JP2002281761A - 半導体電力変換装置 - Google Patents
半導体電力変換装置Info
- Publication number
- JP2002281761A JP2002281761A JP2001077432A JP2001077432A JP2002281761A JP 2002281761 A JP2002281761 A JP 2002281761A JP 2001077432 A JP2001077432 A JP 2001077432A JP 2001077432 A JP2001077432 A JP 2001077432A JP 2002281761 A JP2002281761 A JP 2002281761A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- gate
- igbt
- voltage
- collector
- semiconductor power
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
- H03K17/0828—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in composite switches
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
- H03K17/168—Modifications for eliminating interference voltages or currents in composite switches
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】ＩＧＢＴのコレクタ電圧の振動させることな
く、損失増大を最小限に抑えて、コレクタへの過電圧印
加を防止する。 【解決手段】本発明の半導体電力変換装置は、ＩＧＢＴ
と、該ＩＧＢＴのコレクタとゲート間に接続したコンデ
ンサと、該ＩＧＢＴのスイッチングを制御するゲート回
路を該ＩＧＢＴのゲートに接続したアームと、直列接続
した該アームを複数個並列接続し、前記直列接続したア
ームの中点を負荷に接続していて、ゲート電圧指令値よ
りゲート電圧が高い場合に、ＩＧＢＴのゲートと端子と
ゲート回路間のインピーダンスを小さくしたり、コレク
タ電圧が高い場合に、ゲートとエミッタ間のインピーダ
ンスを小さくして、ゲートの電荷を速やかに放電する。
く、損失増大を最小限に抑えて、コレクタへの過電圧印
加を防止する。 【解決手段】本発明の半導体電力変換装置は、ＩＧＢＴ
と、該ＩＧＢＴのコレクタとゲート間に接続したコンデ
ンサと、該ＩＧＢＴのスイッチングを制御するゲート回
路を該ＩＧＢＴのゲートに接続したアームと、直列接続
した該アームを複数個並列接続し、前記直列接続したア
ームの中点を負荷に接続していて、ゲート電圧指令値よ
りゲート電圧が高い場合に、ＩＧＢＴのゲートと端子と
ゲート回路間のインピーダンスを小さくしたり、コレク
タ電圧が高い場合に、ゲートとエミッタ間のインピーダ
ンスを小さくして、ゲートの電荷を速やかに放電する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は半導体素子等を用い
た半導体電力変換装置に係り、特にスイッチング動作時
の過電圧の抑制を行う半導体電力変換装置に関する。
た半導体電力変換装置に係り、特にスイッチング動作時
の過電圧の抑制を行う半導体電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＩＧＢＴ電力変換装置では、ＩＧＢＴの
オン状態時に配線に蓄えられていたエネルギーが、ＩＧ
ＢＴのターンオフ時に、サージ電圧となり該ＩＧＢＴに
印加される。ＩＧＢＴのゲートとコレクタ間にコンデン
サを接続して、コレクタの電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）を
抑制してターンオフ時のサージ電圧などの過電圧印加に
よる素子破壊を防止する方法が、特開平１０−２４８２
３７号公報に記載されている。
オン状態時に配線に蓄えられていたエネルギーが、ＩＧ
ＢＴのターンオフ時に、サージ電圧となり該ＩＧＢＴに
印加される。ＩＧＢＴのゲートとコレクタ間にコンデン
サを接続して、コレクタの電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）を
抑制してターンオフ時のサージ電圧などの過電圧印加に
よる素子破壊を防止する方法が、特開平１０−２４８２
３７号公報に記載されている。
【０００３】通常、ＩＧＢＴをターンオフさせるには、
ゲート端子とゲート回路の負電位線の間を接続するスイ
ッチを閉じる。ゲート端子とゲート回路の負電位線の間
のスイッチを閉じると、ゲートに充電されていた電荷が
ゲート回路に引き抜かれ、ゲート電圧が低下する。ゲー
ト電圧の低下に伴い、コレクタ電圧が上昇し、オン状態
からオフ状態へ移行する。ＩＧＢＴのコレクタ・ゲート
間にコンデンサが接続されていると、コレクタ電圧のｄ
ｖ／ｄｔに比例した電流がゲートに供給されるので、ゲ
ート電圧の低下が抑制もしくはゲート電圧が上昇し、コ
レクタ電圧のｄｖ／ｄｔが小さくなり、コレクタへの過
電圧印加を防止できる。図２にこのような従来技術の電
力変換器の１アーム分の主要部を示す。
ゲート端子とゲート回路の負電位線の間を接続するスイ
ッチを閉じる。ゲート端子とゲート回路の負電位線の間
のスイッチを閉じると、ゲートに充電されていた電荷が
ゲート回路に引き抜かれ、ゲート電圧が低下する。ゲー
ト電圧の低下に伴い、コレクタ電圧が上昇し、オン状態
からオフ状態へ移行する。ＩＧＢＴのコレクタ・ゲート
間にコンデンサが接続されていると、コレクタ電圧のｄ
ｖ／ｄｔに比例した電流がゲートに供給されるので、ゲ
ート電圧の低下が抑制もしくはゲート電圧が上昇し、コ
レクタ電圧のｄｖ／ｄｔが小さくなり、コレクタへの過
電圧印加を防止できる。図２にこのような従来技術の電
力変換器の１アーム分の主要部を示す。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、コレクタ電圧
のｄｖ／ｄｔが大きいと、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッ
タ間に接続されたコンデンサから供給されるゲート電流
が過剰となり、ゲート電圧が上昇しすぎて、必要以上に
ＩＧＢＴのインピーダンスが低下する。ＩＧＢＴのイン
ピーダンスの過剰な低下は、ターンオフ損失の不必要な
増大を招く。さらに、過剰なゲート電流の供給により、
コレクタ電圧が低下すると、今度は逆に前記コンデンサ
がＩＧＢＴのゲートからゲート電流を引き抜き、ゲート
電圧が急激に低下する。ゲート電圧の急激な低下に伴
い、コレクタ電圧が急上昇し、コレクタ電圧及びゲート
電圧の振動を引き起こす問題を生じる。
のｄｖ／ｄｔが大きいと、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッ
タ間に接続されたコンデンサから供給されるゲート電流
が過剰となり、ゲート電圧が上昇しすぎて、必要以上に
ＩＧＢＴのインピーダンスが低下する。ＩＧＢＴのイン
ピーダンスの過剰な低下は、ターンオフ損失の不必要な
増大を招く。さらに、過剰なゲート電流の供給により、
コレクタ電圧が低下すると、今度は逆に前記コンデンサ
がＩＧＢＴのゲートからゲート電流を引き抜き、ゲート
電圧が急激に低下する。ゲート電圧の急激な低下に伴
い、コレクタ電圧が急上昇し、コレクタ電圧及びゲート
電圧の振動を引き起こす問題を生じる。
【０００５】本発明の目的は、上記に鑑みてなされたも
ので、コレクタ電圧の振動を防止し、かつ、ＩＧＢＴの
損失増大を最小限に抑えて、コレクタ電圧への過電圧印
加を防止する回路を有する電力変換器を提供することで
ある。
ので、コレクタ電圧の振動を防止し、かつ、ＩＧＢＴの
損失増大を最小限に抑えて、コレクタ電圧への過電圧印
加を防止する回路を有する電力変換器を提供することで
ある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の半導体電力変換
