JP2003052178A - 3レベルインバータ装置 - Google Patents
3レベルインバータ装置Info
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Abstract
ことなく、各スイッチング素子でスナバ回路を共用する
こと。 【解決手段】 直流中性点Nと直流電源11の正極端子
との間にスナバ回路51を設けるとともに、直流中性点
Nと直流電源12の負極端子との間に第2のスナバ回路
52を設け、直流中性点Nと交流出力端子Oとの間に第
3のスナバ回路6を設け、各スイッチング素子31〜3
4がオンからオフに移行するときの電圧の立上りをスナ
バ回路6によって抑制し、スイッチング素子31または
スイッチング素子33がオンからオフに移行する過程で
スイッチング素子31または33に印加される電圧が電
源電圧を超えたときにこの電圧をスナバ回路51によっ
てクランプし、スイッチング素子32または34がオン
からオフに移行する過程でスイッチング素子32または
34に印加される電圧が電源電圧を超えたときにこの電
圧をスナバ回路52によってクランプする。
Description
タ装置に係り、特に、3モードによって直流を交流に変
換するに好適な3レベルインバータ装置に関する。
変換器として、インバータ装置が知られており、特に、
大容量のものには3レベルインバータ装置が採用されて
いる。
に直列に接続された4個のスイッチング素子がオンから
オフに移行する過程で、各スイッチング素子に過大な電
圧が印加されるのを防止するためにスナバ回路が設けら
れている。例えば、特開平7−312878号公報、特
開平8−182341号公報、特開2000−3419
61号公報に記載されているように、各スイッチング素
子ごとにスナバ回路が設けられている。インバータ装置
に用いられるスナバ回路には、コンデンサと抵抗によっ
て充放電回路を構成する充放電方式ものやスイッチング
素子に直流電源以上の電圧が印加されたときにその電圧
をクランプするクランプ方式のものがある。
各スイッチング素子ごとにスナバ回路を設けているた
め、部品点数が多く、装置の小型化を図ることが困難で
あるとともに信頼性が低下するとともに製造コストが高
くなる。
スナバ回路を設けることなく、各スイッチング素子でス
ナバ回路を共用することができる3レベルインバータ装
置を提供することにある。
に、本発明は、交流出力端子を中心にして互いに直列に
接続された第1から第4のスイッチング素子と、前記第
1から第4のスイッチング素子にそれぞれ逆並列接続さ
れた第1から第4の整流素子と、互いに直列接続された
第1の直流電源と第2の直流電源との相互接続点となる
直流中性点に接続されているとともに前記第1のスイッ
チング素子と前記第2のスイッチング素子との相互接続
点に接続された第5の整流素子と、前記直流中性点に接
続されているとともに前記第3のスイッチング素子と前
記第4のスイッチング素子との相互接続点に接続された
第6の整流素子とを備え、前記第1のスイッチング素子
と第3のスイッチング素子および前記第2のスイッチン
グ素子と第4のスイッチング素子が互いに共役な関係で
オン・オフ制御される3レベルインバータ装置におい
て、前記第1または第3のスイッチング素子がオンから
オフに移行する過程で前記第1または第3のスイッチン
グ素子に印加される電圧が電源電圧を越えたときにクラ
ンプする第1のスナバ回路と、前記第2または第4のス
イッチング素子がオンからオフに移行する過程で前記第
2または第4のスイッチング素子に印加される電圧が電
源電圧を越えたときにクランプする第2のスナバ回路
と、前記直流中性点と前記交流出力端子との間に挿入さ
れて充放電回路を構成する第3のスナバ回路とを備えて
なることを特徴とする3レベルインバータ装置を構成し
たものである。
ては、スナバ回路として、コンデンサと抵抗の直列回路
を主要素として構成された第1、第2のスナバ回路と、
コンデンサと抵抗の直列回路を構成する第3のスナバ回
路とを備え、前記第1のスナバ回路は、前記第1の直流
電源の正極端子と前記直流中性点に接続され、前記第2
のスナバ回路は、前記直流中性点と前記第2の直流電源
の負極端子に接続され、前記第3のスナバ回路は、前記
直流中性点と前記交流出力端子に接続されてなるものを
用いることができる。
にそれぞれスナバ用整流素子を並列接続することができ
る。さらに、第1スナバ回路のスナバ用整流素子は、ア
ノード側が第1の得流電源の正極端子に接続され、第2
