JP6390909B2 - 駆動装置、電力変換装置 - Google Patents

Description

本開示は、制御端子を備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置、その駆動装置を備えた電力変換装置に関する。

ゲート容量が大きい高出力用のスイッチング素子を駆動する駆動装置が知られている（特許文献１参照）。このような駆動装置では、スイッチング素子におけるスイッチング損失を低減することが望まれている。

特許第３２７１５２５号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載の技術では、さらなる改善が望まれている。

上記課題を解決するために、本開示の一態様の駆動装置は、
制御端子、第１導通端子、及び第２導通端子を備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、
前記スイッチング素子の導通電流、印加電圧、温度のうち少なくとも１つを直接的又は間接的に前記スイッチング素子の駆動状態として検出する検出部と、
前記スイッチング素子の前記制御端子に駆動信号を出力する駆動部と、
前記駆動部を制御して、前記検出された駆動状態に応じて前記スイッチング素子のスイッチング速度を変更する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記駆動状態の変動範囲が区分けされた複数の区分と、前記複数の区分の各々において所定の駆動条件を満たす前記スイッチング速度のうちで最も高いスイッチング速度を規定する制御パラメータとが対応付けられた設定情報を予め保持し、前記検出された駆動状態が含まれる前記区分に対応する前記制御パラメータを前記設定情報から抽出し、前記抽出した制御パラメータに基づいて前記駆動部を制御するものである。

本開示によれば、さらなる改善を実現できる。

制御端子を備えるスイッチング素子を含むモータ駆動システムを概略的に示す図である。 第１実施形態の駆動装置を概略的に示す図である。 駆動状態に応じて最適な制御パラメータを求めるために行った実験結果を示すグラフである。 充電時間を変えたときの各スイッチング特性を示すグラフである。 第１実施形態の駆動装置の制御部が保持するテーブルの一例を概略的に示す図である。 提案手法によりスイッチング素子をターンオンさせる際の駆動装置のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。 比較例の手法によりスイッチング素子をターンオンさせる際の駆動装置のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。 第２実施形態において、駆動状態に応じて最適な制御パラメータを求めるために行った実験結果を示すグラフである。 放電時間を変えたときの各スイッチング特性を示すグラフである。 第２実施形態の駆動装置の制御部が保持するテーブルの一例を概略的に示す図である。 第２実施形態の提案手法によりスイッチング素子をターンオンさせる際の駆動装置のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。 比較例の手法によりスイッチング素子をターンオンさせる際の駆動装置のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。 第３実施形態において、駆動状態に応じて最適な制御パラメータを求めるために行った実験結果を示すグラフである。 プリチャージ時間を変えたときの各スイッチング特性を示すグラフである。 第３実施形態の駆動装置の制御部が保持するテーブルの一例を概略的に示す図である。 第３実施形態の提案手法によりスイッチング素子をターンオンさせる際の駆動装置のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。 比較例の手法によりスイッチング素子をターンオンさせる際の駆動装置のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。 第４実施形態の駆動装置を概略的に示す図である。 第４実施形態において、駆動状態に応じて最適な制御パラメータを求めるために行った実験結果を示すグラフである。 抵抗値を変えたときの各スイッチング特性を示すグラフである。 第４実施形態の駆動装置の制御部が保持するテーブルの一例を概略的に示す図である。 第４実施形態の提案手法によりスイッチング素子をターンオンさせる際の駆動装置のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。 比較例の手法によりスイッチング素子をターンオンさせる際の駆動装置のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。 第５実施形態の駆動装置を概略的に示す図である。 第５実施形態において、駆動状態に応じて最適な制御パラメータを求めるために行った実験結果を示すグラフである。 充電時間を変えたときの各スイッチング特性を示すグラフである。 第５実施形態の駆動装置の制御部が保持するテーブルの一例を概略的に示す図である。 提案手法によりスイッチング素子をターンオンさせる際の駆動装置のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。 比較例の手法によりスイッチング素子をターンオンさせる際の駆動装置のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。 第６実施形態において、駆動状態に応じて最適な制御パラメータを求めるために行った実験結果を示すグラフである。 第６実施形態の駆動装置の制御部が保持するテーブルの一例を概略的に示す図である。 第６実施形態の提案手法によりスイッチング素子をターンオンさせる際の駆動装置のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。 比較例の手法によりスイッチング素子をターンオンさせる際の駆動装置のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。 第７実施形態の駆動装置を概略的に示す図である。 第７実施形態において、駆動状態に応じて最適な制御パラメータを求めるために行った実験結果を示すグラフである。 図３５の実験を行ったときのＤＣ−ＤＣコンバータにおける入力電流、スイッチング素子のゲート−ソース間電圧、スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧、スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧の各波形を概略的に示す図である。 第８実施形態において、駆動状態に応じて最適な制御パラメータを求めるために行った実験結果を示すグラフである。 第９実施形態において、スイッチング素子がターンオン及びターンオフされるときの、スイッチング素子のゲート−ソース間電圧と、スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧と、スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧との各波形を概略的に示すタイミングチャートである。 拡散に用いる理想台形波を説明する図である。 重ね合わされた理想台形波の高速フーリエ変換の波形を概略的に示す図である。

（本開示に至る経緯）
まず、本開示に係る一態様の着眼点について説明する。

ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子を制御する駆動装置が知られている。ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、スイッチング素子のスイッチング損失を低減することが望まれている。スイッチング素子のスイッチング損失は、ドレイン−ソース間の電圧の応答速度を高速化させることで低減される。

しかしながら、応答速度を高速化させると、ＤＣ−ＤＣコンバータ上の寄生インダクタンスと寄生キャパシタンスとからなる共振ループによりリンギングが発生し、スイッチング素子に過大な電圧が印加される虞がある。そのため、スイッチング素子として耐圧の高いスイッチング素子を採用する必要があり、回路の高コスト化を招いてしまう。また、リンギングに伴って過大な輻射ノイズが発生し、他の電気機器に悪影響を及ぼす虞がある。

また、スイッチング素子のゲートに入力される制御信号の電圧レベルは例えば５Ｖ程度であるのに対して、ＤＣ−ＤＣコンバータが取り扱う電圧レベルは２００Ｖ〜３００Ｖと非常に高い。このため、制御信号をＤＣ−ＤＣコンバータにうまく伝播させるには、低電圧回路と高電圧回路との基準電位を電気的に絶縁する必要がある。そこで、スイッチング素子のゲートの前段又は駆動装置を構成する各スイッチのゲートの前段には、フォトカプラなどで構成されるアイソレータが設けられるのが一般的である。ここで、アイソレータには同相除去電圧と呼ばれる基準が設けられている。この基準を満たすためには、スイッチング素子の応答速度（つまり電圧変化率）を、同相除去電圧が定める電圧変化率以下にする必要があり、応答速度の高速化には制限がある。

したがって、スイッチング素子のスイッチング損失を一定の値以下にし、スイッチング素子の応答速度をアイソレータが規定する電圧変化率以下にし、且つ、リンギング電圧を一定の値以下にするスイッチング速度のうち最も高いスイッチング速度を設定することでスイッチング素子の駆動を最適化できる。

しかしながら、スイッチング損失、応答速度、及びリンギング電圧は、スイッチング素子に入出力される電流、電圧、スイッチング素子に流れる導通電流、及び、デバイス温度といった、駆動されるスイッチング素子の駆動状態によって変動する。よって、ＤＣ−ＤＣコンバータを実際に設計する際には、ワーストの駆動状態を満足させることができるように、スイッチング速度が設定される。そのため、例えば入力電圧又は出力電圧が低い場合など、駆動状態がワーストでない場合には、設定されたスイッチング速度が最適な値でないことがある。この場合、スイッチング素子を効率良く駆動することができない。

これに対して、上記特許文献１では、このような課題について、十分に検討されていない。以上の考察により、本発明者は、以下の本開示の各態様を想到するに至った。

本開示の一態様は、
制御端子、第１導通端子、及び第２導通端子を備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、
前記スイッチング素子の導通電流、印加電圧、温度のうち少なくとも１つを直接的又は間接的に前記スイッチング素子の駆動状態として検出する検出部と、
前記スイッチング素子の前記制御端子に駆動信号を出力する駆動部と、
前記駆動部を制御して、前記検出された駆動状態に応じて前記スイッチング素子のスイッチング速度を変更する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記駆動状態の変動範囲が区分けされた複数の区分と、前記複数の区分の各々において所定の駆動条件を満たす前記スイッチング速度のうちで最も高いスイッチング速度を規定する制御パラメータとが対応付けられた設定情報を予め保持し、前記検出された駆動状態が含まれる前記区分に対応する前記制御パラメータを前記設定情報から抽出し、前記抽出した制御パラメータに基づいて前記駆動部を制御するものである。

本態様によれば、駆動状態に応じて最も高いスイッチング速度でスイッチング素子を駆動することができる。その結果、スイッチング速度が固定されている場合に比べて、スイッチング損失を低減することができる。また、設定情報を用いた簡易な制御構成で、駆動部を制御することができる。

上記態様において、
前記制御部は、前記検出された駆動状態が含まれる前記区分に対応する前記制御パラメータを前記設定情報から抽出する処理を、前記スイッチング素子のオンオフの１サイクル毎に実行してもよい。

本態様によれば、スイッチング素子のオンオフの１サイクル毎に、駆動状態に応じて最も高いスイッチング速度でスイッチング素子を駆動することができる。

上記態様において、
前記制御部は、前記抽出した制御パラメータに平均値が一致するように所定範囲でばらつかせた前記制御パラメータを用いて、前記駆動部を制御してもよい。

本態様によれば、抽出した制御パラメータに平均値が一致するように所定範囲でばらつかせた制御パラメータが用いられるため、スイッチング速度がばらつかされる。したがって、スイッチング素子におけるスイッチング時の電圧変化率が拡散される。このため、スイッチングにおける高周波成分の極小値及び極大値が分散して平均化される。その結果、スイッチング素子のスイッチングにより発生する輻射ノイズを低減することができる。

上記態様において、
前記駆動部は、
第１電位を与える第１電位線と、
前記スイッチング素子の前記第１導通端子に接続され、前記第１電位よりも小さい第２電位を与える第２電位線と、
第１端子と第２端子とを有し、前記第２端子が前記スイッチング素子の前記制御端子に接続されるコイルと、
前記第１電位線と前記コイルの前記第１端子との間に接続され、前記第１電位線と前記コイルとの間の通電をオンオフする充電用スイッチと、
前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、
アノードが前記第２電位線に接続され、カソードが前記コイルの前記第１端子に接続された充電用ダイオードと、
を含み、
前記制御パラメータは、前記充電用スイッチのオン時間である充電時間であり、
前記設定情報では、前記複数の区分と、前記複数の区分の各々において前記駆動条件を満たす前記スイッチング速度のうちで最も高いスイッチング速度を規定する前記充電時間とが対応付けられており、
前記制御部は、前記検出された駆動状態が含まれる前記区分に対応する前記充電時間を前記設定情報から抽出し、前記抽出した充電時間を前記充電用スイッチのオン時間に設定してもよい。

本態様では、充電用スイッチがターンオンされると、コイルを介して第１電位線からスイッチング素子の制御端子に電流が供給され、かつコイルにエネルギーが蓄積される。充電時間の経過後に充電用スイッチがターンオフされると、充電用ダイオード、コイル、スイッチング素子の制御端子、スイッチング素子の第１導通端子、及び第２電位線のループで、コイルに蓄積されたエネルギーによる電流がスイッチング素子の制御端子に供給される。充電時間、つまり充電用スイッチのオン時間が長くなるほど、コイルに蓄積されるエネルギーが増大する。したがって、充電用スイッチのオン時間が長くなるほど、スイッチング素子のスイッチング速度を高くすることができる。その結果、本態様によれば、駆動状態に応じて、スイッチング素子のスイッチング速度を好適に変更することができる。

上記態様において、
前記駆動部は、
第１電位を与える第１電位線と、
前記スイッチング素子の前記第１導通端子に接続され、前記第１電位よりも小さい第２電位を与える第２電位線と、
第１端子と第２端子とを有し、前記第２端子が前記スイッチング素子の前記制御端子に接続されるコイルと、
前記第１電位線と前記コイルの前記第１端子との間に接続され、前記第１電位線と前記コイルとの間の通電をオンオフする充電用スイッチと、
前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、
アノードが前記第２電位線に接続され、カソードが前記コイルの前記第１端子に接続された充電用ダイオードと、
を含み、
前記制御パラメータは、前記充電用スイッチのターンオフから前記クランプスイッチのターンオンまでの時間である放電時間であり、
前記設定情報では、前記複数の区分と、前記複数の区分の各々において前記駆動条件を満たす前記スイッチング速度のうちで最も高いスイッチング速度を規定する前記放電時間とが対応付けられており、
前記制御部は、前記検出された駆動状態が含まれる前記区分に対応する前記放電時間を前記設定情報から抽出し、前記充電用スイッチ及び前記クランプスイッチを前記抽出した放電時間で駆動させてもよい。

本態様では、充電用スイッチのターンオフから放電時間後にクランプスイッチがターンオンされると、第１電位線とスイッチング素子の制御端子との間の通電がオンにされて、スイッチング素子の制御端子が第１電位にクランプされる。

したがって、放電時間が短くなるほど、スイッチング素子の制御端子が第１電位にクランプされるまでの時間が短くなる。このため、放電時間が短くなるほど、スイッチング素子のスイッチング速度を高くすることができる。その結果、本態様によれば、駆動状態に応じて、スイッチング素子のスイッチング速度を好適に変更することができる。

上記態様において、
前記駆動部は、
第１電位を与える第１電位線と、
前記スイッチング素子の前記第１導通端子に接続され、前記第１電位よりも小さい第２電位を与える第２電位線と、
第１端子と第２端子とを有し、前記第２端子が前記スイッチング素子の前記制御端子に接続されるコイルと、
前記第１電位線と前記コイルの前記第１端子との間に接続され、前記第１電位線と前記コイルとの間の通電をオンオフする充電用スイッチと、
前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフする第１クランプスイッチと、
前記第２電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第２電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフする第２クランプスイッチと、
アノードが前記第２電位線に接続され、カソードが前記コイルの前記第１端子に接続された充電用ダイオードと、
を含み、
前記制御パラメータは、前記充電用スイッチ及び前記第２クランプスイッチの両方をオン状態にさせる時間であるプリチャージ時間であり、
前記設定情報では、前記複数の区分と、前記複数の区分の各々において前記駆動条件を満たす前記スイッチング速度のうちで最も高いスイッチング速度を規定する前記プリチャージ時間とが対応付けられており、
前記制御部は、前記検出された駆動状態が含まれる前記区分に対応する前記プリチャージ時間を前記設定情報から抽出し、前記抽出したプリチャージ時間の間、前記充電用スイッチ及び前記第２クランプスイッチの両方をオン状態にさせ、前記抽出したプリチャージ時間が経過すると、前記充電用スイッチ及び前記第２クランプスイッチの両方をターンオフさせてもよい。

本態様において、第２クランプスイッチがターンオンされた状態では、第２電位線とスイッチング素子の制御端子との間の通電がオンにされる。このため、スイッチング素子の制御端子は、第２電位にクランプされる。充電用スイッチがターンオンされた状態では、第１電位線とコイルとの間の通電がオンにされて、コイルにエネルギーが蓄積される。第２クランプスイッチ及び充電用スイッチの両方がオン状態にされている場合には、スイッチング素子の制御端子が第２電位にクランプされているため、充電用スイッチがターンオンされても、コイルを介して、第１電位線からスイッチング素子の制御端子に電流は供給されない。

プリチャージ時間が経過すると、充電用スイッチ及び第２クランプスイッチの両方がターンオフされる。第２クランプスイッチがターンオフされると、第２電位線とスイッチング素子の制御端子との間の通電がオフにされる。このため、スイッチング素子の制御端子は、第２電位にクランプされなくなる。一方、充電用スイッチがターンオフされると、充電用ダイオード、コイル、スイッチング素子の制御端子、スイッチング素子の第１導通端子、及び第２電位線のループで、コイルに蓄積されたエネルギーによる電流がスイッチング素子の制御端子に供給される。

したがって、プリチャージ時間が長くなるほど、コイルに蓄積されるエネルギーが大きくなる。このため、プリチャージ時間が長くなるほど、スイッチング素子のスイッチング速度を高くすることができる。その結果、本態様によれば、駆動状態に応じて、スイッチング素子のスイッチング速度を好適に変更することができる。

上記態様において、
前記駆動部は、
第１電位を与える第１電位線と、
前記スイッチング素子の前記第１導通端子に接続され、前記第１電位よりも小さい第２電位を与える第２電位線と、
第１端子と第２端子とを有し、前記第２端子が前記スイッチング素子の前記制御端子に接続されるコイルと、
前記第１電位線と前記コイルの前記第１端子との間に接続され、前記第１電位線と前記コイルとの間の通電をオンオフする充電用スイッチと、
前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、
アノードが前記第２電位線に接続され、カソードが前記コイルの前記第１端子に接続された充電用ダイオードと、
を含み、
前記制御パラメータは、前記充電用スイッチのオン時間である充電時間と、前記充電用スイッチのターンオフから前記クランプスイッチのターンオンまでの時間である放電時間とを含み、
前記設定情報では、前記複数の区分と、前記複数の区分の各々において前記駆動条件を満たす前記スイッチング速度のうちで最も高いスイッチング速度を規定する前記充電時間及び前記放電時間とが対応付けられており、
前記制御部は、前記検出された駆動状態が含まれる前記区分に対応する前記充電時間及び前記放電時間を前記設定情報から抽出し、前記抽出した充電時間を前記充電用スイッチのオン時間に設定し、かつ、前記充電用スイッチのターンオフから前記抽出した放電時間が経過すると、前記クランプスイッチをターンオンさせてもよい。

本態様では、充電用スイッチがターンオンされると、コイルを介して第１電位線からスイッチング素子の制御端子に電流が供給され、かつコイルにエネルギーが蓄積される。充電時間の経過後に充電用スイッチがターンオフされると、充電用ダイオード、コイル、スイッチング素子の制御端子、スイッチング素子の第１導通端子、及び第２電位線のループで、コイルに蓄積されたエネルギーによる電流がスイッチング素子の制御端子に供給される。充電時間、つまり充電用スイッチのオン時間が長くなるほど、コイルに蓄積されるエネルギーが増大する。したがって、充電用スイッチのオン時間が長くなるほど、スイッチング素子のスイッチング速度を高くすることができる。

また、充電用スイッチのオン時間が経過して充電用スイッチがターンオフされると、充電用スイッチのターンオフから放電時間後にクランプスイッチがターンオンされる。すると、第１電位線とスイッチング素子の制御端子との間の通電がオンにされて、スイッチング素子の制御端子が第１電位にクランプされる。したがって、放電時間が短くなるほど、スイッチング素子の制御端子が第１電位にクランプされるまでの時間が短くなる。このため、放電時間が短くなるほど、スイッチング素子のスイッチング速度を高くすることができる。

その結果、本態様によれば、充電時間及び放電時間を制御することにより、駆動状態に応じて、スイッチング素子のスイッチング速度を更にきめ細かく変更することができる。

上記態様において、
前記駆動部は、
第１電位を与える第１電位線と、
前記スイッチング素子の前記第１導通端子に接続され、前記第１電位よりも小さい第２電位を与える第２電位線と、
第１端子と第２端子とを有し、前記第２端子が前記スイッチング素子の前記制御端子に接続されるコイルと、
前記第１電位線と前記コイルの前記第１端子との間に接続され、前記第１電位線と前記コイルとの間の通電をオンオフする充電用スイッチと、
前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフする第１クランプスイッチと、
前記第２電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第２電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフする第２クランプスイッチと、
アノードが前記第２電位線に接続され、カソードが前記コイルの前記第１端子に接続された充電用ダイオードと、
を含み、
前記制御パラメータは、前記充電用スイッチ及び前記第２クランプスイッチの両方をオン状態にさせる時間であるプリチャージ時間と、前記充電用スイッチのターンオフから前記第１クランプスイッチのターンオンまでの時間である放電時間とを含み、
前記設定情報では、前記複数の区分と、前記複数の区分の各々において前記駆動条件を満たす前記スイッチング速度のうちで最も高いスイッチング速度を規定する前記プリチャージ時間及び前記放電時間とが対応付けられており、
前記制御部は、前記検出された駆動状態が含まれる前記区分に対応する前記プリチャージ時間及び前記放電時間を前記設定情報から抽出し、前記抽出したプリチャージ時間の間、前記充電用スイッチ及び前記第２クランプスイッチの両方をオン状態にさせ、前記抽出したプリチャージ時間が経過すると、前記充電用スイッチ及び前記第２クランプスイッチの両方をターンオフさせ、かつ、前記充電用スイッチのターンオフから前記抽出した放電時間が経過すると、前記第１クランプスイッチをターンオンさせてもよい。

