JP5558174B2

JP5558174B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP5558174B2
Application number: JP2010086152A
Authority: JP
Inventors: 健一伊東; 直人菊地; 秀樹戸嶋; 雅志小林; 裕一志茂; 勉瀬川
Original assignee: Toyota Motor Corp; Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Motor Corp; Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 2010-04-02
Filing date: 2010-04-02
Publication date: 2014-07-23
Anticipated expiration: 2030-04-02
Also published as: JP2011217583A

Description

本発明は、入力端に入力した電位を上昇させて出力端に出力するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

特許文献１には、入力端（電源のプラス端子が接続されている箇所）に入力した電位を上昇させて出力端に出力するＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。入力端と出力端を接続する入出力ラインには、コイルとダイオード（上アーム側ダイオード）が介装されている。ダイオードは、コイルより出力端側に介装されており、カソードが出力端側を向く向きに介装されている。コイルとダイオードの間の入出力ラインと基準電位ラインの間にスイッチング素子（下アーム側スイッチング素子）が接続されている。スイッチング素子をオンすると、入力端からコイルとスイッチング素子を介して基準電位ラインへと電流が流れる。スイッチング素子をオフすると、入力端の電位に、コイルの誘導電圧を加えた電位が、ダイオードのアノードに印加される。したがって、入力端からコイルとダイオードを介して出力端へと電流が流れる。これによって、入力端の電位よりも大きい電位が出力端に出力される。スイッチング素子を繰り返しオン・オフすることで、出力端に高電位を出力することができる。

特開２００６−４２５３６号公報

上述したように、ＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチング素子がオフしているときにダイオードに順電流が流れる。その状態でスイッチング素子がターンオンすると、ダイオードに逆電圧が印加される。ダイオードに順電流が流れている状態でダイオードに逆電圧が印加されると、ダイオードに瞬間的に大きな逆電流（以下、サージ電流という）が流れる。また、サージ電流が流れた後に、ダイオードに流れる電流が周期的に変動するリンギングと呼ばれる現象が生じる。機器の誤動作防止のために、サージ電流やリンギングを極力低減する必要がある。

ダイオードを流れる順電流の電流値は、出力端に接続されている負荷の状態によって変化する。例えば、出力端にインバータを介してモータが接続されている場合、モータの仕事量が大きい期間では、ダイオードを流れる順電流の電流値が大きい。モータの仕事量が小さい期間では、ダイオードを流れる順電流の電流値が小さい。
ダイオードを順方向に流れる電流値が大きい状態でスイッチング素子がターンオンすると、サージ電流やリンギングが大きくなる。一方、ダイオードを順方向に流れる電流値が小さい状態でスイッチング素子がターンオンする場合には、ダイオードにそれほど高いサージ電流やリンギングは生じない。

ダイオードに逆電圧が印加されたときに生じるサージ電流やリンギングの大きさは、スイッチング素子のスイッチング速度にも依存して変化する。高速度でスイッチングすれば大きなサージ電流やリンギングが発生するのに対し、低速度でスイッチングすれば小さなサージ電流やリンギングしか発生しない。

上記したように、ＤＣ−ＤＣコンバータでは、ダイオードを順方向に流れる電流値の大きさと、スイッチング素子のスイッチング速度によって、ダイオードに逆電圧が加わった時に生じるサージ電流やリンギングの大きさが異なる。
従来の技術では、素子や回路を保護するために、ダイオードに高電流が流れている状態でスイッチング素子がターンオンしてもサージ電流やリンギングを十分に低減できるように、スイッチング素子のスイッチング速度を遅く設定していた。
しかしながら、ダイオードに流れる電流値が低い場合には、スイッチング速度を速くしても、それほど高いサージ電流やリンギングは生じない。すなわち、従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、ダイオードに流れる電流が低いために高速度でスイッチングしても問題が生じない場合にまでスイッチング速度を遅くしているため、スイッチング損失が大きいという問題があった。

本明細書では、上述した実情を鑑み、スイッチング損失を低減できるとともに、ダイオードのサージ電流及びリンギングを低減することができるＤＣ−ＤＣコンバータを実現する技術を開示する。

上述した問題を解決する方法の１つとして、ダイオードに流れている電流値を直接的に検出し、その検出値に基づいてスイッチング素子のスイッチング速度を制御することが考えられる。しかしながら、そのためには極めて高速な処理が必要とされ、事実上困難である。本明細書で開示するＤＣ−ＤＣコンバータは、以下の構成を有している。

本明細書で開示するＤＣ−ＤＣコンバータは、入力端に入力した電位を上昇させて出力端に出力する。このＤＣ−ＤＣコンバータは、入力端と出力端の間を接続する入出力ラインと、コイルと、第１ダイオードと、基準電位ラインと、第１スイッチング素子と、第２スイッチング素子と、制御手段を有している。コイルは、入出力ラインに介装されている。第１ダイオードは、コイルより出力端側の入出力ラインに介装されており、カソードが出力端を向く向きに介装されている。第１スイッチング素子は、コイルと第１ダイオードの間の入出力ラインと基準電位ラインの間に接続されている。第２スイッチング素子は、第１スイッチング素子と並列に接続されている。制御手段は、コイルを出力端側に向けて流れる電流値が基準値以上である時間帯が継続する第１高電流期間では、前記電流値が基準値以上である時間帯と基準値未満である時間帯とが繰り返される低電流期間より、第１スイッチング素子をターンオンさせてから第２スイッチング素子をターンオンさせるまでの時間差を長く設定して、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の両者がオンしている状態と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の両者がオフしている状態を交互に切り換える。
上記でダイオードを第１ダイオードといい、高電流期間を第１高電流期間というのは、後記する第２ダイオードと第２高電流期間と区別するためである。