装置は、ＩＧＢＴのコレクタ・ゲート間にコンデンサを
接続していて、コレクタ電圧に応じて定まるゲート電圧
指令値より、ゲート電圧が高くなると、ゲートの電荷を
速やかに放電する機能を有する手段を備えている。この
構成により、本発明の半導体電力変換装置は、ゲート電
圧を適正な電圧に制御できるので、コレクタ電圧の振動
を防止し、かつ、ＩＧＢＴの損失増大を最小限に抑え
て、コレクタ電圧をクランプできる。
装置は、ＩＧＢＴのコレクタ・ゲート間にコンデンサを
接続していて、コレクタ電圧に応じて定まるゲート電圧
指令値より、ゲート電圧が高くなると、ゲートの電荷を
速やかに放電する機能を有する手段を備えている。この
構成により、本発明の半導体電力変換装置は、ゲート電
圧を適正な電圧に制御できるので、コレクタ電圧の振動
を防止し、かつ、ＩＧＢＴの損失増大を最小限に抑え
て、コレクタ電圧をクランプできる。
【０００７】本発明の半導体電力変換装置が備えてい
る、コレクタ電圧に応じて定まるゲート電圧指令値をゲ
ート電圧が超えた時に、ゲートに充電された電荷を速や
かに放電する手段は、ＩＧＢＴのゲートと端子とゲート
回路間のインピーダンスを小さくする手段や、コレクタ
電圧が高くなると、ゲートとエミッタ間のインピーダン
スを小さくする手段等である。
る、コレクタ電圧に応じて定まるゲート電圧指令値をゲ
ート電圧が超えた時に、ゲートに充電された電荷を速や
かに放電する手段は、ＩＧＢＴのゲートと端子とゲート
回路間のインピーダンスを小さくする手段や、コレクタ
電圧が高くなると、ゲートとエミッタ間のインピーダン
スを小さくする手段等である。
【０００８】本発明の半導体電力変換装置のＩＧＢＴの
コレクタとゲート間に接続されたコンデンサは、コレク
タ電圧のｄｖ／ｄｔが大きいと、ＩＧＢＴのゲートにゲ
ート電流を供給して、ゲート電圧を上昇させるので、Ｉ
ＧＢＴを過電圧印加から保護する。さらに、本発明の半
導体電力変換装置のＩＧＢＴのゲート電圧がコレクタ電
圧によって定まるゲート電圧指令値より高い場合には、
ゲートとゲート回路間のインピーダンスもしくは、ゲー
トとエミッタ間のインピーダンスを小さくして、コレク
タとエミッタ間に接続したコンデンサから供給される電
流が、ゲートとゲート回路間のインピーダンスもしく
は、ゲートとエミッタ間のインピーダンスにバイパスさ
れるので、ゲート電圧の過剰な上昇を防止でき、ＩＧＢ
Ｔのインピーダンスの過度の低下を防ぐ。
コレクタとゲート間に接続されたコンデンサは、コレク
タ電圧のｄｖ／ｄｔが大きいと、ＩＧＢＴのゲートにゲ
ート電流を供給して、ゲート電圧を上昇させるので、Ｉ
ＧＢＴを過電圧印加から保護する。さらに、本発明の半
導体電力変換装置のＩＧＢＴのゲート電圧がコレクタ電
圧によって定まるゲート電圧指令値より高い場合には、
ゲートとゲート回路間のインピーダンスもしくは、ゲー
トとエミッタ間のインピーダンスを小さくして、コレク
タとエミッタ間に接続したコンデンサから供給される電
流が、ゲートとゲート回路間のインピーダンスもしく
は、ゲートとエミッタ間のインピーダンスにバイパスさ
れるので、ゲート電圧の過剰な上昇を防止でき、ＩＧＢ
Ｔのインピーダンスの過度の低下を防ぐ。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例を図面に基
づいて詳細に説明する。なお、以下の各図で、同一の機
能を有するものには同一の符号をつける。また、電位は
エミッタを基準とする。なお、ＩＧＢＴのコレクタ−エ
ミッタ間に過電圧が印加されるような条件においては、
コレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ・ゲート間電圧は
ほぼ等しいので、以後は両者ともコレクタ電圧と呼ぶ。
づいて詳細に説明する。なお、以下の各図で、同一の機
能を有するものには同一の符号をつける。また、電位は
エミッタを基準とする。なお、ＩＧＢＴのコレクタ−エ
ミッタ間に過電圧が印加されるような条件においては、
コレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ・ゲート間電圧は
ほぼ等しいので、以後は両者ともコレクタ電圧と呼ぶ。
【００１０】以下の実施例でＩＧＢＴを他のＭＯＳＦＥ
ＴなどのＭＯＳ制御半導体デバイスに置き換えても、同
様な効果がある。
ＴなどのＭＯＳ制御半導体デバイスに置き換えても、同
様な効果がある。
【００１１】（実施例１）図１と図３を用いて本実施例
の電力変換装置の構成を説明する。図３は本実施例の電
力変換装置の主要部を、図１は図３のアーム２０の主要
部を示す。アーム２０の構成は次の通りである。ＩＧＢ
Ｔ１に逆並列に環流ダイオード２を接続する。また、Ｉ
ＧＢＴ１のゲート端子には、ゲート抵抗８を経由して、
スイッチング指令用のオンオフ信号を発生するオンオフ
パルス発生器７を接続する。オンオフパルス発生器７に
は電源１３から電力を供給する。ＩＧＢＴ１のコレクタ
端子とゲート端子との間に、コンデンサ５を接続する。
ＩＧＢＴ１のゲート端子とドライバ内の配線１３Ｎとの
間には、可制御インピーダンス１０を接続する。ＩＧＢ
Ｔ１のゲート電圧と、コレクタ電圧によって定まるゲー
ト電圧の指令値３３とを電圧比較手段３４に入力し、Ｇ
ＢＴ１のゲート電圧がコレクタ電圧によって定まるゲー
ト電圧の指令値３３より大きくなると、電圧比較手段３
４の出力信号によって可制御インピーダンス１０のイン
ピーダンスが小さくなる。
の電力変換装置の構成を説明する。図３は本実施例の電
力変換装置の主要部を、図１は図３のアーム２０の主要
部を示す。アーム２０の構成は次の通りである。ＩＧＢ
Ｔ１に逆並列に環流ダイオード２を接続する。また、Ｉ
ＧＢＴ１のゲート端子には、ゲート抵抗８を経由して、
スイッチング指令用のオンオフ信号を発生するオンオフ
パルス発生器７を接続する。オンオフパルス発生器７に
は電源１３から電力を供給する。ＩＧＢＴ１のコレクタ
端子とゲート端子との間に、コンデンサ５を接続する。
ＩＧＢＴ１のゲート端子とドライバ内の配線１３Ｎとの
間には、可制御インピーダンス１０を接続する。ＩＧＢ
Ｔ１のゲート電圧と、コレクタ電圧によって定まるゲー
ト電圧の指令値３３とを電圧比較手段３４に入力し、Ｇ
ＢＴ１のゲート電圧がコレクタ電圧によって定まるゲー
ト電圧の指令値３３より大きくなると、電圧比較手段３
４の出力信号によって可制御インピーダンス１０のイン
ピーダンスが小さくなる。
【００１２】図３に示す電力変換装置では、２個の直列
に接続されたアーム２０を３個並列接続し、それぞれが
直流電圧源２１に接続している。対となったアームの各
中点を、負荷２２に接続する。
に接続されたアーム２０を３個並列接続し、それぞれが
直流電圧源２１に接続している。対となったアームの各
中点を、負荷２２に接続する。
【００１３】次に、本実施例の動作を説明する。図１
で、電源１３からパルス発生器７の動作に必要な電力を
供給し、ＰＷＭ制御やＰＡＭ制御のドライブ信号をパル
ス発生器７で発生する。発生したドライブ信号をゲート
抵抗８を介してＩＧＢＴのゲートに入力し、ＩＧＢＴ１
をオンオフして、図３に示すアーム２０をオンオフして
交流電圧を作り出し、負荷２２に印加する。ここで、前
記ドライブ信号は対になったアーム、例えば図３のアー
ム２０（Ｐ）とアーム２０（Ｎ）、とを同時にオンさせ
ない。
で、電源１３からパルス発生器７の動作に必要な電力を
供給し、ＰＷＭ制御やＰＡＭ制御のドライブ信号をパル
ス発生器７で発生する。発生したドライブ信号をゲート
抵抗８を介してＩＧＢＴのゲートに入力し、ＩＧＢＴ１
をオンオフして、図３に示すアーム２０をオンオフして
交流電圧を作り出し、負荷２２に印加する。ここで、前
記ドライブ信号は対になったアーム、例えば図３のアー
ム２０（Ｐ）とアーム２０（Ｎ）、とを同時にオンさせ
ない。
【００１４】ここでアーム２０（Ｎ）とアーム２０
（Ｐ）を交互にオンオフ制御して、アーム２０（Ｐ）へ
のドライブ信号がオン状態、アーム２０（Ｎ）がオフ状
態である時に着目すると、アーム２０（Ｐ）がオン状態
では、電流が、直流電圧源２１からアーム２０（Ｐ），
インダクタス負荷２２の経路で流れる。アーム２０
（Ｐ）をターンオフさせると、アーム２０（Ｐ）には、
主回路（直流電圧源２１→アーム２０（Ｐ）→アーム２