本態様において、第２クランプスイッチがターンオンされた状態では、第２電位線とスイッチング素子の制御端子との間の通電がオンにされる。このため、スイッチング素子の制御端子は、第２電位にクランプされる。充電用スイッチがターンオンされた状態では、第１電位線とコイルとの間の通電がオンにされて、コイルにエネルギーが蓄積される。第２クランプスイッチ及び充電用スイッチの両方がオン状態にされている場合には、スイッチング素子の制御端子が第２電位にクランプされているため、充電用スイッチがターンオンされても、コイルを介して、第１電位線からスイッチング素子の制御端子に電流は供給されない。

プリチャージ時間が経過すると、充電用スイッチ及び第２クランプスイッチの両方がターンオフされる。第２クランプスイッチがターンオフされると、第２電位線とスイッチング素子の制御端子との間の通電がオフにされる。このため、スイッチング素子の制御端子は、第２電位にクランプされなくなる。一方、充電用スイッチがターンオフされると、充電用ダイオード、コイル、スイッチング素子の制御端子、スイッチング素子の第１導通端子、及び第２電位線のループで、コイルに蓄積されたエネルギーによる電流がスイッチング素子の制御端子に供給される。

したがって、プリチャージ時間が長くなるほど、コイルに蓄積されるエネルギーが大きくなる。このため、プリチャージ時間が長くなるほど、スイッチング素子のスイッチング速度を高くすることができる。

また、プリチャージ時間が経過して、充電用スイッチがターンオフされると、充電用スイッチのターンオフから放電時間後にクランプスイッチがターンオンされる。すると、第１電位線とスイッチング素子の制御端子との間の通電がオンにされて、スイッチング素子の制御端子が第１電位にクランプされる。したがって、放電時間が短くなるほど、スイッチング素子の制御端子が第１電位にクランプされるまでの時間が短くなる。このため、放電時間が短くなるほど、スイッチング素子のスイッチング速度を高くすることができる。

その結果、本態様によれば、プリチャージ時間及び放電時間を制御することにより、駆動状態に応じて、スイッチング素子のスイッチング速度を更にきめ細かく変更することができる。

上記態様において、
前記駆動部は、
第１電位を与える第１電位線と、
前記スイッチング素子の前記第１導通端子に接続され、前記第１電位よりも小さい第２電位を与える第２電位線と、
前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、
前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に、前記クランプスイッチと直列に接続された第１抵抗素子と、
第１端子と第２端子とを有し、前記第２端子が前記スイッチング素子の前記制御端子に接続され、前記第１抵抗素子より高い又は低い抵抗値を有する第２抵抗素子と、
前記第１電位線と前記第２抵抗素子の前記第１端子との間に接続され、前記第１電位線と前記第２抵抗素子との間の通電をオンオフする充電用スイッチと、
を含み、
前記制御パラメータは、前記充電用スイッチのオン時間である充電時間であり、
前記設定情報では、前記複数の区分と、前記複数の区分の各々において前記駆動条件を満たす前記スイッチング速度のうちで最も高いスイッチング速度を規定する前記充電時間とが対応付けられており、
前記制御部は、前記検出された駆動状態が含まれる前記区分に対応する前記充電時間を前記設定情報から抽出し、前記充電用スイッチをターンオンさせてから前記抽出した充電時間が経過すると、前記充電用スイッチをターンオフさせ、かつ、前記クランプスイッチをターンオンさせてもよい。

本態様では、充電用スイッチがターンオンされると、第２抵抗素子を介して第１電位線からスイッチング素子の制御端子に電流が供給される。充電用スイッチがターンオンされてから充電時間が経過すると、充電用スイッチがターンオフされ、かつ、クランプスイッチがターンオンされる。クランプスイッチがターンオンされると、第１抵抗素子を介して第１電位線からスイッチング素子の制御端子に電流が供給される。

したがって、第２抵抗素子の抵抗値が第１抵抗素子の抵抗値より低い場合には、充電用スイッチのオン時間が長くなるほど、スイッチング素子のスイッチング速度を高くすることができる。一方、第１抵抗素子の抵抗値が第２抵抗素子の抵抗値より低い場合には、充電用スイッチのオン時間が短くなるほど、低い抵抗値の第１抵抗素子を介する電流供給開始が早くなるため、スイッチング素子のスイッチング速度を高くすることができる。

その結果、本態様によれば、駆動状態に応じて、スイッチング素子のスイッチング速度を好適に変更することができる。

本開示の他の態様は、
制御端子を備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、
前記スイッチング素子の前記制御端子に駆動信号を出力する駆動部と、
前記駆動部を制御して、前記スイッチング素子の駆動状態に応じて前記スイッチング素子のスイッチング速度を変更する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記スイッチング速度を規定する制御パラメータをばらつかせ、前記ばらつかせた制御パラメータを用いて、前記駆動部を制御するものである。

本態様では、スイッチング速度を規定する制御パラメータをばらつかせ、ばらつかせた制御パラメータが用いられるため、スイッチング速度がばらつかされる。したがって、スイッチング素子におけるスイッチング時の電圧変化率が拡散される。このため、スイッチングにおける高周波成分の極小値及び極大値が分散して平均化される。その結果、本態様によれば、スイッチング素子のスイッチングにより発生する輻射ノイズを低減することができる。

本開示のさらに他の態様は、
制御端子、第１導通端子、及び第２導通端子を備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、
前記スイッチング素子の導通電流、印加電圧、温度のうち少なくとも１つを直接的又は間接的に前記スイッチング素子の駆動状態として検出する検出部と、
前記スイッチング素子の前記制御端子に駆動信号を出力する駆動部と、
前記駆動部を制御して、前記検出された駆動状態に応じて前記スイッチング素子のスイッチング速度を変更する制御部と、
を備え、
前記駆動部は、
第１電位を与える第１電位線と、
前記スイッチング素子の前記第１導通端子に接続され、前記第１電位よりも小さい第２電位を与える第２電位線と、
前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフする第１のクランプスイッチと、
前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に、前記第１のクランプスイッチと直列に接続された第１の抵抗素子と、
前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に前記第１のクランプスイッチと並列に接続され、前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフする第２のクランプスイッチと、
前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に、前記第２のクランプスイッチと直列に接続され、前記第１の抵抗素子と異なる抵抗値を有する第２の抵抗素子と、
を含み、
前記制御部は、前記駆動状態の変動範囲が区分けされた第１の区分と前記第１のクランプスイッチとが対応付けられ、かつ、前記駆動状態の変動範囲が区分けされた前記第１の区分と異なる第２の区分と前記第２のクランプスイッチとが対応付けられた設定情報を予め保持し、前記検出された駆動状態が含まれる区分に対応する前記第１のクランプスイッチ又は前記第２のクランプスイッチを前記設定情報から抽出し、前記抽出した前記第１のクランプスイッチ又は前記第２のクランプスイッチを用いるものである。

本態様では、第１のクランプスイッチがターンオンされると、第１の抵抗素子を介して、第１電位線からスイッチング素子の制御端子に電流が供給される。第２のクランプスイッチがターンオンされると、第２の抵抗素子を介して、第１電位線からスイッチング素子の制御端子に電流が供給される。第１の抵抗素子と第２の抵抗素子とは抵抗値が異なるため、第１のクランプスイッチを用いる場合と第２のクランプスイッチを用いる場合とで、スイッチング素子の制御端子に供給される電流値が異なる。したがって、本態様によれば、駆動状態に応じたスイッチング速度で、スイッチング素子を駆動することができる。その結果、スイッチング速度が固定されている場合に比べて、スイッチング損失を低減することができる。また、設定情報を用いた簡易な制御構成で、駆動部を制御することができる。

本開示のさらに他の態様は、入力される電力を変換して出力する電力変換装置であって、前記スイッチング素子と、前記スイッチング素子を駆動する上記各態様のいずれかの駆動装置とを備えるものである。

これらの包括的または具体的な態様は、電力変換装置、モータ駆動システム、車両、蓄電システム、制御回路または制御方法として実現されてもよく、それらの任意の組み合わせで実現されてもよい。

（実施の形態）
以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、各図面において、同じ構成要素については同じ符号が用いられている。

まず、本開示の実施形態の駆動装置５０が適用されたモータ駆動システム１０が説明される。

図１は、制御端子を備えるスイッチング素子を含むモータ駆動システム１０を概略的に示す図である。モータ駆動システム１０は、入力電源Ｅ１１、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０、インバータ３０、及びモータ４０を備える。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、リアクトルＬ１１、入力用の平滑コンデンサＣ１１、ロー側のスイッチング素子Ｑ１１、ハイ側のスイッチング素子Ｑ１２、出力用の平滑コンデンサＣ１２、アイソレータ９１，９２、及び駆動装置５０を備える。

まず、昇圧動作について説明する。駆動装置５０がロー側のスイッチング素子Ｑ１１をオンオフ制御することにより、入力電源Ｅ１１のエネルギーは、リアクトルＬ１１を介して、平滑コンデンサＣ１２に移動する。平滑コンデンサＣ１２の電圧は、入力電源Ｅ１１の電圧に対して昇圧されている。この昇圧された電圧は、インバータ３０で交流電圧に変換され、その交流電圧でモータ４０が駆動される。

次に、降圧動作について説明する。モータ４０で発電された交流電力は、インバータ３０で直流電力に変換され、直流電力が平滑コンデンサＣ１２に蓄えられる。駆動装置５０がハイ側のスイッチング素子Ｑ１２をオンオフ制御することにより、平滑コンデンサＣ１２に蓄えられたエネルギーが、リアクトルＬ１１を介して入力電源Ｅ１１に移動する。入力電源Ｅ１１の電圧は、平滑コンデンサＣ１２の電圧に対して降圧されている。

駆動装置５０は、駆動部６０，６０、検出部７０、及び制御部８０を備える。一方の駆動部６０は、アイソレータ９１を介して、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに駆動信号を供給する。他方の駆動部６０は、アイソレータ９２を介して、スイッチング素子Ｑ１２のゲートに駆動信号を供給する。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は、例えばＰＷＭ制御によって、ターンオン及びターンオフされる。アイソレータ９１，９２は、それぞれ、例えばフォトカプラを含む。アイソレータ９１，９２は、それぞれ、駆動部６０からスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２に制御信号を通しつつ、駆動部６０とスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２との間を電気的に絶縁する。

検出部７０は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の駆動状態を検出する。検出部７０は、電流センサ７１、電圧センサ７２、電流センサ７３、電圧センサ７４、電流センサ７５、温度センサ７６，７７を含む。

電流センサ７１は、入力電源Ｅ１１からスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２に入力される入力電流Ｉｉｎを検出する。電流センサ７１は、例えば平滑コンデンサＣ１１と入力電源Ｅ１１の正極及びリアクトルＬ１１を接続する線との接続点Ｋ１と、リアクトルＬ１１との間に設けられる。電圧センサ７２は、入力電源Ｅ１１からスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２に入力される入力電圧Ｖｉｎを検出する。電圧センサ７２は、例えば平滑コンデンサＣ１１と並列に接続される。

電流センサ７３は、スイッチング素子Ｑ１１のソースとドレインとの間に流れるドレイン電流Ｉｄｓ（導通電流の一例）を検出する。電流センサ７３は、例えば、正側の接続ラインＷ１２と平滑コンデンサＣ１２との接続点Ｋ２と、スイッチング素子Ｑ１２のドレインとの間に設けられる。なお、電流センサ７３は、ドレイン電流Ｉｄｓの平均値、ピーク値、又は実効値を検出してもよい。あるいは、制御部８０は、電流センサ７３により検出されたドレイン電流Ｉｄｓの平均値、ピーク値、又は実効値を算出して、駆動部６０の制御に用いてもよい。

電圧センサ７４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０から出力される出力電圧Ｖｏｕｔを検出する。電圧センサ７４は、例えば、平滑コンデンサＣ１２と並列に設けられる。電流センサ７５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０から出力される出力電流Ｉｏｕｔを検出する。電流センサ７５は、例えば、接続点Ｋ２とインバータ３０との間に設けられる。

温度センサ７６，７７は、それぞれ、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の接合温度Ｔｊを検出する。温度センサ７６，７７は、それぞれ、例えばスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２に密着して配置される。

制御部８０は、検出部７０により検出された駆動状態を、検出部７０から取得する。制御部８０は、取得した駆動状態に応じて駆動部６０を制御して、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング速度を変更する。制御部８０による駆動部６０の制御は、後に詳述される。

スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２としては、例えば、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）又は絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の電圧制御型のスイッチング素子が用いられる。

スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は、制御端子と、第１導通端子と、第２導通端子とを備える。例えば、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がＭＯＳＦＥＴである場合、制御端子はゲートであり、第１導通端子及び第２導通端子の一方はソースであり、他方はドレインである。例えば、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がＩＧＢＴである場合、制御端子はゲートであり、第１導通端子及び第２導通端子の一方はコレクタであり、他方はエミッタである。

また、第１導通端子及び第２導通端子の一方は、制御端子の電圧の基準となる基準端子となる。電圧制御型のスイッチング素子は、制御端子と基準端子との間に等価的に形成される容量を有する。

以下では、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がＭＯＳＦＥＴであり、制御端子がゲートであり、第１導通端子がソースであり、第２導通端子がドレインであり、ソースが基準端子であり、ゲートとソースとの間に容量Ｃｉｓｓを有する例について説明する。但し、上述のように、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２としてＩＧＢＴを用いることもできる。

図１に示されるスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を駆動する駆動装置５０では、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２におけるスイッチング損失を低減することが望まれている。図１に示されるように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０とインバータ３０との負側の接続ラインＷ１１及び正側の接続ラインＷ１２には、それぞれ、寄生インダクタンスＬｐ１，Ｌｐ２が発生する。また、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のドレイン−ソース間には、それぞれ、寄生キャパシタンスＣｐ１，Ｃｐ２が発生する。

スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング速度を高め、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のドレイン−ソース間の電圧の応答速度を高くする（つまり電圧変化率を大きくする）と、スイッチング損失を低減させることができる。

しかしながら、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング速度を高くすると、以下のような問題が生じる。例えば、スイッチング素子Ｑ１１をターンオンさせる場合を考える。この場合には、スイッチング素子Ｑ１１がオンで、スイッチング素子Ｑ１２がオフになっている。したがって、スイッチング素子Ｑ１１、寄生インダクタンスＬｐ１、インバータ３０、寄生インダクタンスＬｐ２、寄生キャパシタンスＣｐ２の共振ループが形成される。

これにより、オフになっているスイッチング素子Ｑ１２の寄生キャパシタンスＣｐ２の両端にリンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ（ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｈ）のピーク値）が発生する。リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘが大きくなると、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の耐圧を増大させる必要が生じ、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の大型化及びコスト上昇を招く。

また、本開示のＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、アイソレータ９１，９２を備える。このため、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のドレイン−ソース間の電圧変化率を、アイソレータ９１，９２の同相除去電圧が規定する電圧変化率以下にする必要がある。

したがって、リンギング電圧を所定値以下にするという駆動条件、及びドレイン−ソース間の電圧変化率をアイソレータ９１，９２の同相除去電圧が規定する電圧変化率以下にするという駆動条件を満足するスイッチング速度のうちで、スイッチング損失を最小にするスイッチング速度（つまり最も高いスイッチング速度）を設定することにより、スイッチング損失を低減できる。

しかしながら、リンギング電圧、ドレイン−ソース間の電圧変化率、及びスイッチング損失は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２に入出力される電流及び電圧等の駆動状態によって変化する。

そこで、本開示の駆動装置５０では、駆動状態の変動範囲（つまり最大値から最小値までの範囲）が区分けされた複数の区分の各々において、リンギング電圧の駆動条件、及びスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の電圧変化率の駆動条件を満足するスイッチング速度のうち、スイッチング損失を最小にするスイッチング速度を予め求めておく。所望のスイッチング速度は、駆動部６０を制御する制御パラメータを変更することにより得られる。したがって、本開示の駆動装置５０では、具体的には、複数の区分の各々において、リンギング電圧の駆動条件、及びスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の電圧変化率の駆動条件を満足する制御パラメータのうち、スイッチング損失を最小にする制御パラメータを予め求めておく。そして、複数の区分と、スイッチング損失を最小にする制御パラメータとが対応付けられたテーブル（後述）が予め作成される。

制御部８０は、上記作成されたテーブルを予め保持する。制御部８０は、検出部７０から取得した駆動状態が含まれる区分に対応する制御パラメータを、保持しているテーブルから抽出する。制御部８０は、１パルスごとに、抽出した制御パラメータにしたがって駆動部６０を制御する。以下、駆動装置５０の実施形態ごとに、制御部８０による駆動部６０の具体的な制御が説明される。

（第１実施形態）
図２は、第１実施形態の駆動装置５０を概略的に示す図である。図２では、説明を簡単にするために、アイソレータ９１，９２の図示が省略され、かつ、駆動部６０の第２電位線Ｗ２がスイッチング素子Ｑ１１のソースに接続されている。しかし、実際のＤＣ−ＤＣコンバータ２０では、図１に示されるように、駆動装置５０の駆動部６０とスイッチング素子Ｑ１１とは、アイソレータ９１を介して接続され、駆動装置５０の駆動部６０とスイッチング素子Ｑ１２とは、アイソレータ９２を介して接続されている。

スイッチング素子Ｑ１２に駆動信号を供給する駆動部６０は、スイッチング素子Ｑ１１に駆動信号を供給する駆動部６０と同一構成であるので、詳細な図示は省略されている。駆動部６０と制御部８０とは、同一の基板に実装されてもよいし、別々の基板に実装されてもよい。この点については、以降の実施形態でも同様である。

駆動部６０は、電源Ｅ１、共振回路部６１及びクランプ部６２を有する。共振回路部６１は、コイルＬ１及び回収部を有する。回収部は、スイッチＳＷ１（充電用スイッチの一例）、スイッチＳＷ２、ダイオードＤ１、及びダイオードＤ２（充電用ダイオードの一例）を含む。クランプ部６２は、スイッチＳＷ３（クランプスイッチの一例、第１クランプスイッチの一例）、スイッチＳＷ４（第２クランプスイッチの一例）、ダイオードＤ３、ダイオードＤ４、抵抗Ｒ１、及び抵抗Ｒ２を含む。

電源Ｅ１の正極には、第１電位線Ｗ１が接続されている。第１電位線Ｗ１は、第１電位Ｖｃｃを与える。電源Ｅ１の負極には、第２電位線Ｗ２が接続されている。第２電位線Ｗ２は、第２電位Ｖｓｓを与える。第１電位Ｖｃｃは、第２電位Ｖｓｓよりも高い。

共振回路部６１のコイルＬ１の入力側端子Ｌｔ１（第１端子の一例）は、スイッチＳＷ１を介して第１電位線Ｗ１と接続されている。コイルＬ１の入力側端子Ｌｔ１は、スイッチＳＷ２を介して第２電位線Ｗ２と接続されている。

コイルＬ１の出力側端子Ｌｔ２（第２端子の一例）は、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに接続されている。スイッチング素子Ｑ１１のソースは、第２電位線Ｗ２により電源Ｅ１の負極に接続されている。したがって、第２電位Ｖｓｓと、スイッチング素子Ｑ１１のソースの電位とは共通する。

一般に、スイッチング素子Ｑ１１のようなＭＯＳＦＥＴは、制御端子（ゲート）と基準端子（ソース）との間に等価的に形成される容量を有する。このため、図２のような接続により、コイルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間の容量Ｃｉｓｓとは、ＬＣ直列共振回路を構成する。

本開示において、第１電位線Ｗ１は、第１電位Ｖｃｃを有する電流経路であればよく、配線でなくてもよい。同様に、第２電位線Ｗ２は、第２電位Ｖｓｓを有する電流経路であればよく、配線でなくてもよい。例えば、配線でない電流経路は、回路素子の端子同士を接続することによって形成される電流経路であってもよい。

電源Ｅ１は、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに第１電位Ｖｃｃまたは第２電位Ｖｓｓを印加する。例えば、電源Ｅ１は、スイッチング素子Ｑ１１がオン状態のとき、スイッチング素子Ｑ１１のゲート電位を第１電位Ｖｃｃと同電位に固定する。また、電源Ｅ１は、スイッチング素子Ｑ１１がオフ状態のとき、スイッチング素子Ｑ１１のゲート電位を第２電位Ｖｓｓと同電位に固定する。換言すると、電源Ｅ１は、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチングが完了した後の安定した状態において、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間に、固定電圧を印加する。

図２に示される例では、第２電位Ｖｓｓとスイッチング素子Ｑ１１のソースとが同電位である。そのため、スイッチング素子Ｑ１１のゲート電位が第１電位Ｖｃｃに固定されるとき、スイッチング素子Ｑ１１のソースを基準とするゲートの電圧（Ｖｇｓ１１）は、Ｖｃｃ−Ｖｓｓ、すなわち電源Ｅ１の電圧と等しい。スイッチング素子Ｑ１１のゲート電位が第２電位Ｖｓｓに固定されるとき、スイッチング素子Ｑ１１のソースを基準とするゲートの電圧（Ｖｇｓ１１）は、０Ｖである。