出力端に接続されている負荷の仕事量が大きな期間では、コイルを大きな電流が流れる高電流期間となる。高電流期間では、コイルの出力端側に流れる電流値が、基準値以上である時間帯が継続する。出力端に接続されている負荷の仕事量が小さな期間では、コイルを小さな電流が流れる低電流期間となる。低電流期間では、コイルの出力端側に流れる電流値が、基準値以上である時間帯と基準値未満である時間帯が繰り返される。
このＤＣ−ＤＣコンバータでは、低電流期間では、第１スイッチング素子がターンオンしてから第２スイッチング素子がターンオンするまでの時間差が短く設定される。その時間差をゼロにまで短くしてもよい。並列に接続されている第１スイッチング素子と第２スイッチング素子は、協同することによって、一つのスイッチング装置を構成していると評価することができる。前記時間差を短く設定することは、そのスイッチング装置のスイッチング速度が速い状態であると評価することができる。前記時間差を短く設定することによって、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子によるスイッチング損失を小さく抑えることができる。また、低電流期間では、ダイオードを流れる電流が小さいので、ダイオードに印加される電圧が急速度で逆電圧に切り換えられても、高いサージ電流やリンギングは生じない。
一方、高電流期間状態では、第１スイッチング素子がターンオンしてから第２スイッチング素子がターンオンするまでの時間差が長く設定される。第１スイッチング素子と第２スイッチング素子で構成されているスイッチング装置のスイッチング速度が遅くされる。この結果、ダイオードのアノード電位は緩やかに低下し、ダイオードに印加される電圧が比較的ゆっくりと逆電圧に切り換えられる。これによって、高いサージ電流やリンギングが生じることが抑制される。

このように、このＤＣ−ＤＣコンバータでは、高いサージ電流やリンギングが生じない範囲内で、負荷の状態に応じて、２つのスイッチング素子のターンオン時間差を変化させる。高いサージ電流やリンギングが生じない範囲で、スイッチング損失を最小限に抑えることができる。
また、高電流期間であるのか低電流期間であるのかは、コイルに流れる電流の過去の値に基づいて特定することができる。すなわち、高電流期間であるのか低電流期間であるのかを、スイッチング素子のスイッチングに先立って特定しておくことができる。したがって、２つのスイッチング素子のターンオン時間差を適切に制御することができる。

上述したＤＣ−ＤＣコンバータで、降圧コンバータを兼用させることができる。この場合には、第１ダイオードと並列に接続されている第３スイッチング素子と、第３スイッチング素子と並列に接続されている第４スイッチング素子と、第１スイッチング素子と並列に接続されている第２ダイオードを付加する。第２ダイオードは、カソードが入出力ラインを向く向きに接続する。この場合、制御手段は、コイルを入力端側に向けて流れる電流値が基準値以上である時間帯が継続する第２高電流期間では、前記した低電流期間より、第３スイッチング素子をターンオンさせてから第４スイッチング素子をターンオンさせるまでの時間差を長く設定して、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の両者がオンしているともに第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の両者がオフしている状態と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の両者がオフしているともに第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の両者がオンしている状態を交互に切り換える。

このような構成によれば、負荷が発電機となって出力端の電位が高くなる場合に、出力端の電位を低下させて入力端に供給することができる。これによって、入力端に接続されている電源を充電することができる。
また、このＤＣ−ＤＣコンバータでは、第２高電流期間（第２ダイオードに高電流が流れている期間）には、第３スイッチング素子をターンオンさせてから第４スイッチング素子をターンオンさせるまでの時間差が長く設定されるので、第２ダイオードのアノード電位は緩やかに低下し、第２ダイオードに印加される電圧が比較的ゆっくりと逆電圧に切り換えられる。これによって、第２ダイオードによって高いサージ電流やリンギングが生じることが抑制される。
一方、低電流期間（第２ダイオードに高電流が流れていない期間）には、第３スイッチング素子をターンオンさせてから第４スイッチング素子をターンオンさせるまでの時間差が短く設定される（同時でもよい）ので、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子のスイッチング損失が低減される。この場合には、第２ダイオードに流れる電流が小さいので、サージ電流やリンギングが高くなることもない。
このＤＣ−ＤＣコンバータは、降圧コンバータを兼用し、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子におけるスイッチング損失を低減することができ、第２ダイオードに逆電圧が印加された時に発生するサージ電流及びリンギングの大きさを抑制することができる。

上述したＤＣ−ＤＣコンバータでは、制御手段が、コイルに流れる電流の検出値に基づいて前記した低電流期間にあるのか否かを判別することが好ましい。
このＤＣ−ＤＣコンバータによれば、コイルに流れる電流を検出することで、高電流期間にあるのか低電流期間にあるのかを正確に特定してスイッチング素子を制御することができる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の回路図。力行期間における電流Ｉ_Ｌを示すグラフ。回生期間における電流Ｉ_Ｌを示すグラフ。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の回路図。ゼロクロス期間における電流Ｉ_Ｌを示すグラフ。時間差Δｔ１、Δｔ２を決定する処理を示すフローチャート。逆電圧印加時におけるダイオードを流れる電流Ｉ_Ｄを示すグラフ。ＤＣ−ＤＣコンバータ２００の回路図。高電流期間における電流Ｉ_Ｌを示すグラフ。低電流期間における電流Ｉ_Ｌを示すグラフ。