０（Ｎ）→直流電圧源２１）の経路に存在する配線イン
ダクタンス２３に発生する電圧が、直流電圧源２１の電
圧に重畳されるので、アーム２０（Ｐ）を構成するＩＧ
ＢＴ１のコレクタ−エミッタ間の電圧も跳ね上がる。
（Ｐ）を交互にオンオフ制御して、アーム２０（Ｐ）へ
のドライブ信号がオン状態、アーム２０（Ｎ）がオフ状
態である時に着目すると、アーム２０（Ｐ）がオン状態
では、電流が、直流電圧源２１からアーム２０（Ｐ），
インダクタス負荷２２の経路で流れる。アーム２０
（Ｐ）をターンオフさせると、アーム２０（Ｐ）には、
主回路（直流電圧源２１→アーム２０（Ｐ）→アーム２
０（Ｎ）→直流電圧源２１）の経路に存在する配線イン
ダクタンス２３に発生する電圧が、直流電圧源２１の電
圧に重畳されるので、アーム２０（Ｐ）を構成するＩＧ
ＢＴ１のコレクタ−エミッタ間の電圧も跳ね上がる。
【００１５】図１５を使って、ターンオフ時のＩＧＢＴ
のコレクタ電圧及びゲート電圧波形をより詳細に説明す
る。ＩＧＢＴがオンしている状況で、パルス発生器７か
らオフ信号を発生させる、すなわちパルス発生器７より
負電位を出力すると、図１５に示すようにＩＧＢＴ１の
ゲートに蓄えられた電荷がゲート抵抗８を介して引き抜
かれて、ＩＧＢＴ１がターンオフ状態に移行し、コレク
タ電圧３１が上昇する。コレクタ電圧３１が上昇する
と、コンデンサ５は電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）に比例し
た電流をＩＧＢＴ１のゲートに供給するので、ゲート電
圧３２が上昇し、コレクタ電圧３１のｄｖ／ｄｔを抑制
できる。ＩＧＢＴ１のゲートが過充電されないように、
ＩＧＢＴ１のゲートの電位がコレクタ電圧によって定ま
るゲートの電位の指令値３３（図１６）より大きくなる
と、可制御インピーダンス１０のインピーダンスを小さ
くして、コンデンサ５から供給される電流をバイパス
し、ＩＧＢＴ１のゲートの過充電を防止する。
のコレクタ電圧及びゲート電圧波形をより詳細に説明す
る。ＩＧＢＴがオンしている状況で、パルス発生器７か
らオフ信号を発生させる、すなわちパルス発生器７より
負電位を出力すると、図１５に示すようにＩＧＢＴ１の
ゲートに蓄えられた電荷がゲート抵抗８を介して引き抜
かれて、ＩＧＢＴ１がターンオフ状態に移行し、コレク
タ電圧３１が上昇する。コレクタ電圧３１が上昇する
と、コンデンサ５は電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）に比例し
た電流をＩＧＢＴ１のゲートに供給するので、ゲート電
圧３２が上昇し、コレクタ電圧３１のｄｖ／ｄｔを抑制
できる。ＩＧＢＴ１のゲートが過充電されないように、
ＩＧＢＴ１のゲートの電位がコレクタ電圧によって定ま
るゲートの電位の指令値３３（図１６）より大きくなる
と、可制御インピーダンス１０のインピーダンスを小さ
くして、コンデンサ５から供給される電流をバイパス
し、ＩＧＢＴ１のゲートの過充電を防止する。
【００１６】したがって、本実施例によれば過剰なコレ
クタ電圧の低下や、ターンオフ損失の不必要な増大を防
止できる。図１では、ＩＧＢＴ１のゲート端子とドライ
バ内の配線１３Ｎの間に、可制御インピーダンス１０を
接続したが、図４のように可制御インピーダンス１０を
ＩＧＢＴ１のゲート端子とエミッタ端子の間に接続して
も同様の効果がある。
クタ電圧の低下や、ターンオフ損失の不必要な増大を防
止できる。図１では、ＩＧＢＴ１のゲート端子とドライ
バ内の配線１３Ｎの間に、可制御インピーダンス１０を
接続したが、図４のように可制御インピーダンス１０を
ＩＧＢＴ１のゲート端子とエミッタ端子の間に接続して
も同様の効果がある。
【００１７】なお、コレクタ電圧とゲート指令値の関係
は図１６に限らず、大略コレクタ電圧が大きくなるほど
ゲート電圧が高くなる設定であれば良い。
は図１６に限らず、大略コレクタ電圧が大きくなるほど
ゲート電圧が高くなる設定であれば良い。
【００１８】電圧源２１の電圧をアーム２０を構成する
ＩＧＢＴの直列数で割った電圧（図３）に、ＩＧＢＴの
コレクタ・エミッタ間電圧が達した時に、ゲート電圧指
令値がＩＧＢＴのゲート閾値よりわずかに低い値となる
ように設定し、かつ、コレクタ電圧が素子耐圧近い時の
ゲート電圧指令値を、電圧源１３の電圧と大略同じ電圧
に設定すれば、ＩＧＢＴの損失をより小さくでき、か
つ、より確実にＩＧＢＴを過電圧から保護できる。
ＩＧＢＴの直列数で割った電圧（図３）に、ＩＧＢＴの
コレクタ・エミッタ間電圧が達した時に、ゲート電圧指
令値がＩＧＢＴのゲート閾値よりわずかに低い値となる
ように設定し、かつ、コレクタ電圧が素子耐圧近い時の
ゲート電圧指令値を、電圧源１３の電圧と大略同じ電圧
に設定すれば、ＩＧＢＴの損失をより小さくでき、か
つ、より確実にＩＧＢＴを過電圧から保護できる。
【００１９】（実施例２）本実施例は、実施例１の図３
に示すアーム２０が図５に示す構成であって、ＩＧＢＴ
１のコレクタ電圧を、抵抗３と抵抗４で分圧する。ＩＧ
ＢＴ１のゲート電位が分圧点９の電位より高くなると、
トランジスタ６２が導通して、コンデンサ５から供給さ
れる電流をバイパスする。したがって、本実施例によれ
ばIGBT1のゲートの過充電を防止でき、必要以上のコレ
クタ電圧の低下や、ターンオフ損失の不必要な増大を防
止できる。本実施例のトランジスタ６２が実施例１の可
制御インピーダンス１０に相当する。図６や図７に示す
ように図５のトランジスタ６２をＦＥＴ６３やＭＯＳＦ
ＥＴ６４に置き換えても同様の効果がある。
に示すアーム２０が図５に示す構成であって、ＩＧＢＴ
１のコレクタ電圧を、抵抗３と抵抗４で分圧する。ＩＧ
ＢＴ１のゲート電位が分圧点９の電位より高くなると、
トランジスタ６２が導通して、コンデンサ５から供給さ
れる電流をバイパスする。したがって、本実施例によれ
ばIGBT1のゲートの過充電を防止でき、必要以上のコレ
クタ電圧の低下や、ターンオフ損失の不必要な増大を防
止できる。本実施例のトランジスタ６２が実施例１の可
制御インピーダンス１０に相当する。図６や図７に示す
ように図５のトランジスタ６２をＦＥＴ６３やＭＯＳＦ
ＥＴ６４に置き換えても同様の効果がある。
【００２０】（実施例３）本実施例は、実施例１の図３
に示す電力変換装置のアーム２０が図７に示す構成であ
って、図４の回路にトランジスタ６１が加わる。トラン
ジスタ６１は、ＩＧＢＴ１のゲート電位が分圧点９の電
位より低いとオンする。すなわち、ＩＧＢＴ１のコレク
タ電圧が高くなり過ぎるとトランジスタ６１を介して、
ＩＧＢＴ１のゲートに電流を供給する。本実施例は、Ｉ
ＧＢＴ１のコレクタ電圧のｄｖ／ｄｔが大きい時には主
にコンデンサ５から、ｄｖ／ｄｔが小さい時には主にト
ランジスタ６１を介して、ＩＧＢＴ１のゲートに電流を
供給するので、ＩＧＢＴのコレクタへの過電圧印加を確
実に防止できる。
に示す電力変換装置のアーム２０が図７に示す構成であ
って、図４の回路にトランジスタ６１が加わる。トラン
ジスタ６１は、ＩＧＢＴ１のゲート電位が分圧点９の電
位より低いとオンする。すなわち、ＩＧＢＴ１のコレク
タ電圧が高くなり過ぎるとトランジスタ６１を介して、
ＩＧＢＴ１のゲートに電流を供給する。本実施例は、Ｉ
ＧＢＴ１のコレクタ電圧のｄｖ／ｄｔが大きい時には主
にコンデンサ５から、ｄｖ／ｄｔが小さい時には主にト
ランジスタ６１を介して、ＩＧＢＴ１のゲートに電流を
供給するので、ＩＧＢＴのコレクタへの過電圧印加を確
実に防止できる。
【００２１】ＩＧＢＴ１のゲート電位が分圧点９の電位
より高くなると、実施例２と同様に、トランジスタ６２
が導通して、コンデンサ５から供給される電流をバイパ
スする。したがって、ＩＧＢＴ１のゲートの過充電を防
止でき、過剰なコレクタ電圧の低下や、ターンオフ損失
の不必要な増大を防止できる。
より高くなると、実施例２と同様に、トランジスタ６２
が導通して、コンデンサ５から供給される電流をバイパ
スする。したがって、ＩＧＢＴ１のゲートの過充電を防
止でき、過剰なコレクタ電圧の低下や、ターンオフ損失
の不必要な増大を防止できる。
【００２２】（実施例４）本実施例は、実施例１の図３
に示す電力変換装置のアーム２０が図９のような構成で
ある。図９のトランジスタ６１とトランジスタ６２と