なお、本開示において、「ＡとＢが同じ電位である」、「Ａの電位がＢの電位に到達する」とは、Ａの電位とＢの電位との間に、例えば配線抵抗、トランジスタのオン抵抗、及び電気回路素子の寄生抵抗に由来する微小な電位差が生じる場合をも含む。なお、電源Ｅ１は、駆動装置５０の外部に配置されてもよい。

また、本開示において、「ＡとＢとが接続される」とは、ＡとＢとが直接接続される場合だけでなく、ＡとＢとが他の回路素子Ｃを介して接続される場合をも含む。

スイッチＳＷ１は、第１電位線Ｗ１とコイルＬ１の入力側端子Ｌｔ１との間に設けられる。スイッチＳＷ２は、第２電位線Ｗ２とコイルＬ１の入力側端子Ｌｔ１との間に設けられる。図２の例では、スイッチＳＷ１は、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴであり、スイッチＳＷ２は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴである。Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴには、ドレインからソースに向かう方向を順方向とする寄生ダイオードが形成される。Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴには、ソースからドレインに向かう方向を順方向とする寄生ダイオードが形成される。なお、スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、例えば、バイポーラトランジスタ、リレー等の他のスイッチング素子であってもよい。

ダイオードＤ１は、第１電位線Ｗ１とコイルＬ１の入力側端子Ｌｔ１との間に逆方向に設けられる。逆方向とは、第１電位Ｖｃｃ側から第２電位Ｖｓｓ側に向かって電流が流れている状態で、電位が高い側にカソードが接続され、電位が低い側にアノードが接続される方向である。すなわち、ダイオードＤ１は、第１電位ＶｃｃとコイルＬ１の入力側端子Ｌｔ１との間に逆バイアスで接続される。

ダイオードＤ２は、第２電位線Ｗ２とコイルＬ１の入力側端子Ｌｔ１との間に逆方向に設けられる。すなわち、ダイオードＤ２は、第２電位ＶｓｓとコイルＬ１の入力側端子Ｌｔ１との間に逆バイアスで接続される。ダイオードＤ１のカソードは、第１電位線Ｗ１に接続されている。ダイオードＤ２のアノードは、第２電位線Ｗ２に接続されている。ダイオードＤ１及びダイオードＤ２は、例えば、ショットキーバリアダイオードであってもよい。

スイッチＳＷ３及び抵抗Ｒ１の直列回路は、第１電位線Ｗ１とコイルＬ１の出力側端子Ｌｔ２との間に設けられる。スイッチＳＷ４及び抵抗Ｒ２の直列回路は、第２電位線Ｗ２とコイルＬ１の出力側端子Ｌｔ２との間に設けられる。図２の例では、スイッチＳＷ３は、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴであり、スイッチＳＷ４は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴである。

ダイオードＤ３は、第１電位線Ｗ１とコイルＬ１の出力側端子Ｌｔ２との間に逆方向に設けられる。すなわち、ダイオードＤ３は、第１電位ＶｃｃとコイルＬ１の出力側端子Ｌｔ２との間に逆バイアスで接続される。ダイオードＤ４は、第２電位線Ｗ２とコイルＬ１の出力側端子Ｌｔ２との間に逆方向に設けられる。すなわち、ダイオードＤ４は、第２電位ＶｓｓとコイルＬ１の出力側端子Ｌｔ２との間に逆バイアスで接続される。ダイオードＤ３及びダイオードＤ４は、例えば、ショットキーバリアダイオードであってもよい。

駆動部６０は、コイルＬ１、４つのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４、及び４つのダイオードＤ１〜Ｄ４を含むブリッジ回路を有する。スイッチＳＷ３及びダイオードＤ３は並列接続される。スイッチＳＷ３がオン状態のとき、スイッチング素子Ｑ１１のゲート電位が第１電位Ｖｃｃより高くなると、ダイオードＤ３を介してスイッチング素子Ｑ１１のゲートから電流が引き抜かれる。スイッチング素子Ｑ１１のゲート電位が第１電位Ｖｃｃより低くなると、スイッチＳＷ３を介してスイッチング素子Ｑ１１のゲートに電流が供給される。このように、スイッチＳＷ３がオン状態のとき、スイッチング素子Ｑ１１のゲート電位は第１電位Ｖｃｃにクランプされる。

スイッチＳＷ４及びダイオードＤ４は並列接続される。スイッチＳＷ４がオン状態のとき、スイッチング素子Ｑ１１のゲート電位が第２電位Ｖｓｓより高くなると、スイッチＳＷ４を介してスイッチング素子Ｑ１１のゲートから電流が引き抜かれる。スイッチング素子Ｑ１１のゲート電位が第２電位Ｖｓｓより低くなると、ダイオードＤ４を介してスイッチング素子Ｑ１１のゲートに電流が供給される。このように、スイッチＳＷ４がオン状態のとき、スイッチング素子Ｑ１１のゲート電位は第２電位Ｖｓｓにクランプされる。

制御部８０は、スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２、スイッチＳＷ３、及びスイッチＳＷ４を制御する。具体的には、制御部８０は、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４の制御端子（図２ではゲート）にパルス信号を入力して、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４をターンオン及びターンオフする。これにより、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１１が上昇し、ゲート電流Ｉｇ１１が発生してスイッチング素子Ｑ１１のゲートに供給される。

スイッチング素子Ｑ１１をターンオンする際には、まず、制御部８０は、スイッチＳＷ１をターンオンする。その結果、第１電位Ｖｃｃを与える第１電位線Ｗ１から供給される電流により、スイッチング素子Ｑ１１のゲート（制御端子）とソース（基準端子）との間の容量Ｃｉｓｓが充電され始め、コイルＬ１にエネルギーが蓄積される。その後、制御部８０は、スイッチＳＷ１をターンオフする。すると、コイルＬ１、スイッチング素子Ｑ１１の容量Ｃｉｓｓ及びダイオードＤ２により閉ループが形成される。そして、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーが放電されて、スイッチング素子Ｑ１１の容量Ｃｉｓｓがさらに充電される。その後、制御部８０は、スイッチＳＷ３をターンオンする。これによって、スイッチング素子Ｑ１１のゲート電位が第１電位Ｖｃｃにクランプされる。

一方、スイッチング素子Ｑ１１をターンオフする際には、制御部８０は、まず、スイッチＳＷ２をターンオンする。その結果、スイッチング素子Ｑ１１の容量Ｃｉｓｓが放電され始め、放電されたエネルギーがコイルＬ１に蓄積される。その後、制御部８０は、スイッチＳＷ２をターンオフする。すると、コイルＬ１とスイッチング素子Ｑ１１の容量Ｃｉｓｓに残っているエネルギーが、ダイオードＤ１を介して電源Ｅ１に回生される。そして、制御部８０は、スイッチＳＷ４をターンオンする。これによって、スイッチング素子Ｑ１１のゲート電位が第２電位Ｖｓｓにクランプされる。

次に、検出部７０により検出された駆動状態に応じた、制御部８０による駆動部６０の制御が説明される。

図３は、駆動状態に応じて最適な制御パラメータを求めるために行った実験結果を示すグラフである。図３の例では、駆動状態として、電流センサ７１（図１）により検出される入力電流Ｉｉｎ（以下、「電流ＩＤ」と称される）が採用されている。

図３では、図１に示されるＤＣ−ＤＣコンバータ２０及び図２に示される第１実施形態の駆動装置５０を用いた場合の実験結果が示されている。また、図３では、駆動部６０を制御する制御パラメータとして、スイッチＳＷ１がターンオンされてからターンオフされるまでのオン時間（以下、「充電時間」と称される）が採用されている。図２の駆動部６０では、スイッチＳＷ１の充電時間が長くなるほど、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング速度が高くなる。

図３において左列のグラフは、充電時間を６５ｎｓ，７０ｎｓ，７５ｎｓ，８０ｎｓ，８５ｎｓのそれぞれに設定した場合における実験結果を示している。

また、図３において右列のグラフは、充電時間を６５ｎｓに設定した場合と、充電時間を最適値に設定した場合との実験結果を示している。なお、図３の右列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、最適値の実験結果が三角形のマークでプロットされ、６５ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。ここで、最適値は、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｈ）のピーク値（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ：リンギング電圧）を３３０Ｖ以下にすることができる充電時間であって、スイッチング損失Ｅｏｎを最小にできる充電時間が採用される。

図３において、セクション（ａ）は、充電時間に応じた、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）と電流ＩＤとの関係を示すグラフであり、縦軸はリンギング電圧を示し、横軸は電流ＩＤを示している。

セクション（ｂ）は、充電時間に応じた、スイッチング損失（Ｅｏｎ）と電流ＩＤとの関係を示すグラフであり、縦軸は損失を示し、横軸は電流ＩＤを示している。

セクション（ｃ）は、充電時間に応じた、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電圧Ｖ（Ｌ）の電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）と電流ＩＤとの関係を示すグラフであり、縦軸は電圧変化率を示し、横軸は電流ＩＤを示している。

セクション（ｄ）は、充電時間に応じた、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間の電圧Ｖ（Ｈ）の電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）と電流ＩＤとの関係を示すグラフであり、縦軸は電圧変化率を示し、横軸は電流ＩＤを示している。

セクション（ａ）の左列に示すように、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）は、充電時間が増大するにつれて増大していることが分かる。そのため、セクション（ａ）の左列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、電圧が低い側から順に、６５ｎｓ，７０ｎｓ，７５ｎｓ，８０ｎｓ，８５ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

ここでは、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）を３３０Ｖ以下にするという条件が課せられており、全ての電流ＩＤにおいてリンギング電圧を３３０Ｖ以下にできる最大の充電時間は６５ｎｓであった。そのため、駆動状態に応じて充電時間を変動させない構成を採用する手法（以下、「比較例の手法」と記述する。）では、充電時間として６５ｎｓが設定される。これでは、電流ＩＤに応じて最適な充電時間を設定できない。例えば、電流ＩＤが２０Ａの場合、充電時間を８０ｎｓに設定してもリンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）は３３０Ｖ以下になるにも拘わらず、比較例の手法では充電時間が６５ｎｓに設定されるため、最適値が設定されていない。

セクション（ｂ）の左列に示すように、スイッチング損失は、充電時間が減少するにつれて、増大していることが分かる。そのため、セクション（ｂ）の左列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、スイッチング損失が低い側から順に、８５ｎｓ，８０ｎｓ，７５ｎｓ，７０ｎｓ，６５ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

そこで、本第１実施形態の手法（以下、「提案手法」と記述する。）では、セクション（ａ）の右列に示すように、各電流ＩＤにおいて、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）を３３０Ｖ以下にできる充電時間のうち、スイッチング損失Ｅｏｎを最小にできる充電時間（つまりセクション（ｂ）から分かるように最大の充電時間）を設定する。

具体的には、電流ＩＤが５［Ａ］のときは充電時間が６５ｎｓに設定され、電流ＩＤが１０［Ａ］のときは充電時間が７０ｎｓに設定され、電流ＩＤが１５［Ａ］のときは充電時間が７５ｎｓに設定され、電流ＩＤが２０［Ａ］のときは充電時間が８０ｎｓに設定されている。これにより、充電時間の最適化が図られている。

セクション（ｂ）の右列では、セクション（ａ）で設定された充電時間の最適値を採用した場合の各電流ＩＤに対するスイッチング損失が三角形のマークでプロットされている。この場合、全ての電流ＩＤにおいて、提案手法の方が比較例よりもスイッチング損失が低く、電流ＩＤが２０Ａにおいてはスイッチング損失が１８％低減されていた。

セクション（ｃ）の左列に示すように、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）は、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）と同様、充電時間が増大するにつれて、増大していることが分かる。そのため、セクション（ｃ）の左列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）は、低い側から順に、６５ｎｓ，７０ｎｓ，７５ｎｓ，８０ｎｓ，８５ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

セクション（ｃ）の右列では、セクション（ａ）で設定された充電時間の最適値を採用した場合の各電流ＩＤに対する電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）が三角形のマークでプロットされている。この場合、全ての電流ＩＤにおいて、提案手法の方が比較例よりも電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）が高くなっている。

セクション（ｄ）の左列に示すように、電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）は、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）と同様、充電時間が増大するにつれて、増大していることが分かる。そのため、セクション（ｄ）の左列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）は、低い側から順に、６５ｎｓ，７０ｎｓ，７５ｎｓ，８０ｎｓ，８５ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

セクション（ｄ）の右列では、セクション（ａ）で設定された充電時間の最適値を採用した場合の各電流ＩＤに対する電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）が三角形のマークでプロットされている。この場合、全ての電流ＩＤにおいて、提案手法の方が比較例よりも電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）が高くなっている。

なお、セクション（ｃ）の右列に示される提案手法の充電時間、及びセクション（ｄ）の右列に示される提案手法の充電時間は、いずれも、アイソレータ９１，９２が規定する電圧変化率の条件を満足している。

図４は、電流ＩＤが１０［Ａ］の場合に充電時間を変えたときの各スイッチング特性を示すグラフである。図４において、セクション（ａ）はリンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）と充電時間との関係を示したグラフであり、セクション（ｂ）は電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）と充電時間との関係を示したグラフであり、セクション（ｃ）はスイッチング損失（Ｅｏｎ）と充電時間との関係を示したグラフであり、セクション（ｄ）は電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）と充電時間との関係を示したグラフである。

セクション（ａ）、（ｂ）、（ｄ）に示すように、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）、及び電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）は充電時間が増大するにつれて増大しているが、セクション（ｃ）に示すようにスイッチング損失（Ｅｏｎ）は充電時間が増大するにつれて減少している。これは、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）、及び電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング速度が増大するにつれて増大する特性を持つが、スイッチング損失（Ｅｏｎ）は、スイッチング速度が増大するにつれて減少する特性を持つからである。

第１実施形態の駆動装置５０では、図３のセクション（ａ）の三角形のマークで示されるように、各電流ＩＤに対して、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）を３３０Ｖ以下にするという条件を満足する充電時間のうち、スイッチング損失Ｅｏｎが最小になる充電時間（つまり最大の充電時間）を予め求めておき、テーブル（設定情報の一例）が作成される。制御部８０は、作成されたテーブルを予め保持する。

図５は、第１実施形態の駆動装置５０の制御部８０が保持するテーブル８１の一例を概略的に示す図である。

図３、図４の実験結果から、第１実施形態のテーブル８１（充電テーブルの一例）では、電流ＩＤが０＜ＩＤ≦５［Ａ］の範囲（区分の一例）では、充電時間ＴＡは６５ｎｓに設定され、電流ＩＤが５＜ＩＤ≦１０［Ａ］の範囲（区分の一例）では、充電時間ＴＡは７０ｎｓに設定され、電流ＩＤが１０＜ＩＤ≦１５［Ａ］の範囲（区分の一例）では、充電時間ＴＡは７５ｎｓに設定され、電流ＩＤが１５＜ＩＤ≦２０［Ａ］の範囲（区分の一例）では、充電時間ＴＡは８０ｎｓに設定されている。

制御部８０は、検出部７０の電流センサ７１（図１）により検出された電流ＩＤを取得する。制御部８０は、取得した電流ＩＤに対応する充電時間ＴＡを、保持しているテーブル８１から抽出する。制御部８０は、スイッチＳＷ１のオン時間が、抽出した充電時間ＴＡに一致するように、駆動部６０を制御する。

次に、図６、図７を用いて、電流ＩＤが２０［Ａ］の場合において、第１実施形態の提案手法の波形と比較例の手法の波形とが比較される。

図６は、提案手法によりスイッチング素子Ｑ１１をターンオンさせる際の駆動装置５０のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。図７は、比較例の手法によりスイッチング素子Ｑ１１をターンオンさせる際の駆動装置５０のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。

図６、図７において、セクション（ａ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０のタイミングチャートであり、縦軸は電圧、電流、及び電力を示し、横軸は時間を示している。セクション（ｂ）は、駆動装置５０のタイミングチャートであり、縦軸は電圧及び電流を示し、横軸は時間を示している。

図３を用いて説明されたように、電流ＩＤが２０［Ａ］の場合には、図６の提案手法では、充電時間ＴＡは８０［ｎｓ］に設定され、図７の比較例の手法では、充電時間ＴＡは６５［ｎｓ］に設定されている。

図６において、時刻ｔｍ１から時刻ｔｍ２までの充電時間ＴＡにおいて、スイッチＳＷ１がオンされている。これにより、第１電位線Ｗ１からスイッチング素子Ｑ１１のゲートにゲート電流Ｉｇ１１が供給され、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間の電圧Ｖｇｓ１１が徐々に増大し、容量Ｃｉｓｓが充電される。また、コイルＬ１にエネルギーが蓄積される。

時刻ｔｍ２に、スイッチＳＷ１がターンオフされると、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーが放電されて、さらに、スイッチング素子Ｑ１１のゲートにゲート電流Ｉｇ１１が供給され、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間の電圧Ｖｇｓ１１が増大し、容量Ｃｉｓｓが充電される。これにより、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電流Ｉｄｓ１１が上昇し始め、且つ、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（Ｌ）が低下し始める。

時刻ｔｍ３では、電圧Ｖｇｓ１１が閾値を超えている。これにより、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（Ｌ）が、急速に低下し始め、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（Ｈ）が、上昇し始める。

時刻ｔｍ４では、電圧Ｖｄｓ（Ｌ）は完全に立ち下がり、電圧Ｖｄｓ（Ｈ）は完全に立ち上がり、電流Ｉｄｓ１１は完全に立ち上がっている。

時刻ｔｍ４以降の電圧Ｖｄｓ（Ｈ）の波形は本来的には平坦に推移するべきであるが、セクション（ａ）に示すように、電圧Ｖｄｓ（Ｈ）の波形にはうねりが発生している。この波形のうねりがリンギングであり、その大きさを示すリンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘは、電圧Ｖｄｓ（Ｈ）のピーク値で規定される。

Ｅｏｎ１１は、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング損失を示し、時刻ｔｍ３の少し手前で上昇し始め、時刻ｔｍ３でピークに到達し、時刻ｔｍ４には立ち下がっている。

時刻ｔｍ５では、スイッチＳＷ３がターンオンされている。これにより、スイッチング素子Ｑ１１の電圧Ｖｇｓが第１電位Ｖｃｃでクランプされる。

図７のタイミングチャートにおける制御の概要は図６と同じあるが、図７では、充電時間ＴＡが６５［ｎｓ］と、図６の８０［ｎｓ］よりも短く設定されている。

このため、図６では、スイッチング速度が図７よりも高くなっている。したがって、図６では、スイッチング損失Ｅｏｎ１１の波形の幅が図７よりも狭くなっており、スイッチング損失Ｅｏｎ１１が図７よりも減少している。

また、図６では、スイッチング速度の増大に伴い、図７に比べて、リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘが若干高くなっているが、３３０［Ｖ］の上限値は満たされている。

また、図６では、スイッチング速度の増大に伴い、図７に比べて、電圧Ｖｄｓ（Ｈ），Ｖｄｓ（Ｌ）の電圧変化率が高くなっているが、アイソレータ９１，９２が規定する電圧変化率の条件は満たされている。

（第２実施形態）
第２実施形態の駆動装置５０の構成は、図２に示される第１実施形態の駆動装置５０と同じである。以下、第１実施形態との相違点を中心に、第２実施形態が説明される。

図８を用いて、検出部７０により検出された駆動状態に応じた、第２実施形態の制御部８０による駆動部６０の制御が説明される。

図８は、第２実施形態において、駆動状態に応じて最適な制御パラメータを求めるために行った実験結果を示すグラフである。図８の例では、駆動状態として、第１実施形態と同様に、電流センサ７１（図１）により検出される入力電流Ｉｉｎ（以下、「電流ＩＤ」と称される）が採用されている。

図８では、図１に示されるＤＣ−ＤＣコンバータ２０及び図２に示される駆動装置５０を用いた場合の実験結果が示されている。また、図８では、駆動部６０を制御する制御パラメータとして、スイッチＳＷ１がターンオフされてからスイッチＳＷ３がターンオンされるまでの時間が採用されている。図２を参照して説明されたように、スイッチＳＷ１がターンオフされてからスイッチＳＷ３がターンオンされるまでの時間に、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーが放電される。そこで、スイッチＳＷ１がターンオフされてからスイッチＳＷ３がターンオンされるまでの時間は、以下、「放電時間」と称される。図２の駆動部６０では、放電時間が短くなるほど、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング速度が高くなる。

図８において左列のグラフは、放電時間を５０ｎｓ，５５ｎｓ，６０ｎｓ，６５ｎｓ，７０ｎｓのそれぞれに設定した場合における実験結果を示している。

また、図８において右列のグラフは、放電時間を６５ｎｓに設定した場合と、放電時間を最適値に設定した場合との実験結果を示している。なお、図８の右列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、最適値の実験結果が三角形のマークでプロットされ、６５ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。ここで、最適値は、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｈ）のピーク値（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ：リンギング電圧）を３４６Ｖ以下にすることができる放電時間であって、スイッチング損失Ｅｏｎを最小にできる放電時間が採用される。