以下に説明する実施例の特徴を最初に列記する。
（特徴１）第１ダイオードを、並列に接続した一対のダイオードで構成する。一方の第１ダイオードと第１スイッチング素子を並列に接続し、他方の第１ダイオードと第２スイッチング素子を並列に接続し、両並列回路を並列に接続する。
（特徴２）第２ダイオードを、並列に接続した一対のダイオードで構成する。一方の第２ダイオードと第３スイッチング素子を並列に接続し、他方の第２ダイオードと第４スイッチング素子を並列に接続し、両並列回路を並列に接続する。
（特徴３）基準値をゼロ電流とする。
（特徴４）コイルと直列に抵抗を挿入し、その抵抗の電圧差検出回路を設ける。

図１は、実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の回路図を示している。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、直流電源２６によって入力端子１２と入力側基準端子１４の間に印加される電圧を昇圧し、昇圧した電圧を出力端子１６と出力側基準端子１８の間に出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、ハイブリッドカーに搭載されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の端子１６、１８は、インバータを介してハイブリッドカー駆動用のモータ（図示省略）に接続されている。

端子１２、１４間には、直流電源２６と抵抗２８が直列に接続されている。入力側基準端子１４は、アースライン２０によって出力側基準端子１８に接続されている。アースライン２０は接地されており、接地電圧に維持される。アースライン２０は、基準電位ラインということができる。入力端子１２には、入力ライン２２が接続されている。出力端子１６には、出力ライン２４が接続されている。入力ライン２２には、コイル３０が介装されている。以下では、コイル３０より入力端子１２側の入力ライン２２を第１入力ライン２２ａといい、コイル３０を挟んで入力端子１２と反対側の入力ライン２２を第２入力ライン２２ｂという。第１入力ライン２２ａには、電流測定用の抵抗３６が介装されている。抵抗３６より入力端子１２側の第１入力ライン２２ａとアースライン２０の間には、コンデンサ３２が接続されている。第２入力ライン２２ｂとアースライン２０の間には、ＩＧＢＴ４０（第３スイッチング素子の実施例）、ダイオード４２（第２ダイオードの実施例）、ＩＧＢＴ４４（第４スイッチング素子の実施例）、及び、ダイオード４６（２個目の第２ダイオードの実施例）が互いに並列に接続されている。ダイオード４２、４６は、第２入力ライン２２ｂ側がカソードとなるように接続されている。第２入力ライン２２ｂと出力ライン２４の間には、ＩＧＢＴ５０（第１スイッチング素子の実施例）、ダイオード５２（第１ダイオードの実施例）、ＩＧＢＴ５４（第２スイッチング素子の実施例）、及び、ダイオード５６（２個目の第１ダイオードの実施例）が互いに並列に接続されている。ダイオード５２、５６は、出力ライン２４側がカソードとなるように接続されている。出力ライン２４とアースライン２０の間には、コンデンサ３４が接続されている。図示していないが、各ＩＧＢＴ４０、４４、５０、５４のゲートには、ゲート制御回路６０が接続されている。ゲート制御回路６０は、各ＩＧＢＴ４０、４４、５０、５４のゲート電圧を制御する。

ゲート制御回路６０は、ＩＧＢＴ４０、４４がオンであるとともにＩＧＢＴ５０、５４がオフである状態（以下、下アームオン状態という）と、ＩＧＢＴ４０、４４、５０、５４がオフである状態（以下、全オフ状態という）と、ＩＧＢＴ４０、４４がオフであるとともにＩＧＢＴ５０、５４がオンである状態（以下、上アームオン状態という）とを繰り返し実現する。より詳細には、ゲート制御回路６０は、下アームオン状態、全オフ状態、上アームオン状態、全オフ状態の順に各状態が繰り返されるように、ＩＧＢＴ４０、４４、５０、５４を制御する。ゲート制御回路６０は、下アームオン状態、全オフ状態、上アームオン状態、全オフ状態からなる１サイクルを一定の周期で繰り返す。具体的には、下アームオン状態となる期間は約４０μsecであり、次の全オフ状態となる期間は約１０μsecであり、上アームオン状態となる期間は約４０μsecであり、次の全オフ状態となる期間は約１０μsecである。つまり、上記１サイクルは、約１００μsecの周期で繰り返される。
上記各状態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１０内の電流経路は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０に接続されているモータの状態によって異なる。以下に、各期間におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１０内の電流経路について説明する。

（力行期間）
モータが仕事をしている場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０からモータに電力が供給される力行期間となる。図２は、力行期間において、コイル３０を出力端子１６に向けて流れる電流Ｉ_Ｌの変化を示している。なお、以下の説明では、コイル３６を第１入力ライン２２ａから第２入力ライン２２ｂに向かって流れる方向を、電流Ｉ_Ｌのプラスとする。

図２の時間帯Ｔ１では、ゲート制御回路６０は、下アームオン状態となる。下アームオン状態では、ＩＧＢＴ４０、４４がオンすることにより、第２入力ライン２２ｂの電位がアースライン２０の電位と略等しくなる。したがって、ダイオード５２、５６には逆電圧が印加される。下アームオン状態では、図１の矢印１００に示すように、ＩＧＢＴ４０、４４を通って、入力端子１２から入力側基準端子１４に向かって電流が流れる。下アームオン状態では、コイル３０の誘導電圧（この場合、電流Ｉ_Ｌと逆方向に印加される電圧）が徐々に低下するので、図２の時間帯Ｔ１では電流Ｉ_Ｌが徐々に増加する。