は、オンオフ信号発生回路７の電流を増幅する。ゲート
抵抗８１とゲート抵抗８２がそれぞれのトランジスタに
接続される。ＩＧＢＴ１のターンオフ状態では、パルス
発生器７が負電位を出力するので、トランジスタ６２は
オン状態である。ＩＧＢＴ１のコレクタ電圧は、抵抗３
と抵抗４とで分圧され、ＩＧＢＴ１の電位が分圧点９の
電位より高くなると、トランジスタ８２０が導通し、コ
ンデンサ５から供給される電流をトランジスタ８２０と
トランジスタ６２とを経由して低いインピーダンスの経
路でバイパスする。したがって、本実施例では、ＩＧＢ
Ｔ１のゲートの過充電を防止でき、必要以上のコレクタ
電圧の低下や、ターンオフ損失の不必要な増大を防止で
きる。トランジスタ８２０が実施例１の可制御インピー
ダンス１０に相当する。
に示す電力変換装置のアーム２０が図９のような構成で
ある。図９のトランジスタ６１とトランジスタ６２と
は、オンオフ信号発生回路７の電流を増幅する。ゲート
抵抗８１とゲート抵抗８２がそれぞれのトランジスタに
接続される。ＩＧＢＴ１のターンオフ状態では、パルス
発生器７が負電位を出力するので、トランジスタ６２は
オン状態である。ＩＧＢＴ１のコレクタ電圧は、抵抗３
と抵抗４とで分圧され、ＩＧＢＴ１の電位が分圧点９の
電位より高くなると、トランジスタ８２０が導通し、コ
ンデンサ５から供給される電流をトランジスタ８２０と
トランジスタ６２とを経由して低いインピーダンスの経
路でバイパスする。したがって、本実施例では、ＩＧＢ
Ｔ１のゲートの過充電を防止でき、必要以上のコレクタ
電圧の低下や、ターンオフ損失の不必要な増大を防止で
きる。トランジスタ８２０が実施例１の可制御インピー
ダンス１０に相当する。
【００２３】なお、図１０に示すように、オン用のゲー
ト抵抗８１に並列にトランジスタ８１０を接続すると、
ＩＧＢＴ１のコレクタに過電圧が印加される時、ゲート
に供給する電流をバイパスできるので、より確実に過電
圧印加を防止できる。また、図１１に示すように、分圧
点９の電位をリファレンス電圧ＲｅｆＶｏｌ．との差電
圧によって、トランジスタ８１０や８２０を制御しても
同様な効果がある。
ト抵抗８１に並列にトランジスタ８１０を接続すると、
ＩＧＢＴ１のコレクタに過電圧が印加される時、ゲート
に供給する電流をバイパスできるので、より確実に過電
圧印加を防止できる。また、図１１に示すように、分圧
点９の電位をリファレンス電圧ＲｅｆＶｏｌ．との差電
圧によって、トランジスタ８１０や８２０を制御しても
同様な効果がある。
【００２４】（実施例５）本実施例は、実施例１の図３
に示す電力変換装置のアーム２０が図１２に示す構成で
ある。ＩＧＢＴ１のゲートが過充電され、コレクタ電圧
が低下するとコンデンサ５を流れる電流が反転する。し
たがって、コンデンサ５を流れる電流をモニタして、電
流の向きがＩＧＢＴのゲートからコレクタへの向きにな
った時に、ゲート抵抗８２のインピーダンスを低下させ
て、過充電されたゲートの電荷を急速に引き抜く。した
がって、ＩＧＢＴ１のゲートの過充電を防止でき、必要
以上のコレクタ電圧の低下や、ターンオフ損失の不必要
な増大を防止できる。ゲート抵抗８２が実施例１の可制
御インピーダンス１０に相当する。
に示す電力変換装置のアーム２０が図１２に示す構成で
ある。ＩＧＢＴ１のゲートが過充電され、コレクタ電圧
が低下するとコンデンサ５を流れる電流が反転する。し
たがって、コンデンサ５を流れる電流をモニタして、電
流の向きがＩＧＢＴのゲートからコレクタへの向きにな
った時に、ゲート抵抗８２のインピーダンスを低下させ
て、過充電されたゲートの電荷を急速に引き抜く。した
がって、ＩＧＢＴ１のゲートの過充電を防止でき、必要
以上のコレクタ電圧の低下や、ターンオフ損失の不必要
な増大を防止できる。ゲート抵抗８２が実施例１の可制
御インピーダンス１０に相当する。
【００２５】（実施例６）本実施例は、実施例１の図３
に示す電力変換装置のアーム２０が図１３に示す構成で
ある。オンオフ信号発生回路７の出力に、トランジスタ
７１とトランジスタ７２とダイオード７３が接続し、さ
らに、トランジスタ７２とダイオード７３を分圧点９に
接続する。トランジスタ７１とトランジスタ７２とダイ
オード７３とは、オンオフ信号発生回路７の電位と分圧
点９の電位を比較し、高い方の電位をトランジスタ６１
及びトランジスタ６２に出力する。ＩＧＢＴ１のコレク
タ電圧が高いと、トランジスタ６１とトランジスタ６２
のベース電位が高いので、トランジスタ６１がオン、ト
ランジスタ６２はオフとなり、ＩＧＢＴ１のゲートは、
コンデンサ５とトランジスタ６１より電流を供給し、Ｉ
ＧＢＴのｄｖ／ｄｔを抑制すると共に、過電圧印加を防
止する。ゲートが過充電されるとトランジスタ６１がオ
フし、トランジスタ６２がオンになるので、トランジス
タ６２を介して急速にＩＧＢＴ１のゲート電荷を放電す
る。したがって、ＩＧＢＴ１のゲートの過充電を防止で
き、必要以上のコレクタ電圧の低下や、ターンオフ損失
の不必要な増大を防止できる。トランジスタ６２が実施
例１の可制御インピーダンス１０に相当する。
に示す電力変換装置のアーム２０が図１３に示す構成で
ある。オンオフ信号発生回路７の出力に、トランジスタ
７１とトランジスタ７２とダイオード７３が接続し、さ
らに、トランジスタ７２とダイオード７３を分圧点９に
接続する。トランジスタ７１とトランジスタ７２とダイ
オード７３とは、オンオフ信号発生回路７の電位と分圧
点９の電位を比較し、高い方の電位をトランジスタ６１
及びトランジスタ６２に出力する。ＩＧＢＴ１のコレク
タ電圧が高いと、トランジスタ６１とトランジスタ６２
のベース電位が高いので、トランジスタ６１がオン、ト
ランジスタ６２はオフとなり、ＩＧＢＴ１のゲートは、
コンデンサ５とトランジスタ６１より電流を供給し、Ｉ
ＧＢＴのｄｖ／ｄｔを抑制すると共に、過電圧印加を防
止する。ゲートが過充電されるとトランジスタ６１がオ
フし、トランジスタ６２がオンになるので、トランジス
タ６２を介して急速にＩＧＢＴ１のゲート電荷を放電す
る。したがって、ＩＧＢＴ１のゲートの過充電を防止で
き、必要以上のコレクタ電圧の低下や、ターンオフ損失
の不必要な増大を防止できる。トランジスタ６２が実施
例１の可制御インピーダンス１０に相当する。
【００２６】（実施例７）本実施例は、前記図１及び図
４乃至図１３の回路を直列接続したものを図３のアーム
とする。一例を図１４に示す。本実施例によればＩＧＢ
Ｔ１のコレクタ電圧のｄｖ／ｄｔを抑制でき、過電圧も
抑制されるので、直列接続されたIGBT1 のコレクタ−エ
ミッタ間の電位を平衡させることが容易になる。
４乃至図１３の回路を直列接続したものを図３のアーム
とする。一例を図１４に示す。本実施例によればＩＧＢ
Ｔ１のコレクタ電圧のｄｖ／ｄｔを抑制でき、過電圧も
抑制されるので、直列接続されたIGBT1 のコレクタ−エ
ミッタ間の電位を平衡させることが容易になる。
【００２７】
【発明の効果】ＩＧＢＴのコレクタ電圧の振動させるこ
となく、ＩＧＢＴの損失増大を最小限に抑えて、ＩＧＢ
Ｔのコレクタへの過電圧印加を防止できる。
となく、ＩＧＢＴの損失増大を最小限に抑えて、ＩＧＢ
Ｔのコレクタへの過電圧印加を防止できる。
【図１】実施例１の電力変換器１アーム分の主要部であ
る。
る。
【図２】従来技術による電力変換器の１アーム分の主要
部である。
部である。
【図３】実施例１の電力変換器１アーム分の主要部であ
る。
る。
【図４】実施例１の電力変換器１アーム分の主要部であ
る。
る。
【図５】実施例２の電力変換器１アーム分の主要部であ
る。
る。
【図６】実施例２の電力変換器１アーム分の主要部であ
る。
る。
【図７】実施例２の電力変換器１アーム分の主要部であ
る。
る。
【図８】実施例３の電力変換器１アーム分の主要部であ
る。
る。
【図９】実施例４の電力変換器１アーム分の主要部であ
る。
る。
【図１０】実施例４の電力変換器１アーム分の主要部で
ある。
ある。
【図１１】実施例４の電力変換器１アーム分の主要部で
ある。
ある。
【図１２】実施例５の電力変換器１アーム分の主要部で
ある。
ある。
【図１３】実施例６の電力変換器１アーム分の主要部で
ある。
ある。
【図１４】実施例７の電力変換器１アーム分の主要部で
ある。
ある。