のスナバ回路のスナバ用整流素子はカソード側が第2の
直流電源の負極端子に接続される構成となる。
に際しては、第1から第4のスイッチング素子として、
IGBTまたはMOSFETを用いることができる。
イッチング素子のうちオンからオフに移行するスイッチ
ング素子に印加される電圧の立上りを第3のスナバ回路
により遅らせ、第1または第3のスイッチング素子がオ
ンからオフに移行する過程で第1または第3のスイッチ
ング素子に印加される電圧が電源電圧を超えたときにそ
の電圧を第1のスナバ回路によってクランプし、第2ま
たは第4のスイッチング素子がオンからオフに移行する
過程で第2または第4のスイッチング素子に印加される
電圧が電源電圧を超えたときにその電圧を第2のスナバ
回路によってクランプするようにしたため、スイッチン
グ素子よりも少ない数のスナバ回路によっても、各スイ
ッチング素子に過大な電圧が印加されるのを防止するこ
とができ、インバータ装置の小型化を図ることができる
とともに、装置の信頼性と効率の向上およびコストの削
減に寄与することができる。
に基づいて説明する。図1は本発明の一実施形態を示す
3レベルインバータ装置の回路構成図である。図1にお
いて、3レベルインバータ装置は、第1の直流電源1
1、第2の直流電源12、第1の平滑コンデンサ21、
第2の平滑コンデンサ22、第1のスナバ回路51、第
2のスナバ回路52、第3のスナバ回路6、第1のスイ
ッチング素子31、第2のスイッチング素子32、第3
のスイッチング素子33、第4のスイッチング素子3
4、ダイオード41、42、43、44、45、46を
備えて構成されている。
れており、直流電源11と直流電源12とが互いに接続
された相互接続点が直流中性点(中性点出力端子)Nに
なっている。直流電源11の両端には平滑コンデンサ2
1と第1のスナバ回路51が並列に接続されており、直
流電源12の両端には平滑コンデンサ22と第2のスナ
バ回路52が並列に接続されている。第1のスナバ回路
51はスナバ用整流素子としてのダイオード511、コ
ンデンサ512、抵抗513を備えて構成されており、
第2のスナバ回路52はスナバ用整流素子としてのダイ
オード521、コンデンサ522、抵抗523を備えて
構成されている。コンデンサ512と抵抗513は互い
に直列に接続され、抵抗513の両端にダイオード51
1が接続されている。そしてダイオード511のアノー
ド側が直流電源11の正極端子に接続されている。一
方、コンデンサ522と抵抗523は互いに直列に接続
されており、抵抗523の両端にはダイオード521が
並列に接続されている。そしてダイオード521のカソ
ード側が直流電源12の負極端子に接続されている。
は交流出力端子Oを中心にして互いに直列に接続されて
おり、各スイッチング素子31〜34として、例えば、
IGBT(Insulated Gate Bipo
lar Transistor)またはMOSFET
(Metal Oxide Semiconducto
r Field Effect Transisto
r)が用いられている。また各スイッチング素子31〜
34の両端(エミッタとコレクタ)にはそれぞれ第1〜
第4の整流素子としてのダイオード41〜44が並列に
接続されている。また各スイッチング素子31〜34の
ゲートにはスイッチング信号発生器(図示省略)から各
スイッチング素子31〜34をオンオフ制御するための
スイッチング信号が入力されるようになっている。第1
のスイッチング素子31と第2のスイッチング素子32
とが互いに接続された相互接続点T1には、第5の整流
素子としてのダイオード45のカソード側が接続されて
おり、ダイオード45のアノード側が直流中性点Nに接
続されている。また第3のスイッチング素子33と第4
のスイッチング素子34とが互いに接続された相互接続
点T2には、第6の整流素子としてのダイオード46の
アノード側が接続されており、ダイオード46のカソー
ド側が直流中性点Nに接続されている。
ッチング素子33とが互いに接続された相互接続点とな
る交流出力端子Oと直流中性点Nとの間に第3のスナバ
回路6が挿入されている。このスナバ回路6はコンデン
サ61と抵抗62とが互いに直列に接続された直列回路
によって構成されている。
は、第1のスイッチング素子31と第3のスイッチング
素子33が互いに共役な関係でオンオフ制御されるとと
もに、第2のスイッチング素子32と第4のスイッチン
グ素子34が互いに共役な関係でオンオフ制御されるよ
うに構成されている。
スイッチング素子31がオン、第3のスイッチング素子