時間帯Ｔ２では、ゲート制御回路６０は、全オフ状態となる。すると、コイル３０の誘導電圧が、第２入力ライン２２ｂを昇圧する方向に印加される。したがって、第２入力ライン２２ｂの電位が、直流電源２６の電圧にコイル３０の誘導電圧を重畳した電位に上昇する。これにより、第２入力ライン２２ｂの電位が出力ライン２４の電位より高くなる。このため、図１の矢印１０２に示すように、ダイオード５２、５６を通って、入力端子１２から出力端子１６に向かって電流が流れる。全オフ状態では、コイル３０の誘導電圧（この場合、電流Ｉ_Ｌと同じ方向に印加される電圧）が徐々に低下するので、図２の時間帯Ｔ２に示すように電流Ｉ_Ｌは徐々に低下する。

図２の時間帯Ｔ３では、ゲート制御回路６０は、上アームオン状態となる。この場合も、全オフ状態と同様にして電流が流れ（図１の矢印１０２参照）、電流Ｉ_Ｌは徐々に低下する。

図２の時間帯Ｔ４では、ゲート制御回路６０は、全オフ状態となる。この場合も、図１の矢印１０２に示すように電流が流れ、電流Ｉ_Ｌは徐々に低下する。時間帯Ｔ４が終了すると、再度時間帯Ｔ１〜Ｔ４が繰り返される。

以上に説明したように、力行期間では、図１の矢印１００に示す経路で電流が流れる状態（図２の時間帯Ｔ１）と、図１の矢印１０２に示す経路で電流が流れる状態（図２の時間帯Ｔ２〜Ｔ４）とが繰り返される。これによって、出力端子１６と出力側基準端子１８の間に、直流電源２８の電圧を上昇させた電圧が印加される。図２に示すように、力行期間では、電流Ｉ_Ｌは常にゼロ以上となる。

（回生期間）
モータが回生ブレーキとして作動している場合（すなわち、モータが発電をしている場合）には、モータから直流電源２６に電力が供給される回生期間となる。図３は、回生期間において、コイル３０を流れる電流Ｉ_Ｌの変化を示している。

図３の時間帯Ｔ５では、ゲート制御回路６０は、上アームオン状態となる。上アームオン状態では、ＩＧＢＴ５０、５４がオンすることにより、第２入力ライン２２ｂの電位が出力ライン２４の電位と略等しくなる。したがって、ダイオード４２、４６には逆電圧が印加される。また、回生期間では、出力ライン２４の電位が高い。このため、図４の矢印１０４に示すように、ＩＧＢＴ５０、５４を通って、出力端子１６から入力端子１２に向かって電流が流れる。したがって、図３に示すように、コイル３０を流れる電流Ｉ_Ｌはマイナスとなる。上アームオン状態では、コイル３０の誘導電圧（この場合、電流Ｉ_Ｌと逆方向に印加される電圧）が徐々に低下するので、電流Ｉ_Ｌは徐々に低下（電流Ｉ_Ｌの絶対値は徐々に増加）する。

図３の時間帯Ｔ６では、ゲート制御回路６０は、全オフ状態となる。すると、コイル３０の誘導電圧が、第２入力ライン２２ｂを降圧する方向に印加される。これにより、第２入力ライン２２ｂの電位がアースライン２０の電位より低くなる。このため、図４の矢印１０６に示すように、ダイオード４２、４６を通って、入力側基準端子１４から入力端子１２に向かって電流が流れる。全オフ状態では、コイル３０の誘導電圧（この場合、電流Ｉ_Ｌと同じ方向に印加される電圧）が徐々に低下するので、図３の時間帯Ｔ６に示すように電流Ｉ_Ｌは徐々に増加（電流Ｉ_Ｌの絶対値は徐々に低下）する。

図３の時間帯Ｔ７では、ゲート制御回路６０は、下アームオン状態を実現する。この場合も、全オフ状態と同様にして電流が流れ（図４の矢印１０６参照）、電流Ｉ_Ｌは徐々に増加（電流Ｉ_Ｌの絶対値が徐々に低下）する。

図３の時間帯Ｔ８では、ゲート制御回路６０は、全オフ状態を実現する。この場合も、図４の矢印１０６に示すように電流が流れ、電流Ｉ_Ｌは徐々に増加（電流Ｉ_Ｌの絶対値は徐々に低下）する。時間帯Ｔ８が終了すると、再度時間帯Ｔ５〜Ｔ８が繰り返される。

以上に説明したように、回生期間では、図３の矢印１０４に示す経路で電流が流れる状態（図３の時間帯Ｔ５）と、図３の矢印１０６に示す経路で電流が流れる状態（図３の時間帯Ｔ６〜Ｔ８）とが繰り返される。これによって、端子１２、１４の間に、端子１６、１８の間の電圧を低下させた電圧が印加される。これによって、直流電源２６が充電される。図３に示すように、回生期間では、電流Ｉ_Ｌは常にゼロ未満となる。