【図１５】実施例１のＩＧＢＴのゲート電位とコレクタ
電圧の説明図である。
電圧の説明図である。
【図１６】実施例１のＩＧＢＴのコレクタ電圧とゲート
電圧指令値の説明図である。
電圧指令値の説明図である。
１…ＩＧＢＴ、２…還流ダイオード、３…高圧側分圧抵
抗、４…低圧側分圧抵抗、５…コンデンサ、７…オンオ
フパルス発生器、８…ゲート抵抗、９…分圧点、１０…
可制御インピーダンス、１３…オンオフパルス発生器用
電源、１５…インダクタンス、２０，２０（Ｐ），２０
（Ｎ）…アーム、２１…直流電圧源、２２…インダクタ
ス負荷、２３…寄生インダクタス、３１…本発明のＩＧ
ＢＴのターンオフ時コレクタ電圧波形、３２…本発明の
ＩＧＢＴのターンオフ時ゲート電圧波形、３３…コレク
タ電圧によって定まるゲート電圧の指令値、３４…電圧
比較手段、６１，７１，８１０…ｎｐｎトランジスタ、
６２，７２，８２０…ｐｎｐトランジスタ、６３…ＦＥ
Ｔ、６４…ＭＯＳＦＥＴ、７３…ダイオード、８１…オ
ンゲート抵抗、８２…オフゲート抵抗。
抗、４…低圧側分圧抵抗、５…コンデンサ、７…オンオ
フパルス発生器、８…ゲート抵抗、９…分圧点、１０…
可制御インピーダンス、１３…オンオフパルス発生器用
電源、１５…インダクタンス、２０，２０（Ｐ），２０
（Ｎ）…アーム、２１…直流電圧源、２２…インダクタ
ス負荷、２３…寄生インダクタス、３１…本発明のＩＧ
ＢＴのターンオフ時コレクタ電圧波形、３２…本発明の
ＩＧＢＴのターンオフ時ゲート電圧波形、３３…コレク
タ電圧によって定まるゲート電圧の指令値、３４…電圧
比較手段、６１，７１，８１０…ｎｐｎトランジスタ、
６２，７２，８２０…ｐｎｐトランジスタ、６３…ＦＥ
Ｔ、６４…ＭＯＳＦＥＴ、７３…ダイオード、８１…オ
ンゲート抵抗、８２…オフゲート抵抗。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 上田 茂太 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 伊藤 智道 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 相澤 英俊 茨城県日立市国分町一丁目１番１号 株式 会社日立製作所電機システム事業部内 Ｆターム(参考） 5H006 CA01 CA13 CB01 CC04 DB03 FA01 5H740 BA11 HH05 JA03 KK01 MM01 5J055 AX25 AX54 AX66 BX16 CX07 DX03 DX09 DX72 DX83 EX06 EY10 EY12 EY17 EY21 EZ00 FX12 FX17 FX36 GX01
Claims (12)
- 【請求項１】ＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴのコレクタとゲー
ト間に接続したコンデンサと、該ＩＧＢＴのスイッチン
グを制御するゲート回路を該ＩＧＢＴのゲートに接続し
たアームと、直列接続した該アームを複数個並列接続
し、前記直列接続したアームの中点を負荷に接続した半
導体電力変換器において、 前記ＩＧＢＴのゲートと前記ゲート回路の配線との間に
接続した可制御インピーダンスを備え、前記ＩＧＢＴの
コレクタ電圧に応じて定まるゲート電圧指令値より前記
ＩＧＢＴのゲート電圧が高い場合に、前記可制御インピ
ーダンスのインピーダンスを低下させて、ゲートの電荷
を放電することを特徴とした半導体電力変換装置。 - 【請求項２】ＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴのコレクタとゲー
ト間に接続したコンデンサと、該ＩＧＢＴのスイッチン
グを制御するゲート回路を該ＩＧＢＴのゲートに接続し
たアームと、直列接続した該アームを複数個並列接続
し、前記直列接続したアームの中点を負荷に接続した半
導体電力変換器において、 前記ＩＧＢＴのゲートと前記ゲート回路の負電位との間
に接続した可制御インピーダンスを備え、前記ＩＧＢＴ
のコレクタ電圧に応じて定まるゲート電圧指令値よりゲ
ート電圧が高い場合に、前記ＩＧＢＴのゲートとゲート
回路の負電位との間のインピーダンスを低下させること
を特徴とした半導体電力変換装置。 - 【請求項３】ＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴのコレクタとゲー
ト間に接続したコンデンサと、該ＩＧＢＴのスイッチン
グを制御するゲート回路を該ＩＧＢＴのゲートに接続し
たアームと、直列接続した該アームを複数個並列接続
し、前記直列接続したアームの中点を負荷に接続した半
導体電力変換器において、 前記ＩＧＢＴのゲートとエミッタとの間に接続した可制
御インピーダンスを備え、前記ＩＧＢＴのコレクタ電圧
に応じて定まるゲート電圧指令値よりゲート電圧が高い
場合に、ゲートとエミッタ間のインピーダンスを低下さ
せることを特徴とした半導体電力変換装置。 - 【請求項４】ＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴのコレクタとゲー
ト間に接続したコンデンサと、該ＩＧＢＴのスイッチン
グを制御するゲート回路を該ＩＧＢＴのゲートに接続し
たアームと、直列接続した該アームを複数個並列接続
し、前記直列接続したアームの中点を負荷に接続した半
導体電力変換器において、 前記ＩＧＢＴのゲートと前記ゲート回路の負電位との間
に接続した可制御インピーダンスを備え、前記ＩＧＢＴ
のコレクタ電圧を分圧する手段を有し、該分圧手段によ
って分圧した点の電位より、ゲートの電位が高い場合
に、前記ＩＧＢＴのゲートの電荷を放電することを特徴
とした半導体電力変換装置。 - 【請求項５】ＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴのコレクタとゲー
ト間に接続したコンデンサと、該ＩＧＢＴのスイッチン
グを制御するゲート回路を該ＩＧＢＴのゲートに接続し
たアームと、直列接続した該アームを複数個並列接続
し、前記直列接続したアームの中点を負荷に接続した半
導体電力変換器において、 前記ＩＧＢＴのゲートと前記ゲート回路の負電位との間
に接続した可制御インピーダンスを備え、前記ＩＧＢＴ
のコレクタ電圧を分圧する手段を有し、該分圧手段によ
って分圧した点の電位より、ゲートの電位が高くなる
と、前記ＩＧＢＴのゲートとゲート回路の負電位との間
のインピーダンスが低下することを特徴とした半導体電
力変換装置。 - 【請求項６】請求項４において、前記分圧手段によって
分圧した点の電圧より、ゲート電圧が高い場合に、ゲー
トの電荷を放電することを特徴とした半導体電力変換装
置。 - 【請求項７】ＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴのコレクタとゲー
ト間に接続したコンデンサと、該ＩＧＢＴのスイッチン
グを制御するゲート回路を該ＩＧＢＴのゲートに接続し
たアームと、直列接続した該アームを複数個並列接続
し、前記直列接続したアームの中点を負荷に接続した半
導体電力変換器において、前記ＩＧＢＴのコレクタ電圧
を分圧する手段を有し、該分圧手段によって分圧した点
の電位よりゲートの電位が高い場合に、ゲート電流を制
限するゲート抵抗体をバイパスして、ゲート電流をゲー
ト回路の負電位線へ引き抜くことを特徴とした半導体電
力変換装置。 - 【請求項８】ＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴのコレクタとゲー
ト間に接続したコンデンサと、該ＩＧＢＴのスイッチン
グを制御するゲート回路を該ＩＧＢＴのゲートに接続し
たアームと、直列接続した該アームを複数個並列接続
し、前記直列接続したアームの中点を負荷に接続した半
導体電力変換器において、 前記ＩＧＢＴのコレクタ電圧を分圧する手段を有し、該
分圧手段によって分圧した点の電位より、前記ＩＧＢＴ
のゲートの電位が低い場合には、ゲートの充電電流を制
限する抵抗体をバイパスして、ゲート電流をゲートへ供
給する手段を有し、前記分圧手段によって分圧した点の
電位よりゲート電圧が高い場合には、ゲートの放電電流
を制限する抵抗体をバイパスして、ゲート電流をゲート
回路の負電位線へ引き抜くことを特徴とした半導体電力