がオフ、第2のスイッチング素子がオン、第4のスイッ
チング素子がオフに制御されるようになっており、この
とき交流出力端子Oから直流電源11の出力電圧Vに相
当する信号が出力される。次に、モード2のときには、
スイッチング素子31がオフ、スイッチング素子33が
オン、スイッチング素子32がオン、スイッチング素子
34がオフに制御され、このとき交流出力端子Oの出力
電圧は0レベルになる。次にモード3のときには、スイ
ッチング素子31がオフ、スイッチング素子33がオ
ン、スイッチング素子32がオフ、スイッチング素子4
4がオンに制御され、交流出力端子Oからは直流電源1
2の出力電圧に相当する電圧−Vの信号が出力されるよ
うになっている。そしてモード1、モード2、モード3
の制御を繰り返すことで直流電圧が交流電圧に変換され
て出力されることになる。
動作を図2ないし図7に基づいて説明する。まず、スイ
ッチング素子31がオン状態からオフ状態に変化すると
きの動作を図2から図4にしたがって説明する。
合には、直流中性点Nからダイオード41とスイッチン
グ素子32を経由して交流出力端子Oから負荷へと流れ
るの経路で電流が流れる。ここで、スイッチング素子
32をオンからオフにすると、直流中性点Nの配線イン
ダクタンス72の影響により、電流が流れ続けようとす
るため、電流はスナバ回路6を通るの経路に流れ、コ
ンデンサ61を充電する。コンデンサ61の充電電圧が
上昇すると、次に、電流は、第3のスナバ回路52を通
るの経路に流れ、コンデンサ522を充電する。この
とき、直流中性点Nの配線インダクタンス72には逆電
圧が印加されるため、の経路の電流は減少し、直流電
源12の負極端子からスイッチング素子34、スイッチ
ング素子33を通るの経路へと転流する。
電圧特性を図3に示し、スナバ回路6がある場合の電流
・電圧特性を図4に示す。
ン状態からオフ状態に変化し始める時刻t0までの期間
Aでは素子電圧は低い値を保っている。時刻t0におい
て、スイッチング素子32がオフ状態に変化し始める
と、スナバ回路6がない場合には、負荷電流はすぐに、
図2のの経路に転流し始めるため、スイッチング素子
32には直流電源12の電圧が印加され、スイッチング
素子32の電圧が急激に上昇する。スイッチング素子3
2に印加される素子電圧が直流電源12の電圧以上とな
る時刻t1以降には、直流中性点Nの配線インダクタン
ス72に逆電圧が印加されるため、素子電流は大きく減
少する。このとき、配線インダクタンス72の電流は第
2のスナバ回路52に流れ込み、コンデンサ522を充
電するため、素子電圧は緩やかに上昇する。このあと素
子電流が一定以下になると、電流の変化が小さくなるた
め、素子電圧は低下し、直流電源12の電圧(電源電
圧)近づく。期間Cにおける素子電圧の上昇は電流が大
きい程高くなり、スイッチング素子32の耐電圧を超え
る場合にはスイッチング素子32が破壊することもあ
る。
に示すように、時刻t0において、スイッチング素子3
2がオン状態からオフ状態に変化し始めると、負荷電流
は、まずスナバ回路6を通るの経路に転流し、コンデ
ンサ61を充電するため、素子電圧は徐々に上昇する。
スイッチング素子32に印加される素子電圧が直流電源
12の電圧以上となる時刻t1以降には、素子電流は大
きく減少する。このとき、配線インダクタンス72の電
流は第2のスナバ回路52に流れ込み、コンデンサ52
2を充電するために、素子電圧は緩やかに上昇するが、
素子電流がすでに減少しており、その後の電圧の上昇
は、図3に比べて大幅に小さくなる。このため、素子電
圧のピーク電圧が低くなり、スイッチング素子32に過
電圧が印加されるのを抑制することができる。
からオフに以降する過程では、スナバ回路6が充放電回
路を構成することで、スイッチング素子32に印加され
る電圧の立上りを抑制することができる。すなわち、ス
イッチング素子32に印加される素子電圧が直流電源1
2の電源電圧に達するまでの時間は、スナバ回路6がな
い場合にはt1となり、スナバ回路6がある場合にはt
1’となり、素子電圧が直流電源12の電圧に達するま
で時間を遅らせることができる。そしてスイッチング素
子32に印加される電圧が電源電圧12の電圧を超えた
ときにはスナバ回路52によって電圧がクランプされる
ことになる。なお、t0からt2までの時間は1μSで
ある。
らオフ状態に移行するときの動作を図5ないし図7にし
たがって説明する。
ン状態にある場合には、電流は直流電源11の正極端子
からスイッチング素子31とスイッチング素子32を経
由して交流出力端子Oから負荷へと流れるの経路を流
れる。ここで、スイッチング素子31をオンからオフに
すると、直流中性点Nの配線インダクタンス71の影響
により、電流が流れ続けようとするため、電流は、スナ
バ回路51、スナバ回路6を通るの経路に流れ、コン
デンサ61を充電する。コンデンサ61の充電電圧が上
昇すると、次に、電流はスナバ回路51、ダイオード4
5、スイッチング素子32を通るの経路に流れ、コン
デンサ512を充電する。このとき、直流中性点Nの配
線インダクタン71には逆電圧が印加されるため、の
経路の電流は減少し、直流中性点Nからダイオード45
とスイッチング素子32を流れるの経路へと転流す
る。
電圧特性を図6に示し、スナバ回路がある場合の電流・
電圧特性を図7に示す。
ン状態からオフ状態に変化し始める時刻t0までの期間
Aでは、素子電圧は低い値を保っている。時刻t0にお
いて、スイッチング素子31がオフ状態に変化し始める
と、スナバ回路6がない場合には、負荷電流は、すぐに
の経路に転流し始めるため、スイッチング素子31に
は直流電源11の電圧が印加され、スイッチング素子3
1の電圧は急激に上昇する。スイッチング素子31に印
加される素子電圧が直流電源11の電圧以上となる時刻
t1以降には、直流中性点Nの配線インダクタンス71
に逆電圧が印加されるため、素子電流は大きく減少す
る。このとき、配線インダクタンス71の電流は第1の
スナバ回路51に流れ込み、コンデンサ512を充電す
るため、素子電圧は緩やかに上昇する。スイッチング素
子31に流れる素子電流が一定値以下になると、電流変
化が小さくなるため、素子電圧は低下し、直流電源11
の電圧に近づく。期間Cにおける素子電圧の上昇は電流
が大きい程高くなり、スイッチング素子31の耐電圧を
超える場合にはスイッチング素子31が破壊することも
ある。
に示すように、時刻t0において、スイッチング素子3
1がオン状態からオフ状態に変化し始めると、負荷電流
は、まずスナバ回路6を通るの経路に転流し、コンデ
ンサ61を充電するため、スイッチング素子31に印加
される素子電圧は徐々に上昇する。この素子電圧が直流
電圧の電圧以上となる時刻t1以降には、素子電流は大
きく減少する。このとき、配線インダクタンス71の電
流はスナバ回路51に流れ込み、コンデンサ512を充
電するため、素子電圧は緩やかに上昇するが、素子電流
がすでに減少しており、その後の電圧の上昇は、図6に
比べ大幅に小さくなる。このため、素子電圧のピーク電
圧が低くなり、スイッチング電圧31に過電圧が印され
るのを抑制することができる。
降する過程においても、スイッチング素子31に印加さ
れる電圧の立上りをスナバ回路6によって抑制すること
ができる。すなわち、スナバ回路6の動作により、図7
に示すように、スイッチング素子31に印加される電圧
が直流電源11の電源電圧になるまでの時間はt1’と
なり、スナバ回路6がない場合の時間t1と比べて、素
子電圧が直流電源11の電圧に達するまで時間を遅らせ
ることができる。そしてスイッチング素子31に直流電
源11の電源電圧を超えた電圧が印加されたときにはス
ナバ回路51によってその電圧をクランプすることがで
きる。
1〜34よりも数の少ないスナバ回路6、51、52を
用いることで、各スイッチング素子が電流遮断するとき
の電圧変化を緩やかにし、電圧のピーク値を抑制するこ
とにより、スイッチング素子31〜34に過大な電圧が
印加されるのを防止することができる。すなわち、スナ
バ回路6、51、52を各スイッチング素子31〜34
で共用することで、部品点数を少なくしても各スイッチ
ング素子に過電圧が印加するのを防止することができる
ため、装置の小型化、信頼性と効率の向上、コストの削
減に寄与することができる。
第1から第4のスイッチング素子のうちオンからオフに
移行するスイッチング素子に印加される電圧の立上りを
第3のスナバ回路により遅らせ、第1または第3のスイ
ッチング素子がオンからオフに移行する過程で第1また
は第3のスイッチング素子に印加される電圧が電源電圧
を超えたときにその電圧を第1のスナバ回路によってク
ランプし、第2または第4のスイッチング素子がオンか
らオフに移行する過程で第2または第4のスイッチング
素子に印加される電圧が電源電圧を超えたときにその電
圧を第2のスナバ回路によってクランプするようにした
ため、スイッチング素子よりも少ない数のスナバ回路に
よっても、各スイッチング素子に過大な電圧が印加され
るのを防止することができ、インバータ装置の小型化を
図ることができるとともに、装置の信頼性と効率の向上
およびコストの削減に寄与することができる。
装置の回路構成図である。
る過程の動作を説明するための回路構成図である。
る過程でスナバ回路6がないときの電流・電圧特性を示
す特性図である。
る過程でスナバ回路6がある場合の電流・電圧特性を示
す特性図である。
る過程の動作を説明するための回路構成図である。
るときの電流・電圧特性を示す特性図である。
る過程でスナバ回路6がある場合の電流・電圧特性を示
す特性図である。
Claims (5)
- 【請求項1】 交流出力端子を中心にして互いに直列に
接続された第1から第4のスイッチング素子と、前記第
1から第4のスイッチング素子にそれぞれ逆並列接続さ
れた第1から第4の整流素子と、互いに直列接続された
第1の直流電源と第2の直流電源との相互接続点となる
直流中性点に接続されているとともに前記第1のスイッ
チング素子と前記第2のスイッチング素子との相互接続
点に接続された第5の整流素子と、前記直流中性点に接
続されているとともに前記第3のスイッチング素子と前
記第4のスイッチング素子との相互接続点に接続された
第6の整流素子とを備え、前記第1のスイッチング素子
と第3のスイッチング素子および前記第2のスイッチン
グ素子と第4のスイッチング素子が互いに共役な関係で
オン・オフ制御される3レベルインバータ装置におい
て、 前記第1または第3のスイッチング素子がオンからオフ
に移行する過程で前記第1または第3のスイッチング素
子に印加される電圧が電源電圧を越えたときにクランプ
する第1のスナバ回路と、前記第2または第4のスイッ
チング素子がオンからオフに移行する過程で前記第2ま
たは第4のスイッチング素子に印加される電圧が電源電
圧を越えたときにクランプする第2のスナバ回路と、前
記直流中性点と前記交流出力端子との間に挿入されて充
放電回路を構成する第3のスナバ回路とを備えてなるこ
とを特徴とする3レベルインバータ装置。 - 【請求項2】 交流出力端子を中心にして互いに直列に
接続された第1から第4のスイッチング素子と、前記第
1から第4のスイッチング素子にそれぞれ逆並列接続さ
れた第1から第4の整流素子と、互いに直列接続された
第1の直流電源と第2の直流電源との相互接続点となる
直流中性点に接続されているとともに前記第1のスイッ
チング素子と前記第2のスイッチング素子との相互接続
点に接続された第5の整流素子と、前記直流中性点に接
続されているとともに前記第3のスイッチング素子と前
記第4のスイッチング素子との相互接続点に接続された
第6の整流素子とを備え、前記第1のスイッチング素子
の一端は前記第1の直流電源の正極端子に接続され、前
記第4のスイッチング素子の一端は前記第2の直流電源
の負極端子に接続され、前記第1のスイッチング素子と
第3のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素
子と第4のスイッチング素子は互いに共役な関係でオン
・オフ制御される3レベルインバータ装置において、 コンデンサと抵抗の直列回路を主要素として構成された
第1、第2のスナバ回路と、コンデンサと抵抗の直列回
路を構成する第3のスナバ回路とを備え、前記第1のス
ナバ回路は、前記第1の直流電源の正極端子と前記直流
中性点に接続され、前記第2のスナバ回路は、前記直流
中性点と前記第2の直流電源の負極端子に接続され、前
記第3のスナバ回路は、前記直流中性点と前記交流出力
端子に接続されてなることを特徴とする3レベルインバ
ータ装置。 - 【請求項3】 請求項2に記載の3レベルインバータ装
置において、前記第1、第2のスナバ回路の抵抗にはそ
れぞれスナバ用整流素子が並列接続されてなることを特
徴とする3レベルインバータ装置。 - 【請求項4】 請求項3に記載の3レベルインバータ装
置において、前記第1のスナバ回路のスナバ用整流素子
は、アノード側が前記第1の直流電源の正極端子に接続
され、前記第2のスナバ回路のスナバ用整流素子は、カ
ソード側が前記第2の直流電源の負極端子に接続されて
なることを特徴とする3レベルインバータ装置。 - 【請求項5】 請求項1、2、3または4のうちいずれ
か1項に記載の3レベルインバータ装置において、前記
第1から第4のスイッチング素子は、IGBTまたはM
OSFETで構成されてなることを特徴とする3レベル
インバータ装置。
Priority Applications (3)
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