（ゼロクロス期間）
モータの仕事量が小さい場合や、モータが仕事も発電もしていない場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０とモータとの間を移動する電力が小さい期間となる。この場合、図５に示すように、電流Ｉ_Ｌがプラスになる期間とマイナスになる期間が交互に繰り返される。本明細書では、このように電流Ｉ_Ｌが流れる期間をゼロクロス期間という。

図５の時間帯Ｔ９では、ゲート制御回路６０が下アームオン状態となる。時間帯Ｔ９では、図１の矢印１００に示すように電流が流れ、電流Ｉ_Ｌは徐々に増加する。時間帯Ｔ１０では、ゲート制御回路６０が全オフ状態となる。すると、電流が図１の矢印１０２に示すように流れる。時間帯Ｔ１１では、ゲート制御回路６０が上アームオン状態となる。時間帯Ｔ１１でも、電流が図１の矢印１０２に示すように流れる。時間帯Ｔ１０、Ｔ１１では、電流Ｉ_Ｌは徐々に低下する。時間帯Ｔ１１においてコイル３０の誘導電圧（この場合、電流Ｉ_Ｌと同じ方向に印加される電圧）が低下して、第２入力ライン２２ｂの電位が出力ライン２４の電位よりも低くなると、図４の矢印１０４に示すように電流が流れる。すなわち、図５の時間帯Ｔ１２に示すように、電流Ｉ_Ｌがマイナスとなる。時間帯Ｔ１２では、電流Ｉ_Ｌは徐々に低下する（電流Ｉ_Ｌの絶対値は増加する）。時間帯Ｔ１３では、ゲート制御回路６０は、全オフ状態となる。すると、電流が図４の矢印１０６に示すように流れる。時間帯Ｔ１４では、ゲート制御回路６０は、下アームオン状態となる。時間帯Ｔ１４でも、電流が図４の矢印１０６に示すように流れる。時間帯Ｔ１３、Ｔ１４では、電流Ｉ_Ｌは徐々に増加する（電流Ｉ_Ｌの絶対値が低下する）。時間帯Ｔ１４においてコイル３０の誘導電圧（この場合、電流Ｉ_Ｌと同じ方向に印加される電圧）が低下して、第２入力ライン２２ｂの電位が出力ライン２４の電位よりも高くなると、時間帯Ｔ９の状態に戻る。このようにして、時間帯Ｔ９〜Ｔ１４が繰り返される。

以上に説明したように、ゼロクロス期間では、矢印１００、１０２、１０４、１０６に示す経路で電流が流れる期間が順番に繰り返される。

上述した各状態において、ダイオードが順電圧印加状態から逆方向通電状態に切り換えられるときには、ダイオードでサージ電流及びリンギングが生じる。例えば、力行期間では、時間帯Ｔ４（全オフ状態）から時間帯Ｔ１（下アームオン状態）に切り換えられるタイミングにおいて、ダイオード５２、５６が順電圧印加状態から逆電圧印加状態に切り換えられる。また、回生期間では、時間帯Ｔ８（全オフ状態）から時間帯Ｔ５（上アームオン状態）に切り換えられるタイミングにおいて、ダイオード４２、４６が順電圧印加状態から逆電圧印加状態に切り換えられる。このとき生じるサージ電流及びリンギングは、順電圧印加状態においてダイオードに流れる電流値が高いほど大きくなり易い。力行期間においては、ダイオード５２、５６に流れる電流値（図２の時間帯Ｔ４における電流Ｉ_Ｌと略等しい電流）が大きいので、ダイオード５２、５６でサージ電流及びリンギングが生じ易い。また、回生期間においては、ダイオード４２、４６を流れる電流値（図３の時間帯Ｔ８における電流Ｉ_Ｌの絶対値と略等しい電流）が大きいので、ダイオード４２、４６でサージ電流及びリンギングが生じ易い。一方、ゼロクロス期間では、図５に示すように、電流Ｉ_Ｌが常に小さいので、ダイオード４２、４６、５２、５６に大きな電流は流れない。このため、ダイオードで高いサージ電流及びリンギングは生じない。したがって、ゲート制御回路６０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の状態に応じて、ＩＧＢＴ４０、４４、５０、５４の制御方法を変更する。以下に、ゲート制御回路６０の制御内容を詳細に説明する。

ゲート制御回路６０は、抵抗３６の両端の電圧を検出することによって、電流Ｉ_Ｌを検出する。ゲート制御回路６０は、短い時間間隔で電流Ｉ_Ｌを繰り返し検出する。上述したように、ゲート制御回路６０は、上アームオン状態、全オフ状態、下アームオン状態、全オフ状態の順に制御を行う。ゲート制御回路６０は、この１サイクル中に複数回にわたって電流Ｉ_Ｌの検出を繰り返し、検出された電流Ｉ_Ｌの各検出値を記憶する。例えば、現在が上アームオン状態である場合には、前回の上アームオン状態から現在までの間に検出された電流Ｉ_Ｌの各検出値を記憶する。ゲート制御回路６０は、記憶している電流Ｉ_Ｌの各検出値に基づいて、図６に示すフローチャートに従って制御を行う。

ステップＳ２では、記憶している電流Ｉ_Ｌの各検出値の中から、その絶対値が最小である検出値が特定される。そして、特定された検出値の絶対値が、閾値Ｉ_ＬＴＨ以上であるか否かが判定される。閾値Ｉ_ＬＴＨは、略ゼロとみなせる電流Ｉ_Ｌの値であり、ノイズや測定誤差等を考慮して設定されている。図５に示すように、ゼロクロス期間にある場合には、電流Ｉ_Ｌの絶対値の最小値はゼロとなる。ゼロクロス期間にある場合には、ステップＳ２でＮＯと判定され、ステップＳ４で時間差Δｔ１、Δｔ２が０nsecに設定される。時間差Δｔ１、Δｔ２については、後に詳述する。