変換装置。 - 【請求項９】ＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴのコレクタとゲー
ト間に接続したコンデンサと、該ＩＧＢＴのスイッチン
グを制御するゲート回路を該ＩＧＢＴのゲートに接続し
たアームと、直列接続した該アームを複数個並列接続
し、前記直列接続したアームの中点を負荷に接続した半
導体電力変換器において、 前記ＩＧＢＴのコレクタ電圧を分圧する手段を有し、該
分圧手段によって分圧した点の電位が、予め設定した値
より高い場合に、前記ＩＧＢＴのゲートの電荷を放電す
る回路を有することを特徴とした半導体電力変換装置。 - 【請求項１０】ＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴのコレクタとゲ
ート間に接続したコンデンサと、該ＩＧＢＴのスイッチ
ングを制御するゲート回路を該ＩＧＢＴのゲートに接続
したアームと、直列接続した該アームを複数個並列接続
し、前記直列接続したアームの中点を負荷に接続した半
導体電力変換器において、 前記ＩＧＢＴのゲートから前記コンデンサを充電する方
向に電流が流れる場合に、前記ＩＧＢＴのゲートの電荷
を放電する回路を有することを特徴とした半導体電力変
換装置。 - 【請求項１１】ＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴのコレクタとゲ
ート間に接続したコンデンサと、該ＩＧＢＴのスイッチ
ングを制御するゲート回路を該ＩＧＢＴのゲートに接続
したアームと、直列接続した該アームを複数個並列接続
し、前記直列接続したアームの中点を負荷に接続した半
導体電力変換器において、 前記ＩＧＢＴのコレクタ電圧を分圧する手段を有し、該
分圧手段によって分圧した点の電圧とＩＧＢＴのスイッ
チングを指令する電圧とを比較して、何れか高い方の電
圧となるようにゲート電圧制御する手段を有することを
特徴とした半導体電力変換装置。 - 【請求項１２】請求項１乃至１１の半導体電力変換器に
おいて、前記アームがＩＧＢＴを２個直列に接続した構
成を有することを特徴とした半導体電力変換装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001077432A JP3812353B2 (ja) | 2001-03-19 | 2001-03-19 | 半導体電力変換装置 |
| US09/972,981 US6490182B2 (en) | 2001-03-19 | 2001-10-10 | Power conversion apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001077432A JP3812353B2 (ja) | 2001-03-19 | 2001-03-19 | 半導体電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002281761A true JP2002281761A (ja) | 2002-09-27 |
| JP3812353B2 JP3812353B2 (ja) | 2006-08-23 |
Family
ID=18934192
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001077432A Expired - Lifetime JP3812353B2 (ja) | 2001-03-19 | 2001-03-19 | 半導体電力変換装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6490182B2 (ja) |
| JP (1) | JP3812353B2 (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003235240A (ja) * | 2001-12-06 | 2003-08-22 | Denso Corp | 還流ダイオードおよび負荷駆動回路 |
| JP2005269446A (ja) * | 2004-03-19 | 2005-09-29 | Nissan Motor Co Ltd | 電圧駆動型半導体素子用駆動回路 |
| JP2006042564A (ja) * | 2004-07-30 | 2006-02-09 | Tokyo Electric Power Co Inc:The | 電力スイッチング回路、電力変換装置及び電力用半導体スイッチング素子の駆動方法 |
| CN102290969A (zh) * | 2011-07-29 | 2011-12-21 | 清华大学 | 一种绝缘栅双极性晶体管串联运行的均压控制电路 |
| JP2012065530A (ja) * | 2010-09-17 | 2012-03-29 | Hyundai Motor Co Ltd | インバータ駆動装置 |
| JP2017511115A (ja) * | 2014-03-20 | 2017-04-13 | ティーエム４・インコーポレーテッド | 電子スイッチのコレクタ−エミッタ間電圧の変動を制御するゲートドライバおよび同ゲートドライバを含む回路 |
| JPWO2017216974A1 (ja) * | 2016-06-17 | 2019-05-23 | 日産自動車株式会社 | 駆動装置 |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3812353B2 (ja) * | 2001-03-19 | 2006-08-23 | 株式会社日立製作所 | 半導体電力変換装置 |
| DE10244749B3 (de) * | 2002-09-25 | 2004-04-08 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung zur Begrenzung von Überspannungen bei Leistungshalbleiterbauelementen und Verfahren zur Steuerung eines Leistungshalbleiterbauelementes |
| DE10261911A1 (de) * | 2002-12-30 | 2004-07-29 | Volkswagen Ag | Verfahren zur Steuerung der Temperatur eines Katalysators sowie Mehrzylindermotor mit lambdasplitfähiger Abgasreinigungsanlage |
| JP2004228768A (ja) | 2003-01-21 | 2004-08-12 | Toshiba Corp | ゲート駆動回路 |
| JP4342251B2 (ja) * | 2003-09-10 | 2009-10-14 | 株式会社東芝 | ゲート駆動回路 |
| US7050311B2 (en) * | 2003-11-25 | 2006-05-23 | Electric Power Research Institute, Inc. | Multilevel converter based intelligent universal transformer |
| US20070230226A1 (en) * | 2003-11-25 | 2007-10-04 | Jih-Sheng Lai | Multilevel intelligent universal auto-transformer |
| US20070223258A1 (en) * | 2003-11-25 | 2007-09-27 | Jih-Sheng Lai | Multilevel converters for intelligent high-voltage transformers |
| US6954366B2 (en) * | 2003-11-25 | 2005-10-11 | Electric Power Research Institute | Multifunction hybrid intelligent universal transformer |