図８において、セクション（ａ）は、放電時間に応じた、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）と電流ＩＤとの関係を示すグラフであり、縦軸はリンギング電圧を示し、横軸は電流ＩＤを示している。

セクション（ｂ）は、放電時間に応じた、スイッチング損失（Ｅｏｎ）と電流ＩＤとの関係を示すグラフであり、縦軸は損失を示し、横軸は電流ＩＤを示している。

セクション（ｃ）は、放電時間に応じた、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電圧Ｖ（Ｌ）の電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）と電流ＩＤとの関係を示すグラフであり、縦軸は電圧変化率を示し、横軸は電流ＩＤを示している。

セクション（ｄ）は、放電時間に応じた、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間の電圧Ｖ（Ｈ）の電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）と電流ＩＤとの関係を示すグラフであり、縦軸は電圧変化率を示し、横軸は電流ＩＤを示している。

セクション（ａ）の左列に示すように、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）は、放電時間が減少するにつれて増大していることが分かる。そのため、セクション（ａ）の左列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、電圧が低い側から順に、７０ｎｓ，６５ｎｓ，６０ｎｓ，５５ｎｓ，５０ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

ここでは、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）を３４６Ｖ以下にするという条件が課せられており、全ての電流ＩＤにおいてリンギング電圧を３４６Ｖ以下にできる最小の放電時間は６５ｎｓであった。そのため、駆動状態に応じて放電時間を変動させない構成を採用する手法（以下、「比較例の手法」と記述する。）では、放電時間として６５ｎｓが設定される。これでは、電流ＩＤに応じて最適な放電時間を設定できない。例えば、電流ＩＤが２０Ａの場合、放電時間を５０ｎｓに設定してもリンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）は３４６Ｖ以下になるにも拘わらず、比較例の手法では放電時間が６５ｎｓに設定されるため、最適値が設定されていない。

セクション（ｂ）の左列に示すように、スイッチング損失は、放電時間が増大するにつれて、増大していることが分かる。そのため、セクション（ｂ）の左列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、スイッチング損失が低い側から順に、５０ｎｓ，５５ｎｓ，６０ｎｓ，６５ｎｓ，７０ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

そこで、本第２実施形態の手法（以下、「提案手法」と記述する。）では、セクション（ａ）の右列に示すように、各電流ＩＤにおいて、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）を３４６Ｖ以下にできる放電時間のうち、スイッチング損失Ｅｏｎを最小にできる放電時間（つまりセクション（ｂ）から分かるように最小の放電時間）を設定する。

具体的には、電流ＩＤが２．５［Ａ］のときは放電時間が６０ｎｓに設定され、電流ＩＤが１０［Ａ］のときは放電時間が６５ｎｓに設定され、電流ＩＤが１５［Ａ］のときは放電時間が５５ｎｓに設定され、電流ＩＤが２０［Ａ］のときは放電時間が５０ｎｓに設定されている。これにより、放電時間の最適化が図られている。

セクション（ｂ）の右列では、セクション（ａ）で設定された放電時間の最適値を採用した場合の各電流ＩＤに対するスイッチング損失が三角形のマークでプロットされている。この場合、電流ＩＤが１０Ａでは提案手法と比較例とでスイッチング損失が同じであり、電流ＩＤが１０Ａ以外において、提案手法の方が比較例よりもスイッチング損失が低く、電流ＩＤが２０Ａにおいてはスイッチング損失が２６％低減されていた。

セクション（ｃ）の左列に示すように、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）は、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）と同様、放電時間が減少するにつれて、増大していることが分かる。そのため、セクション（ｃ）の左列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）は、低い側から順に、７０ｎｓ，６５ｎｓ，６０ｎｓ，５５ｎｓ，５０ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

セクション（ｃ）の右列では、セクション（ａ）で設定された放電時間の最適値を採用した場合の各電流ＩＤに対する電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）が三角形のマークでプロットされている。この場合、電流ＩＤが１５Ａ以上では、提案手法の方が比較例よりも電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）が高くなっており、電流ＩＤが１０Ａ以下では、ほぼ同じになっている。

セクション（ｄ）の左列に示すように、電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）は、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）と同様、放電時間が減少するにつれて、増大していることが分かる。そのため、セクション（ｄ）の左列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）は、低い側から順に、７０ｎｓ，６５ｎｓ，６０ｎｓ，５５ｎｓ，５０ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

セクション（ｄ）の右列では、セクション（ａ）で設定された放電時間の最適値を採用した場合の各電流ＩＤに対する電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）が三角形のマークでプロットされている。この場合、電流ＩＤが１５Ａ以上では、提案手法の方が比較例よりも電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）が高くなっており、電流ＩＤが１０Ａ以下では、ほぼ同じになっている。

なお、セクション（ｃ）の右列に示される提案手法の放電時間、及びセクション（ｄ）の右列に示される提案手法の放電時間は、いずれも、アイソレータ９１，９２が規定する電圧変化率の条件を満足している。

図９は、電流ＩＤが１０［Ａ］の場合に放電時間を変えたときの各スイッチング特性を示すグラフである。図９において、セクション（ａ）はリンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）と放電時間との関係を示したグラフであり、セクション（ｂ）は電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）と放電時間との関係を示したグラフであり、セクション（ｃ）はスイッチング損失（Ｅｏｎ）と放電時間との関係を示したグラフであり、セクション（ｄ）は電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）と放電時間との関係を示したグラフである。

セクション（ａ）、（ｂ）、（ｄ）に示すように、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）、及び電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）は放電時間が減少するにつれて増大しているが、セクション（ｃ）に示すようにスイッチング損失（Ｅｏｎ）は放電時間が減少するにつれて減少している。これは、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）、及び電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング速度が増大するにつれて増大する特性を持つが、スイッチング損失（Ｅｏｎ）は、スイッチング速度が増大するにつれて減少する特性を持つからである。

第２実施形態の駆動装置５０では、図８のセクション（ａ）の三角形のマークで示されるように、各電流ＩＤに対して、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）を３４６Ｖ以下にするという条件を満足する放電時間のうち、スイッチング損失Ｅｏｎが最小になる放電時間（つまり最小の放電時間）を予め求めておき、テーブル（設定情報の一例）が作成される。制御部８０は、作成されたテーブルを予め保持する。

図１０は、第２実施形態の駆動装置５０の制御部８０が保持するテーブル８２の一例を概略的に示す図である。

図８、図９の実験結果から、第２実施形態のテーブル８２（放電テーブルの一例）では、電流ＩＤが０＜ＩＤ≦２．５［Ａ］の範囲（区分の一例）では、放電時間ＴＢは６０ｎｓに設定され、電流ＩＤが２．５＜ＩＤ≦１０［Ａ］の範囲（区分の一例）では、放電時間ＴＢは６５ｎｓに設定され、電流ＩＤが１０＜ＩＤ≦１５［Ａ］の範囲（区分の一例）では、放電時間ＴＢは５５ｎｓに設定され、電流ＩＤが１５＜ＩＤ≦２０［Ａ］の範囲（区分の一例）では、放電時間ＴＢは５０ｎｓに設定されている。

制御部８０は、検出部７０の電流センサ７１（図１）により検出された電流ＩＤを取得する。制御部８０は、取得した電流ＩＤに対応する放電時間ＴＢを、保持しているテーブル８２から抽出する。制御部８０は、スイッチＳＷ１のターンオフからスイッチＳＷ３のターンオンまでの放電時間が抽出した放電時間ＴＢに一致するように、駆動部６０を制御する。

次に、図１１、図１２を用いて、電流ＩＤが２０［Ａ］の場合において、第２実施形態の提案手法の波形と比較例の手法の波形とが比較される。

図１１は、第２実施形態の提案手法によりスイッチング素子Ｑ１１をターンオンさせる際の駆動装置５０のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。図１２は、比較例の手法によりスイッチング素子Ｑ１１をターンオンさせる際の駆動装置５０のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。

図１１、図１２において、セクション（ａ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０のタイミングチャートであり、縦軸は電圧、電流、及び電力を示し、横軸は時間を示している。セクション（ｂ）は、駆動装置５０のタイミングチャートであり、縦軸は電圧及び電流を示し、横軸は時間を示している。

図８を用いて説明されたように、電流ＩＤが２０［Ａ］の場合には、図１１の提案手法では、放電時間ＴＢは５０［ｎｓ］に設定され、図１２の比較例の手法では、放電時間ＴＢは６５［ｎｓ］に設定されている。

図１１において、時刻ｔｎ１にスイッチＳＷ１がターンオンされると、スイッチング素子Ｑ１１のゲートにゲート電流Ｉｇ１１が供給され、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間の電圧Ｖｇｓ１１が徐々に増大し、容量Ｃｉｓｓが充電される。また、コイルＬ１にエネルギーが蓄積される。時刻ｔｎ２にスイッチＳＷ１がターンオフされると、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーが放電されて、さらに、スイッチング素子Ｑ１１のゲートにゲート電流Ｉｇ１１が供給され、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間の電圧Ｖｇｓ１１が増大し、容量Ｃｉｓｓが充電される。そして、時刻ｔｎ３に、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電流Ｉｄｓ１１が上昇し始め、且つ、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（Ｌ）が低下し始める。

時刻ｔｎ４に、スイッチＳＷ３がターンオンされて、放電時間ＴＢが終了する。これにより、スイッチング素子Ｑ１１の電圧Ｖｇｓが第１電位Ｖｃｃでクランプされる。時刻ｔｎ４の後の時刻ｔｎ５に、電圧Ｖｇｓ１１が閾値を超えている。これにより、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（Ｌ）が、急速に低下し始め、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（Ｈ）が、上昇し始める。

時刻ｔｎ６では、電圧Ｖｄｓ（Ｌ）は完全に立ち下がり、電圧Ｖｄｓ（Ｈ）は完全に立ち上がり、電流Ｉｄｓ１１は完全に立ち上がっている。

時刻ｔｎ６以降の電圧Ｖｄｓ（Ｈ）の波形は本来的には平坦に推移するべきであるが、セクション（ａ）に示すように、電圧Ｖｄｓ（Ｈ）の波形にはリンギング（うねり）が発生している。

Ｅｏｎ１１は、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング損失を示し、時刻ｔｎ３の少し手前で上昇し始め、時刻ｔｎ５の少し後でピークに到達し、時刻ｔｎ６には立ち下がっている。

図１２のタイミングチャートにおける制御の概要は図１１と同じあるが、図１２では、放電時間ＴＢが６５［ｎｓ］と、図１１の５０［ｎｓ］よりも長く設定されている。

このため、図１１では、スイッチング速度が図１２よりも高くなっている。したがって、図１１では、スイッチング損失Ｅｏｎ１１の波形の幅が図１２よりも狭くなっており、スイッチング損失Ｅｏｎ１１が図１２よりも減少している。

また、図１１では、スイッチング速度の増大に伴い、図１２に比べて、リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘが若干高くなっているが、３４６［Ｖ］の上限値は、満たされている。

また、図１１では、スイッチング速度の増大に伴い、図１２に比べて、電圧Ｖｄｓ（Ｈ），Ｖｄｓ（Ｌ）の電圧変化率が高くなっているが、アイソレータ９１，９２が規定する電圧変化率の条件は満たされている。

（第３実施形態）
第３実施形態の駆動装置５０の構成は、図２に示される第１実施形態の駆動装置５０と同じである。以下、第１実施形態との相違点を中心に、第３実施形態が説明される。

図１３を用いて、検出部７０により検出された駆動状態に応じた、第３実施形態の制御部８０による駆動部６０の制御が説明される。

図１３は、第３実施形態において、駆動状態に応じて最適な制御パラメータを求めるために行った実験結果を示すグラフである。図１３の例では、駆動状態として、第１実施形態と同様に、電流センサ７１（図１）により検出される入力電流Ｉｉｎ（以下、「電流ＩＤ」と称される）が採用されている。

図１３では、図１に示されるＤＣ−ＤＣコンバータ２０及び図２に示される駆動装置５０を用いた場合の実験結果が示されている。また、図１３では、駆動部６０を制御する制御パラメータとして、スイッチＳＷ１，ＳＷ４の両方がオンにされている時間が採用されている。図２を参照して説明されたように、スイッチＳＷ４がオンの間は、スイッチング素子Ｑ１１のゲートは、第２電位Ｖｓｓにクランプされる。このため、スイッチＳＷ１がオンにされても、スイッチング素子Ｑ１１のゲートにはゲート電流が供給されない。しかし、スイッチＳＷ１がオンにされると、コイルＬ１にエネルギーが蓄積される。そこで、スイッチＳＷ１，ＳＷ４の両方がオンにされている時間は、以下、「プリチャージ時間」と称される。図２の駆動部６０では、プリチャージ時間が長くなるほど、コイルＬ１に蓄積されるエネルギーが大きくなるため、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング速度が高くなる。

図１３において左列のグラフは、プリチャージ時間を５０ｎｓ，６０ｎｓ，７０ｎｓ，７５ｎｓ，８０ｎｓ，９０ｎｓのそれぞれに設定した場合における実験結果を示している。

また、図１３において右列のグラフは、プリチャージ時間を６０ｎｓに設定した場合と、プリチャージ時間を最適値に設定した場合との実験結果を示している。なお、図１３の右列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、最適値の実験結果が三角形のマークでプロットされ、６０ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。ここで、最適値は、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｈ）のピーク値（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ：リンギング電圧）を３３３Ｖ以下にすることができるプリチャージ時間であって、スイッチング損失Ｅｏｎを最小にできるプリチャージ時間が採用される。

図１３において、セクション（ａ）は、プリチャージ時間に応じた、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）と電流ＩＤとの関係を示すグラフであり、縦軸はリンギング電圧を示し、横軸は電流ＩＤを示している。

セクション（ｂ）は、プリチャージ時間に応じた、スイッチング損失（Ｅｏｎ）と電流ＩＤとの関係を示すグラフであり、縦軸は損失を示し、横軸は電流ＩＤを示している。

セクション（ｃ）は、プリチャージ時間に応じた、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電圧Ｖ（Ｌ）の電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）と電流ＩＤとの関係を示すグラフであり、縦軸は電圧変化率を示し、横軸は電流ＩＤを示している。

セクション（ｄ）は、プリチャージ時間に応じた、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間の電圧Ｖ（Ｈ）の電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）と電流ＩＤとの関係を示すグラフであり、縦軸は電圧変化率を示し、横軸は電流ＩＤを示している。

セクション（ａ）の左列に示すように、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）は、プリチャージ時間が増大するにつれて増大していることが分かる。そのため、セクション（ａ）の左列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、電圧が低い側から順に、５０ｎｓ，６０ｎｓ，７０ｎｓ，７５ｎｓ，８０ｎｓ，９０ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

ここでは、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）を３３３Ｖ以下にするという条件が課せられており、全ての電流ＩＤにおいてリンギング電圧を３３３Ｖ以下にできる最大のプリチャージ時間は６０ｎｓであった。そのため、駆動状態に応じてプリチャージ時間を変動させない構成を採用する手法（以下、「比較例の手法」と記述する。）では、プリチャージ時間として６０ｎｓが設定される。これでは、電流ＩＤに応じて最適なプリチャージ時間を設定できない。例えば、電流ＩＤが２０Ａの場合、プリチャージ時間を７５ｎｓに設定してもリンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）は３３３Ｖ以下になるにも拘わらず、比較例の手法ではプリチャージ時間が６０ｎｓに設定されるため、最適値が設定されていない。

セクション（ｂ）の左列に示すように、スイッチング損失は、プリチャージ時間が減少するにつれて、増大していることが分かる。そのため、セクション（ｂ）の左列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、スイッチング損失が低い側から順に、９０ｎｓ，８０ｎｓ，７５ｎｓ，７０ｎｓ，６０ｎｓ，５０ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

そこで、本第３実施形態の手法（以下、「提案手法」と記述する。）では、セクション（ａ）の右列に示すように、各電流ＩＤにおいて、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）を３３３Ｖ以下にできるプリチャージ時間のうち、スイッチング損失Ｅｏｎを最小にできるプリチャージ時間（つまりセクション（ｂ）から分かるように最大のプリチャージ時間）を設定する。

具体的には、電流ＩＤが２．５［Ａ］のときはプリチャージ時間が６０ｎｓに設定され、電流ＩＤが１０［Ａ］のときはプリチャージ時間が７０ｎｓに設定され、電流ＩＤが１５，２０［Ａ］のときはプリチャージ時間が７５ｎｓに設定されている。これにより、プリチャージ時間の最適化が図られている。

セクション（ｂ）の右列では、セクション（ａ）で設定されたプリチャージ時間の最適値を採用した場合の各電流ＩＤに対するスイッチング損失が三角形のマークでプロットされている。この場合、電流ＩＤが２．５Ａでは、提案手法と比較例とはスイッチング損失が同じであり、他の電流ＩＤにおいて、提案手法の方が比較例よりもスイッチング損失が低く、電流ＩＤが２０Ａにおいてはスイッチング損失が２３％低減されていた。

セクション（ｃ）の左列に示すように、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）は、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）と同様、プリチャージ時間が増大するにつれて、増大していることが分かる。そのため、セクション（ｃ）の左列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）は、低い側から順に、５０ｎｓ，６０ｎｓ，７０ｎｓ，７５ｎｓ，８０ｎｓ，９０ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

セクション（ｃ）の右列では、セクション（ａ）で設定されたプリチャージ時間の最適値を採用した場合の各電流ＩＤに対する電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）が三角形のマークでプロットされている。この場合、電流ＩＤが１０Ａ以上では、提案手法の方が比較例よりも電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）が高くなっており、電流ＩＤが２．５Ａでは、同じになっている。

セクション（ｄ）の左列に示すように、電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）は、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）と同様、プリチャージ時間が増大するにつれて、増大していることが分かる。そのため、セクション（ｄ）の左列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）は、低い側から順に、５０ｎｓ，６０ｎｓ，７０ｎｓ，７５ｎｓ，８０ｎｓ，９０ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

セクション（ｄ）の右列では、セクション（ａ）で設定されたプリチャージ時間の最適値を採用した場合の各電流ＩＤに対する電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）が三角形のマークでプロットされている。この場合、電流ＩＤが１０Ａ以上では、提案手法の方が比較例よりも電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）が高くなっており、電流ＩＤが２．５Ａでは、同じになっている。

なお、セクション（ｃ）の右列に示される提案手法のプリチャージ時間、及びセクション（ｄ）の右列に示される提案手法のプリチャージ時間は、いずれも、アイソレータ９１，９２が規定する電圧変化率の条件を満足している。

図１４は、電流ＩＤが１０［Ａ］の場合にプリチャージ時間を変えたときの各スイッチング特性を示すグラフである。図１４において、セクション（ａ）はリンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）とプリチャージ時間との関係を示したグラフであり、セクション（ｂ）は電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）とプリチャージ時間との関係を示したグラフであり、セクション（ｃ）はスイッチング損失（Ｅｏｎ）とプリチャージ時間との関係を示したグラフであり、セクション（ｄ）は電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）とプリチャージ時間との関係を示したグラフである。

セクション（ａ）、（ｂ）、（ｄ）に示すように、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）、及び電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）はプリチャージ時間が増大するにつれて増大しているが、セクション（ｃ）に示すようにスイッチング損失（Ｅｏｎ）はプリチャージ時間が増大するにつれて減少している。これは、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）、及び電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング速度が増大するにつれて増大する特性を持つが、スイッチング損失（Ｅｏｎ）は、スイッチング速度が増大するにつれて減少する特性を持つからである。

第３実施形態の駆動装置５０では、図１３のセクション（ａ）の三角形のマークで示されるように、各電流ＩＤに対して、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）を３３３Ｖ以下にするという条件を満足するプリチャージ時間のうち、スイッチング損失Ｅｏｎが最小になるプリチャージ時間（つまり最大のプリチャージ時間）を予め求めておき、テーブル（設定情報の一例）が作成される。制御部８０は、作成されたテーブルを予め保持する。

図１５は、第３実施形態の駆動装置５０の制御部８０が保持するテーブル８３の一例を概略的に示す図である。

図１３、図１４の実験結果から、第３実施形態のテーブル８３（プリチャージテーブルの一例）では、電流ＩＤが０＜ＩＤ≦２．５［Ａ］の範囲（区分の一例）では、プリチャージ時間ＴＣは６０ｎｓに設定され、電流ＩＤが２．５＜ＩＤ≦１０［Ａ］の範囲（区分の一例）では、プリチャージ時間ＴＣは７０ｎｓに設定され、電流ＩＤが１０＜ＩＤ≦２０［Ａ］の範囲（区分の一例）では、プリチャージ時間ＴＣは７５ｎｓに設定されている。

制御部８０は、検出部７０の電流センサ７１（図１）により検出された電流ＩＤを取得する。制御部８０は、取得した電流ＩＤに対応するプリチャージ時間ＴＣを、保持しているテーブル８３から抽出する。制御部８０は、スイッチＳＷ１，ＳＷ４の両方がオンにされるプリチャージ時間が、抽出したプリチャージ時間ＴＣに一致するように、駆動部６０を制御する。

次に、図１６、図１７を用いて、電流ＩＤが２０［Ａ］の場合において、第３実施形態の提案手法の波形と比較例の手法の波形とが比較される。

図１６は、第３実施形態の提案手法によりスイッチング素子Ｑ１１をターンオンさせる際の駆動装置５０のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。図１７は、比較例の手法によりスイッチング素子Ｑ１１をターンオンさせる際の駆動装置５０のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。

図１６、図１７において、セクション（ａ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０のタイミングチャートであり、縦軸は電圧、電流、及び電力を示し、横軸は時間を示している。セクション（ｂ）は、駆動装置５０のタイミングチャートであり、縦軸は電圧及び電流を示し、横軸は時間を示している。

図１３を用いて説明されたように、電流ＩＤが２０［Ａ］の場合には、図１６の提案手法では、プリチャージ時間ＴＣは７５［ｎｓ］に設定され、図１７の比較例の手法では、プリチャージ時間ＴＣは６０［ｎｓ］に設定されている。

図１６において、時刻ｔｐ１にスイッチＳＷ１がターンオンされる。なお、時刻ｔｐ１の以前から、スイッチＳＷ４はオンにされており、スイッチング素子Ｑ１１のゲートは第２電位Ｖｓｓにクランプされている。このため、スイッチング素子Ｑ１１のゲートにゲート電流Ｉｇ１１は供給されず、コイルＬ１にエネルギーが蓄積される。

時刻ｔｐ２に、スイッチＳＷ１，ＳＷ４がターンオフされる。すると、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーが放電されて、スイッチング素子Ｑ１１のゲートにゲート電流Ｉｇ１１が供給され、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間の電圧Ｖｇｓ１１が徐々に増大し、容量Ｃｉｓｓが充電される。

そして、時刻ｔｐ３に、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電流Ｉｄｓ１１が上昇し始め、且つ、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（Ｌ）が低下し始める。

時刻ｔｐ４に、電圧Ｖｇｓ１１が閾値を超えている。これにより、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（Ｌ）が、急速に低下し始め、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（Ｈ）が、上昇し始める。

時刻ｔｐ５では、電圧Ｖｄｓ（Ｌ）は完全に立ち下がり、電圧Ｖｄｓ（Ｈ）は完全に立ち上がり、電流Ｉｄｓ１１は完全に立ち上がっている。

時刻ｔｐ５以降の電圧Ｖｄｓ（Ｈ）の波形は本来的には平坦に推移するべきであるが、セクション（ａ）に示すように、電圧Ｖｄｓ（Ｈ）の波形にはリンギング（うねり）が発生している。

Ｅｏｎ１１は、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング損失を示し、ほぼ時刻ｔｐ３で上昇し始め、ほぼ時刻ｔｐ４でピークに到達し、時刻ｔｐ５には立ち下がっている。

図１７のタイミングチャートにおける制御の概要は図１６と同じあるが、図１７では、プリチャージ時間ＴＣが６０［ｎｓ］と、図１６の７５［ｎｓ］よりも短く設定されている。

このため、図１６では、スイッチング速度が図１７よりも高くなっている。したがって、図１６では、スイッチング損失Ｅｏｎ１１の波形の幅が図１７よりも狭くなっており、スイッチング損失Ｅｏｎ１１が図１７よりも減少している。

また、図１６では、スイッチング速度の増大に伴い、図１７に比べて、リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘが若干高くなっているが、３３３［Ｖ］の上限値は、満たされている。

また、図１６では、スイッチング速度の増大に伴い、図１７に比べて、電圧Ｖｄｓ（Ｈ），Ｖｄｓ（Ｌ）の電圧変化率が高くなっているが、アイソレータ９１，９２が規定する電圧変化率の条件は満たされている。

（第４実施形態）
図１８は、第４実施形態の駆動装置５０を概略的に示す図である。図１８では、説明を簡単にするために、アイソレータ９１，９２の図示が省略され、かつ、駆動部６０の第２電位線Ｗ２がスイッチング素子Ｑ１１のソースに接続されている。しかし、実際の駆動装置５０では、図１に示されるように、駆動部６０とスイッチング素子Ｑ１１とは、アイソレータ９１を介して接続され、駆動部６０とスイッチング素子Ｑ１２とは、アイソレータ９２を介して接続されている。以下、第１実施形態との相違点を中心に、第４実施形態が説明される。

駆動部６０は、電源Ｅ１、スイッチＳＷ３ａ、スイッチＳＷ３ｂ、スイッチＳＷ３ｃ、スイッチＳＷ４、ダイオードＤ３、ダイオードＤ４、抵抗Ｒ１ａ、抵抗Ｒ１ｂ、抵抗Ｒ１ｃ、及び抵抗Ｒ２を備える。

第１電位線Ｗ１とスイッチング素子Ｑ１１のゲートとの間に、スイッチＳＷ３ａ及び抵抗Ｒ１ａの直列回路と、スイッチＳＷ３ｂ及び抵抗Ｒ１ｂの直列回路と、スイッチＳＷ３ｃ及び抵抗Ｒ１ｃの直列回路とが、互いに並列に設けられる。抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂ，Ｒ１ｃの抵抗値については、後述される。

スイッチＳＷ４及び抵抗Ｒ２の直列回路は、第２電位線Ｗ２とスイッチング素子Ｑ１１のゲートとの間に設けられる。図１８の例では、スイッチＳＷ３ａ，３ｂ，３ｃは、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴであり、スイッチＳＷ４は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴである。

ダイオードＤ３は、第１電位線Ｗ１とスイッチング素子Ｑ１１のゲートとの間に逆方向に設けられる。すなわち、ダイオードＤ３は、第１電位Ｖｃｃとスイッチング素子Ｑ１１のゲートとの間に逆バイアスで接続される。ダイオードＤ４は、第２電位線Ｗ２とスイッチング素子Ｑ１１のゲートとの間に逆方向に設けられる。すなわち、ダイオードＤ４は、第２電位Ｖｓｓとスイッチング素子Ｑ１１のゲートとの間に逆バイアスで接続される。ダイオードＤ３及びダイオードＤ４は、例えば、ショットキーバリアダイオードであってもよい。

次に、図１９を用いて、検出部７０により検出された駆動状態に応じた、第４実施形態の制御部８０による駆動部６０の制御が説明される。

図１９は、第４実施形態において、駆動状態に応じて最適な制御パラメータを求めるために行った実験結果を示すグラフである。図１９の例では、駆動状態として、第１実施形態と同様に、電流センサ７１（図１）により検出される入力電流Ｉｉｎ（以下、「電流ＩＤ」と称される）が採用されている。

図１９では、図１に示されるＤＣ−ＤＣコンバータ２０及び図１８に示される駆動装置５０を用いた場合の実験結果が示されている。また、図１９では、駆動部６０を制御する制御パラメータとして、第１電位線Ｗ１とスイッチング素子Ｑ１１のゲートとの間に接続される抵抗（図１８では抵抗Ｒ１ａ又は抵抗Ｒ１ｂ又は抵抗Ｒ１ｃ）の抵抗値Ｒｇが採用されている。図１８の駆動部６０では、抵抗値Ｒｇが低くなるほど、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング速度が高くなる。

図１９において左列のグラフは、抵抗値Ｒｇを１．２Ω，１．６Ω，２．２Ω，２．５Ω，３Ω，３．５Ωのそれぞれに設定した場合における実験結果を示している。

また、図１９において右列のグラフは、抵抗値Ｒｇを３．５Ωに設定した場合と、抵抗値Ｒｇを最適値に設定した場合との実験結果を示している。なお、図１９の右列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、最適値の実験結果が三角形のマークでプロットされ、３．５Ωの実験結果がひし形のマークでプロットされている。ここで、最適値は、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｈ）のピーク値（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ：リンギング電圧）を３４０Ｖ以下にすることができる抵抗値Ｒｇであって、スイッチング損失Ｅｏｎを最小にできる抵抗値Ｒｇが採用される。

図１９において、セクション（ａ）は、抵抗値Ｒｇに応じた、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）と電流ＩＤとの関係を示すグラフであり、縦軸はリンギング電圧を示し、横軸は電流ＩＤを示している。

セクション（ｂ）は、抵抗値Ｒｇに応じた、スイッチング損失（Ｅｏｎ）と電流ＩＤとの関係を示すグラフであり、縦軸は損失を示し、横軸は電流ＩＤを示している。

セクション（ｃ）は、抵抗値Ｒｇに応じた、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電圧Ｖ（Ｌ）の電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）と電流ＩＤとの関係を示すグラフであり、縦軸は電圧変化率を示し、横軸は電流ＩＤを示している。

セクション（ｄ）は、抵抗値Ｒｇに応じた、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間の電圧Ｖ（Ｈ）の電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）と電流ＩＤとの関係を示すグラフであり、縦軸は電圧変化率を示し、横軸は電流ＩＤを示している。

セクション（ａ）の左列に示すように、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）は、抵抗値Ｒｇが減少するにつれて増大していることが分かる。そのため、セクション（ａ）の左列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、電圧が低い側から順に、３．５Ω，３Ω，２．５Ω，２．２Ω，１．６Ω，１．２Ωの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

ここでは、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）を３４０Ｖ以下にするという条件が課せられており、全ての電流ＩＤにおいてリンギング電圧を３４０Ｖ以下にできる最小の抵抗値Ｒｇは３．５Ωであった。そのため、駆動状態に応じて抵抗値Ｒｇを変動させない構成を採用する手法（以下、「比較例の手法」と記述する。）では、抵抗値Ｒｇとして３．５Ωが設定される。これでは、電流ＩＤに応じて最適な抵抗値Ｒｇを設定できない。例えば、電流ＩＤが２０Ａの場合、抵抗値Ｒｇを２．２Ωに設定してもリンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）は３４０Ｖ以下になるにも拘わらず、比較例の手法では抵抗値Ｒｇが３．５Ωに設定されるため、最適値が設定されていない。

セクション（ｂ）の左列に示すように、スイッチング損失は、抵抗値Ｒｇが増大するにつれて、増大していることが分かる。そのため、セクション（ｂ）の左列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、スイッチング損失が低い側から順に、１．２Ω，１．６Ω，２．２Ω，２．５Ω，３Ω，３．５Ωの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

そこで、本第４実施形態の手法（以下、「提案手法」と記述する。）では、セクション（ａ）の右列に示すように、各電流ＩＤにおいて、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）を３４０Ｖ以下にできる抵抗値Ｒｇのうち、スイッチング損失Ｅｏｎを最小にできる抵抗値Ｒｇ（つまりセクション（ｂ）から分かるように最小の抵抗値Ｒｇ）を設定する。

具体的には、電流ＩＤが２．５及び５［Ａ］のときは抵抗値Ｒｇが３．５Ωに設定され、電流ＩＤが１０［Ａ］のときは抵抗値Ｒｇが３Ωに設定され、電流ＩＤが１５［Ａ］のときは抵抗値Ｒｇが２．５Ωに設定され、電流ＩＤが２０［Ａ］のときは抵抗値Ｒｇが２．２Ωに設定されている。これにより、抵抗値Ｒｇの最適化が図られている。

セクション（ｂ）の右列では、セクション（ａ）で設定された抵抗値Ｒｇの最適値を採用した場合の各電流ＩＤに対するスイッチング損失が三角形のマークでプロットされている。この場合、電流ＩＤが２．５Ａ及び５Ａでは、提案手法と比較例とはスイッチング損失が同じであり、他の電流ＩＤにおいて、提案手法の方が比較例よりもスイッチング損失が低く、電流ＩＤが２０Ａにおいてはスイッチング損失が２６％低減されていた。

セクション（ｃ）の左列に示すように、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）は、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）と同様、抵抗値Ｒｇが減少するにつれて、増大していることが分かる。そのため、セクション（ｃ）の左列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）は、低い側から順に、３．５Ω，３Ω，２．５Ω，２．２Ω，１．６Ω，１．２Ωの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

セクション（ｃ）の右列では、セクション（ａ）で設定された抵抗値Ｒｇの最適値を採用した場合の各電流ＩＤに対する電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）が三角形のマークでプロットされている。この場合、電流ＩＤが１０Ａ以上では、提案手法の方が比較例よりも電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）が高くなっており、電流ＩＤが２．５Ａ及び５Ａでは、同じになっている。

セクション（ｄ）の左列に示すように、電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）は、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）と同様、抵抗値Ｒｇが減少するにつれて、増大していることが分かる。そのため、セクション（ｄ）の左列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）は、低い側から順に、３．５Ω，３Ω，２．５Ω，２．２Ω，１．６Ω，１．２Ωの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

セクション（ｄ）の右列では、セクション（ａ）で設定された抵抗値Ｒｇの最適値を採用した場合の各電流ＩＤに対する電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）が三角形のマークでプロットされている。この場合、電流ＩＤが１０Ａ以上では、提案手法の方が比較例よりも電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）が高くなっており、電流ＩＤが２．５Ａ及び５Ａでは、同じになっている。

なお、セクション（ｃ）の右列に示される提案手法の抵抗値Ｒｇ、及びセクション（ｄ）の右列に示される提案手法の抵抗値Ｒｇは、いずれも、アイソレータ９１，９２が規定する電圧変化率の条件を満足している。

図２０は、電流ＩＤが１０［Ａ］の場合に抵抗値Ｒｇを変えたときの各スイッチング特性を示すグラフである。図２０において、セクション（ａ）はリンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）と抵抗値Ｒｇとの関係を示したグラフであり、セクション（ｂ）は電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）と抵抗値Ｒｇとの関係を示したグラフであり、セクション（ｃ）はスイッチング損失（Ｅｏｎ）と抵抗値Ｒｇとの関係を示したグラフであり、セクション（ｄ）は電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）と抵抗値Ｒｇとの関係を示したグラフである。

セクション（ａ）、（ｂ）、（ｄ）に示すように、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）、及び電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）は抵抗値Ｒｇが減少するにつれて増大しているが、セクション（ｃ）に示すようにスイッチング損失（Ｅｏｎ）は抵抗値Ｒｇが減少するにつれて減少している。これは、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）、及び電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング速度が増大するにつれて増大する特性を持つが、スイッチング損失（Ｅｏｎ）は、スイッチング速度が増大するにつれて減少する特性を持つからである。

第４実施形態の駆動装置５０では、図１９のセクション（ａ）の三角形のマークで示されるように、各電流ＩＤに対して、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）を３４０Ｖ以下にするという条件を満足する抵抗値Ｒｇのうち、スイッチング損失Ｅｏｎが最小になる抵抗値Ｒｇ（つまり最小の抵抗値Ｒｇ）を予め求めておき、テーブルが作成される。制御部８０は、作成されたテーブルを予め保持する。

図２１は、第４実施形態の駆動装置５０の制御部８０が保持するテーブル８４の一例を概略的に示す図である。

図１９、図２０の実験結果による提案手法では、電流ＩＤが２．５及び５［Ａ］のときは抵抗値Ｒｇが３．５Ωに設定され、電流ＩＤが１０［Ａ］のときは抵抗値Ｒｇが３Ωに設定され、電流ＩＤが１５［Ａ］のときは抵抗値Ｒｇが２．５Ωに設定され、電流ＩＤが２０［Ａ］のときは抵抗値Ｒｇが２．２Ωに設定されていた。

一方、第４実施形態の駆動装置５０は、図１８に示されるように、３種類の抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂ，Ｒ１ｃを備えている。そこで、図１９、図２０の実験結果から、抵抗Ｒ１ａとして、抵抗値が２．２Ωの抵抗が採用され、抵抗Ｒ１ｂとして、抵抗値が３Ωの抵抗が採用され、抵抗Ｒ１ｃとして、抵抗値が３．５Ωの抵抗が採用される。

そして、第４実施形態のテーブル８４では、図２１に示されるように、電流ＩＤが０＜ＩＤ≦５［Ａ］では、使用するスイッチは、抵抗値が３．５Ωの抵抗Ｒ１ｃに対応するスイッチＳＷ３ｃに設定され、電流ＩＤが５＜ＩＤ≦１５［Ａ］では、使用するスイッチは、抵抗値が３Ωの抵抗Ｒ１ｂに対応するスイッチＳＷ３ｂに設定され、電流ＩＤが１５＜ＩＤ≦２０［Ａ］では、使用するスイッチは、抵抗値が２．２Ωの抵抗Ｒ１ａに対応するスイッチＳＷ３ａに設定されている。

すなわち、図１９の実験結果では、セクション（ａ）に示されるように、電流ＩＤが１５［Ａ］のときは抵抗値Ｒｇが２．５Ωに設定されていたが、第４実施形態では、抵抗が３種類であるので、電流ＩＤが１５［Ａ］のときも、抵抗値が３Ωの抵抗Ｒ１ｂが使用される。

制御部８０は、検出部７０の電流センサ７１（図１）により検出された電流ＩＤを取得する。制御部８０は、取得した電流ＩＤに対応するスイッチを、保持しているテーブル８４から抽出する。制御部８０は、抽出したスイッチを使用するように、駆動部６０を制御する。

次に、図２２、図２３を用いて、電流ＩＤが２０［Ａ］の場合において、第４実施形態の提案手法の波形と比較例の手法の波形とが比較される。

図２２は、第４実施形態の提案手法によりスイッチング素子Ｑ１１をターンオンさせる際の駆動装置５０のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。図２３は、比較例の手法によりスイッチング素子Ｑ１１をターンオンさせる際の駆動装置５０のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。

図２２、図２３において、セクション（ａ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０のタイミングチャートであり、縦軸は電圧、電流、及び電力を示し、横軸は時間を示している。セクション（ｂ）は、駆動装置５０のタイミングチャートであり、縦軸は電圧及び電流を示し、横軸は時間を示している。

図１９を用いて説明されたように、電流ＩＤが２０［Ａ］の場合には、図２２の提案手法では、抵抗値Ｒｇは２．２［Ω］に設定され、図２３の比較例の手法では、抵抗値Ｒｇは３．５［Ω］に設定されている。すなわち、図２２では、スイッチＳＷ３ａ（図１８）が使用される。また、図２３では、抵抗値が３．５Ωの抵抗が接続された１種類のスイッチＳＷ３が使用される。

図２２において、時刻ｔｑ１にスイッチＳＷ３ａがターンオンされる。すると、スイッチング素子Ｑ１１のゲートにゲート電流Ｉｇ１１が供給され、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間の電圧Ｖｇｓ１１が徐々に増大し、容量Ｃｉｓｓが充電される。一方、スイッチＳＷ３ｂ，ＳＷ３ｃは、オフの状態が維持される。

そして、時刻ｔｑ２に、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電流Ｉｄｓ１１が上昇し始め、且つ、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（Ｌ）が低下し始める。

時刻ｔｑ３に、電圧Ｖｇｓ１１が閾値を超えている。これにより、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（Ｌ）が、急速に低下し始め、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（Ｈ）が、上昇し始める。

時刻ｔｑ４では、電圧Ｖｄｓ（Ｌ）は完全に立ち下がり、電圧Ｖｄｓ（Ｈ）は完全に立ち上がり、電流Ｉｄｓ１１は完全に立ち上がっている。

時刻ｔｑ４以降の電圧Ｖｄｓ（Ｈ）の波形は本来的には平坦に推移するべきであるが、セクション（ａ）に示すように、電圧Ｖｄｓ（Ｈ）の波形にはリンギング（うねり）が発生している。

Ｅｏｎ１１は、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング損失を示し、ほぼ時刻ｔｑ２で上昇し始め、ほぼ時刻ｔｑ３でピークに到達し、時刻ｔｑ４には立ち下がっている。

図２３のタイミングチャートにおける制御の概要は図２２と同じあるが、図２３では、抵抗値Ｒｇが３．５［Ω］と、図２２の２．２［Ω］よりも高く設定されている。

このため、図２２では、スイッチング速度が図２３よりも高くなっている。したがって、図２２では、スイッチング損失Ｅｏｎ１１の波形の幅が図２３よりも狭くなっており、スイッチング損失Ｅｏｎ１１が図２２よりも減少している。

また、図２２では、スイッチング速度の増大に伴い、図２３に比べて、リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘが若干高くなっているが、３４０［Ｖ］の上限値は、満たされている。

また、図２２では、スイッチング速度の増大に伴い、図２３に比べて、電圧Ｖｄｓ（Ｈ），Ｖｄｓ（Ｌ）の電圧変化率が高くなっているが、アイソレータ９１，９２が規定する電圧変化率の条件は満たされている。

なお、図１８の駆動部６０は、スイッチＳＷ３ａ及び抵抗３ａの直列回路と、スイッチＳＷ３ｂ及び抵抗３ｂの直列回路と、スイッチＳＷ３ｃ及び抵抗３ｃの直列回路との、３個の直列回路を備えているが、第４実施形態は、これに限られない。本開示の第４実施形態は、２個の直列回路又は４個以上の直列回路を備えてもよい。直列回路の個数が増えると、抵抗値の種類を増やすことができるため、スイッチング速度をよりきめ細かく変更することができる。

（第５実施形態）
図２４は、第５実施形態の駆動装置５０を概略的に示す図である。図２４では、説明を簡単にするために、アイソレータ９１，９２の図示が省略され、かつ、駆動部６０の第２電位線Ｗ２がスイッチング素子Ｑ１１のソースに接続されている。しかし、実際の駆動装置５０では、図１に示されるように、駆動部６０とスイッチング素子Ｑ１１とは、アイソレータ９１を介して接続され、駆動部６０とスイッチング素子Ｑ１２とは、アイソレータ９２を介して接続されている。以下、第１実施形態との相違点を中心に、第５実施形態が説明される。

駆動部６０は、電源Ｅ１、スタート部６３及びクランプ部６２を有する。スタート部６３は、スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２、及び抵抗Ｒ３を含む。抵抗Ｒ３の入力側端子Ｒｔ３１は、スイッチＳＷ１を介して第１電位線Ｗ１と接続可能に構成されている。抵抗Ｒ３の入力側端子Ｒｔ３１は、スイッチＳＷ２を介して第２電位線Ｗ２と接続可能に構成されている。抵抗Ｒ３の出力側端子Ｒｔ３２は、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに接続されている。

抵抗Ｒ３の抵抗値は、抵抗Ｒ１の抵抗値より高い値に決められている。言い換えると、抵抗Ｒ１の抵抗値は、抵抗Ｒ３の抵抗値より低い値に決められている。

次に、図２５を用いて、検出部７０により検出された駆動状態に応じた、第５実施形態の制御部８０による駆動部６０の制御が説明される。

図２５は、第５実施形態において、駆動状態に応じて最適な制御パラメータを求めるために行った実験結果を示すグラフである。図２５の例では、駆動状態として、第１実施形態と同様に、電流センサ７１（図１）により検出される入力電流Ｉｉｎ（以下、「電流ＩＤ」と称される）が採用されている。

図２５では、図１に示されるＤＣ−ＤＣコンバータ２０及び図２４に示される駆動装置５０を用いた場合の実験結果が示されている。また、図２５では、駆動部６０を制御する制御パラメータとして、スイッチＳＷ１がターンオンされてからターンオフされるまでのオン時間（以下、「充電時間」と称される）が採用されている。図２４の駆動部６０では、上述のように、抵抗Ｒ３の抵抗値は、抵抗Ｒ１の抵抗値より高い値に決められている。したがって、スイッチＳＷ１の充電時間が短くなるほど（つまりスイッチＳＷ３のターンオンが早くなるほど）、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング速度が高くなる。

図２５において左列のグラフは、充電時間を２０ｎｓ，３０ｎｓ，４０ｎｓ，４５ｎｓのそれぞれに設定した場合における実験結果を示している。

また、図２５において右列のグラフは、充電時間を４５ｎｓに設定した場合と、充電時間を最適値に設定した場合との実験結果を示している。なお、図２５の右列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、最適値の実験結果が三角形のマークでプロットされ、４５ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。ここで、最適値は、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｈ）のピーク値（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ：リンギング電圧）を３４０Ｖ以下にすることができる充電時間であって、スイッチング損失Ｅｏｎを最小にできる充電時間が採用される。

図２５において、セクション（ａ）は、充電時間に応じた、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）と電流ＩＤとの関係を示すグラフであり、縦軸はリンギング電圧を示し、横軸は電流ＩＤを示している。

セクション（ｂ）は、充電時間に応じた、スイッチング損失（Ｅｏｎ）と電流ＩＤとの関係を示すグラフであり、縦軸は損失を示し、横軸は電流ＩＤを示している。

セクション（ｃ）は、充電時間に応じた、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電圧Ｖ（Ｌ）の電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）と電流ＩＤとの関係を示すグラフであり、縦軸は電圧変化率を示し、横軸は電流ＩＤを示している。

セクション（ｄ）は、充電時間に応じた、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間の電圧Ｖ（Ｈ）の電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）と電流ＩＤとの関係を示すグラフであり、縦軸は電圧変化率を示し、横軸は電流ＩＤを示している。

セクション（ａ）の左列に示すように、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）は、充電時間が減少するにつれて増大し、ピーク値を付けた後、減少していることが分かる。そのため、セクション（ａ）の左列のグラフでは、例えば電流ＩＤが１０Ａにおいて、電圧が低い側から順に、４５ｎｓ，４０ｎｓ，２０ｎｓ，３０ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされ、例えば電流ＩＤが１５Ａにおいて、電圧が低い側から順に、４５ｎｓ，２０ｎｓ，４０ｎｓ，３０ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

ここでは、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）を３４０Ｖ以下にするという条件が課せられており、全ての電流ＩＤにおいてリンギング電圧を３４０Ｖ以下にできる最小の充電時間は４５ｎｓであった。そのため、駆動状態に応じて充電時間を変動させない構成を採用する手法（以下、「比較例の手法」と記述する。）では、充電時間として４５ｎｓが設定される。これでは、電流ＩＤに応じて最適な充電時間を設定できない。例えば、電流ＩＤが２０Ａの場合、充電時間を２０ｎｓに設定してもリンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）は３４０Ｖ以下になるにも拘わらず、比較例の手法では充電時間が４５ｎｓに設定されるため、最適値が設定されていない。

セクション（ｂ）の左列に示すように、スイッチング損失は、充電時間が増大するにつれて、増大していることが分かる。そのため、セクション（ｂ）の左列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、スイッチング損失が低い側から順に、２０ｎｓ，３０ｎｓ，４０ｎｓ，４５ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

そこで、本第５実施形態の手法（以下、「提案手法」と記述する。）では、セクション（ａ）の右列に示すように、各電流ＩＤにおいて、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）を３４０Ｖ以下にできる充電時間のうち、スイッチング損失Ｅｏｎを最小にできる充電時間（つまりセクション（ｂ）から分かるように最小の充電時間）を設定する。

具体的には、電流ＩＤが２．５［Ａ］のときは充電時間が４０ｎｓに設定され、電流ＩＤが１０［Ａ］、１５［Ａ］のときは充電時間が４５ｎｓに設定され、電流ＩＤが２０［Ａ］のときは充電時間が２０ｎｓに設定されている。これにより、充電時間の最適化が図られている。

セクション（ｂ）の右列では、セクション（ａ）で設定された充電時間の最適値を採用した場合の各電流ＩＤに対するスイッチング損失が三角形のマークでプロットされている。この場合、電流ＩＤが１０Ａ，１５Ａにおいて、提案手法と比較例とでスイッチング損失が同じであり、電流ＩＤが２．５Ａ，２０Ａにおいて、提案手法の方が比較例よりもスイッチング損失が低く、電流ＩＤが２０Ａにおいてはスイッチング損失が３８％低減されていた。

セクション（ｃ）の左列に示すように、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）は、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）と同様、充電時間が減少するにつれて増大し、ピーク値を付けた後、減少していることが分かる。そのため、セクション（ｃ）の左列のグラフでは、例えば電流ＩＤが１０Ａにおいて、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）は、低い側から順に、４５ｎｓ，４０ｎｓ，２０ｎｓ，３０ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされ、例えば電流ＩＤが１５Ａにおいて、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）は、低い側から順に、４５ｎｓ，２０ｎｓ，４０ｎｓ，３０ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

セクション（ｃ）の右列では、セクション（ａ）で設定された充電時間の最適値を採用した場合の各電流ＩＤに対する電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）が三角形のマークでプロットされている。この場合、電流ＩＤが１０Ａ，１５Ａにおいて、提案手法と比較例とで電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）が同じであり、電流ＩＤが２．５Ａ，２０Ａにおいて、提案手法の方が比較例よりも電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）が高くなっている。

セクション（ｄ）の左列に示すように、電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）は、充電時間が減少するにつれて、増大していることが分かる。そのため、セクション（ｄ）の左列のグラフでは、各電流ＩＤにおいて、電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）は、低い側から順に、４５ｎｓ，４０ｎｓ，３０ｎｓ，２０ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

セクション（ｄ）の右列では、セクション（ａ）で設定された充電時間の最適値を採用した場合の各電流ＩＤに対する電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）が三角形のマークでプロットされている。この場合、電流ＩＤが１０Ａ，１５Ａでは、提案手法と比較例とで電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）が同じであり、電流ＩＤが２．５Ａ，２０Ａにおいて、提案手法の方が比較例よりも電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）が高くなっている。

なお、セクション（ｃ）の右列に示される提案手法の充電時間、及びセクション（ｄ）の右列に示される提案手法の充電時間は、いずれも、アイソレータ９１，９２が規定する電圧変化率の条件を満足している。

図２６は、電流ＩＤが１０［Ａ］の場合に充電時間を変えたときの各スイッチング特性を示すグラフである。図２６において、セクション（ａ）はリンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）と充電時間との関係を示したグラフであり、セクション（ｂ）は電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）と充電時間との関係を示したグラフであり、セクション（ｃ）はスイッチング損失（Ｅｏｎ）と充電時間との関係を示したグラフであり、セクション（ｄ）は電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）と充電時間との関係を示したグラフである。

セクション（ａ）、（ｂ）に示すように、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）、及び電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）は充電時間が減少するにつれて増大し、ピーク値を付けた後、減少している。

また、セクション（ｄ）に示すように、電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）は充電時間が減少するにつれて増大しているが、セクション（ｃ）に示すようにスイッチング損失（Ｅｏｎ）は充電時間が減少するにつれて減少している。これは、電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング速度が増大するにつれて増大する特性を持つが、スイッチング損失（Ｅｏｎ）は、スイッチング速度が増大するにつれて減少する特性を持つからである。

第５実施形態の駆動装置５０では、図２５のセクション（ａ）の三角形のマークで示されるように、各電流ＩＤに対して、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）を３４０Ｖ以下にするという条件を満足する充電時間のうち、スイッチング損失Ｅｏｎが最小になる充電時間（つまり最小の充電時間）を予め求めておき、テーブルが作成される。制御部８０は、作成されたテーブルを予め保持する。

図２７は、第５実施形態の駆動装置５０の制御部８０が保持するテーブル８５の一例を概略的に示す図である。

図２５、図２６の実験結果から、第５実施形態のテーブル８５では、電流ＩＤが０＜ＩＤ≦２．５［Ａ］では、充電時間ＴＤは４０ｎｓに設定され、電流ＩＤが２．５＜ＩＤ≦１５［Ａ］では、充電時間ＴＤは４５ｎｓに設定され、電流ＩＤが１５＜ＩＤ≦２０［Ａ］では、充電時間ＴＤは２０ｎｓに設定されている。

制御部８０は、検出部７０の電流センサ７１（図１）により検出された電流ＩＤを取得する。制御部８０は、取得した電流ＩＤに対応する充電時間ＴＤを、保持しているテーブル８５から抽出する。制御部８０は、スイッチＳＷ１のオン時間が抽出した充電時間ＴＤに一致するように、駆動部６０を制御する。

次に、図２８、図２９を用いて、電流ＩＤが２０［Ａ］の場合において、第５実施形態の提案手法の波形と比較例の手法の波形とが比較される。

図２８は、提案手法によりスイッチング素子Ｑ１１をターンオンさせる際の駆動装置５０のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。図２９は、比較例の手法によりスイッチング素子Ｑ１１をターンオンさせる際の駆動装置５０のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。

図２８、図２９において、セクション（ａ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０のタイミングチャートであり、縦軸は電圧、電流、及び電力を示し、横軸は時間を示している。セクション（ｂ）は、駆動装置５０のタイミングチャートであり、縦軸は電圧及び電流を示し、横軸は時間を示している。

図２５を用いて説明されたように、電流ＩＤが２０［Ａ］の場合には、図２８の提案手法では、充電時間ＴＤは２０［ｎｓ］に設定され、図２９の比較例の手法では、充電時間ＴＤは４５［ｎｓ］に設定されている。

図２８において、時刻ｔｒ１に、スイッチＳＷ１がターンオンされている。これにより、第１電位線Ｗ１からスイッチング素子Ｑ１１のゲートにゲート電流Ｉｇ１１が供給され、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間の電圧Ｖｇｓ１１が徐々に増大し、容量Ｃｉｓｓが充電される。

時刻ｔｒ２に、スイッチＳＷ１がターンオオフされ、かつ、スイッチＳＷ３がターンオンされている。これにより、スイッチング素子Ｑ１１の電圧Ｖｇｓが第１電位Ｖｃｃでクランプされる。また、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電流Ｉｄｓ１１が上昇し始め、且つ、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（Ｌ）が低下し始める。

時刻ｔｒ３では、電圧Ｖｇｓ１１が閾値を超えている。これにより、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（Ｌ）が、急速に低下し始め、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（Ｈ）が、上昇し始める。

時刻ｔｒ４では、電圧Ｖｄｓ（Ｌ）は完全に立ち下がり、電圧Ｖｄｓ（Ｈ）は完全に立ち上がり、電流Ｉｄｓ１１は完全に立ち上がっている。

時刻ｔｒ４以降の電圧Ｖｄｓ（Ｈ）の波形は本来的には平坦に推移するべきであるが、セクション（ａ）に示すように、電圧Ｖｄｓ（Ｈ）の波形にはリンギング（うねり）が発生している。

Ｅｏｎ１１は、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング損失を示し、時刻ｔｒ２の少し後で上昇し始め、時刻ｔｒ３の少し後でピークに到達し、時刻ｔｒ４には立ち下がっている。

図２９のタイミングチャートにおける制御の概要は図２８と同じあるが、図２９では、充電時間ＴＤが４５［ｎｓ］と、図２８の２０［ｎｓ］よりも長く設定されている。

このため、図２８では、スイッチング速度が図２９よりも高くなっている。したがって、図２８では、スイッチング損失Ｅｏｎ１１の波形の幅が図２９よりも狭くなっており、スイッチング損失Ｅｏｎ１１が図２９よりも減少している。

また、図２８では、スイッチング速度の増大に伴い、図２９に比べて、リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘが若干高くなっているが、３４０［Ｖ］の上限値は満たされている。

また、図２８では、スイッチング速度の増大に伴い、図２９に比べて、電圧Ｖｄｓ（Ｈ），Ｖｄｓ（Ｌ）の電圧変化率が高くなっているが、アイソレータ９１，９２が規定する電圧変化率の条件は満たされている。

上記第５実施形態では、上述のように、抵抗Ｒ３の抵抗値は、抵抗Ｒ１の抵抗値より高い値に決められている。しかし、上記第５実施形態は、これに限られず、抵抗Ｒ３の抵抗値は、抵抗Ｒ１の抵抗値より低い値に決めてもよい。この場合には、スイッチＳＷ１がターンオンされてからターンオフされるまでのオン時間（充電時間）が長いほど、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング速度は高くなる。この場合でも、上記第５実施形態と同様に制御することができる。

（第６実施形態）
第６実施形態の駆動装置５０の構成は、図２に示される第１実施形態の駆動装置５０と同じである。以下、第１実施形態との相違点を中心に、第６実施形態が説明される。

図３０を用いて、検出部７０により検出された駆動状態に応じた、第６実施形態の制御部８０による駆動部６０の制御が説明される。

図３０は、第６実施形態において、駆動状態に応じて最適な制御パラメータを求めるために行った実験結果を示すグラフである。図３０の例では、駆動状態として、第１実施形態と異なり、電圧センサ７４（図１）により検出される出力電圧Ｖｏｕｔ（以下、「電圧Ｖｄｃ」と称される）が採用されている。

図１に示されるＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、例えば、入力電源Ｅ１１が太陽電池で構成されるパワーコンディショナー又は充電器に適用されることができる。この場合、電圧Ｖｄｃが変動する。そこで、この第６実施形態では、電圧Ｖｄｃが３２０Ｖ〜４２０Ｖの範囲で変動するシステムに、図１に示されるＤＣ−ＤＣコンバータ２０が適用されることを想定している。

図３０では、図１に示されるＤＣ−ＤＣコンバータ２０及び図２に示される駆動装置５０を用いた場合の実験結果が示されている。また、図３０では、駆動部６０を制御する制御パラメータとして、第３実施形態と同様に、スイッチＳＷ１，ＳＷ４の両方がオンにされている時間（以下、「プリチャージ時間」と称される）が採用されている。図２の駆動部６０では、上述のように、プリチャージ時間が長くなるほど、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング速度が高くなる。

図３０において左列のグラフは、プリチャージ時間を８０ｎｓ，９０ｎｓ，１００ｎｓ，１１０ｎｓ，１２０ｎｓのそれぞれに設定した場合における実験結果を示している。

また、図３０において右列のグラフは、プリチャージ時間を９０ｎｓに設定した場合と、プリチャージ時間を最適値に設定した場合との実験結果を示している。なお、図３０の右列のグラフでは、各電圧Ｖｄｃにおいて、最適値の実験結果が三角形のマークでプロットされ、９０ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。ここで、最適値は、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｈ）のピーク値（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ：リンギング電圧）を４４０Ｖ以下にすることができるプリチャージ時間であって、スイッチング損失Ｅｏｎを最小にできるプリチャージ時間が採用される。

図３０において、セクション（ａ）は、プリチャージ時間に応じた、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）と電圧Ｖｄｃとの関係を示すグラフであり、縦軸はリンギング電圧を示し、横軸は電圧Ｖｄｃを示している。

セクション（ｂ）は、プリチャージ時間に応じた、スイッチング損失（Ｅｏｎ）と電圧Ｖｄｃとの関係を示すグラフであり、縦軸は損失を示し、横軸は電圧Ｖｄｃを示している。

セクション（ｃ）は、プリチャージ時間に応じた、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電圧Ｖ（Ｌ）の電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）と電圧Ｖｄｃとの関係を示すグラフであり、縦軸は電圧変化率を示し、横軸は電圧Ｖｄｃを示している。

セクション（ｄ）は、プリチャージ時間に応じた、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間の電圧Ｖ（Ｈ）の電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）と電圧Ｖｄｃとの関係を示すグラフであり、縦軸は電圧変化率を示し、横軸は電圧Ｖｄｃを示している。

セクション（ａ）の左列に示すように、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）は、プリチャージ時間が増大するにつれて増大していることが分かる。そのため、セクション（ａ）の左列のグラフでは、各電圧Ｖｄｃにおいて、電圧が低い側から順に、８０ｎｓ，９０ｎｓ，１００ｎｓ，１１０ｎｓ，１２０ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

ここでは、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）を４４０Ｖ以下にするという条件が課せられており、全ての電圧Ｖｄｃにおいてリンギング電圧を４４０Ｖ以下にできる最大のプリチャージ時間は９０ｎｓであった。そのため、駆動状態に応じてプリチャージ時間を変動させない構成を採用する手法（以下、「比較例の手法」と記述する。）では、プリチャージ時間として９０ｎｓが設定される。これでは、電圧Ｖｄｃに応じて最適なプリチャージ時間を設定できない。例えば、電圧Ｖｄｃが３７０Ｖの場合、プリチャージ時間を１２０ｎｓに設定してもリンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）は４４０Ｖ以下になるにも拘わらず、比較例の手法ではプリチャージ時間が９０ｎｓに設定されるため、最適値が設定されていない。

セクション（ｂ）の左列に示すように、スイッチング損失は、プリチャージ時間が減少するにつれて、増大していることが分かる。そのため、セクション（ｂ）の左列のグラフでは、各電圧Ｖｄｃにおいて、スイッチング損失が低い側から順に、１２０ｎｓ，１１０ｎｓ，１００ｎｓ，９０ｎｓ，８０ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

そこで、本第６実施形態の手法（以下、「提案手法」と記述する。）では、セクション（ａ）の右列に示すように、各電圧Ｖｄｃにおいて、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）を４４０Ｖ以下にできるプリチャージ時間のうち、スイッチング損失Ｅｏｎを最小にできるプリチャージ時間（つまりセクション（ｂ）から分かるように最大のプリチャージ時間）を設定する。

具体的には、電圧Ｖｄｃが３２０［Ｖ］、３７０［Ｖ］のときはプリチャージ時間が１２０ｎｓに設定され、電圧Ｖｄｃが４２０［Ｖ］のときはプリチャージ時間が９０ｎｓに設定されている。これにより、プリチャージ時間の最適化が図られている。

セクション（ｂ）の右列では、セクション（ａ）で設定されたプリチャージ時間の最適値を採用した場合の各電圧Ｖｄｃに対するスイッチング損失が三角形のマークでプロットされている。この場合、電圧Ｖｄｃが４２０Ｖにおいて、提案手法と比較例とはスイッチング損失が同じであり、他の電圧Ｖｄｃにおいて、提案手法の方が比較例よりもスイッチング損失が低く、電圧Ｖｄｃが３７０Ｖにおいてはスイッチング損失が２６％低減されていた。

セクション（ｃ）の左列に示すように、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）は、プリチャージ時間とは、あまり相関が見られないことが分かる。セクション（ｃ）の左列のグラフでは、各電圧Ｖｄｃにおいて、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）は、１２０ｎｓが最も低く、１００ｎｓが最も高いという実験結果がひし形のマークでプロットされている。

セクション（ｃ）の右列では、セクション（ａ）で設定されたプリチャージ時間の最適値を採用した場合の各電圧Ｖｄｃに対する電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）が三角形のマークでプロットされている。この場合、電圧Ｖｄｃが４２０Ｖ以外では、提案手法の方が比較例よりも電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）が高くなっており、電圧Ｖｄｃが４２０Ｖでは、同じになっている。

セクション（ｄ）の左列に示すように、電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）は、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）と同様、プリチャージ時間が増大するにつれて、増大していることが分かる。そのため、セクション（ｄ）の左列のグラフでは、各電圧Ｖｄｃにおいて、電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）は、低い側から順に、８０ｎｓ，９０ｎｓ，１００ｎｓ，１１０ｎｓ，１２０ｎｓの実験結果がひし形のマークでプロットされている。

セクション（ｄ）の右列では、セクション（ａ）で設定されたプリチャージ時間の最適値を採用した場合の各電圧Ｖｄｃに対する電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）が三角形のマークでプロットされている。この場合、電圧Ｖｄｃが４２０Ｖ以外では、提案手法の方が比較例よりも電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）が高くなっており、電圧Ｖｄｃが４２０Ｖでは、同じになっている。

なお、セクション（ｃ）の右列に示される提案手法のプリチャージ時間、及びセクション（ｄ）の右列に示される提案手法のプリチャージ時間は、いずれも、アイソレータ９１，９２が規定する電圧変化率の条件を満足している。

第６実施形態の駆動装置５０では、図３０のセクション（ａ）の三角形のマークで示されるように、各電圧Ｖｄｃに対して、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）を４４０Ｖ以下にするという条件を満足するプリチャージ時間のうち、スイッチング損失Ｅｏｎが最小になるプリチャージ時間（つまり最大のプリチャージ時間）を予め求めておき、テーブル（設定情報の一例）が作成される。制御部８０は、作成されたテーブルを予め保持する。

図３１は、第６実施形態の駆動装置５０の制御部８０が保持するテーブル８６の一例を概略的に示す図である。

図３０の実験結果から、第６実施形態のテーブル８６では、電圧Ｖｄｃが３２０≦Ｖｄｃ≦３７０［Ｖ］の範囲（区分の一例）では、プリチャージ時間ＴＥは１２０ｎｓに設定され、電圧Ｖｄｃが３７０＜Ｖｄｃ≦４２０［Ｖ］の範囲（区分の一例）では、プリチャージ時間ＴＥは９０ｎｓに設定されている。

制御部８０は、検出部７０の電圧センサ７４（図１）により検出された電圧Ｖｄｃを取得する。制御部８０は、取得した電圧Ｖｄｃに対応するプリチャージ時間ＴＥを、保持しているテーブル８６から抽出する。制御部８０は、スイッチＳＷ１，ＳＷ４の両方がオンにされる時間が、抽出したプリチャージ時間ＴＥに一致するように、駆動部６０を制御する。

次に、図３２、図３３を用いて、電圧Ｖｄｃが３７０［Ｖ］の場合において、第６実施形態の提案手法の波形と比較例の手法の波形とが比較される。

図３２は、第６実施形態の提案手法によりスイッチング素子Ｑ１１をターンオンさせる際の駆動装置５０のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。図３３は、比較例の手法によりスイッチング素子Ｑ１１をターンオンさせる際の駆動装置５０のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。

図３２、図３３において、セクション（ａ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０のタイミングチャートであり、縦軸は電圧、電流、及び電力を示し、横軸は時間を示している。セクション（ｂ）は、駆動装置５０のタイミングチャートであり、縦軸は電圧及び電流を示し、横軸は時間を示している。

図３０を用いて説明されたように、電圧Ｖｄｃが３７０［Ｖ］の場合には、図３２の提案手法では、プリチャージ時間ＴＥは１２０［ｎｓ］に設定され、図３３の比較例の手法では、プリチャージ時間ＴＥは９０［ｎｓ］に設定されている。

図３２において、時刻ｔｓ１にスイッチＳＷ１がターンオンされる。なお、時刻ｔｓ１の以前から、スイッチＳＷ４はオンにされており、スイッチング素子Ｑ１１のゲートは第２電位Ｖｓｓにクランプされている。このため、スイッチング素子Ｑ１１のゲートにゲート電流Ｉｇ１１は供給されず、コイルＬ１にエネルギーが蓄積される。

時刻ｔｓ２に、スイッチＳＷ１，ＳＷ４がターンオフされる。すると、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーが放電されて、スイッチング素子Ｑ１１のゲートにゲート電流Ｉｇ１１が供給され、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間の電圧Ｖｇｓ１１が徐々に増大し、容量Ｃｉｓｓが充電される。

そして、時刻ｔｓ３に、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電流Ｉｄｓ１１が上昇し始め、且つ、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（Ｌ）が低下し始める。

時刻ｔｓ４に、電圧Ｖｇｓ１１が閾値を超えている。これにより、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（Ｌ）が、急速に低下し始め、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（Ｈ）が、上昇し始める。

時刻ｔｓ５では、電圧Ｖｄｓ（Ｌ）は完全に立ち下がり、電圧Ｖｄｓ（Ｈ）は完全に立ち上がり、電流Ｉｄｓ１１は完全に立ち上がっている。

時刻ｔｓ５以降の電圧Ｖｄｓ（Ｈ）の波形は本来的には平坦に推移するべきであるが、セクション（ａ）に示すように、電圧Ｖｄｓ（Ｈ）の波形にはリンギング（うねり）が発生している。

Ｅｏｎ１１は、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング損失を示し、ほぼ時刻ｔｓ３で上昇し始め、ほぼ時刻ｔｓ４でピークに到達し、時刻ｔｓ５には立ち下がっている。

図３３のタイミングチャートにおける制御の概要は図３２と同じあるが、図３３では、プリチャージ時間ＴＥが９０［ｎｓ］と、図３２の１２０［ｎｓ］よりも短く設定されている。

このため、図３２では、スイッチング速度が図３３よりも高くなっている。したがって、図３２では、スイッチング損失Ｅｏｎ１１の波形の幅が図３３よりも狭くなっており、スイッチング損失Ｅｏｎ１１が図３３よりも減少している。

また、図３２では、スイッチング速度の増大に伴い、図３３に比べて、リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘが若干高くなっているが、４４０［Ｖ］の上限値は、満たされている。

また、図３２では、スイッチング速度の増大に伴い、図３３に比べて、電圧Ｖｄｓ（Ｈ），Ｖｄｓ（Ｌ）の電圧変化率が高くなっているが、アイソレータ９１，９２が規定する電圧変化率の条件は満たされている。

なお、この第６実施形態では、駆動部６０を制御する制御パラメータとして、第３実施形態と同様に、プリチャージ時間が採用されている。代替的に、第６実施形態では、第１実施形態と同様の充電時間、又は第２実施形態と同様の放電時間が、制御パラメータとして採用されてもよい。

（第７実施形態）
上記第１、第３、第４実施形態では、例えば図３、図１３、図１９のセクション（ａ）の左列に示されるように、リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘは、電流ＩＤが増大するにつれて、減少している。しかし、スイッチング素子Ｑ１２の寄生ダイオードの逆回復時間Ｔｒｒが悪い場合又は寄生インダクタンスＬｐ１，Ｌｐ２（図１）が大きい場合等には、リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘは、電流ＩＤが増大するにつれて、増大する場合もある。この第７実施形態では、そのような場合が検討されている。

図３４は、第７実施形態の駆動装置５０を概略的に示す図である。図３４では、説明を簡単にするために、アイソレータ９１，９２の図示が省略され、かつ、駆動部６０の第２電位線Ｗ２がスイッチング素子Ｑ１１のソースに接続されている。しかし、実際の駆動装置５０では、図１に示されるように、駆動部６０とスイッチング素子Ｑ１１とは、アイソレータ９１を介して接続され、駆動部６０とスイッチング素子Ｑ１２とは、アイソレータ９２を介して接続されている。以下、第１実施形態との相違点を中心に、第７実施形態が説明される。

駆動部６０は、電源Ｅ１、及びクランプ部６２を有する。すなわち、第７実施形態の駆動装置５０では、スイッチＳＷ３をターンオンし、スイッチＳＷ４をターンオフして、スイッチング素子Ｑ１１のゲートを第１電位Ｖｃｃにクランプすることにより、スイッチング素子Ｑ１１をターンオンしている。また、スイッチＳＷ３をターンオフし、スイッチＳＷ４をターンオンして、スイッチング素子Ｑ１１のゲートを第２電位Ｖｓｓにクランプすることにより、スイッチング素子Ｑ１１をターンオフしている。

次に、図３５を用いて、検出部７０により検出された駆動状態に応じた、第７実施形態の制御部８０による駆動部６０の制御が説明される。

図３５は、第７実施形態において、駆動状態に応じて最適な制御パラメータを求めるために行った実験結果を示すグラフである。図３５の例では、駆動状態として、第１実施形態と異なり、電流センサ７３（図１）により検出されるドレイン電流Ｉｄｓが採用されている。

図３５では、図１に示されるＤＣ−ＤＣコンバータ２０及び図３４に示される駆動装置５０を用いた場合の実験結果が示されている。図３５では、図３４の駆動装置５０の抵抗Ｒ１の抵抗値を３種類に切り替えることにより、３種類の速度でスイッチングが行われている。すなわち、図３５には、抵抗Ｒ１の抵抗値を高くしたときの低速スイッチングＬＳのデータと、抵抗Ｒ１の抵抗値を低くしたときの高速スイッチングＨＳのデータと、抵抗Ｒ１の抵抗値を中間値にしたときの中速スイッチングＭＳのデータとがプロットされている。また、図３５には、この第７実施形態の制御により、ドレイン電流Ｉｄｓに応じてスイッチング速度を最適値に変更した最適スイッチングＡＴのデータがプロットされている。

図３５において、セクション（ａ）は、スイッチング速度に応じた、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｌ）の電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）とドレイン電流Ｉｄｓとの関係を示すグラフであり、縦軸は電圧変化率を示し、横軸はドレイン電流Ｉｄｓを示している。

セクション（ｂ）は、スイッチング速度に応じた、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｈ）の電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）とドレイン電流Ｉｄｓとの関係を示すグラフであり、縦軸は電圧変化率を示し、横軸はドレイン電流Ｉｄｓを示している。

セクション（ｃ）は、スイッチング速度に応じた、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）とドレイン電流Ｉｄｓとの関係を示すグラフであり、縦軸はリンギング電圧を示し、横軸はドレイン電流Ｉｄｓを示している。

図３５のセクション（ａ）に示されるように、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）は、アイソレータ９１，９２の同相除去電圧により５０［Ｖ／ｎｓ］以下に制限されている。図３５のセクション（ｂ）に示されるように、電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）は、アイソレータ９１，９２の同相除去電圧により５０［Ｖ／ｎｓ］以下に制限されている。図３５のセクション（ｃ）に示されるように、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）は、４２０［Ｖ］以下に制限されている。

図３５のセクション（ｃ）において、スイッチング速度が固定されている場合に、全てのドレイン電流Ｉｄｓの範囲で、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）が４２０［Ｖ］以下という条件を満たすためには、低速スイッチングＬＳを採用する必要がある。

これに対して、この第７実施形態の制御による最適スイッチングＡＴでは、ドレイン電流Ｉｄｓが４［Ａ］以下において、高速スイッチングＨＳが採用され、ドレイン電流Ｉｄｓが６［Ａ］において、中速スイッチングＭＳが採用され、ドレイン電流Ｉｄｓが７．２［Ａ］において、低速スイッチングＬＳが採用されている。そして、４＜Ｉｄｓ＜６［Ａ］の範囲Ａ２では、（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）＜４２０［Ｖ］が維持されるようなスイッチング速度が採用されている。

その結果、図３５のセクション（ａ）、（ｂ）に示されるように、電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）、電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）も、５０［Ｖ／ｎｓ］以下という制限が満たされている。例えばセクション（ａ）に示されるように、最適スイッチングＡＴでは、ドレイン電流Ｉｄｓが低電流値から中電流値の範囲Ａ１において、高速スイッチングＨＳが採用されている。これによって、電圧変化率ｄＶ（Ｌ）／ｄｔが増大され、スイッチング損失が低減されている。

図３６は、図３５の実験を行ったときのＤＣ−ＤＣコンバータ２０における入力電流Ｉｉｎ、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１１、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｌ）、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｈ）の各波形を概略的に示す図である。

図３６において、セクション（ａ）は、ドレイン電流Ｉｄｓが７．２［Ａ］で低速スイッチングＬＳの場合の各波形を示し、セクション（ｂ）は、ドレイン電流Ｉｄｓが４［Ａ］で低速スイッチングＬＳの場合の各波形を示し、セクション（ｃ）は、ドレイン電流Ｉｄｓが４［Ａ］で高速スイッチングＨＳの場合の各波形を示す。

図３５のセクション（ｃ）を用いて説明されたように、ドレイン電流Ｉｄｓが７．２［Ａ］のときは、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）が４２０［Ｖ］以下という条件を満たすために、最適スイッチングＡＴでは、低速スイッチングＬＳが採用されている。この場合のリンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）は、図３６のセクション（ａ）に示されるように、比較的大きい値になっている。

図３５のセクション（ｃ）を用いて説明されたように、スイッチング速度が固定されている場合には、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）が４２０［Ｖ］以下という条件を満たすために、低速スイッチングＬＳが採用される。ドレイン電流Ｉｄｓが４［Ａ］のときに、低速スイッチングＬＳが採用されると、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）は、図３６のセクション（ｂ）に示されるように、比較的小さい値になる。

図３５のセクション（ｃ）を用いて説明されたように、この第７実施形態の制御による最適スイッチングＡＴでは、ドレイン電流Ｉｄｓが４［Ａ］のときは、高速スイッチングＨＳが採用される。この場合のリンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）は、図３６のセクション（ｃ）に示されるように、セクション（ａ）と同程度の比較的大きい値になる。

このように、この第７実施形態の制御では、ドレイン電流Ｉｄｓが４［Ａ］のときは、高速スイッチングＨＳが採用される。これによって、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）の上限値の制限を満たしつつ、スイッチング損失の低減が図られている。

この第７実施形態では、図３４に示される駆動装置５０を用いて実験が行われているが、本開示の駆動装置５０は、これに限られない。代替的に、図２に示される駆動装置５０を用いて、第１実施形態〜第３実施形態、第６実施形態のように、テーブルを作成してスイッチング速度を制御することにより、この第７実施形態の制御を実現するようにしてもよい。さらに代替的に、図１８に示される駆動装置５０を用いて、第４実施形態のように、スイッチング速度を制御することにより、この第７実施形態の制御を実現するようにしてもよい。さらに代替的に、図２４に示される駆動装置５０を用いて、第５実施形態のように、スイッチング速度を制御することにより、この第７実施形態の制御を実現するようにしてもよい。

（第８実施形態）
上記第７実施形態では、図３５に示されるように、例えばドレイン電流Ｉｄｓが７．２［Ａ］では、低速スイッチングＬＳが採用されている。しかし、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の寄生インダクタンスＬｐ１，Ｌｐ２又は寄生キャパシタンスＣｐ１，Ｃｐ２（図１）の状態によっては、ドレイン電流Ｉｄｓが大きい範囲では、低速スイッチングＬＳを採用しても、輻射ノイズが過大になる場合もある。

例えば、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｈ）の電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）が大きいことに起因して、ピーク値（つまりリンギング電圧）となった後のうねり（高周波成分）の振幅が大きい場合には、発生する輻射ノイズが大きくなることが多い。この第８実施形態では、そのような場合が検討されている。

第８実施形態の駆動装置５０の構成は、図３４に示される第７実施形態の駆動装置５０と同じである。図３７を用いて、検出部７０により検出された駆動状態に応じた、第８実施形態の制御部８０による駆動部６０の制御が説明される。

図３７は、第８実施形態において、駆動状態に応じて最適な制御パラメータを求めるために行った実験結果を示すグラフである。図３７の例では、駆動状態として、第７実施形態と同様に、電流センサ７３（図１）により検出されるドレイン電流Ｉｄｓが採用されている。

図３７では、図１に示されるＤＣ−ＤＣコンバータ２０及び図３４に示される駆動装置５０を用いた場合の実験結果が示されている。図３７では、図３４の駆動装置５０の抵抗Ｒ１の抵抗値を３種類に切り替えることにより、３種類の速度でスイッチングが行われている。すなわち、図３７には、抵抗Ｒ１の抵抗値を高くしたときの低速スイッチングＬＳのデータと、抵抗Ｒ１の抵抗値を低くしたときの高速スイッチングＨＳのデータと、抵抗Ｒ１の抵抗値を中間値にしたときの中速スイッチングＭＳのデータとがプロットされている。また、図３７には、輻射ノイズを低下させるために、この第８実施形態の制御により、ドレイン電流Ｉｄｓに応じてスイッチング速度を更に変更した低輻射ノイズスイッチングＬＮのデータがプロットされている。

図３７において、セクション（ａ）は、スイッチング速度に応じた、リンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）とドレイン電流Ｉｄｓとの関係を示すグラフであり、縦軸はリンギング電圧を示し、横軸はドレイン電流Ｉｄｓを示している。

セクション（ｂ）は、スイッチング速度に応じた、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｈ）の電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）とドレイン電流Ｉｄｓとの関係を示すグラフであり、縦軸は電圧変化率を示し、横軸はドレイン電流Ｉｄｓを示している。

セクション（ｃ）は、スイッチング速度に応じた、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｌ）の最小値（Ｖｄｓ（Ｌ）．ｍｉｎ）とドレイン電流Ｉｄｓとの関係を示すグラフであり、縦軸は電圧最小値を示し、横軸はドレイン電流Ｉｄｓを示している。

セクション（ｄ）は、スイッチング速度に応じた、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｌ）の電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）とドレイン電流Ｉｄｓとの関係を示すグラフであり、縦軸は電圧変化率を示し、横軸はドレイン電流Ｉｄｓを示している。

セクション（ａ）に示されるように、この第８実施形態の制御による、低輻射ノイズスイッチングＬＮでは、ドレイン電流Ｉｄｓが６〜７．２［Ａ］の大電流領域では、スイッチング速度を低速スイッチングＬＳより更に低下させている。これによって、大電流領域におけるリンギング電圧（Ｖｄｓ（Ｈ）．ｍａｘ）が更に低下されている。

その結果、セクション（ｂ）に矢印Ｐ１で示されるように、大電流領域におけるスイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧の電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）が低減されている。

また、大電流領域において、スイッチング速度を低速スイッチングＬＳより更に低下させることにより、セクション（ｃ）に示されるように、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｌ）の最小値（Ｖｄｓ（Ｌ）．ｍｉｎ）の絶対値が低減されている。

その結果、セクション（ｄ）に矢印Ｐ２で示されるように、大電流領域におけるスイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間電圧の電圧変化率（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）が低減されている。

一般に、大電流領域において、電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）、（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）が所定レベルより大きくなると、発生する輻射ノイズのレベルが許容レベルを超えてくる。これに対して、第８実施形態では、大電流領域において、スイッチング速度が低速スイッチングＬＳよりさらに低下されて、電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）、（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）が低減されている。したがって、第８実施形態によれば、発生する輻射ノイズのレベルが、許容レベルを超えないようにすることができる。

この第８実施形態では、図３４に示される駆動装置５０を用いて実験が行われているが、本開示の駆動装置５０は、これに限られない。代替的に、図２に示される駆動装置５０を用いて、第１実施形態〜第３実施形態、第６実施形態のように、テーブルを作成してスイッチング速度を制御することにより、この第８実施形態の制御を実現するようにしてもよい。

（第９実施形態）
上記第８実施形態では、図３７を用いて説明されたように、大電流領域において、低速スイッチングＬＳよりさらに低いスイッチング速度を採用することにより、輻射ノイズが低減されている。第９実施形態では、第８実施形態と異なる手法で、輻射ノイズの低減が図られている。

第９実施形態の駆動装置５０の構成は、図２に示される第１実施形態の駆動装置５０と同じである。また、第９実施形態では、第１実施形態と同様に、制御部８０は、検出部７０により検出される駆動状態に応じて、テーブル８１を用いて、充電時間（スイッチＳＷ１のオン時間）を制御する。以下、第１実施形態との相違点を中心に、第９実施形態の制御部８０による駆動部６０の制御が説明される。

図３８は、第９実施形態において、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がターンオン及びターンオフされるときの、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ（Ｌ）と、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｌ）と、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｈ）との各波形を概略的に示すタイミングチャートである。

第９実施形態では、制御部８０は、１パルスごとに、予め定められた微小値ずつ充電時間をばらつかせている。この場合において、制御部８０は、ばらつかせた充電時間の平均値が、テーブル８１から抽出された充電時間に一致するように、充電時間を制御する。これによって、第９実施形態では、１パルスごとに、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧の電圧変化率ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ，ｄＶ（Ｈ）／ｄｔが微小値ずつ拡散されている。

図３８において、時刻ｔｋ１，ｔｋ２，ｔｋ３に、スイッチング素子Ｑ１１がターンオンされている。時刻ｔｋ２では、制御部８０は、テーブル８１から抽出された充電時間ＣＴで駆動部６０を制御する。例えば、電流ＩＤが２０［Ａ］であれば、図５に示されるように、充電時間を８０［ｎｓ］として駆動部６０を制御する。

時刻ｔｋ２の１パルス前の時刻ｔｋ１では、制御部８０は、テーブル８１から抽出された充電時間ＣＴより短い充電時間（Ｃ−ΔＣ）Ｔで駆動部６０を制御する。例えば、電流ＩＤが２０［Ａ］であれば、充電時間を８０［ｎｓ］より５［ｎｓ］短い７５［ｎｓ］として駆動部６０を制御する。

時刻ｔｋ２の充電時間ＣＴのタイミングチャートと、時刻ｔｋ１の充電時間（Ｃ−ΔＣ）Ｔのタイミングチャートとを比較すると明らかなように、充電時間ＣＴに比べて、充電時間（Ｃ−ΔＣ）Ｔでは、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｌ），Ｖｄｓ（Ｈ）は緩やかに変化している。すなわち、充電時間ＣＴに比べて、充電時間（Ｃ−ΔＣ）Ｔでは、電圧変化率ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ，ｄＶ（Ｈ）／ｄｔが小さくなっている。

時刻ｔｋ２の１パルス後の時刻ｔｋ３では、制御部８０は、テーブル８１から抽出された充電時間ＣＴより長い充電時間（Ｃ＋ΔＣ）Ｔで駆動部６０を制御する。例えば、電流ＩＤが２０［Ａ］であれば、充電時間を８０［ｎｓ］より５［ｎｓ］長い８５［ｎｓ］として駆動部６０を制御する。

時刻ｔｋ２の充電時間ＣＴのタイミングチャートと、時刻ｔｋ３の充電時間（Ｃ＋ΔＣ）Ｔのタイミングチャートとを比較すると明らかなように、充電時間ＣＴに比べて、充電時間（Ｃ＋ΔＣ）Ｔでは、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｌ），Ｖｄｓ（Ｈ）は急峻に変化している。すなわち、充電時間ＣＴに比べて、充電時間（Ｃ＋ΔＣ）Ｔでは、電圧変化率ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ，ｄＶ（Ｈ）／ｄｔが大きくなっている。

時刻ｔｋ３以降も同様に、制御部８０は、充電時間をばらつかせる。この場合、上述のように、制御部８０は、ばらついている充電時間の平均値が、テーブル８１から抽出された充電時間ＣＴに一致するように、充電時間をばらつかせる。

上述のように、充電時間をばらつかせてスイッチング速度をばらつかせる場合には、ばらつかせる範囲の最大スイッチング速度で、リンギング電圧の上限が満たされるようにしておく必要がある。例えば充電時間が８５［ｎｓ］では、リンギング電圧の上限を超えてしまう場合には、テーブル８１に保存される充電時間は、例えば７５［ｎｓ］としておく必要がある。

また、図３８では、充電時間をＣＴ、（Ｃ＋ΔＣ）Ｔ、（Ｃ−ΔＣ）Ｔの３種類でばらつかせているが、本開示は、これに限られない。例えば、充電時間をＣＴ、（Ｃ＋ΔＣ）Ｔ、（Ｃ−ΔＣ）Ｔ、（Ｃ＋２×ΔＣ）Ｔ、（Ｃ−２×ΔＣ）Ｔの５種類でばらつかせてもよい。要は、ばらつかせた充電時間の平均値が、テーブル８１に保存されている充電時間に一致すればよい。

次に、図３９、図４０を用いて、電圧変化率ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ，ｄＶ（Ｈ）／ｄｔが微小値ずつ拡散されることによる効果が説明される。

図３９は、拡散に用いる理想台形波を説明する図である。図３９において、セクション（ａ）は、理想台形波の立上り波形を示し、セクション（ｂ）は、理想台形波の立下り波形を示す。セクション（ａ）、（ｂ）において、縦軸は電圧を示し、横軸は時間を示す。セクション（ｃ）は、電圧変化率ｄＶ／ｄｔが８〜１６の９種類の理想台形波の立上り時間Ｔｒ及び逆数１／Ｔｒを示す。セクション（ｃ）の最下段の理想台形波ＡＶＧの立上り時間は、その上の９種類の理想台形波の立上り時間の平均値である２８［ｎｓ］になっている。

図４０は、重ね合わされた理想台形波の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の波形を概略的に示す図である。図４０において、縦軸は実効電圧値を示し、横軸は周波数を示す。

図４０に示される波形ＷＶ１は、図３９のセクション（ｃ）に示される、電圧変化率ｄＶ／ｄｔが８〜１６の９種類の理想台形波を拡散させたもののＦＦＴである。波形ＷＶ２は、図３９のセクション（ｃ）の最下段に示される、立上り時間Ｔｒが９種類の理想台形波の立上り時間Ｔｒの平均値の２８［ｎｓ］である理想台形波ＡＶＧのＦＦＴである。

理想台形波は、理論的に、ｎ／Ｔｒ［ＭＨｚ］に極小値を持ち、１．５×ｎ／Ｔｒ［ＭＨｚ］に極大値を持つ。理想台形波を拡散させると、この極小値及び極大値が分散されることになり、平均化される。このため、拡散された理想台形波を用いると、図４０に示されるように、波形ＷＶ２に比べた波形ＷＶ１の実効電圧値の低減効果は、１．５×ｎ／Ｔｒ［ＭＨｚ］の極大値において最も大きくなる。スイッチング素子から出力される電圧波形の高調波成分の実効電圧値は、輻射ノイズ強度と正の相関がある。このため、拡散された理想台形波を用いると、輻射ノイズ強度を低減することができる。

以上説明されたように、第９実施形態では、充電時間をばらつかせて、電圧変化率（ｄＶ（Ｈ）／ｄｔ）、（ｄＶ（Ｌ）／ｄｔ）を拡散させている。これによって、第９実施形態によれば、発生する輻射ノイズのレベルが、許容レベルを超えないようにすることができる。

上記第９実施形態では、例えばテーブル８１に保存されている全ての充電時間をばらつかせてもよい。代替的に、テーブル８１に保存されている充電時間のうちで、輻射ノイズのレベルが許容レベルを超える箇所の充電時間のみ、ばらつかせるようにしてもよい。

上記第９実施形態では、図２に示される駆動装置５０を用いて、第１実施形態の手法により駆動部６０が制御されているが、本開示の駆動装置５０は、これに限られない。代替的に、図２に示される駆動装置５０を用いて、第２実施形態、第３実施形態、第６実施形態のように、テーブルを作成してスイッチング速度を制御することにより、この第９実施形態の制御を実現するようにしてもよい。

（その他）
（１）検出部７０により検出される駆動状態として、上記第１〜第５、第９実施形態では、電流センサ７１（図１）により検出される入力電流Ｉｉｎが採用され、上記第６実施形態では、電圧センサ７４（図１）により検出される出力電圧Ｖｏｕｔが採用され、上記第７、第８実施形態では、電流センサ７３（図１）により検出されるドレイン電流Ｉｄｓが採用されている。しかし、本開示の駆動装置５０は、これらに限られない。

検出部７０により検出される駆動状態として、例えば、電圧センサ７２（図１）により検出される入力電圧Ｖｉｎが採用されてもよく、あるいは、電流センサ７５（図１）により検出される出力電流Ｉｏｕｔが採用されてもよく、温度センサ７６又は温度センサ７７（図１）により検出される接合温度Ｔｊが採用されてもよい。

さらに、検出部７０により検出される駆動状態として、入力電流Ｉｉｎ、ドレイン電流Ｉｄｓ、及び出力電流Ｉｏｕｔのうちのいずれかの電流と、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔのうちのいずれかの電圧との組合せが採用されてもよい。この場合、充電時間などの制御パラメータが電流値及び電圧値に対応付けられたテーブルを作成すればよい。

（２）検出部７０は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がスイッチングする際の電流、電圧を直接的に検出するのが好ましいが、これに限られない。検出部７０は、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０全体の入出力電流、入出力電圧（図１の例では、入力電源Ｅ１１から流れ込む電流Ｉｉｎ、出力電流Ｉｏｕｔ、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ）と、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の制御指令値（例えば、スイッチング素子Ｑ１１のオンデューティ比、オン期間、オフ期間、スイッチング周波数）又は回路定数（例えば、リアクトル７１のインダクタンス値、平滑コンデンサＣ１２の容量）などから、算出してもよい。すなわち、検出部７０は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がスイッチングする際の電流、電圧を間接的に検出してもよい。

（３）上記各実施形態では、スイッチング素子Ｑ１２は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴで構成されているが、本開示は、これに限られない。例えば、スイッチング素子Ｑ１２として、ダイオードが採用されてもよい。

（４）上記各実施形態では、スイッチング素子Ｑ１１をターンオンさせる場合について説明されているが、スイッチング素子Ｑ１１をターンオフさせる場合についても、同様に制御することができる。

（５）上記第４実施形態では、変更できるスイッチング速度の種類は、スイッチ及び抵抗の直列回路の個数に依存する。これに対して、上記第１〜第３、第５、及び第６実施形態では、駆動状態の区分を増やして、設定時間の種類を増やすことにより、変更できるスイッチング速度の種類を増やすことができる。したがって、上記第１〜第３、第５、及び第６実施形態によれば、上記第４実施形態に比べて、スイッチの個数及び信号線の本数を増やすことなく、スイッチング速度をきめ細かく制御することができる。

（６）上記実施形態において、駆動部６０の回路構成が同じ複数の実施形態を組み合わせてもよい。例えば第１実施形態と第２実施形態とを組み合わせて、０＜ＩＤ≦５の場合に充電時間６５ｎｓ、放電時間６０ｎｓに設定し、５＜ＩＤ≦１０の場合に充電時間７０ｎｓ、放電時間６５ｎｓに設定し、１０＜ＩＤ≦１５の場合に充電時間７５ｎｓ、放電時間５５ｎｓに設定し、１５＜ＩＤ≦２０の場合に充電時間８０ｎｓ、放電時間５０ｎｓに設定してもよい。

また、例えば第２実施形態と第３実施形態とを組み合わせて、０＜ＩＤ≦２．５の場合に放電時間６０ｎｓ、プリチャージ時間６０ｎｓに設定し、２．５＜ＩＤ≦１０の場合に放電時間６５ｎｓ、プリチャージ時間７０ｎｓに設定し、１０＜ＩＤ≦１５の場合に放電時間５５ｎｓ、プリチャージ時間７５ｎｓに設定し、１５＜ＩＤ≦２０の場合に放電時間５０ｎｓ、プリチャージ時間７５ｎｓに設定してもよい。

このように実施形態を組み合わせることによって、多様にスイッチング速度を制御することができる。

本開示は、ＤＣ−ＤＣコンバータといったパワーデバイスの技術分野にとって有用である。

５０ 駆動装置
６０ 駆動部
７０ 検出部
７１，７３，７５ 電流センサ
７２，７４ 電圧センサ
８０ 制御部
８１，８２，８３ テーブル
Ｄ２ ダイオード
Ｉｄｓ ドレイン電流
Ｉｉｎ 入力電流
Ｉｏｕｔ 出力電流
Ｌ１ コイル
Ｌｔ１ 入力側端子
Ｌｔ２ 出力側端子
Ｑ１１，Ｑ１２ スイッチング素子
ＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ４ スイッチ
Ｖｉｎ 入力電圧
Ｖｏｕｔ 出力電圧

Claims (12)

1. 制御端子、第１導通端子、及び第２導通端子を備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、
   前記スイッチング素子の入力電流、導通電流、出力電圧、温度のうち少なくとも１つを直接的又は間接的に前記スイッチング素子の駆動状態として検出する検出部と、
   前記スイッチング素子の前記制御端子に駆動信号を出力する駆動部と、
   前記駆動部を制御して、前記検出された駆動状態に応じて前記スイッチング素子のスイッチング速度を変更する制御部と、
   を備え、
   前記駆動部は、
   第１電位を与える第１電位線と、
   前記スイッチング素子の前記第１導通端子に接続され、前記第１電位よりも小さい第２電位を与える第２電位線と、
   第１端子と第２端子とを有し、前記第２端子が前記スイッチング素子の前記制御端子に接続されるコイルと、
   前記第１電位線と前記コイルの前記第１端子との間に接続され、前記第１電位線と前記コイルとの間の通電をオンオフする充電用スイッチと、
   を含み、
   前記制御部は、前記駆動状態の変動範囲が区分けされた複数の区分と、前記複数の区分の各々において所定の駆動条件を満たす前記スイッチング速度のうちで最も高いスイッチング速度を規定する制御パラメータとが対応付けられた設定情報を予め保持し、前記検出された駆動状態が含まれる前記区分に対応する前記制御パラメータを前記設定情報から抽出し、前記抽出した制御パラメータに基づいて前記駆動部を制御する、
   駆動装置。
2. 前記制御部は、前記検出された駆動状態が含まれる前記区分に対応する前記制御パラメータを前記設定情報から抽出する処理を、前記スイッチング素子のオンオフの１サイクル毎に実行する、
   請求項１に記載の駆動装置。
3. 前記制御部は、前記抽出した制御パラメータに平均値が一致するように所定範囲でばらつかせた前記制御パラメータを用いて、前記駆動部を制御する、
   請求項１又は２に記載の駆動装置。
4. 前記駆動部は、
   前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、
   アノードが前記第２電位線に接続され、カソードが前記コイルの前記第１端子に接続された充電用ダイオードと、
   を含み、
   前記制御パラメータは、前記充電用スイッチのオン時間である充電時間であり、
   前記設定情報では、前記複数の区分と、前記複数の区分の各々において前記駆動条件を満たす前記スイッチング速度のうちで最も高いスイッチング速度を規定する前記充電時間とが対応付けられており、
   前記制御部は、前記検出された駆動状態が含まれる前記区分に対応する前記充電時間を前記設定情報から抽出し、前記抽出した充電時間を前記充電用スイッチのオン時間に設定する、
   請求項１〜３のいずれか１項に記載の駆動装置。
5. 前記駆動部は、
   前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、
   アノードが前記第２電位線に接続され、カソードが前記コイルの前記第１端子に接続された充電用ダイオードと、
   を含み、
   前記制御パラメータは、前記充電用スイッチのターンオフから前記クランプスイッチのターンオンまでの時間である放電時間であり、
   前記設定情報では、前記複数の区分と、前記複数の区分の各々において前記駆動条件を満たす前記スイッチング速度のうちで最も高いスイッチング速度を規定する前記放電時間とが対応付けられており、
   前記制御部は、前記検出された駆動状態が含まれる前記区分に対応する前記放電時間を前記設定情報から抽出し、前記充電用スイッチ及び前記クランプスイッチを前記抽出した放電時間で駆動させる、
   請求項１〜３のいずれか１項に記載の駆動装置。
6. 前記駆動部は、
   前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフする第１クランプスイッチと、
   前記第２電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第２電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフする第２クランプスイッチと、
   アノードが前記第２電位線に接続され、カソードが前記コイルの前記第１端子に接続された充電用ダイオードと、
   を含み、
   前記制御パラメータは、前記充電用スイッチ及び前記第２クランプスイッチの両方をオン状態にさせる時間であるプリチャージ時間であり、
   前記設定情報では、前記複数の区分と、前記複数の区分の各々において前記駆動条件を満たす前記スイッチング速度のうちで最も高いスイッチング速度を規定する前記プリチャージ時間とが対応付けられており、
   前記制御部は、前記検出された駆動状態が含まれる前記区分に対応する前記プリチャージ時間を前記設定情報から抽出し、前記抽出したプリチャージ時間の間、前記充電用スイッチ及び前記第２クランプスイッチの両方をオン状態にさせ、前記抽出したプリチャージ時間が経過すると、前記充電用スイッチ及び前記第２クランプスイッチの両方をターンオフさせる、
   請求項１〜３のいずれか１項に記載の駆動装置。
7. 前記駆動部は、
   前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、
   アノードが前記第２電位線に接続され、カソードが前記コイルの前記第１端子に接続された充電用ダイオードと、
   を含み、
   前記制御パラメータは、前記充電用スイッチのオン時間である充電時間と、前記充電用スイッチのターンオフから前記クランプスイッチのターンオンまでの時間である放電時間とを含み、
   前記設定情報では、前記複数の区分と、前記複数の区分の各々において前記駆動条件を満たす前記スイッチング速度のうちで最も高いスイッチング速度を規定する前記充電時間及び前記放電時間とが対応付けられており、
   前記制御部は、前記検出された駆動状態が含まれる前記区分に対応する前記充電時間及び前記放電時間を前記設定情報から抽出し、前記抽出した充電時間を前記充電用スイッチのオン時間に設定し、かつ、前記充電用スイッチのターンオフから前記抽出した放電時間が経過すると、前記クランプスイッチをターンオンさせる、
   請求項１〜３のいずれか１項に記載の駆動装置。
8. 前記駆動部は、
   前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフする第１クランプスイッチと、
   前記第２電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第２電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフする第２クランプスイッチと、
   アノードが前記第２電位線に接続され、カソードが前記コイルの前記第１端子に接続された充電用ダイオードと、
   を含み、
   前記制御パラメータは、前記充電用スイッチ及び前記第２クランプスイッチの両方をオン状態にさせる時間であるプリチャージ時間と、前記充電用スイッチのターンオフから前記第１クランプスイッチのターンオンまでの時間である放電時間とを含み、
   前記設定情報では、前記複数の区分と、前記複数の区分の各々において前記駆動条件を満たす前記スイッチング速度のうちで最も高いスイッチング速度を規定する前記プリチャージ時間及び前記放電時間とが対応付けられており、
   前記制御部は、前記検出された駆動状態が含まれる前記区分に対応する前記プリチャージ時間及び前記放電時間を前記設定情報から抽出し、前記抽出したプリチャージ時間の間、前記充電用スイッチ及び前記第２クランプスイッチの両方をオン状態にさせ、前記抽出したプリチャージ時間が経過すると、前記充電用スイッチ及び前記第２クランプスイッチの両方をターンオフさせ、かつ、前記充電用スイッチのターンオフから前記抽出した放電時間が経過すると、前記第１クランプスイッチをターンオンさせる、
   請求項１〜３のいずれか１項に記載の駆動装置。
9. 制御端子、第１導通端子、及び第２導通端子を備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、
   前記スイッチング素子の入力電流、導通電流、出力電圧、温度のうち少なくとも１つを直接的又は間接的に前記スイッチング素子の駆動状態として検出する検出部と、
   前記スイッチング素子の前記制御端子に駆動信号を出力する駆動部と、
   前記駆動部を制御して、前記検出された駆動状態に応じて前記スイッチング素子のスイッチング速度を変更する制御部と、
   を備え、
   前記駆動部は、
   第１電位を与える第１電位線と、
   前記スイッチング素子の前記第１導通端子に接続され、前記第１電位よりも小さい第２電位を与える第２電位線と、
   前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフする第１のクランプスイッチと、
   前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に、前記第１のクランプスイッチと直列に接続された第１の抵抗素子と、
   前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に前記第１のクランプスイッチと並列に接続され、前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフする第２のクランプスイッチと、
   前記第１電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に、前記第２のクランプスイッチと直列に接続され、前記第１の抵抗素子と異なる抵抗値を有する第２の抵抗素子と、
   を含み、
   前記制御部は、前記駆動状態の変動範囲が区分けされた第１の区分と前記第１のクランプスイッチとが対応付けられ、かつ、前記駆動状態の変動範囲が区分けされた前記第１の区分と異なる第２の区分と前記第２のクランプスイッチとが対応付けられた設定情報を予め保持し、前記検出された駆動状態が含まれる区分に対応する前記第１のクランプスイッチ又は前記第２のクランプスイッチを前記設定情報から抽出し、前記抽出した前記第１のクランプスイッチ又は前記第２のクランプスイッチを用いる、
   駆動装置。
10. 入力される電力を変換して出力する電力変換装置であって、
    前記スイッチング素子と、
    前記スイッチング素子を駆動する請求項１〜９のいずれか１項に記載の駆動装置とを備える、
    電力変換装置。
11. 前記制御パラメータは、前記充電用スイッチのオン時間である充電時間であり、
    前記制御部は、前記抽出した前記充電時間に基づいて前記駆動部を制御する、
    請求項１に記載の駆動装置。
12. 前記検出部は、前記導通電流を直接的又は間接的に前記駆動状態として検出する、
    請求項１に記載の駆動装置。