ステップＳ６では、直近に検出された電流Ｉ_Ｌがプラスであるかマイナスであるかが判定される。
力行期間にある場合には、ステップＳ６でＹＥＳと判定される。この場合には、ステップＳ８で、時間差Δｔ１が５０nsecに設定され、時間差Δｔ２が０nsecに設定される。
一方、回生期間にある場合には、ステップＳ６でＮＯと判定される。この場合には、ステップＳ１０で、時間差Δｔ１が０nsecに設定され、時間差Δｔ２が５０nsecに設定される。
ゲート制御回路６０は、図６の処理を所定の周期で繰り返し実行し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の状態（力行期間、回生期間、または、ゼロクロス期間）に応じて時間差Δｔ１、Δｔ２を設定する。なお、図６の処理は、上記１サイクル毎に実行してもよいし、上記１サイクルより長い間隔で実行してもよい。複数サイクルに１回実施する場合、ステップＳ２では、直前サイクル内の最小値で判断してもよいし、複数サイクル内の最小値で判断してもよい。

上述した時間差Δｔ１は、全オフ状態から下アームオン状態に切り換える際に、ＩＧＢＴ４０をターンオンしてからＩＧＢＴ４４をターンオンするまでの時間差を意味する。また、時間差Δｔ２は、全オフ状態から上アームオン状態に切り換える際に、ＩＧＢＴ５０をターンオンしてからＩＧＢＴ５４をターンオンするまでの時間差を意味する。

上述したように、力行期間では、時間差Δｔ１が５０nsecに設定される。したがって、全オフ状態から下アームオン状態に切り換える際に、ＩＧＢＴ４０がターンオンしてから５０nsec後にＩＧＢＴ４４がターンオンする。このため、ＩＧＢＴ４０とＩＧＢＴ４４が同時にターンオンする場合に比べて、第２入力ライン２２ｂの電位の低下速度が小さくなる。これにより、全オフ状態から下アームオン状態に切り換える際に、ダイオード５２、５６を流れる電流Ｉ_Ｄの低下速度ｄＩ_Ｄ／ｄｔが小さくなる。図７は、全オフ状態から下アームオン状態に切り換えるときのダイオード５２、５６を流れる電流Ｉ_Ｄの変化を示している。グラフＡ１は時間差Δｔ１を０nsecとした場合の電流Ｉ_Ｄを示しており、グラフＡ２は時間差Δｔ１を５０nsecとした場合の電流Ｉ_Ｄを示している。図７に示すように、時間差Δｔ１を５０nsecとすると、時間差Δｔ１が０nsecである場合に比べて、切り換え時における電流Ｉ_Ｄの低下速度ｄＩ_Ｄ／ｄｔが小さくなる（電流が低下する傾きが緩やかになる）。これによって、切り換え後に生じるサージ電流Ｉｓが小さくなり（すなわち、サージ電流Ｉｓの絶対値が小さくなる）、サージ電流Ｉｓ後のリンギングの振幅も小さくなる。このように、力行期間では、ＩＧＢＴ４０とＩＧＢＴ４４のターンオンのタイミングに時間差が設けられることで、ダイオード５２、５６で高いサージ電流及びリンギングが生じることが抑制される。

また、回生期間では、時間差Δｔ２が５０nsecに設定される。したがって、全オフ状態から上アームオン状態に切り換える際に、ＩＧＢＴ５０がターンオンしてから５０nsec後にＩＧＢＴ５４がターンオンする。このため、ＩＧＢＴ５０とＩＧＢＴ５４が同時にターンオンする場合に比べて、第２入力ライン２２ｂの電位の上昇速度が小さくなる。これにより、全オフ状態から上アームオン状態に切り換える際に、ダイオード４２、４６で高いサージ電流及びリンギングが生じることが抑制される。このように、回生期間では、ＩＧＢＴ５０とＩＧＢＴ５４のターンオンのタイミングに差が設けられることで、ダイオード４２、４６で高いサージ電流及びリンギングが生じることが抑制される。

一方、ゼロクロス期間では、時間差Δｔ１、Δｔ２が０nsecに設定される。したがって、全オフ状態から下アームオン状態に切り換える際にＩＧＢＴ４０とＩＧＢＴ４４が略同時にターンオンし、全オフ状態から上アームオン状態に切り換える際にもＩＧＢＴ５０とＩＧＢＴ５４が略同時にターンオンする。ゼロクロス期間では、ダイオード４２、４６、５２、５６に高い電流が流れないので、切り換え時に第２入力ライン２２ｂの電位が急激に変化しても、ダイオードで高いサージ電流及びリンギングが生じない。また、このようにＩＧＢＴのターンオンタイミングを略同時とすることで、ＩＧＢＴで生じるスイッチング損失を低減することができる。

以上に説明したように、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が力行期間にあるか、回生期間にあるか、ゼロクロス期間にあるかによって、並列に接続されたＩＧＢＴ間のターンオンの時間差が変更される。ダイオードでサージ電流及びリンギングが生じ易い力行期間及び回生期間では、並列に接続されたＩＧＢＴのターンオンタイミングをずらすことで、サージ電流及びリンギングを抑制する。また、ダイオードでサージ電流及びリンギングが生じ難いゼロクロス期間では、並列に接続されたＩＧＢＴのターンオンタイミングを略同時とすることで、スイッチング損失を低減する。このＤＣ−ＤＣコンバータ１０によれば、一定値以上のサージ電流及びリンギングを発生させず、かつ、スイッチング損失を従来よりも低減することができる。