| FR2874767B1 (fr) * | 2004-08-27 | 2006-10-20 | Schneider Toshiba Inverter | Dispositif de commande d'un transistor de puissance |
| JP4338721B2 (ja) * | 2006-08-22 | 2009-10-07 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置及びその異常検出方法 |
| JP4762929B2 (ja) * | 2007-02-14 | 2011-08-31 | トヨタ自動車株式会社 | 半導体電力変換装置 |
| US7812647B2 (en) * | 2007-05-21 | 2010-10-12 | Advanced Analogic Technologies, Inc. | MOSFET gate drive with reduced power loss |
| JP4538047B2 (ja) * | 2007-12-25 | 2010-09-08 | 三菱電機株式会社 | 電力用素子の故障検出装置 |
| JP2010197878A (ja) * | 2009-02-26 | 2010-09-09 | Panasonic Corp | 容量性負荷駆動装置及びｐｄｐ表示装置 |
| US8441770B2 (en) * | 2011-02-18 | 2013-05-14 | ETA Semiconductor Inc | Voltage spikes control for power converters |
| JP5344005B2 (ja) * | 2011-06-07 | 2013-11-20 | 株式会社豊田自動織機 | スイッチング回路 |
| WO2014034063A1 (ja) * | 2012-08-30 | 2014-03-06 | 株式会社デンソー | 半導体装置 |
| EP2849323B1 (en) * | 2013-09-17 | 2016-04-20 | Dialog Semiconductor GmbH | Control circuit for multiple high side switches |
| GB201818980D0 (en) * | 2018-11-21 | 2019-01-09 | Mclaren Applied Tech Ltd | Rectifier-Based Power Switch |
| CN110350770B (zh) * | 2019-06-20 | 2021-02-19 | 武汉大学 | 基于辅助电压源的串联igbt均压方法及系统 |
| US12009809B2 (en) * | 2022-05-31 | 2024-06-11 | Fudan University | Drive module for GaN transistor, switch circuit and electronic device |
| CN115378413B (zh) * | 2022-10-25 | 2023-01-24 | 成都市易冲半导体有限公司 | 控制电路及控制方法 |
Citations (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0479758A (ja) * | 1990-07-19 | 1992-03-13 | Fuji Electric Co Ltd | 電流センスｉｇｂｔの駆動回路 |
| JPH06291631A (ja) * | 1993-03-31 | 1994-10-18 | Hitachi Ltd | 電圧駆動形素子の駆動方法及びその回路 |
| JPH0965644A (ja) * | 1995-08-25 | 1997-03-07 | Mitsubishi Electric Corp | 絶縁ゲートトランジスタ駆動回路 |
| JPH10150764A (ja) * | 1996-09-20 | 1998-06-02 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換器におけるゲート駆動回路 |
| JPH10248237A (ja) * | 1997-03-04 | 1998-09-14 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP2000139071A (ja) * | 1998-11-02 | 2000-05-16 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置のゲート駆動回路 |
| JP2000208768A (ja) * | 1994-09-20 | 2000-07-28 | Hitachi Ltd | 半導体装置及びそれを使った電力変換装置 |
| JP2000228883A (ja) * | 1999-02-04 | 2000-08-15 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| US6490182B2 (en) * | 2001-03-19 | 2002-12-03 | Hitachi, Ltd. | Power conversion apparatus |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6169672B1 (en) * | 1996-07-03 | 2001-01-02 | Hitachi, Ltd. | Power converter with clamping circuit |
| JP3161589B2 (ja) * | 1996-10-17 | 2001-04-25 | 富士電機株式会社 | 電力変換器のゲート駆動回路 |
| EP0913919B1 (en) * | 1997-10-29 | 2003-05-07 | Kabushiki Kaisha Meidensha | Power converter |
| JP3447543B2 (ja) * | 1998-02-02 | 2003-09-16 | 東芝トランスポートエンジニアリング株式会社 | 電力変換装置 |
| JP3454186B2 (ja) * | 1999-05-14 | 2003-10-06 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JP3598933B2 (ja) * | 2000-02-28 | 2004-12-08 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
-
2001
- 2001-03-19 JP JP2001077432A patent/JP3812353B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 2001-10-10 US US09/972,981 patent/US6490182B2/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0479758A (ja) * | 1990-07-19 | 1992-03-13 | Fuji Electric Co Ltd | 電流センスｉｇｂｔの駆動回路 |
| JPH06291631A (ja) * | 1993-03-31 | 1994-10-18 | Hitachi Ltd | 電圧駆動形素子の駆動方法及びその回路 |
| JP2000208768A (ja) * | 1994-09-20 | 2000-07-28 | Hitachi Ltd | 半導体装置及びそれを使った電力変換装置 |
| JPH0965644A (ja) * | 1995-08-25 | 1997-03-07 | Mitsubishi Electric Corp | 絶縁ゲートトランジスタ駆動回路 |
| JPH10150764A (ja) * | 1996-09-20 | 1998-06-02 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換器におけるゲート駆動回路 |
