをターンオンさせる、
   請求項１に記載の駆動装置。
5. 前記充電用ダイオード及び前記コイルを通る経路で前記スイッチング素子の前記制御端子に電荷が供給される、
   請求項１から４のいずれか一項に記載の駆動装置。
6. 前記コイルから流れる電流と前記第一電位線から前記クランプスイッチを介して流れる電流とを前記スイッチング素子の前記制御端子に同時に流す期間を有する、
   請求項１から５のいずれか一項に記載の駆動装置。
7. 前記スイッチング素子は、第一導通端子と第二導通端子とをさらに備え、前記制御端子と前記第一導通端子との間に容量を有し、
   前記コイルと前記容量との間に共振電流が流れる、
   請求項１から６のいずれか一項に記載の駆動装置。
8. 前記容量のキャパシタンスをＣ、前記コイルのインダクタンスをＬとし、
   前記充電用スイッチがターンオンされてからターンオフされるまでの期間をｔ _ＯＮ とするとき、ｔ _ＯＮ ＜π（ＬＣ） ^１／２ の関係を満たす、
   請求項７に記載の駆動装置。
9. 前記スイッチング素子は、第一導通端子と第二導通端子とをさらに備え、
   前記第二電位線は、前記スイッチング素子の前記第一導通端子に接続される、
   請求項１から６のいずれか一項に記載の駆動装置。
10. 前記スイッチング素子は、第一導通端子と第二導通端子とをさらに備え、
    前記駆動装置は、前記第二電位線と前記スイッチング素子の前記第一導通端子の間に、前記スイッチング素子の前記第一導通端子の電位を前記第二電位線の電位よりも高くする補助電源をさらに備える、
    請求項１から６のいずれか一項に記載の駆動装置。
11. 前記クランプスイッチは第一クランプスイッチであり、
    前記クランプ制御信号は第一クランプ制御信号であり、
    前記駆動装置は、
    前記第二電位線と前記コイルの前記第一端子との間に接続され、前記第二電位線と前記コイルとの間の通電をオンオフする放電用スイッチと、
    前記第二電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子の間に接続され、前記第二電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフする第二クランプスイッチと、
    前記第一電位線と前記コイルの前記第一端子との間に接続され、前記第二電位線から前記コイルの前記第一端子に電流を流す放電用ダイオードとをさらに備え、
    前記制御回路は、
    前記放電用スイッチをターンオンさせ、前記スイッチング素子の前記制御端子の電位が前記第二電位に到達する前に前記放電用スイッチをターンオフさせる放電制御信号と、前記放電用スイッチがターンオンされた後に前記第二クランプスイッチをターンオンさせる第二クランプ制御信号とをさらに出力する、
    請求項１から１０のいずれか一項に記載の駆動装置。
12. 前記第二クランプ制御信号は、前記スイッチング素子の前記制御端子の電位が前記第二電位に到達する前に、前記第二クランプスイッチをターンオンさせる、
    請求項１１に記載の駆動装置。
13. 前記第二クランプ制御信号は、前記放電用スイッチがターンオフされる前に、前記第二クランプスイッチをターンオンさせる、
    請求項１１に記載の駆動装置。
14. 前記第二クランプ制御信号は、前記放電用スイッチがターンオフされた後に、前記第二クランプスイッチをターンオンさせる、
    請求項１１に記載の駆動装置。
15. 入力される電力を変換して出力する電力変換装置であって、
    前記スイッチング素子と、
    前記スイッチング素子を駆動する請求項１から１４のいずれか一項に記載の駆動装置とを備える、
    電力変換装置。
16. 制御端子を備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、
    第一電位を与える第一電位線と、
    前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、
    第一端子と第二端子とを有し、前記第二端子が前記スイッチング素子の制御端子に接続されるコイルと、
    前記第二電位線と前記コイルの前記第一端子との間に接続され、前記第二電位線と前記コイルとの間の通電をオンオフする放電用スイッチと、
    前記第二電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子の間に接続され、前記第二電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、
    前記第一電位線と前記コイルの前記第一端子との間に接続され、前記第二電位線から前記コイルの前記第一端子に電流を流す放電用ダイオードと、
    前記放電用スイッチをターンオンさせ、前記スイッチング素子の前記制御端子の電位が前記第二電位に到達する前に前記放電用スイッチをターンオフさせる放電制御信号と、前記放電用スイッチがターンオンされた後に前記クランプスイッチをターンオンさせるクランプ制御信号とを出力する制御回路とを備える、
    駆動装置。
17. 制御端子と第一導通端子と第二導通端子とを備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、
    前記スイッチング素子の前記制御端子に接続される出力端子と、
    前記スイッチング素子の前記第一導通端子及び前記第二導通端子の一方に接続される基準端子と、
    共振時に構成される閉ループ内にある共振用電源を含む共振部と、
    前記出力端子及び前記基準端子間に固定電圧を印加するクランプ部と、
    を備え、
    前記スイッチング素子の前記制御端子と前記基準端子との間に印加される電圧の立ち上がり波形の振幅は、前記共振用電源の電圧から、共振開始前の前記制御端子と前記基準端子間の電圧を減算した電圧より小さく、
    前記出力端子及び前記基準端子間に印加される出力電圧の絶対値が増加し始めるときに前記出力端子を流れる出力電流の絶対値が増加し始め、前記出力電圧が前記固定電圧に到達する前に、前記閉ループ内に流れる電流の状態を切り替えることにより、前記出力電流の絶対値が最大ピークに到達し、前記出力電圧が前記固定電圧に到達するときに前記出力電流の絶対値は前記最大ピークの値よりも減少し、
    前記クランプ部は、前記固定電圧に到達する前にオンする、
    駆動装置。

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