なお、上述した第１実施例では、制御回路６０は、上アームオン状態、全オフ状態、下アームオン状態、全オフ状態からなる１サイクル中における電流Ｉ_Ｌの各検出値に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の状態（すなわち、力行期間であるか、ゼロクロス期間であるか、回生期間であるか）を判定した。このように、少なくとも１サイクル中の電流Ｉ_Ｌに基づくことで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の状態を正確に判定することができる。
なお、１サイクルより長い期間中における電流Ｉ_Ｌに基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の状態を判定してもよい。但し、状態の判定に用いる期間をあまり長くすると、その期間の最初において電流Ｉ_Ｌの絶対値が閾値Ｉ_ＬＴＨ未満であったがその期間中に電流Ｉ_Ｌの絶対値が増大しているときにまで、ゼロクロス期間であると判定されるおそれがある。したがって、判定用の期間の最初において電流Ｉ_Ｌの絶対値が閾値Ｉ_ＬＴＨ未満であり、その後に電流Ｉ_Ｌが最大の増加速度で増加したとしても、判定用の期間中における電流Ｉ_Ｌの最大値が適正な電流値（すなわち、過大なサージ電流やリンギングが生じない電流値）となるように、判定用の期間の長さが設定されている必要がある。電流Ｉ_Ｌの増加速度の最大値は回路の特性によって定まる。
また、上述した第1実施例では、判定用の期間中における電流Ｉ_Ｌの絶対値の最小値に基づいてＤＣ−ＤＣコンバータ１０の状態を判定したが、他の値に基づいて状態を判定してもよい。例えば、判定用の期間中における電流Ｉ_Ｌの最大値や平均値等に基づいて状態を判定してもよい。

上述した第１実施例の構成要素と、請求項の構成要素との対応関係について説明する。入力ライン２２と出力ライン２４は、請求項の入出力ラインの実施例に相当する。ダイオード５２、５６は、請求項の第１ダイオードの実施例である。ダイオード５２、５６の一方については省略することが可能である。ＩＧＢＴ４０は、請求項の第１スイッチング素子の実施例である。ＩＧＢＴ４４は、請求項の第２スイッチング素子の実施例である。ダイオード４２、４６は、請求項の第２ダイオードの実施例である。ダイオード４２、４６の一方については省略することが可能である。ＩＧＢＴ５０は、請求項の第３スイッチング素子の実施例である。ＩＧＢＴ５４は、請求項の第４スイッチング素子の実施例である。また、力行期間は請求項の第１高電流期間の一例であり、ゼロクロス期間は請求項の低電流期間の一例であり、回生期間は請求項の第２高電流期間の一例である。

（第２実施例）
上述した第１実施例では、回生状態（モータが回生運転しているときに直流電源を充電する状態）が可能なＤＣ−ＤＣコンバータについて説明した。しかしながら、回生状態を実現できないＤＣ−ＤＣコンバータでも、上記の技術を適用することができる。

図８は、第２実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ２００の回路図を示している。ＤＣ−ＤＣコンバータ２００は、第１実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ１０から、ＩＧＢＴ５０、５４及びダイオード４２、４６、５２を取り除いた構成を有している。
ゲート制御回路６０は、ＩＧＢＴ４０、４４をオンさせたオン状態と、ＩＧＢＴ４０、４４をオフさせたオフ状態が交互に繰り返されるように、ＩＧＢＴ４０、４４を制御する。

図９は、モータが仕事をしている場合における電流Ｉ_Ｌの変化を示している。時間帯Ｔ１５に示すオン状態では、図８の矢印２０２に示すように、ＩＧＢＴ４０、４４を通って、入力端子１２から入力側基準端子１４に向かって電流が流れる。この場合、電流Ｉ_Ｌは徐々に増加する。時間帯Ｔ１６においてオフ状態に切り換えると、コイル３０の誘導電圧によって第２入力ライン２２ｂの電位が上昇する。したがって、図８の矢印２０４に示すように、ダイオード５６を通って、入力端子１２から出力端子１６に向かって電流が流れる。この場合、図９の時間帯Ｔ１６に示すように、電流Ｉ_Ｌは徐々に低下する。モータが仕事をしている場合には、図９に示すように、電流Ｉ_Ｌが常にゼロ以上となる第１高電流期間となる。第１高電流期間ではダイオード５６に高電流が流れるので、オフ状態からオン状態に切り換えるとき（すなわち、ダイオード５６に逆電圧が印加されるとき）に、ダイオード５６でサージ電流及びリンギングが発生し易い。

図１０は、モータの仕事量が小さい場合における電流Ｉ_Ｌの変化を示している。この場合には、出力端子１６の電位が既に高い状態にある。この場合、オン状態では図８の矢印２０２に示すように電流が流れ、図１０の時間帯Ｔ１７に示すように電流Ｉ_Ｌは徐々に増加する。時間帯Ｔ１８でオフ状態に切り換えると、コイル３０の誘導電圧によって第２入力ライン２２ｂの電位が上昇し、図８の矢印２０４に示すように電流が流れる。しかしながら、出力端子１６の電位が既に高いので、コイル３０の誘導電圧が低下すると、ダイオード５６のアノード電位が出力端子１６の電位よりも低くなる。これによって、ダイオード５６に電流が流れなくなり、電流Ｉ_Ｌが略ゼロとなる。モータが仕事をしていない場合には、図１０に示すように、電流Ｉ_Ｌがゼロより大きい期間と略ゼロと等しい期間が繰り返される低電流期間となる。低電流期間では、ダイオード５６に高い電流が流れないので、オフ状態からオン状態に切り換えるときでも、ダイオード５６でサージ電流及びリンギングが発生することがない。

第２実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ２００では、ゲート制御回路６０が、短い時間間隔で電流Ｉ_Ｌを繰り返し検出し、オン状態からオフ状態までの１サイクル中に複数回にわたって検出された電流Ｉ_Ｌの各検出値を記憶する。そして、記憶している電流Ｉ_Ｌの各検出値の中で、絶対値が最小である検出値が特定される。特定された検出値の絶対値が閾値Ｉ_ＬＴＨ以上である場合（すなわち、第１高電流期間である場合）には、時間差Δｔ１が５０nsecに設定される。したがって、オフ状態からオン状態に切り換えるときに、ＩＧＢＴ４０がターンオンしてから５０nsec後にＩＧＢＴ４４がターンオンする。このように、第１高電流期間ではＩＧＢＴ４０、４４のターンオンタイミングがずれるので、ダイオード５６で高いサージ電流及びリンギングが生じることが抑制される。
また、特定された検出値（絶対値が最小の検出値）の絶対値が閾値Ｉ_ＬＴＨ未満である場合（すなわち、低電流期間である場合）には、時間差Δｔ１が０nsecに設定される。したがって、オフ状態からオン状態に切り換えるときに、ＩＧＢＴ４０とＩＧＢＴ４４が略同時にターンオンする。このように、ダイオード５６でサージ電流及びリンギングが発生し難い低電流期間では、ＩＧＢＴ４０とＩＧＢＴ４４が略同時にターンオンされるので、スイッチング損失が低減される。

なお、上述した第１実施例及び第２実施例では、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いたが、ＭＯＳ−ＦＥＴ等の他のスイッチング素子を用いてもよい。

また、上述した第１実施例及び第２実施例に用いるダイオードの種類は特に限定されない。例えば、ＳｉＣやＧａＮ等のワイドバンドギャップ半導体材料を用いたショットキーバリアダイオードを用いてもよい。このようなダイオードは、ＳｉのＰｉＮダイオードに比べてサージ電流を大幅に低減することができる一方で、高振幅のリンギングが生じ易い。上述した実施例にＳｉＣやＧａＮ等のショットキーバリアダイオードを用いた場合には、主にリンギングを抑制しながら、スイッチング損失を低減することができる。また、上述した実施例にＳｉのＰｉＮダイオードを用いた場合には、主にサージ電流を抑制しながら、スイッチング損失を低減することができる。

以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示にすぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例をさまざまに変形、変更したものが含まれる。
本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組み合わせによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組み合わせに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成するものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。

１０：ＤＣ−ＤＣコンバータ
１２：入力端子
１６：出力端子
２０：アースライン
２２：入力ライン
２４：出力ライン
２６：直流電源
２８：抵抗
３０：コイル
３２：コンデンサ
３４：コンデンサ
３６：抵抗
４０：ＩＧＢＴ
４２：ダイオード
４４：ＩＧＢＴ
４６：ダイオード
５０：ＩＧＢＴ
５２：ダイオード
５４：ＩＧＢＴ
５６：ダイオード
６０：ゲート制御回路

Claims

入力端に入力した電位を上昇させて出力端に出力するＤＣ−ＤＣコンバータであり、
入力端と出力端の間を接続する入出力ラインと、
入出力ラインに介装されているコイルと、
コイルより出力端側の入出力ラインに、カソードが出力端を向く向きに介装されている第１ダイオードと、
基準電位ラインと、
コイルと第１ダイオードの間の入出力ラインと基準電位ラインの間に接続されている第１スイッチング素子と、
第１スイッチング素子と並列に接続されている第２スイッチング素子と、
制御手段、
を有しており、
前記制御手段は、コイルを出力端側に向けて流れる電流値が基準値以上である時間帯が継続する第１高電流期間では、前記電流値が基準値以上である時間帯と基準値未満である時間帯とが繰り返される低電流期間より、第１スイッチング素子をターンオンさせてから第２スイッチング素子をターンオンさせるまでの時間差を長く設定して、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の両者がオンしている状態と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の両者がオフしている状態を交互に切り換えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
第１ダイオードと並列に接続されている第３スイッチング素子と、
第３スイッチング素子と並列に接続されている第４スイッチング素子と、
第１スイッチング素子と並列に、カソードが入出力ラインを向く向きに接続されている第２ダイオード、
をさらに有しており、
前記制御手段は、コイルを入力端側に向けて流れる電流値が基準値以上である時間帯が継続する第２高電流期間では、前記低電流期間より、第３スイッチング素子をターンオンさせてから第４スイッチング素子をターンオンさせるまでの時間差を長く設定して、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の両者がオンしているともに第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の両者がオフしている状態と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の両者がオフしているともに第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の両者がオンしている状態を交互に切り換えることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記制御手段が、コイルを流れる電流の検出値に基づいて前記低電流期間にあるか否かを判別することを特徴とする請求項１又は２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。