| JPH10248237A (ja) * | 1997-03-04 | 1998-09-14 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP2000139071A (ja) * | 1998-11-02 | 2000-05-16 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置のゲート駆動回路 |
| JP2000228883A (ja) * | 1999-02-04 | 2000-08-15 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| US6490182B2 (en) * | 2001-03-19 | 2002-12-03 | Hitachi, Ltd. | Power conversion apparatus |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003235240A (ja) * | 2001-12-06 | 2003-08-22 | Denso Corp | 還流ダイオードおよび負荷駆動回路 |
| JP2005269446A (ja) * | 2004-03-19 | 2005-09-29 | Nissan Motor Co Ltd | 電圧駆動型半導体素子用駆動回路 |
| US7242238B2 (en) | 2004-03-19 | 2007-07-10 | Nissan Motor Co., Ltd. | Drive circuit for voltage driven type semiconductor element |
| JP2006042564A (ja) * | 2004-07-30 | 2006-02-09 | Tokyo Electric Power Co Inc:The | 電力スイッチング回路、電力変換装置及び電力用半導体スイッチング素子の駆動方法 |
| JP2012065530A (ja) * | 2010-09-17 | 2012-03-29 | Hyundai Motor Co Ltd | インバータ駆動装置 |
| CN102290969A (zh) * | 2011-07-29 | 2011-12-21 | 清华大学 | 一种绝缘栅双极性晶体管串联运行的均压控制电路 |
| JP2017511115A (ja) * | 2014-03-20 | 2017-04-13 | ティーエム４・インコーポレーテッド | 電子スイッチのコレクタ−エミッタ間電圧の変動を制御するゲートドライバおよび同ゲートドライバを含む回路 |
| JPWO2017216974A1 (ja) * | 2016-06-17 | 2019-05-23 | 日産自動車株式会社 | 駆動装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6490182B2 (en) | 2002-12-03 |
| US20020131276A1 (en) | 2002-09-19 |
| JP3812353B2 (ja) | 2006-08-23 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2002281761A (ja) | 半導体電力変換装置 | |
| JP6735900B2 (ja) | 半導体装置、および、電力変換システム | |
| KR101723358B1 (ko) | 스위칭 소자 구동 회로, 파워 모듈 및 자동차 | |
| US7710187B2 (en) | Gate drive circuit | |
| US7368972B2 (en) | Power transistor control device | |
| JP3462032B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3141613B2 (ja) | 電圧駆動形素子の駆動方法及びその回路 | |
| JP3193827B2 (ja) | 半導体パワーモジュールおよび電力変換装置 | |
| JP2003052178A (ja) | ３レベルインバータ装置 | |
| JP4313658B2 (ja) | インバータ回路 | |
| JP2015154701A (ja) | ゲート駆動回路 | |
| JP2008079475A (ja) | 半導体装置 | |
| JP2018520625A (ja) | 電力コンバータの物理的トポロジー | |
| JP4779549B2 (ja) | 電圧駆動型半導体素子のゲート駆動回路。 | |
| JP2003069401A (ja) | 半導体電力変換装置 | |
| JPH0947015A (ja) | 自己消弧形半導体素子の駆動回路 | |
| JP2007037255A (ja) | 電圧駆動型半導体スイッチング素子の駆動方法 | |
| JP2018098938A (ja) | 駆動システムおよび電力変換装置 | |
| JP2003070229A (ja) | 半導体電力変換装置 | |
| JPH08322240A (ja) | 自己消弧形半導体素子のゲート制御方法 | |
| US20120256493A1 (en) | Switching device and switching module | |
| JP6758486B2 (ja) | 半導体素子の駆動装置および電力変換装置 | |
| JP2002135097A (ja) | 半導体装置および半導体装置モジュール | |
| JP2004072942A (ja) | パワーデバイス駆動回路 | |
| JPWO2020121419A1 (ja) | 電力用半導体素子の駆動回路、およびそれを用いた電力用半導体モジュール |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040816 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060117 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060124 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060309 |
|
| RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20060418 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060509 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060522 |
|
| R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 3812353 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090609 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100609 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100609 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110609 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110609 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120609 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120609 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130609 Year of fee payment: 7 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |