JP6428412B2 - 電圧コンバータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電圧コンバータを制御する電圧コンバータ制御装置に関する。

従来、スイッチング素子の動作により入力電圧と出力電圧とを変換する電圧コンバータの制御装置において、スイッチング素子のスイッチングスピードを可変とした装置が知られている。例えば特許文献１には、ＤＣ−ＤＣコンバータ（電圧コンバータ）の入力電圧または入力電圧の上昇率の判定値が所定の基準値を超えたとき、スイッチング素子のスイッチングスピードを低下させることが記載されている。

特開２０１０−８８２９１号公報

特許文献１の装置は、電圧コンバータの電流方向が入力側から出力側への一方向であることを前提とし、急激な電圧上昇に伴うオーバーシュート（リンギング）を防止することのみを目的としている。
しかし、例えば電圧コンバータの負荷回路として回転機を駆動する電力変換器が接続される構成では、回転機の力行及び回生動作の切替えに伴い、電圧コンバータを流れる電流方向が切替わる。このとき、高電位側及び低電位側スイッチング素子のデッドタイムの影響により出力電圧が瞬間的に乱れ、サージ電圧が発生する。サージ電圧がスイッチング素子の耐圧を超えると、スイッチング素子が破壊するおそれがある。特許文献１には、このような問題について何ら言及されていない。

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、双方向に電圧を変換可能な電圧コンバータに適用される電圧コンバータ制御装置において、電流方向の切替わり時に発生するサージ電圧によるスイッチング素子の破壊を防止する電圧コンバータ制御装置を提供することにある。

本発明の電圧コンバータ制御装置は、直流電源と負荷回路との間に設けられ、リアクトル、相補的にスイッチング動作しリアクトルにおける電気エネルギーの蓄積及び放出を繰り返す高電位側及び低電位側のスイッチング素子、並びに、スイッチング素子に並列に接続され低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードを備え、直流電源側の入力電圧（Ｖｉｎ）と負荷回路側の出力電圧（Ｖｏｕｔ）とを双方向に変換可能であり、且つ、スイッチング素子が動作するスイッチングスピードを可変制御可能である電圧コンバータに適用される。

この電圧コンバータ制御装置は、スイッチング信号生成部、及びスイッチングスピード制御部を備える。スイッチング信号生成部は、スイッチング素子を操作するスイッチング信号を生成する。スイッチングスピード制御部は、電圧コンバータに流れるコンバータ電流（Ｉｄｄｃ）を少なくとも一つのパラメータとしてスイッチングスピードを変更する。
スイッチングスピード制御部は、コンバータ電流の絶対値が所定値以下の領域において、スイッチング素子のＯＮスピード又はＯＦＦスピードの少なくとも一方を低下させるようにスイッチングスピードを変更することを特徴とする。

スイッチング動作時には、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦに伴う急激な電流変化により、電流微分値に比例するサージ電圧が発生する。これに加え、電流方向の切替わり時には、デッドタイムの影響によるサージ電圧が重畳する。しかし、デッドタイムを確保する限り、デッドタイムの影響によるサージ電圧を低減することは困難である。
そこで本発明では、「コンバータ電流の絶対値が所定値以下の領域」をコンバータ電流の方向が切替わる領域とみなし、当該領域においてスイッチングスピードを低下させる。これにより、スイッチング動作に伴うサージ電圧を低減し、トータルのサージ電圧を低減する。したがって、電流方向の切替わり時におけるスイッチング素子の破壊を防止することができる。

ところで、スイッチングスピードを低下させることの背反として損失が増大するため、スイッチングスピードを低下させる領域を最小限に抑えることが望まれる。そこで、好ましくは、スイッチングスピード制御部は、さらに電圧コンバータの出力電圧、又はスイッチング素子の温度（Ｔｓｗ）をパラメータとし、「コンバータ電流の絶対値が所定値以下であり、且つ、電圧コンバータの出力電圧、又はスイッチング素子の温度が所定値以上である領域」において、スイッチングスピードを変更する。

つまり、コンバータ電流の絶対値が所定値以下であっても、出力電圧が所定値よりも低い場合、又は、スイッチング素子温度が所定値よりも低い場合にはスイッチング素子が破壊するおそれは無いと判断し、スイッチングスピードを低下させない。これにより、損失低減領域を広げることができる。
また、スイッチングスピード制御部は、一つ以上のパラメータの値とスイッチングスピードとの関係を規定したマップ又は関係式に基づいて、スイッチングスピードを変更することが好ましい。これにより、確実かつ簡単にスイッチングスピードを変更することができる。

本発明の特許請求の範囲の記載において、請求項１は、「コンバータ電流の絶対値が所定値以下のとき、スイッチングスピードを低下させる」という原則を規定し、従属請求項２及び３は、「コンバータ電流の絶対値が所定値以下であっても、電圧コンバータの出力電圧、又はスイッチング素子の温度によっては、スイッチングスピードを低下させなくてよい場合がある」という例外を規定するものである。
したがって、請求項１の「コンバータ電流の絶対値が所定値以下のとき、スイッチングスピードを低下させる」という記載は、「常に低下させる」と解釈するのではく、「例外を考慮しない場合に原則として低下させる」という意味で解釈することが相当である。

本発明の第１実施形態による電圧コンバータ制御装置が適用されるシステムの概略構成図。 モータジェネレータの力行時におけるコンバータ電流検出を説明する図。 モータジェネレータの回生時におけるコンバータ電流検出を説明する図。 本発明の第１実施形態による電圧コンバータ制御装置の制御ブロック図。 スイッチングスピードとサージ電圧との関係を説明する図。 電流方向の切替わり時におけるデッドタイムの影響を説明する図。 電圧コンバータのドライブ回路の一例（定電流駆動）の構成図。 電圧コンバータのドライブ回路の別例（定電圧駆動）の構成図。 コンバータ電流の絶対値とスイッチングスピードとの関係を示すマップ。 コンバータ電流の絶対値とスイッチングスピードとの関係を示すマップ。 本発明の第２実施形態による電圧コンバータ制御装置が適用されるシステムの概略構成図。 本発明の第２実施形態による電圧コンバータ制御装置の制御ブロック図。 各パラメータとスイッチングスピードとの関係を示すマップ。 本発明の第３実施形態による電圧コンバータ制御装置が適用されるシステムの概略構成図。 本発明の第４実施形態による電圧コンバータ制御装置においてコンバータ電流を推定する構成を示す概略構成図。 本発明の第５実施形態による電圧コンバータ制御装置においてコンバータ電流を推定する構成を示す概略構成図。

以下、本発明の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。複数の実施形態において実質的に同一の構成には、同一の符号を付して説明を省略する。
各実施形態の電圧コンバータ制御装置は、例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータを駆動するシステムの電圧コンバータに適用される。

（第１実施形態）
本発明の第１実施形態について、図１〜図１０を参照して説明する。
［電圧コンバータの全体構成］
第１実施形態の電圧コンバータ制御装置が適用される電圧コンバータを含むシステム全体の構成について、図１を参照して説明する。
電圧コンバータ２０１は、バッテリ１とモータジェネレータ（図中「ＭＧ」と記す。）８を駆動するインバータ７との間に設けられ、バッテリ１側の直流入力電圧Ｖｉｎと、インバータ７側の直流出力電圧Ｖｏｕｔとを双方向に変換する装置であり、いわゆるＤＣ−ＤＣコンバータである。
電圧コンバータ２０１は、モータジェネレータ８の力行動作時には昇圧コンバータとして動作し、モータジェネレータ８の回生動作時には降圧コンバータとして動作する。

まず、電圧コンバータ２０１の範囲外のシステム構成について説明する。
「直流電源」としてのバッテリ１は、例えばニッケル水素電池、リチウムイオン電池等の充放電可能な二次電池である。なお、他の実施形態では、電気二重層キャパシタ等により直流電源を構成してもよい。

「負荷回路」及び「電力変換器」としてのインバータ７は、ブリッジ接続された６つのスイッチング素子により構成され、電圧コンバータ２０１の出力電圧Ｖｏｕｔが印加される。インバータ７は、ＰＷＭ制御や位相制御によって各相のスイッチング素子が動作し、直流電力を三相交流電力に変換してモータジェネレータ８に供給する。インバータ７の入力部には、出力電圧Ｖｏｕｔを平滑化する平滑コンデンサ２９が設けられる。

「回転機」としてのモータジェネレータ８は、例えば永久磁石式同期型の三相交流電動機である。モータジェネレータ８は、駆動輪を駆動するトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジンや駆動輪から伝達されるトルクを発電によってエネルギー回収する発電機としての機能を兼ね備える。

電圧コンバータ制御装置５０１には、外部の車両制御回路（図示しない）からの電圧指令Ｖｒｅｆ、入力電圧センサ４１が検出した入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧センサ４２が検出した出力電圧Ｖｏｕｔ等の信号が入力される。電圧コンバータ制御装置５０１は、これらの情報に基づいて、スイッチング素子２３、２４を操作するスイッチング（図中「ＳＷ」と記す。）信号を演算し、電圧コンバータ２０１のドライブ回路６１、６２に出力する。電圧コンバータ制御装置５０１の詳細な構成については後述する。
なお、他の実施形態では、電圧指令Ｖｒｅｆを外部から取得するのでなく、電圧コンバータ制御装置５０１の内部で電圧指令Ｖｒｅｆを演算してもよい。

次に、電圧コンバータ２０１の構成について説明する。電圧コンバータ２０１は、リアクトル２１、高電位側及び低電位側のスイッチング素子２３、２４、並びに、還流ダイオード２５、２６を含む。
リアクトル２１は、電流の変化に伴って発生する誘起電圧による電気エネルギーを蓄積及び放出可能である。
以下、リアクトル２１を通って電圧コンバータ２０１に流れる電流を「コンバータ電流Ｉｄｄｃ」という。コンバータ電流Ｉｄｄｃの符号は、バッテリ１側からインバータ７側へ流れる方向を正、インバータ７側からバッテリ１側へ流れる方向を負とする。

高電位側スイッチング素子２３及び低電位側スイッチング素子２４は、例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）で構成されている。高電位側スイッチング素子２３は、リアクトル２１の出力端である中間点Ｎとインバータ７の高電位ラインＬｐとの間に接続され、低電位側スイッチング素子２４は、中間点Ｎとインバータ７の低電位ラインＬｇとの間に接続されている。各スイッチング素子２３、２４には、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオード２５、２６が並列に接続されている。

高電位側スイッチング素子２３及び低電位側スイッチング素子２４は、電圧コンバータ制御装置５０１からのスイッチング信号Ｕ、Ｌに基づき相補的にＯＮ／ＯＦＦし、同期整流回路を構成する。以下では、適宜、高電位側スイッチング素子２３を「上アーム２３」といい、低電位側スイッチング素子２４を「下アーム２４」という。

第１実施形態では、ＮＰＮ型トランジスタである上アーム２３及び下アーム２４は、センスセルＳｃＵ、ＳｃＬを有している。センスセルＳｃＵ、ＳｃＬは、センス抵抗３３、３４を介して上アーム２３、下アーム２４のエミッタに電気的に接続されており、コレクタ電流に比例しコレクタ電流より小さい電流が流れる。電流検出部３１、３２は、センス抵抗３３、３４の両端電圧に基づき、上アーム２３のコレクタ電流である上アーム電流Ｉｈ、及び、下アーム２４のコレクタ電流である下アームＩｌを検出する。
このように、第１実施形態では、スイッチング素子２３、２４が電流検出機能を有している。

次に、モータジェネレータ８の力行時、回生時における電圧コンバータ２０１の挙動、並びに、スイッチング素子２３、２４のセンスセルＳｃＵ、ＳｃＬによる電流検出について、図２、図３を参照して説明する。各図（ａ）は、コンバータ電流Ｉｄｄｃが流れる経路及び方向を示し、各図（ｂ）は、スイッチング素子２３、２４のＯＮ／ＯＦＦに伴うコンバータ電流Ｉｄｄｃの変化を示す。

各図（ａ）、（ｂ）を通じて、「上アーム２３がＯＮ、下アーム２４がＯＦＦ」のときの電流を太実線で示し、「上アーム２３がＯＦＦ、下アーム２４がＯＮ」のときの電流を太破線で示す。また、その図における主な説明対象でない部分を細線で示す。
なお、各図（ｂ）において、デッドタイムの図示を省略する。

図２に示す力行時には、上アーム２３がＯＦＦで下アーム２４がＯＮのとき、破線矢印で示すように、バッテリ１からリアクトル２１に正方向のコンバータ電流Ｉｄｄｃが流れ、リアクトル２１に電気エネルギーが蓄積される。このとき、下アーム２４のセンスセルＳｃＬで下アーム電流Ｉｌ（破線）を検出することができる。すなわち、このとき検出された下アーム電流Ｉｌは、コンバータ電流Ｉｄｄｃの情報として有効である。

一方、上アーム２３がＯＮで下アーム２４がＯＦＦのとき、実線矢印で示すように、上下アームの中間点Ｎから還流ダイオード２５を通って、高電位ラインＬｐへ正方向のコンバータ電流Ｉｄｄｃが流れる。そして、リアクトル２１に蓄積された電気エネルギーが放出され、入力電圧Ｖｉｎに誘起電圧が重畳された出力電圧Ｖｏｕｔがインバータ７側に出力される。このとき、上アーム２３のセンスセルＳｃＵでは、上アーム電流Ｉｈ（実線）を検出することができない。

図３に示す回生時には、上アーム２３がＯＮで下アーム２４がＯＦＦのとき、実線矢印で示すように、インバータ７側からバッテリ１に負方向のコンバータ電流Ｉｄｄｃが流れ、バッテリ１に電力が回生される。このとき、上アーム２３のセンスセルＳｃＵで上アーム電流Ｉｈ（実線）を検出することができる。すなわち、このとき検出された上アーム電流Ｉｈは、コンバータ電流Ｉｄｄｃの情報として有効である。

一方、上アーム２３がＯＦＦで下アーム２４がＯＮのとき、インバータ７側からの回生電流は遮断され、破線矢印で示すように、低電位ラインＬｇから還流ダイオード２６を通って、中間点Ｎへ負方向のコンバータ電流Ｉｄｄｃが流れる。このとき、下アーム２４のセンスセルＳｃＬでは、下アーム電流Ｉｌ（破線）を検出することができない。

なお、他の実施形態では、スイッチング素子２３、２４に加え、還流ダイオード２５、２６にもセンスセルを設けてもよい。その場合、図２（ｂ）、図３（ｂ）における実線期間及び破線期間を合わせて常時電流検出が可能となる。

［電圧コンバータ制御装置の構成］
次に、電圧コンバータ制御装置５０１の構成について、図４を参照して説明する。電圧コンバータ制御装置５０１は、マイコン等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。電圧コンバータ制御装置５０１は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。

電圧コンバータ制御装置５０１は、電圧制御部５１、スイッチング信号生成部５２、有効電流選択部５３、及び、スイッチングスピード制御部５４を備える。
電圧制御部５１は、電圧指令Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔとの偏差ΔＶｏｕｔに基づくフィードバック演算、及び、入力電圧Ｖｉｎと電圧指令Ｖｒｅｆとの比に基づくフィードフォワード演算により、目標ｄｕｔｙを演算する。

スイッチング信号生成部５２は、電圧制御部５１が演算した目標ｄｕｔｙに基づき、上アーム２３を操作するスイッチング信号Ｕ、及び、下アーム２４を操作するスイッチング信号Ｌを生成する。スイッチング信号ＵのＯＮ期間とスイッチング信号ＬのＯＮ期間との間には、高電位ラインＬｐと低電位ラインＬｇとの短絡を防止するため、上アーム２３及び下アーム２４を同時にＯＦＦするデッドタイムが設定される。

有効電流選択部５３は、スイッチング信号生成部５２からスイッチング信号Ｕ、Ｌを取得し、現在の上アーム２３及び下アーム２４のスイッチング状態を把握する。そして、現在のスイッチング状態に応じて、電流検出部３１、３２が検出した上アーム電流Ｉｈ、下アーム電流Ｉｌのうち有効な電流（図２、図３参照）を選択し、コンバータ電流Ｉｄｄｃとしてスイッチングスピード制御部５４に出力する。

力行時に下アーム２４がＯＮのとき、下アーム電流Ｉｌについて「｜Ｉｌ｜＞’０’」ならば、「Ｉｄｄｃ＝Ｉｌ」とする。また、回生時に上アーム２３がＯＮのとき、上アーム電流Ｉｈについて「｜Ｉｈ｜＞’０’」ならば、「Ｉｄｄｃ＝−Ｉｈ」とする。
ここで「’０’」とは、厳密な０に限らず、実質的に０とみなし得る範囲の値を含む。

スイッチングスピード制御部５４は、ドライブ回路６１、６２にスイッチングスピード信号を出力し、スイッチング素子２３、２４のスイッチングスピードを変更する。第１実施形態では、スイッチングスピード制御部５４は、有効電流選択部５３から取得したコンバータ電流Ｉｄｄｃをパラメータとして、スイッチングスピードを変更することを特徴とする。スイッチングスピードを変更する目的、具体的な変更方法については後述する。

なお、有効電流選択部５３の上記判断にて「Ｉｌ＞’０’」、「Ｉｈ＜’０’」が成立しないとき、すなわち、力行時の「Ｉｌ≒０」、及び、回生時の「Ｉｈ≒０」のときは、コンバータ電流Ｉｄｄｃの情報が得られないため、スイッチングスピード制御部５４におけるスイッチングスピードの変更判断が禁止される。

［スイッチングスピード制御］
次に、スイッチングスピード制御部５４がコンバータ電流Ｉｄｄｃに基づいてスイッチングスピードを変更する目的について、図５、図６を参照して説明する。
図５に示すように、スイッチング動作時には、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦに伴う急激な電流変化により、電流微分値に比例するサージ電圧（Ｖ＝−Ｌ×（ｄＩ／ｄｔ）、ただし、Ｌはリアクトル２１のインダクタンス）が発生する。このサージ電圧がスイッチング素子の耐圧を超え、スイッチング素子が破壊することを防止するため、スイッチングスピードを遅くすることによりサージ電圧を低減することは周知技術である。

これに加え、本発明では、モータジェネレータ８の力行及び回生動作の切替えに伴い、コンバータ電流Ｉｄｄｃの方向が切替わる瞬間の挙動に着目する。
図６に示すように、上アーム２３及び下アーム２４のｄｕｔｙ信号にはデッドタイムが生成されている。例えば、下アームのＯＦＦ＿ｄｕｔｙ５０％に対し片側５％のデッドタイム相当分を確保する場合、上アームのＯＮ＿ｄｕｔｙは４０％に設定される。

この例で、力行時（Ｉｄｄｃ＞０）における昇圧比（＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）は、下アーム２４のＯＦＦ＿ｄｕｔｙを基準として、式（１．１）で表される。
Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ（力行）＝１／０．５＝２．０ ・・・（１．１）
また、回生時（Ｉｄｄｃ＜０）における昇圧比は、上アーム２３のＯＮ＿ｄｕｔｙを基準として、式（１．２）で表される。
Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ（回生）＝１／０．４＝２．５ ・・・（１．２）

したがって、力行時から回生時に切替わる瞬間、昇圧比が不連続に変化する。そのため、上記のスイッチング動作によるサージ電圧とは別のサージ電圧が発生する。本明細書では、このサージ電圧を「デッドタイムの影響によるサージ電圧」という。つまり、コンバータ電流Ｉｄｄｃの方向が切替わる時には、スイッチング動作によるサージ電圧と、デッドタイムの影響によるサージ電圧とが重畳することとなる。

デッドタイムを確保する限り、デッドタイムの影響によるサージ電圧を低減することは困難である。そこで本発明では、コンバータ電流Ｉｄｄｃの方向が切替わるゼロクロス点を跨ぐ領域においてスイッチングスピードを低下させることにより、スイッチング動作に伴うサージ電圧を低減し、トータルのサージ電圧を低減するという思想に基づき、スイッチング素子の耐圧破壊からの保護を図る。また、それ以外の領域ではスイッチングスピードを低下させないことにより、可及的に損失を低減することができる。

具体的には、「コンバータ電流の絶対値｜Ｉｄｄｃ｜が所定値以下の領域」において、スイッチング素子２３、２４のＯＮスピード又はＯＦＦスピードの少なくとも一方を低下させる。ただし、上アーム２３と下アーム２４とは相補的にＯＮ／ＯＦＦする必要があるため、上アーム２３のＯＮスピードと下アーム２４のＯＦＦスピード、上アーム２３のＯＦＦスピードと下アーム２４のＯＮスピードは、同調して変更されることが好ましい。

次に、スイッチングスピードを可変制御可能とするドライブ回路６１、６２の構成例について、図７、図８を参照して説明する。図７、図８では、上アーム２３用のドライブ回路６１１、６１２を例示するが、下アーム２４用のドライブ回路６２にも同様に適用可能である。

（定電流駆動）
図７に、定電流駆動のドライブ回路６１１を示す。ドライブ回路６１１のＯＮ駆動用回路は、基準電圧設定部６３１、コンパレータ６４１、ＯＮ駆動用（Ｐチャネル）ＦＥＴ６５、及びＯＮ駆動用抵抗６７を含む。基準電圧設定部６３１の高電位側、及びＯＮ駆動用抵抗６７の一端には端子電圧Ｖｏｍが印加される。
コンパレータ６４１の第１入力端子は、ＯＮ駆動用抵抗６７とＯＮ駆動用ＦＥＴ６５のドレインとの間に接続され、第２入力端子は、基準電圧設定部６３１の低電位側に接続される。コンパレータ６４１の出力端子は、ＯＮ駆動用ＦＥＴ６５のゲートに接続される。

同様に、ＯＦＦ駆動用回路は、基準電圧設定部６３２、コンパレータ６４２、ＯＦＦ駆動用（Ｎチャネル）ＦＥＴ６６、及びＯＦＦ駆動用抵抗６８を含む。基準電圧設定部６３２の低電位側は、ＯＦＦ駆動用ＦＥＴ６６のソース、及び上アーム２３のエミッタに接続される。
コンパレータ６４２の第１入力端子は、上アーム２３のベースとＯＦＦ駆動用抵抗６８との間に接続され、第２入力端子は、基準電圧設定部６３２の高電位側に接続される。コンパレータ６４２の出力端子は、ＯＦＦ駆動用ＦＥＴ６６のゲートに接続される。

制御回路６９１は、基準電圧設定部６３１、６３２に対し、定電流を設定する基準電圧を変更する。これにより、上アーム２３のＯＮスピード及びＯＦＦスピードを無段階で変更することができる。基準電圧の変更方法としては、次の方法がある。
１）基準電圧源を複数有し、電圧源を切替えることで、出力する基準電圧を変更する。
２）抵抗分圧比を切替え、出力する基準電圧を変更する。

（定電圧駆動）
図８に、定電圧駆動のドライブ回路６１２を示す。ドライブ回路６１２のＯＮ駆動用回路は、抵抗値の異なる複数のＯＮ駆動用抵抗６７１、６７２、６７３に接続された複数のＯＮ駆動用（Ｐチャネル）ＦＥＴ６５１、６５２、６５３を有する。制御回路６９２がいずれかのＯＮ駆動用ＦＥＴ６５１、６５２、６５３にゲート信号を指令することにより、上アーム２３のＯＮスピードを段階的に変更することができる。

同様に、ドライブ回路６１２のＯＦＦ駆動用回路は、抵抗値の異なる複数のＯＦＦ駆動用抵抗６８１、６８２、６８３に接続された複数のＯＦＦ駆動用（Ｎチャネル）ＦＥＴ６６１、６６２、６６３を有する。制御回路６９２がいずれかのＯＦＦ駆動用ＦＥＴ６６１、６６２、６６３にゲート信号を指令することにより、上アーム２３のＯＦＦスピードを段階的に変更することができる。

次に、スイッチングスピードの切替えパターンについて、図９、図１０を参照して説明する。第１実施形態では、上述のように、コンバータ電流Ｉｄｄｃを唯一のパラメータとして、スイッチングスピード制御部５４がスイッチングスピードを変更する。
図９（ａ）の例では、コンバータ電流の絶対値｜Ｉｄｄｃ｜が閾値Ｉｔｈ以下のとき、低スピードＳ１とし、コンバータ電流の絶対値｜Ｉｄｄｃ｜が閾値Ｉｔｈを超えたとき、高スピードＳ２とする。

図９（ｂ）の例では、コンバータ電流の絶対値｜Ｉｄｄｃ｜が次第に低下するとき、第１閾値Ｉｔｈ１で高スピードＳ２から低スピードＳ１に切替え、コンバータ電流の絶対値｜Ｉｄｄｃ｜が次第に上昇するとき、第２閾値Ｉｔｈ２（＞Ｉｔｈ１）で低スピードＳ１から高スピードＳ２に切替えるというようにヒステリシスを設ける。これにより、ハンチングを防止し、制御を安定させることができる。

図９（ｃ）の例では、コンバータ電流の絶対値｜Ｉｄｄｃ｜が第１閾値Ｉｔｈ１以下のとき低スピードＳ１、第１閾値Ｉｔｈ１を超えて第２閾値Ｉｔｈ２以下のとき中スピードＳ２、第２閾値Ｉｔｈ２を超えたとき高スピードＳ３というように、多段階に切替える。
また、図１０の例では、コンバータ電流の絶対値｜Ｉｄｄｃ｜が閾値Ｉｔｈ以下の領域で、絶対値｜Ｉｄｄｃ｜に応じて、スイッチングスピードを低スピードＳ１から高スピードＳ２まで線形、すなわち無段階に変化させる。

このようにスイッチングスピードの切替えパターンは適宜設定してよい。また、マップでなく、関係式を用いてスイッチングスピードを切替えてもよい。コンバータ電流の絶対値｜Ｉｄｄｃ｜とスイッチングスピードとの関係を規定したマップや関係式を用いることにより、確実かつ簡単にスイッチングスピードを変更することができる。

以上のように、電圧コンバータ制御装置５０１のスイッチングスピード制御部５４は、「コンバータ電流の絶対値｜Ｉｄｄｃ｜が所定値以下の領域」において、スイッチング素子２３、２４のＯＮスピード又はＯＦＦスピードの少なくとも一方のスイッチングスピードを低下させる。これにより、電流方向の切替わり時におけるスイッチング素子２３、２４の破壊を防止すことができる。また、それ以外の領域ではスイッチングスピードを低下させないことにより、可及的に損失を低減することができる。

また、第１実施形態では、スイッチング素子２３、２４が電流検出可能なセンスセルＳｃｕ、ＳｃＬを有しており、スイッチングスピード制御部５４は、その電流検出値を取得する。これにより、コンバータ電流Ｉｄｄｃを正確に検出し、高精度にスイッチングスピードを変更することができる。また、電圧コンバータ２０１に電流センサを設ける必要がないため、電圧コンバータ２０１の部品点数及びコストを低減することができる。

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態について、図１１〜図１３を参照して説明する。
図１１に示すように、第２実施形態の電圧コンバータ２０２には、スイッチング素子２３、２４の温度を検出する温度センサ４３、４４が設けられている。温度センサは、例えばスイッチング素子に感温ダイオードを埋め込むことにより構成される。或いは、スイッチング素子２３、２４のケースやスイッチング素子温度と相関の取れる場所にサーミスタを設けてもよい。また、２つのスイッチング素子２３、２４の温度のうち高い方の温度と相関のある温度を検出可能であれば、温度センサは一箇所に設けてもよい。

電圧コンバータ制御装置５０２は、温度センサ４３、４４が検出したスイッチング素子２３、２４の温度のうち、例えば高い方の温度をスイッチング素子温度Ｔｓｗとして取得する。或いは、平均温度や加重平均温度を用いてもよい。
図１２に示すように、スイッチングスピード制御部５４は、コンバータ電流Ｉｄｄｃに加え、出力電圧Ｖｏｕｔ及びスイッチング素子温度Ｔｓｗをパラメータとして取得する。出力電圧Ｖｏｕｔは、フィードバック制御用に取得される値を援用可能である。そして、スイッチングスピード制御部５４は、２つ又は３つのパラメータに基づいて、スイッチングスピードを変更する。

上記第１実施形態では、スイッチング素子２３、２４を耐圧破壊から保護する観点からコンバータ電流の絶対値｜Ｉｄｄｃ｜が所定値以下の領域においてスイッチングスピードを低下させる。しかし、その背反として損失が増大するため、スイッチングスピードを低下させる領域（以下「スピード低下領域」と略す。）を最小限に抑えることが望まれる。
そこで第２実施形態では、コンバータ電流の絶対値｜Ｉｄｄｃ｜が所定値以下であっても、出力電圧Ｖｏｕｔが所定値よりも低い場合、又は、スイッチング素子温度Ｔｓｗが所定値よりも低い場合にはスイッチング素子２３、２４が破壊するおそれは無いと判断し、スイッチングスピードを低下させない。すなわち、「スピード低下領域を絞り込む」ことを特徴とする。

２つ又は３つのパラメータに基づくスイッチングスピードの切替えパターンについて、図１３を参照して説明する。図１３では「スピード低下領域」を斜線で示す。斜線以外の領域は、スイッチングスピードを低下させない、すなわち高スピードを維持する領域を意味する。

図１３（ａ）、（ｂ）は、コンバータ電流の絶対値｜Ｉｄｄｃ｜を第１パラメータとし、出力電圧Ｖｏｕｔ又はスイッチング素子温度Ｔｓｗのいずれか一方を第２パラメータとするスピード低下領域の設定パターンを２次元マップで示す。なお、第２パラメータとして出力電圧Ｖｏｕｔを用いる場合、温度センサ４３、４４を備えない電圧コンバータ２０１（図１）にも適用可能であるが、便宜上、ここで一緒に説明する。

図１３（ａ）の例では、コンバータ電流の絶対値｜Ｉｄｄｃ｜が閾値Ｉｔｈ以下であり、且つ、出力電圧Ｖｏｕｔ又はスイッチング素子温度Ｔｓｗが閾値Ｖｔｈ、ＴｔＨ以上である領域をスピード低下領域に設定する。
図１３（ｂ）の例では、コンバータ電流の絶対値｜Ｉｄｄｃ｜が第１閾値Ｉｔｈ１以下のとき、出力電圧Ｖｏｕｔ又はスイッチング素子温度Ｔｓｗによらずスピード低下領域に設定し、コンバータ電流の絶対値｜Ｉｄｄｃ｜が第１閾値Ｉｔｈ１を超えて第２閾値Ｉｔｈ２のとき、出力電圧Ｖｏｕｔ又はスイッチング素子温度Ｔｓｗが閾値Ｖｔｈ、ＴｔＨ以上である領域をスピード低下領域に設定する。

図１３（ｃ）は、３つのパラメータに基づくスピード低下領域の設定パターンを３次元マップで示す。この例では、コンバータ電流の絶対値｜Ｉｄｄｃ｜が閾値Ｉｔｈ以下、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値Ｖｔｈ以上、且つ、スイッチング素子温度Ｔｓｗが閾値Ｔｔｈ以上の領域をスピード低下領域に設定する。
また、マップでなく、関係式を用いて「スピード低下領域」を算出してもよい。各パラメータの値とスイッチングスピードとの関係を規定したマップや関係式を用いることにより、確実かつ簡単にスイッチングスピードを変更することができる。

このように、コンバータ電流の絶対値｜Ｉｄｄｃ｜が所定値以下であっても、出力電圧Ｖｏｕｔが所定値よりも低い領域、又は、スイッチング素子温度Ｔｓｗが所定値よりも低い領域を「スピード低下領域」から除外することにより、スイッチング損失の低減領域を拡大することができる。よって、スイッチング素子の耐圧破壊を防止しつつ、システムの電力効率を向上させることができる。
実際の製品では、スイッチング素子の保護と損失低減との優先度のバランスに応じて、採用するマップ又は関係式を決めることが好ましい。

（第３実施形態）
以下の第３〜第５実施形態は、電圧コンバータ制御装置によるコンバータ電流Ｉｄｄｃの取得に関し、スイッチング素子２３、２４の電流センスセルＳｃＵ、ＳｃＬを用いる方法以外の方法でコンバータ電流Ｉｄｄｃを取得するものである。
図１４に示す第３実施形態の電圧コンバータ２０３は、リアクトル２１と中間点Ｎとの間に、コンバータ電流Ｉｄｄｃを検出する電流センサ３５を設けている。これにより、電圧コンバータ制御装置５０３は、コンバータ電流Ｉｄｄｃの検出値を直接的に取得する。

（第４実施形態）
第４、第５実施形態では、インバータ７にモータジェネレータ８が接続されたシステム構成を前提として、インバータ７がモータジェネレータ８に出力するＭＧ電力Ｐｍからインバータ７の入力電力Ｐｉｎｖを推定し、さらに、インバータ入力電力Ｐｉｎｖからコンバータ電流Ｉｄｄｃを推定する。

図１５に第４実施形態の概略構成を示す。第４実施形態の電圧コンバータ２０４は、第３実施形態のような電流センサや、第１、第２実施形態のようなスイッチング素子のセンサセルを備えないか、少なくともその検出値を用いない。
電圧コンバータ制御装置５０４については、コンバータ電流Ｉｄｄｃの推定に関連する部分のみを図示する。その他、電圧制御部５１及びスイッチング信号生成部５２の構成は図４、図１２と同様である。電圧コンバータ制御装置５０４は、角速度算出部５７、ＭＧ電力推定部５８４、コンバータ電流推定部５９を含む。また、一例の構成として、ｄｑ変換部５５、トルク推定部５６をさらに含む。

ｄｑ変換部５５は、回転角センサ８５が検出した電気角θに基づき、電流センサ４５、４６が検出した相電流Ｉｖ、Ｉｗをｄｑ変換し、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを算出する。用いる相電流はどの２相の電流でもよく、３相の電流を検出してもよい。
トルク推定部５６は、周知のトルク推定式を用いて、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑからトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔを算出する。
角速度算出部５７は、電気角θを時間微分し、角速度ωを算出する。

ＭＧ電力推定部５８４は、角速度ω及びトルクｔｒｑを取得し、式（２．１）を用いてＭＧ電力Ｐｍを推定する。
Ｐｍ＝ω×ｔｒｑ ・・・（２．１）
なお、トルクｔｒｑとして、トルク推定部５６からトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔを取得する構成に代えて、トルク指令値ｔｒｑ^*、又は図示しないトルクセンサの検出値ｔｒｑ＿ｓｎｓを取得してもよい。また、インバータ制御装置がトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔを演算する場合、そのトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔを援用してもよい。

コンバータ電流推定部５９は、式（３）により、ＭＧ電力Ｐｍにインバータ７及び配線の損失Ｐｌｏｓｓを加え、インバータ入力電力Ｐｉｎｖを推定する。損失Ｐｌｏｓｓは、モータジェネレータ８の回転数、トルク、直流電圧のマップから算出される。
Ｐｉｎｖ＝Ｐｍ＋Ｐｌｏｓｓ ・・・（３）
そして、式（４．１）に示すように、電圧コンバータ２０４の出力電力Ｐｄｄｃとインバータ入力電力Ｐｉｎｖとが等しいと仮定する。
Ｐｄｄｃ＝Ｐｉｎｖ ・・・（４．１）

「電力変換器」としてのインバータを複数備えるシステムでは、複数のインバータの入力電力の総和がコンバータ出力電力Ｐｄｄｃに等しいと仮定する。例えば、インバータを２台備えるシステムにおいて、上記同様に導出された第１インバータの入力電力Ｐｉｎｖ１、第２インバータの入力電力Ｐｉｎｖ２に対し、式（４．２）が成り立つ。
Ｐｄｄｃ＝Ｐｉｎｖ１＋Ｐｉｎｖ２ ・・・（４．２）

さらにコンバータ電流推定部５９は、電圧コンバータ２０４の出力電力Ｐｄｄｃと出力電圧Ｖｏｕｔとから、式（５）を用いてコンバータ電流Ｉｄｄｃを算出する。
Ｉｄｄｃ＝Ｐｄｄｃ／Ｖｏｕｔ ・・・（５）
以上のように算出されたコンバータ電流Ｉｄｄｃの推定値に基づき、スイッチングスピード制御部５４は、スイッチングスピードを変更する。

（第５実施形態）
図１６に第５実施形態の概略構成を示す。電圧コンバータ２０４は、第４実施形態と同じ構成である。第５実施形態の電圧コンバータ制御装置５０５は、第４実施形態に対し、ＭＧ電力推定部５８５によるＭＧ電力Ｐｍの推定方法が異なる。
ＭＧ電力推定部５８５は、電流センサ４５、４６が検出した相電流Ｉｖ、Ｉｗ、及び、電圧センサ４７、４８が検出した線間電圧Ｖｕ−ｖ、Ｖｖ−ｗに基づき、相電流実効値Ｉｅｆｆ及び線間電圧実効値Ｖｅｆｆを算出する。なお、相電流、線間電圧を取得する相は適宜選択してよい。また、電気角θに基づき、電圧と電流との位相差φを算出する。
そして、ＭＧ電力推定部５８５は、式（２．２）を用いてＭＧ電力Ｐｍを推定する。
Ｐｍ＝（√３）×Ｖｅｆｆ×Ｉｅｆｆ×ｃｏｓφ ・・・（２．２）

また、第５実施形態の変形例では、ｄｑ座標上での電圧ベクトルの振幅Ｖｄｑ、及び、電流ベクトルの振幅Ｉｄｑを算出し、式（２．３）を用いてＭＧ電力Ｐｍを推定する。
Ｐｍ＝Ｖｄｑ×Ｉｄｑ×ｃｏｓφ ・・・（２．３）
なお、位相差φは、固定座標系でも回転座標系でも同じである。

コンバータ電流推定部５９におけるＭＧ電力Ｐｍに基づくコンバータ電流Ｉｄｄｃの推定は、第４実施形態と同様である。
以上のように第４、第５実施形態では、電流センサを用いずにコンバータ電流Ｉｄｄｃを推定するため、電圧コンバータ２０４の部品点数及びコストを低減することができる。また、第４実施形態では、モータジェネレータ８の角速度ω（又は回転数）及びトルクｔｒｑに基づき、第５実施形態では、モータジェネレータ８の電圧及び電流に基づき、コンバータ出力電力Ｐｄｄｃを高精度に推定することができる。

（その他の実施形態）
上記実施形態では、電圧コンバータの負荷回路として、直流電圧を三相交流電圧に変換してモータジェネレータ８を駆動するインバータ７を例示している。その他、電圧コンバータの負荷回路として、例えば直流電動機を駆動するＨブリッジ回路を用いてもよい。

上記実施形態では、モータジェネレータ８の力行から回生への切替えに伴いコンバータ電流Ｉｄｄｃが正から負に切替わるときと、回生から力行への切替えに伴いコンバータ電流Ｉｄｄｃが負から正に切替わるときとの挙動を区別せず、いずれの場合も同様にスイッチングスピードを変更する。
これに対し、力行から回生への切替えと回生から力行への切替えにおけるサージ電圧の影響が大きく異なる場合、コンバータ電流Ｉｄｄｃの正から負、又は、負から正の１方向変化のみに対してスイッチングスピードを変更する処置を取ってもよい。或いは、コンバータ電流Ｉｄｄｃの変化方向に応じて、閾値等の条件を変えてもよい。

インバータ等の負荷回路から電力を供給される駆動対象は、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源として用いられるモータジェネレータに限らず、車両の補機用や、車両以外の電車、昇降機、一般機械等に用いられる回転機であってもよい。また、電圧コンバータの電流方向が切替わる可能性があるものであれば、回転機以外の装置を駆動対象としてもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１ ・・・バッテリ（直流電源）、
２０１〜２０４・・・電圧コンバータ、
２１・・・リアクトル、
２３・・・高電位側スイッチング素子（上アーム）、
２４・・・低電位側スイッチング素子（下アーム）、
２５、２６・・・還流ダイオード
５０１〜５０５・・・電圧コンバータ制御装置、
５２・・・スイッチング信号生成部、
５４・・・スイッチングスピード制御部、
７ ・・・インバータ（負荷回路、電力変換器）、
８ ・・・モータジェネレータ（回転機）。

Claims (8)

1. 直流電源（１）と負荷回路（７）との間に設けられ、リアクトル（２１）、相補的にスイッチング動作し前記リアクトルにおける電気エネルギーの蓄積及び放出を繰り返す高電位側及び低電位側のスイッチング素子（２３、２４）、並びに、前記スイッチング素子に並列に接続され低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオード（２５、２６）を備え、前記直流電源側の入力電圧（Ｖｉｎ）と前記負荷回路側の出力電圧（Ｖｏｕｔ）とを双方向に変換可能であり、且つ、前記スイッチング素子が動作するスイッチングスピードを可変制御可能である電圧コンバータ（２０１〜２０４）に適用される電圧コンバータ制御装置であって、
   前記スイッチング素子を操作するスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部（５２）と、
   前記電圧コンバータに流れるコンバータ電流（Ｉｄｄｃ）を少なくとも一つのパラメータとして前記スイッチングスピードを変更するスイッチングスピード制御部（５４）と、
   を備え、
   前記スイッチングスピード制御部は、前記コンバータ電流の絶対値が所定値以下の領域において、前記スイッチング素子のＯＮスピード又はＯＦＦスピードの少なくとも一方を低下させるように前記スイッチングスピードを変更することを特徴とする電圧コンバータ制御装置。
2. 前記スイッチングスピード制御部は、さらに前記電圧コンバータの出力電圧をパラメータとし、
   前記コンバータ電流の絶対値が所定値以下であり、且つ、前記電圧コンバータの出力電圧が所定値以上である領域において、前記スイッチングスピードを変更することを特徴とする請求項１に記載の電圧コンバータ制御装置。
3. 前記スイッチングスピード制御部は、さらに前記スイッチング素子の温度（Ｔｓｗ）をパラメータとし、
   前記コンバータ電流の絶対値が所定値以下であり、且つ、前記スイッチング素子の温度が所定値以上である領域において、前記スイッチングスピードを変更することを特徴とする請求項１または２に記載の電圧コンバータ制御装置。
4. 前記スイッチングスピード制御部は、一つ以上の前記パラメータの値と前記スイッチングスピードとの関係を規定したマップ又は関係式に基づいて、前記スイッチングスピードを変更することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の電圧コンバータ制御装置。
5. 高電位側及び低電位側の前記スイッチング素子は、電流検出可能なセンスセルを有しており、
   前記直流電源から前記負荷回路に電力が供給される力行時に、高電位側の前記スイッチング素子がＯＦＦで低電位側の前記スイッチング素子がＯＮのとき、前記スイッチングスピード制御部は、低電位側の前記スイッチング素子の前記センスセルによる電流検出値を前記コンバータ電流として取得し、
   前記負荷回路から前記直流電源に電力が回生される回生時に、高電位側の前記スイッチング素子がＯＮで低電位側の前記スイッチング素子がＯＦＦのとき、前記スイッチングスピード制御部は、高電位側の前記スイッチング素子の前記センスセルによる電流検出値を前記コンバータ電流として取得することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の電圧コンバータ制御装置。
   
6. 前記負荷回路として一つ以上の電力変換器が接続された電圧コンバータに適用され、
   前記電力変換器の入力電力（Ｐｉｎｖ）の総和に基づき前記電圧コンバータの出力電力（Ｐｄｄｃ）を推定し、
   前記スイッチングスピード制御部は、前記電圧コンバータの出力電力に基づいて推定した電流推定値を前記コンバータ電流として取得することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の電圧コンバータ制御装置。
7. 前記電力変換器に回転機が接続された構成において、
   前記回転機の回転数及びトルクに基づいて、前記電圧コンバータの出力電力を推定することを特徴とする請求項６に記載の電圧コンバータ制御装置。
8. 前記電力変換器に回転機が接続された構成において、
   前記回転機の電圧及び電流に基づいて、前記電圧コンバータの出力電力を推定することを特徴とする請求項６に記載の電圧コンバータ制御装置。

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